CN114070090A - 一种串联型有源钳位的反激变换器电路 - Google Patents

一种串联型有源钳位的反激变换器电路 Download PDF

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Abstract

本发明提出了一种串联型有源钳位的反激变换器电路，包括：初级主功率回路单元，包括输入储能滤波电容，钳位电容，变压器，主功率开关管;所述钳位电容的一端连接电压输入的正极端，另一端连接变压器的异名端，变压器的同名端连接主功率开关管的漏极，所述主功率开关管的源极连接电压输入的负极端；钳位回路单元，将所述变压器的漏感能量转移存储在钳位电容中，并将部分能量回馈至变压器中传递至次级绕组；次级整流滤波单元，在变压器反向励磁时，将次级绕组上的脉动电压整流为直流电压向输出负载提供能量,本发明能够降低励磁电感所需绕组匝数，同时也减小了主功率开关管上的漏源极电压，降低主功率开关管的开关损耗，提高了电路转换效率。

Description

一种串联型有源钳位的反激变换器电路
技术领域
本发明涉及开关电源变换器领域，尤其涉及一种串联型有源钳位的反激变换器电路。
背景技术
反激开关电源因其电路结构简单，所需器件少，成本低廉等优点被人们广泛应用。但是因为传统反激开关电源是采用RCD吸收钳位电路，该吸收电路将变压器漏感能量转换成热量进行消耗掉，因此限制了效率的提高。同时电源向高功率密度，小型化，轻型化的发展趋势，需要提高开关频率以此减小无源器件和变压器的体积，但是传统反激开关电源是硬开关，提高开关频率势必会带来开关损耗的增加，降低产品效率。
为了解决传统反激开关电源吸收损耗和硬开关的问题，目前最主流的方式是有源钳位反激式开关电源拓扑。目前有源钳位方式分为低边钳位和高边钳位，由于低边钳位考虑到开关管的寄生体二极管的方向，因此只能选择P沟道MOSFET，而P沟道MOSFET因为应用方面的问题，耐压值都比较低，因此低边钳位不适合高电压输入的场合。高电压输入的有源钳位反激均采用高边钳位的方式承压在输入电压下一直需要叠加变压器反射电压，更高的耐压值限制了功率开关管的选择范围，同时一般耐压越高的功率开关管，其开关速度都会比低耐压的功率开关管要慢，这也限制了电源高频化的设计方向。
发明内容
本发明的目的在于提供一种串联型有源钳位的反激变换器电路，可以有效解决功率开关管的承压问题，提高电路转换效率。
所述反激变换器电路包括：
初级主功率回路单元，包括钳位电容，变压器，主功率开关管；所述钳位电容的一端连接电压输入的正极端，另一端连接变压器的异名端，变压器的同名端连接主功率开关管的漏极，所述主功率开关管的源极连接电压输入的负极端；
钳位回路单元，将所述变压器的漏感能量转移存储在钳位电容中，并将部分能量回馈至变压器中传递至次级绕组；
次级整流滤波单元，在变压器反向励磁时，将次级绕组上的脉动电压整流为直流电压向输出负载提供能量。
可选地，通过所述储能滤波电容平滑输入电压，同时平滑所述反激变换器电路工作时引起的电压脉动。
可选地，所述钳位回路单元包括：
钳位开关管和钳位电容，所述钳位开关管包括第二寄生电容和第二寄生体二极管，在主功率开关管关断时，所述钳位电容与变压器的漏感谐振，将变压器的漏感的能量转移存储在所述钳位电容中，并将变压器的漏感能量回馈至变压器中；
其中，所述钳位开关管的漏极连接输入电压输入的正极端，所述钳位开关管的源极连接所述变压器的同名端。
可选地，所述钳位开关管在主功率开关管关断期间互补导通，为钳位电容和变压器的漏感谐振提供通路路径。
可选地，所述钳位电容吸收储存的漏感能量形成的电压与输入电压相叠加，以降低在变压器励磁电感上施加的电压，进而降低变压器励磁电感所需绕组匝数。
可选地，所述次级整流滤波单元包括：
输出的同步整流开关管和输出储能滤波电容，其中，同步整流开关管的漏极连接变压器次级线圈的异名端，同步整流开关管的源极连接输出储能滤波电容的一端并连接至输出电压的负极端；输出储能滤波电容的另一端连接变压器的次级线圈的同名端，所述次级线圈的同名端连接至输出电压的正极端。
可选地，所述输出储能滤波电容在变压器初级正向励磁期间向输出负载提供能量，同时限制输出电压上的开关频率纹波分量。
可选地，所述输出滤波电容在主功率开关管关断后，其等效到初级的电容值参与漏感Lr的谐振过程，以改善次级整流电流状态，降低次级整流电流有效值。
可选地，所述同步整流开关管、钳位开关管、主功率开关管均为有源控制，通过控制驱动信号的时序实现开关管的软开关，降低高频EMI噪声。
可选地，所述同步整流开关管、钳位开关管、主功率开关管为N型金属氧化物半导体或第三代半导体氮化镓场效应晶体管。
有益效果
本发明提出了一种串联型有源钳位的反激变换器电路，所述反激变换器电路包括：初级主功率回路单元，包括钳位电容，变压器，主功率开关管；钳位回路单元，将所述变压器的漏感能量转移存储在钳位电容中，并将部分能量回馈至变压器中传递至次级绕组；次级整流滤波单元，在变压器反向励磁时，将次级绕组上的脉动电压整流为直流电压向输出负载提供能量，将输入能量储存在变压器的励磁电感中；钳位电容吸收储存的漏感能量形成的电压与输入电压相叠加，由于钳位电容上电压极性是与输入电压极性相反，因此可以降低在变压器励磁电感上施加的电压，从而降低励磁电感所需绕组匝数，降低变压器铜损，同时也减小了主功率开关管上的漏源极电压，降低了主功率开关管的开关损耗，提高了电路转换效率。
附图说明
为了更清楚地说明本说明书一个或多个实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本说明书中记载的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动性的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1为本发明实施例的一种串联型有源钳位的反激变换器电路原理图；
图2为本发明实施例的串联型有源钳位的反激变换器电路工作模态阶段1等效原理图；
图3为本发明实施例的串联型有源钳位的反激变换器电路工作模态阶段2等效原理图；
图4为本发明串联型有源钳位的反激变换器电路工作模态阶段3等效原理图；
图5为本发明串联型有源钳位的反激变换器电路工作模态阶段4等效原理图；
图6为本发明串联型有源钳位的反激变换器电路工作模态阶段5等效原理图；
图7为本发明串联型有源钳位的反激变换器电路工作模态阶段6等效原理图；
图8为本发明串联型有源钳位的反激变换器电路工作模态阶段7等效原理图；
图9为本发明串联型有源钳位的反激变换器电路工作模态阶段8等效原理图；
图10为本发明实施例的串联型有源钳位的反激变换器电路在一个完成周期内工作模态各阶段关键电路节点波形时序图。
具体实施方式
下面将结合实施例对本发明的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
需要说明的是，术语"第一"、"第二"仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性或者隐含指明所指示的技术特征的数量。由此，限定有"第一"、"第二"的特征可以明示或者隐含地包括一个或者更多个所述特征。对于本领域的普通技术人员而言，可以具体情况理解上述术语在本发明中的具体含义。
下面结合附图说明和具体实施例对本发明作进一步描述：
图1示出了一种实施例的一种串联型有源钳位的反激变换器电路的结构示意图；如图1所示，串联型有源钳位的反激变换器电路包括初级主功率回路单元1、钳位回路单元2、次级整流滤波单元3；
初级主功率回路单元，包括钳位电容，变压器，主功率开关管；钳位回路单元，将所述变压器的漏感能量转移存储在钳位电容中，并将部分能量回馈至变压器中传递至次级绕组；次级整流滤波单元，在变压器反向励磁时，将次级绕组上的脉动电压整流为直流电压向输出负载提供能量，将输入能量储存在变压器的励磁电感中；钳位电容吸收储存的漏感能量形成的电压与输入电压相叠加，由于钳位电容上电压极性是与输入电压极性相反，因此可以降低在变压器励磁电感上施加的电压，从而降低励磁电感所需绕组匝数，降低变压器铜损，同时也减小了主功率开关管上的漏源极电压，降低了主功率开关管的开关损耗，提高了电路转换效率。
在一些实施例中，初级主功率回路单元1包括输入储能滤波电容Cin1，钳位电容Cc1，变压器T1，主功率开关管Q1；其中，变压器T1包括三部分：漏感，励磁电感，和次级绕组,其中漏感Lr，励磁电感Lm参与主功率回路工作，主功率开关管Q1例如可以包括其第一寄生电容CQ1和第一寄生体二极管DQ1；其中，输入储能滤波电容Cin1并联在输入Vin的正负两端，钳位电容Cc1的一端连接输入正，另一端连接变压器T1的异名端，这样钳位电容Cc1串联进入初级主功率回路1中；变压器T1的同名端连接主功率开关管Q1的漏极，主功率开关管Q1的源极连接Vin的负端；输入电压Vin对变压器T1初级励磁电感Lm进行激磁，将输入能量存储。其中，主功率开关管Q1为主功率回路单元1提供所需的开关状态。
这样，初级主功率回路单元1将输入能量储存在变压器T1初级励磁电感Lm中；其中，输入储能滤波电容Cin1可以平滑输入电压，同时可以平滑所述反激变换器电路工作时引起的电压脉动，降低电路工作时对外部输入源造成的影响。钳位电容Cc1在主功率回路单元1中利用吸收储存的变压器的漏感Lr能量形成的电压与输入电压Vin相叠加，而钳位电容Cc1上电压极性是与输入电压Vin极性相反，因此可以降低在变压器T1励磁电感Lm上施加的电压，从而降低励磁电感Lm所需绕组匝数，降低变压器T1铜损，同时也减小了主功率开关管Q1上的漏源极电压，降低了主功率开关管Q1的开关损耗，提高了电路转换效率。
具体地，钳位回路单元2，包括钳位开关管Q2和钳位电容Cc1。其中钳位开关管Q2例如可以包括其寄生电容CQ2和寄生体二极管DQ2；
其中，钳位开关管Q2的漏极连接输入Vin的正端，钳位开关管Q2的源极连接变压器T1的同名端。
钳位回路单元2在主功率开关管Q1关断时利用钳位电容Cc1与漏感Lr谐振，将漏感Lr能量转移存储在钳位电容Cc1中，并将部分能量回馈至变压器T1中传递至变压器T1的次级绕组；同时，谐振电流可以将主功率开关管Q1寄生电容中的能量抽走，为主功率开关管Q1的零电压开通创造条件；钳位开关管Q2在主功率开关管Q1关断期间互补导通，为钳位电容Cc1和漏感Lr谐振提供通路路径。
具体地，次级整流滤波单元3包括输出的同步整流开关管Q3和输出储能滤波电容Co3。其中同步整流开关管Q3还包括其寄生电容CQ3和寄生体二极管DQ3；
其中，同步整流开关管Q3的漏极连接变压器T1次级线圈的异名端，同步整流开关管Q3的源极连接输出储能滤波电容Co3的一端并连接至输出Vo的负端；输出储能滤波电容Co3的另一端连接变压器T1的次级线圈的同名端，次级线圈的同名端连接至输出电压Vo的正极端。
次级整流滤波单元3，在变压器T1反向励磁时，将次级绕组上的脉动电压整流为直流电压向输出滤波电容Co3和输出负载提供能量。这里，同步整流开关管Q3替代了传统的二极管整流，可以降低整流过程中的导通损耗，通过有源信号的控制同步整流开关管Q3也可以实现软开关从而降低开关损耗，实现转换效率的提升。输出滤波电容Co3可以在变压器T1初级正向励磁期间向输出负载提供能量，同时可以限制输出电压上的开关频率纹波分量，使纹波远小于稳态的直流电压。输出滤波电容Co3在主功率开关管Q1关断后，其等效到初级的容值同样参与漏感Lr的谐振过程，可以改善次级整流电流状态，降低次级整流电流有效值，同样可以实现降低损耗，提升电路转换效率。
在一些实施例中，优选地，所述主功率开关管Q1、钳位开关管Q2、同步整流开关管Q3均为有源控制，通过控制驱动信号的时序实现开关管的软开关，降低高频EMI噪声。同步整流开关管、钳位开关管、主功率开关管可以为N型金属氧化物半导体或第三代半导体氮化镓场效应晶体管。
如图10为本发明电路在一个完整周期内工作模态各阶段关键电路节点波形图；如图10所示，Q1-Vgs为主功率开关管Q1的栅极对源极波形，Q1-Vds为主功率开关管Q1的漏极对源极波形，ICc1为变压器T1初级电感中的电流波形，Q2-Vgs为钳位开关管Q2的栅极对源极波形，Q2-Vds为钳位开关管Q2的漏极对源极波形，VCc1为钳位电容Cc1两端电压波形，Q3-Vgs为钳位开关管Q3的栅极对源极波形，Q3-Vds为钳位开关管Q3的漏极对源极波形，ISr为变压器T1次级电感中的电流波形。本发明一个完整周期内工作模态可以分为8个阶段。
具体地，如图2所示为模态阶段1(T0～T1)等效电路图，此阶段主功率开关管Q1导通，钳位开关管Q2关断，同步整流开关管Q3关断。此时变压器T1的励磁电感Lm上两端的电压为输入电压Vin，励磁电流ICc1线性上升，变压器T1的励磁电感Lm线性充电，T0～T1阶段励磁电感上电流瞬时值为：
Figure BDA0003364641780000071
因为钳位电容Cc1串联在功率回路中，这一阶段励磁电流同时给钳位电容Cc1充电。
如图3所示为模态阶段2(T1～T2)等效电路图，此阶段主功率开关管Q1关断，励磁电感电流ICc1上升到最大值。钳位开关管Q2和同步整流开关管Q3均维持关断状态。此时因为变压器的漏感Lr比较小，漏感Lr与三个开关管(Q1、Q2、Q3)的寄生电容CQ1,CQ2,CQ3谐振，寄生电容CQ1,CQ2,CQ3开始充电，漏感Lr能量开始转移至钳位电容Cc1。此阶段功率回路中的电流ICc1迅速跌落到某一点,在VCQ1>VCc1时模态进入阶段3。
如图4所示为模态阶段3(T2～T3)等效电路图，当VCQ1>VCc1时，钳位开关管Q2的寄生体二极管DQ2导通，钳位电容Cc1开始参与谐振。Q2寄生体二极管导通后近似将钳位开关管Q2短路，为实现钳位开关管Q2的零电压开通创造条件。从T2时刻起，变压器T1励磁电感电压极性反向，同时次级线圈极性也反向，初级能量向次级传递，同步整流开关管Q3的寄生体二极管DQ3导通，近似将同步整流开关管Q3短路，到T3时刻施加同步整流开关管Q3的驱动信号，以此实现同步整流开关管Q3的零电压开通，当Q3的体二极管DQ3导通后，因为次级储能滤波电容Co3等效到初级的容值Co3′＝Co3/n2，Co3′与钳位电容Cc1在同一数量级，因此次级电容Co3同样参与进谐振过程。
如图5所示为模态阶段4(T3～T4)等效电路图，此阶段持续阶段3的状态，变压器T1的漏感Lr和钳位电容Cc1、次级储能滤波电容等效原边电容Co3′继续进行谐振，VCc1电压继续升高，初级电感中储存的能量向次级转移，励磁电感Lm中电流逐渐减小。在T4时刻给钳位开关Q2施加驱动信号，Q2此时体二极管处于导通状态，因此Q2同样实现零电压开通。
如图6所示为模态阶段5(T4～T5)等效电路图，此阶段变压器T1中励磁电感Lm中能量继续向次级转移，电感中电流继续减小，漏感Lr和钳位电容Cc1、次级储能滤波电容等效原边电容Co3′继续进行谐振，漏感Lr中的能量即一部分转移至钳位电容Cc1,一部分转移至次级输出能量。当变压器T1中初级绕组中电流ICc1在T5时刻到零时钳位电容电压上升到最高点此阶段结束。
如图7所示为模态阶段6(T5～T6)等效电路图，此阶段钳位电容Cc1开始对变压器T1的漏感Lr反向激磁进行谐振，当初级励磁电感Lm电流降为零后，励磁电感Lm同样参与进反向励磁过程，变压器初级电感中电流ICc1开始反向，钳位电容Cc1中电压开始下降，Cc1中一部分能量转移至初级电感中，一部分能量传递至次级输出，随着谐振过程Cc1中的能量转移，变压器原边电感中负向电流斜率逐渐减小，当VCc1＝nVO时，不再向次级传递能量，变压器次级电流降为零，为同步整流开关管Q3实现零电流关断创造条件。
如图8所示为模态阶段7(T6～T7)等效电路图，此阶段变压器初级电感中的反向励磁电流抽取主功率开关管Q1结电容CQ1上的能量至零后，其寄生体二极管DQ1导通，为主功率开关管Q1实现零电压开通创造条件。钳位开关管Q2、同步整流开关管Q3驱动施加关断信号后开关管关断，关断瞬间漏感Lr和钳位开关管Q2寄生电容CQ2和同步整流开关管Q3寄生电容CQ3谐振，变压器T1初级电感电流会有一段高频振荡，同步整流开关管Q3的寄生电容CQ3瞬间充电会产生一个瞬间的负向电流脉冲。
如图9所示为模态阶段8(T7～T8)等效电路图，此阶段给主功率开关管Q1施加驱动信号，实现主功率开关管Q1的零电压开通。主功率开关管Q1开通后，变压器T1的初级电感两端施加的电压VLm＝Vin-VCc1，其中Cc1在一个完整的开关周期谐振充电放电动态平衡，Cc1上平均电压VCc1＝nVO。VLm使初级电感电流ICc1从负向电流值线性上升，电流绝对值逐渐减小至零，一个完整的开关周期结束，然后变压器初级电感Lm正向励磁，励磁电流ICc1开始正向线性上升，下一个开关周期由T0重新开始。
最后应说明的是：以上各实施例仅用以说明本发明的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述各实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分或者全部技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明各实施例技术方案的范围。

Claims (10)

1.一种串联型有源钳位的反激变换器电路，其特征在于，所述反激变换器电路包括：
初级主功率回路单元，包括钳位电容，变压器，主功率开关管；所述钳位电容的一端连接电压输入的正极端，另一端连接变压器的异名端，变压器的同名端连接主功率开关管的漏极，所述主功率开关管的源极连接电压输入的负极端；
钳位回路单元，将所述变压器的漏感能量转移存储在钳位电容中，并将部分能量回馈至变压器中传递至变压器的次级绕组；
次级整流滤波单元，在变压器反向励磁时，将次级绕组上的脉动电压整流为直流电压向输出负载提供能量。
2.根据权利要求1所述的反激变换器电路，其特征在于，所述反激变换器电路还包括输入储能滤波电容，通过所述储能滤波电容平滑输入电压，同时平滑所述反激变换器电路工作时引起的电压脉动。
3.根据权利要求1或2所述的反激变换器电路，其特征在于，所述钳位回路单元包括：
钳位开关管和钳位电容，在主功率开关管关断时，所述钳位电容与变压器的漏感谐振，将变压器的漏感的能量转移存储在所述钳位电容中，并将变压器的漏感能量回馈至变压器中；
其中，所述钳位开关管的漏极连接输入电压输入的正极端，所述钳位开关管的源极连接所述变压器的同名端。
4.根据权利要求3所述的反激变换器电路，其特征在于，所述钳位开关管在主功率开关管关断期间互补导通，为钳位电容和变压器的漏感谐振提供通路路径。
5.根据权利要求1或2所述的反激变换器电路，其特征在于，所述钳位电容吸收储存的漏感能量形成的电压与输入电压相叠加，以降低在变压器励磁电感上施加的电压，进而降低变压器励磁电感所需绕组匝数。
6.根据权利要求1或2所述的反激变换器电路，其特征在于，所述次级整流滤波单元包括：
输出的同步整流开关管和输出储能滤波电容，其中，同步整流开关管的漏极连接变压器次级线圈的异名端，同步整流开关管的源极连接输出储能滤波电容的一端并连接至输出电压的负极端；输出储能滤波电容的另一端连接变压器的次级线圈的同名端，所述次级线圈的同名端连接至输出电压的正极端。
7.根据权利要求6所述的反激变换器电路，其特征在于，所述输出储能滤波电容在变压器初级正向励磁期间向输出负载提供能量，同时限制输出电压上的开关频率纹波分量。
8.根据权利要求7所述的反激变换器电路，其特征在于，所述输出滤波电容在主功率开关管关断后，其等效到初级的电容值参与漏感Lr的谐振过程，以改善次级整流电流状态，降低次级整流电流有效值。
9.根据权利要求8所述的反激变换器电路，其特征在于，所述同步整流开关管、钳位开关管、主功率开关管均为有源控制，通过控制驱动信号的时序实现开关管的软开关，降低高频EMI噪声。
10.根据权利要求9所述的反激变换器电路，其特征在于，所述同步整流开关管、钳位开关管、主功率开关管为N型金属氧化物半导体或第三代半导体氮化镓场效应晶体管。
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