JP2017143700A

JP2017143700A - 短絡検出装置および短絡検出方法

Info

Publication number: JP2017143700A
Application number: JP2016024808A
Authority: JP
Inventors: 耕太郎宮崎; Kotaro Miyazaki; 真高宮; Makoto Takamiya; 貴康櫻井; Takayasu Sakurai
Original assignee: University of Tokyo NUC
Current assignee: University of Tokyo NUC
Priority date: 2016-02-12
Filing date: 2016-02-12
Publication date: 2017-08-17
Anticipated expiration: 2036-02-12
Also published as: JP6292585B2

Abstract

【課題】より適正に短絡が生じていることを検出する。
【解決手段】電源と接地との間に接続されるＩＧＢＴと、電源とＩＧＢＴとの間に接続される負荷と、ＩＧＴＢのゲートを駆動するゲート駆動装置と、を備える電力変換装置におおいて、閾値時間生成部２２は、ＩＧＢＴのゲート電圧Ｖｇの立ち上げが開始される開始タイミングに定電流源ＩＳ１によるコンデンサＣ１の充電を開始しゲート電圧Ｖｇが参照電圧Ｖｒｅｆ１に至ったときにコンデンサＣ１の充電を停止し、参照時間検出部３０は、開始タイミングに定電流源ＩＳ２によるコンデンサＣ２の充電を開始しゲート電圧Ｖｇが参照電圧Ｖｒｅｆ２に至ったときにコンデンサＣ２の充電を停止し、短絡検出部４０は、電圧Ｖｃ２が電圧Ｖｃ１より小さいときに、短絡が生じていることを検出する。これにより、より適正に電源とＩＧＢＴとの短絡が生じていることを検出することができる。
【選択図】図２

Description

本発明は、短絡検出装置および短絡検出方法に関し、詳しくは、電源と接地との間に接続される縦型のパワートランジスタと、電源とパワートランジスタとの間に接続される負荷と、パワートランジスタのゲートを駆動するゲート駆動装置と、を備える電力変換装置における電源とパワートランジスタとの短絡を検出する短絡検出装置および短絡検出方法に関する。

従来、この種の短絡検出装置としては、電源に接続されるＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor)と、ＩＧＢＴのゲートを駆動するゲート駆動回路と、を備える電力変換装置において、電源とＩＧＢＴとの短絡を検出するものが提案されている（例えば、非特許文献１参照）。ＩＧＢＴでは、オンするためにゲート電圧を立ち上げる際に、短絡が生じていないときにはミラー容量によりＩＧＢＴに電流が流れ始める電圧付近でゲートへの入力容量が大きくなり、短絡が生じているときにはこうした入力容量の変化がほとんど見られなくなる。そのため、短絡が生じているときには短絡が生じていないときよりゲート電圧が迅速に立ち上がる。この装置では、こうしたＩＧＢＴの特性に基づいて、ＩＧＢＴに電流が流れ始める電圧より高く電源の電圧より低い閾値電圧に至るまでのタイミングを予め定めて閾値時間とし、ゲート電圧が閾値電圧に至ったタイミングが閾値時間より速い場合に、短絡が生じていることを検出している。

Rahul.s、他２名、"A Discussion on IGBT Short-Circuit Behavior and Fault Protection Schemes"、１９９５年３月、IEEE TRANSACTIONS ON INDUSTRY APPLICATIONS, VOL 31, NO.2, p.256-263.

しかしながら、上述の短絡検出装置では、ＩＧＢＴのゲート容量が温度や製造ばらつきなどで異なることから、短絡を検出するための閾値時間を一定の値とすると、例えばゲート容量が大きくなる場合には、短絡が生じていてもゲート電圧が閾値電圧に至るタイミングが遅くなり、短絡が生じていないと誤検出してしまう。そのため、より適正に短絡の検出が可能なものが望まれている。

本発明の短絡検出装置および短絡検出方法は、より適正に電源とパワートランジスタとの短絡を検出することを主目的とする。

本発明の短絡検出装置は、上述の主目的を達成するために以下の手段を採った。

本発明の短絡検出装置は、
電源と接地との間に接続される縦型のパワートランジスタと、前記電源と前記パワートランジスタとの間に接続される負荷と、前記パワートランジスタのゲートを駆動するゲート駆動装置と、を備える電力変換装置における前記電源と前記パワートランジスタとの短絡を検出する短絡検出装置であって、
前記ゲート駆動装置によって前記パワートランジスタのゲート電圧の立ち上げが開始された開始タイミングから前記ゲート電圧が前記パワートランジスタに電流が流れ始める所定電圧より低い第１参照電圧に至るまでの第１参照時間に所定係数を乗じた閾値時間を生成する閾値時間生成手段と、
前記開始タイミングから前記ゲート電圧が前記所定電圧より高く前記電源の電圧より低い第２参照電圧に至るまでの第２参照時間を検出する参照時間検出手段と、
前記第２参照時間が前記閾値時間より短いときには、前記短絡が生じていることを検出する短絡検出手段と、
を備えることを要旨とする。

この本発明の短絡検出装置では、ゲート駆動装置によって縦型のパワートランジスタのゲート電圧の立ち上げが開始された開始タイミングからゲート電圧がパワートランジスタに電流が流れ始める所定電圧より低い第１参照電圧に至るまでの第１参照時間に所定係数を乗じた閾値時間を生成し、開始タイミングからゲート電圧が所定電圧より高く電源の電圧より低い第２参照電圧に至るまでの第２参照時間を検出し、第２参照時間が閾値時間より短いときには、短絡が生じていることを検出する。縦型のパワートランジスタでは、短絡が生じていないときにはミラー容量によりパワートランジスタに電流が流れ始める所定電圧付近でゲートの入力容量が大きくなり、短絡が生じているときには所定電圧付近での入力容量の変化がほとんど見られなくなる。そのため、短絡が生じているときには短絡が生じていないときよりゲート電圧が迅速に立ち上がって第２参照時間が短くなる。したがって、第２参照時間が閾値時間より短いときに、短絡が生じていることを検出することができる。パワートランジスタの製造ばらつきや温度変化などに応じて開始タイミングからゲート電圧が第１参照電圧に至るまでの第１参照時間が変化する。したがって、第１参照時間に所定係数を乗じて閾値時間を生成し、こうして生成した閾値時間を用いて短絡が生じていることを検出することにより、パワートランジスタの製造ばらつきや温度変化などに拘わらず同一の閾値時間を用いて短絡を検出するものと比較すると、より適正に短絡が生じていることを検出することができる。

こうした本発明の短絡検出装置において、前記閾値時間生成手段は、第１電流に前記所定係数を乗じた第２電流を供給する第１定電流源と、前記第１定電流源に接続された第１コンデンサと、前記開始タイミングに前記第１定電流源による前記第１コンデンサの充電を開始し、前記ゲート電圧が前記第１参照電圧に至ったときに前記第１定電流源による前記第１コンデンサの充電を停止する第１充電開始停止回路と、を有し、前記閾値時間として前記第１充電開始停止回路によって前記第１定電流源により充電された前記第１コンデンサの電圧を出力する手段であり、前記参照時間検出手段は、前記第１電流を供給する第２定電流源と、前記第２定電流源に接続された第２コンデンサと、前記開始タイミングに前記第２定電流源による前記第２コンデンサの充電を開始し、前記ゲート電圧が前記第２参照電圧に至ったときに前記第２定電流源による前記第２コンデンサの充電を停止する第２充電開始停止回路と、を有し、前記第２参照時間として前記第２充電開始停止回路によって前記第２定電流源により充電された前記第２コンデンサの電圧を出力する手段であり、前記短絡検出手段は、前記第２参照時間として出力された前記第２コンデンサの電圧が前記閾値時間として出力された前記第１コンデンサの電圧より低いときには、前記短絡が生じていることを検出する手段である、ものとしてもよい。第１コンデンサと第２コンデンサとは同一の容量であり、第１コンデンサは、第１電流に所定係数を乗じた第２電流で充電され、第２コンデンサは第１電流で充電される。したがって、第１コンデンサの電圧は、時間に対して、第２コンデンサの電圧の所定係数倍で上昇するから、閾値時間として第１コンデンサの電圧を出力し、第２参照時間として第２コンデンサの電圧を出力することで、第１コンデンサの電圧と第２コンデンサの電圧とを用いて短絡を検出することができる。この場合において、前記第１定電流源は、前記第１電流を変更する電流変更部、を有していてもよい。こうすれば、第１電流を変更することで、第１のコンデンサを充電する際の第２電流を変更することができ、閾値時間として生成される第１コンデンサの電圧を変更することができる。これにより、より適正に短絡が生じていることを検出することができる。

また、本発明の短絡検出装置において、前記参照時間検出手段は、前記第２参照時間を検出した後に前記ゲート電圧が前記第２参照電圧以下となったときには、前記ゲート電圧の低下を検出し、前記短絡検出手段は、前記第２参照時間が前記閾値時間より短いときでも、前記第２参照時間が検出されてから所定時間以内に前記ゲート電圧の低下が検出されたときには、前記短絡が生じていないことを検出してもよい。ゲート電圧は、短絡が生じていない場合でも、パルスノイズ等で一時的に第２参照電圧を超える場合がある。この場合、ゲート時間が所定時間以内に低下することから、ゲート電圧が第２参照電圧を超えて第２参照時間が検出されたときでも、所定時間以内にゲート電圧の低下が検出されたときには、短絡が生じていないと判定することにより、短絡の誤検出を抑制できる。ここで、「所定時間」は、パルスノイズ等が生じる時間とすればよい。

本発明の短絡検出方法は、
電源と接地との間に接続される縦型のパワートランジスタと、前記電源と前記パワートランジスタとの間に接続される負荷と、前記パワートランジスタのゲートを駆動するゲート駆動装置と、を備える電力変換装置における前記電源と前記パワートランジスタとの短絡を検出する短絡検出方法であって、
前記ゲート駆動装置によって前記パワートランジスタのゲート電圧の立ち上げが開始された開始タイミングから前記ゲート電圧が前記パワートランジスタに電流が流れ始める所定電圧より低い第１参照電圧に至るまでの第１参照時間に所定係数を乗じた閾値時間を生成し、
前記開始タイミングから前記ゲート電圧が前記所定電圧より高く前記電源の電圧より低い第２参照電圧に至るまでの第２参照時間を検出し、
前記第２参照時間が前記閾値時間より短いときには、前記短絡が生じていることを検出する、
ことを要旨とする。

この本発明の短絡検出方法では、ゲート駆動装置によって縦型のパワートランジスタのゲート電圧の立ち上げが開始された開始タイミングからゲート電圧がパワートランジスタに電流が流れ始める所定電圧より低い第１参照電圧に至るまでの第１参照時間に所定係数を乗じた閾値時間を生成し、開始タイミングからゲート電圧が所定電圧より高く電源の電圧より低い第２参照電圧に至るまでの第２参照時間を検出し、第２参照時間が閾値時間より短いときには、短絡が生じていることを検出する。縦型のパワートランジスタでは、短絡が生じていないときにはミラー容量によりパワートランジスタに電流が流れ始める所定電圧付近でゲートの入力容量が大きくなり、短絡が生じているときには所定電圧付近でのゲートの入力容量の変化がほとんど見られなくなる。そのため、短絡が生じているときには短絡が生じていないときよりゲート電圧が第２参照電圧まで迅速に立ち上がって第２参照時間が短くなる。したがって、第２参照時間が閾値時間より短いときに、短絡が生じていることを検出することができる。パワートランジスタの製造ばらつきや温度変化などに応じて開始タイミングからゲート電圧が第１参照電圧に至るまでの第１参照時間が変化する。したがって、第１参照時間に所定係数を乗じて閾値時間を生成し、こうして生成した閾値時間を用いて短絡が生じていることを検出することにより、パワートランジスタの製造ばらつきや温度変化などに拘わらず同一の閾値時間を用いて短絡を検出するものと比較すると、より適正に短絡が生じていることを検出することができる。

本発明の一実施例としての短絡検出装置２０を備える電力変換装置１０の構成の概略を示す構成図である。短絡検出装置２０の回路構成の概略を示す回路図である。電源電圧ＶＤＣとＩＧＢＴ１２との短絡が生じていない場合において、ゲート駆動装置１６でゲートＧを駆動した場合におけるゲート電圧Ｖｇの時間変化の一例を示す説明図である。ゲート電圧Ｖｇ，電圧ＶＴ１，ＶＴ２の時間変化の一例を示す説明図である。従来の短絡検出方法を説明するための説明図である。実施例の短絡検出方法を説明するための説明図である。変形例の短絡検出装置１２０の回路構成の概略を示す回路図である。ゲート電圧Ｖｇに短時間のノイズパルスが発生しているときの電圧ＶＴ１，ＶＴ２，短絡検出信号Ｖｅｒｒｏｒの時間変化の一例を示す説明図である。

次に、本発明を実施するための形態を実施例を用いて説明する。

図１は、本発明の一実施例としての短絡検出装置２０を備える電力変換装置１０の構成の概略を示す構成図である。電力変換装置１０は、電源ＶＤＣと接地との間に接続される絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（Insulated Gate Bipolar Transistor，以下「ＩＧＢＴ」という)１２と、ＩＧＢＴ１２に並列に接続されているダイオードＤ１と、電源ＶＤＣとＩＧＢＴ１２との間に接続されている負荷１４と、ＩＧＢＴ１２のゲートＧを駆動するゲート駆動装置１６と、電源ＶＤＣとＩＧＢＴ１２との短絡を検出する短絡検出装置２０と、を備えている。なお、電源ＶＤＣの電圧は、例えば、４５０Ｖ，５００Ｖ，５５０Ｖなどとしてもよい。

負荷１４は、リアクトルＬと、リアクトルＬに並列に接続されるダイオードＤ２と、を備えている。

ゲート駆動装置１６は、ゲートＧをオンするためのオン信号ＯＮが入力され、オン信号ＯＮが立ち上がっているときにＩＧＢＴ１２のゲートＧの電圧Ｖｇを立ち上げてゲートＧを駆動する。

図２は、短絡検出装置２０の回路構成の概略を示す回路図である。短絡検出装置２０は、閾値時間生成部２２と、参照時間検出部３０と、短絡検出部４０と、を備えている。

閾値時間生成部２２は、電流Ｉ１に所定係数αを乗じた電流Ｉ２を供給する定電流源ＩＳ１と、定電流源ＩＳ１に接続された容量ＣｔのコンデンサＣ１と、定電流源ＩＳ１によるコンデンサＣ１の充電を開始したり充電を停止する充電開始停止回路２４と、を備えている。

充電開始停止回路２４は、定電流源ＩＳ１とコンデンサＣ１との間に接続されるＰＭＯＳトランジスタにより構成されたスイッチング素子ＳＷ１と、スイッチング素子ＳＷ１をオンオフするための制御回路２６と、を備えている。制御回路２６は、ゲート電圧Ｖｇと参照電圧Ｖｒｅｆ１とを比較するコンパレータＣＭＰ１と、コンパレータＣＭＰ１の出力とオン信号ＯＮとの否定論理積を演算して結果をスイッチング素子ＳＷ１のゲートＧＳＷ１に出力するＮＡＮＤ回路２８と、を備えている。図３は、電源電圧ＶＤＣとＩＧＢＴ１２との短絡が生じていない場合（以下、この場合を「正常時」という）において、ゲート駆動装置１６でゲートＧを駆動した場合におけるゲート電圧Ｖｇの時間変化の一例を示す説明図である。ゲート電圧Ｖｇは、図示するように、ＩＧＢＴ１２のコレクタ−エミッタ間に電流が流れ始める電圧Ｖｓ（例えば、５Ｖなど）において、ミラー容量によりその電圧が所定時間略一定となる。参照電圧Ｖｒｅｆ１は、電圧Ｖｓより低い電圧（例えば、３Ｖ，３．５Ｖ，４Ｖなど）としている。制御回路２６は、オン信号ＯＮが立ち上がっていない場合、すなわち、ゲート電圧Ｖｇを立ち上げない場合には、スイッチング素子ＳＷ１をオフにする。制御回路２６は、オン信号ＯＮが立ち上がったとき、すなわち、ゲート電圧Ｖｇの立ち上げが開始された開始タイミングでスイッチング素子ＳＷ１をオンして定電流源ＩＳ１によるコンデンサＣ１の充電を開始し、ゲート電圧Ｖｇが参照電圧Ｖｒｅｆ１に至ったときにスイッチング素子ＳＷ１をオフして定電流源ＩＳ１によるコンデンサＣ１の充電を停止する。

スイッチング素子ＳＷ３は、コンデンサＣ１に並列に接続され、オン信号ＯＮの逆相の信号がゲートに入力されるＮＭＯＳトランジスタとして構成されている。スイッチング素子ＳＷ３は、オン信号ＯＮが立ち上がらない場合、すなわち、ゲート電圧Ｖｇを立ち上げない場合にオンしてコンデンサＣ１を放電する。

閾値時間生成部２２は、こうした構成により、充電開始停止回路２４により定電流源ＩＳ１により電流Ｉ２（＝Ｉ１・α）で充電されたコンデンサＣ１の電圧Ｖｃ１を閾値時間Ｔｔｈとして出力する。閾値時間Ｔｔｈについては後述する。

参照時間検出部３０は、電流Ｉ１を供給する定電流源ＩＳ２と、定電流源ＩＳ２に接続された容量ＣｔのコンデンサＣ２と、定電流源ＩＳ２によるコンデンサＣ２の充電を開始したり充電を停止する充電開始停止回路３４と、を備えている。

充電開始停止回路３４は、定電流源ＩＳ２とコンデンサＣ２との間に接続されるＰＭＯＳトランジスタにより構成されたスイッチング素子ＳＷ２と、スイッチング素子ＳＷ２をオンオフするための制御回路３６と、を備えている。制御回路３６は、ゲート電圧Ｖｇと参照電圧Ｖｒｅｆ２とを比較するコンパレータＣＭＰ２と、コンパレータＣＭＰ２の出力とオン信号ＯＮとの否定論理積を演算して結果をスイッチング素子ＳＷ２のゲートＧＳＷ２に出力するＮＡＮＤ回路３８と、を備えている。参照電圧Ｖｒｅｆ２は、図３に示すように、電圧Ｖｓより高く電源ＶＤＣの電圧より低い電圧（例えば、１０Ｖ，１１Ｖ，１２Ｖなど）である。制御回路３６は、オン信号ＯＮが立ち上がっていない場合、すなわち、ゲート電圧Ｖｇを立ち上げない場合には、スイッチング素子ＳＷ２をオフにする。制御回路２６は、オン信号ＯＮが立ち上がったとき、すなわち、ゲート電圧Ｖｇの立ち上げが開始された開始タイミングでスイッチング素子ＳＷ２をオンして定電流源ＩＳ２によるコンデンサＣ２の充電を開始し、ゲート電圧Ｖｇが参照電圧Ｖｒｅｆ２に至ったときにスイッチング素子ＳＷ１をオフして定電流源ＩＳ２によるコンデンサＣ１の充電を停止する。

スイッチング素子ＳＷ４は、コンデンサＣ２に並列に接続され、オン信号ＯＮの逆相の信号がゲートに入力されるＮＭＯＳトランジスタとして構成されている。スイッチング素子ＳＷ４は、オン信号ＯＮが立ち上がらない場合、すなわち、ゲート電圧Ｖｇを立ち上げない場合にオンして、コンデンサＣ２を放電する。

参照時間検出部３０は、こうした構成により、定電流源ＩＳ２により電流Ｉ１で充電されたコンデンサＣ２の電圧Ｖｃ２を参照時間Ｔｒｅｆ２として出力する。参照時間Ｔｒｅｆ２については後述する。

短絡検出部４０は、コンデンサＣ１の電圧ＶＴ１とコンデンサＣ２の電圧ＶＴ２とを比較するコンパレータＣＭＰ３と、制御回路３６からのスイッチング素子ＳＷ２をオンオフするための信号を反転するインバータＩＮＶ１と、インバータＩＮＶ１の出力とコンパレータＣＭＰ３の出力との否定論理積を演算して出力するＮＡＮＤ回路４２と、を備えている。短絡検出部４０は、ゲート電圧Ｖｇが参照電圧Ｖｒｅｆ２に至ったときにコンデンサＣ１の電圧ＶＴ１がコンデンサＣ２の電圧ＶＴ２より低い場合に、つまり、電圧Ｖｃ２が電圧Ｖｃ１より小さい場合には、電源電圧ＶＤＣとＩＧＢＴ１２との短絡を示す短絡検出信号Ｖｅｒｒｏｒを出力する。

図４は、ゲート電圧Ｖｇ，電圧ＶＴ１，ＶＴ２の時間変化の一例を示す説明図である。図中、ゲート電圧Ｖｇにおいて、実線は正常時であり、破線は電源電圧ＶＤＣとＩＧＢＴ１２との短絡が生じているとき（以下、この場合を「短絡時」とも言う）を示している。正常時は、図示するように、ゲート電圧Ｖｇが立ち上がると、充電開始停止回路２４，３４からの充電によりコンデンサＣ１，Ｃ２の電圧ＶＴ１，ＶＴ２が立ち上がる。コンデンサＣ１，Ｃ２は容量が同じであり、コンデンサＣ１は充電開始停止回路２４により電流Ｉ２（＝電流Ｉ１×α）で充電され、コンデンサＣ２は充電開始停止回路３４により電流Ｉ１で充電されている。そのため、電圧ＶＴ１は、時間に対して、電圧ＶＴ２のα倍速く立ち上がる。そして、ゲート電圧Ｖｇが参照電圧Ｖｒｅｆ１に至る参照時間Ｔｒｅｆ１において、充電開始停止回路２４による充電が停止し、コンデンサＣ１の電圧ＶＴ１は電圧Ｖｃ１で保持される。ゲート電圧Ｖｇは、電圧Ｖｓに至るとミラー容量によりしばらく電圧Ｖｓで保持された後再び上昇する。そして、ゲート電圧Ｖｇが参照電圧Ｖｒｅｆ２に至る参照時間Ｔｒｅｆ２において、充電開始停止回路３４によるコンデンサＣ２の充電が停止し、コンデンサＣ２の電圧ＶＴ１は、電圧Ｖｃ２で保持される。このように、正常時は、電圧Ｖｇが電圧Ｖｓで保持されている間にコンデンサＣ２が充電されるから、電圧Ｖｃ２は電圧Ｖｃ１より高くなる。短絡発生時は、ゲート電圧Ｖｇが電圧Ｖｓで保持されることなく上昇し、正常時より早期に参照電圧Ｖｒｅｆ２に至る。そのため、コンデンサＣ２の充電は正常時より早期に停止され、図示するように、電圧Ｖｃ２は電圧Ｖｃ１より低くなる。したがって、電圧Ｖｃ２と電圧Ｖｃ１とを比較することにより、短絡を検出することができる。短絡検出部４０は、参照時間Ｔｒｅｆ２で電圧Ｖｃ２が電圧Ｖｃ１より低いときに、短絡検出信号Ｖｅｒｒｏｒを出力するから、短絡の発生を検出することができる。なお、こうした短絡の検出のために、コンデンサＣ１を充電する充電開始停止回路２４における定電流源ＩＳ１の電流Ｉ２（＝Ｉ１・α）は、短絡時の電圧Ｖｃ２が電圧Ｖｃ１より低くなるように調整されている。

ＩＧＢＴ１２のゲート電圧Ｖｇは、ＩＧＢＴ１２の温度や製造ばらつきなどにより立ち上がりにばらつきが生じる。図５は、従来の短絡検出方法を説明するための説明図である。図６は、実施例の短絡検出方法を説明するための説明図である。図中、一点鎖線は、電源ＶＤＣとＩＧＢＴ１２とに短絡が生じた場合のゲート電圧Ｖｇの時間変化を示している。図中、太線と細線とは、こうした変化が生じる前後のゲート電圧Ｖｇの時間変化の一例を示している。従来の短絡検出方法では、図５に示すように、予め参照電圧Ｖｒｅｆと閾値時間Ｔｔｈとを定めておき、図中、太線で示すように、ゲート電圧Ｖｇが参照電圧Ｖｒｅｆに至った時間Ｔｒｅｆと閾値時間Ｔｔｈとを比較し、時間Ｔｒｅｆが閾値時間Ｔｔｈより小さいときに短絡が生じていると検出している。この場合、図中細線で示すように、ＩＧＢＴ１２の温度変化などによりゲート電圧Ｖｇの立ち上がりが遅くなると、短絡が生じている場合でも時間Ｔｒｅｆが閾値時間Ｔｔｈより大きくなり、短絡が生じていないと誤判定してしまう。このように、予め閾値時間Ｔｔｈや参照電圧Ｖｒｅｆを定める手法では、誤判定する場合がある。したがって、図６に示すように、閾値時間Ｔｔｈを、開始タイミングからゲート電圧Ｖｇが参照電圧Ｖｒｅｆ１に至るまでの参照時間Ｔｒｅｆ１にαを乗じたものとし、参照時間Ｔｒｅｆ２が閾値時間Ｔｔｈより短いときに、短絡を検出するようにする。参照時間Ｔｒｅｆ１は、ゲート電圧Ｖｇの立ち上がりに応じて変化するから、閾値時間Ｔｔｈもゲート電圧Ｖｇの立ち上がりに応じて変化する。これにより、短絡の誤判定を抑制することができる。実施例では、上述したようにコンデンサＣ１の電圧ＶＴ１は、時間に対して、コンデンサＣ２の電圧ＶＴ２の所定係数倍速く上昇するから、閾値時間生成部２２から閾値時間Ｔｔｈとしてコンデンサの電圧Ｖｃ１を出力し、参照時間検出部３０から参照時間Ｔｒｅｆ２としてコンデンサＣ２の電圧Ｖｃ２を出力し、短絡検出部４０で、電圧Ｖｃ２が閾値としての電圧Ｖｃ１より小さいときに、短絡検出信号Ｖｅｒｒｏｒを出力し、短絡を検出する。上述したように参照時間Ｔｒｅｆ１は、ゲート電圧Ｖｇの立ち上がりに応じて変化するから、参照時間Ｔｒｅｆ１に値αを乗じた閾値時間Ｔｔｈ、すなわち、電圧Ｖｃ１も変化する。このように、実施例では、ゲート電圧Ｖｇの立ち上がりの変化に応じて変化する電圧Ｖｃ１を閾値として短絡を検出するから、ＩＧＢＴ１２の製造ばらつきや温度変化などに拘わらず同一の閾値時間Ｔｔｈを用いて短絡を検出する従来のものと比較すると、より適正に短絡が生じていることを検出することができる。

以上説明した実施例の電力変換装置１０によれば、閾値時間生成部２２で電圧Ｖｃ１を値α・Ｔｒｅｆ１として出力し、参照時間検出部３０で電圧Ｖｃ２を参照時間Ｔｒｅｆ２として出力し、短絡検出部４０で電圧Ｖｃ２が閾値としての電圧Ｖｃ１より小さいときに、短絡が生じていることを検出するから、より適正に短絡が生じていることを検出することができる。

実施例の電力変換装置１０では、定電流源ＩＳ１，定電流源ＩＳ２は、電流Ｉ２，Ｉ１を供給しているが、定電流源ＩＳ１，ＩＳ２を電流値を切替可能な定電流源として構成してもよい。こうすれば、ＩＧＢＴ１２の特性に応じて定電流源ＩＳ１，ＩＳ２の電流を適宜切り替えることにより、より適正に短絡を検出することができる。

実施例の電力変換装置１０では、短絡検出部４０として、コンパレータＣＭＰ３と、インバータＩＮＶ１と、ＮＡＮＤ回路４２と、を備えているものとしたが、図７の変形例の短絡検出装置１２０に例示するように、ＮＡＮＤ回路４２の出力を遅延時間Ｔｄ遅延させる遅延回路１５０と、ＮＡＮＤ回路４２の出力と遅延回路１５０の出力との論理積を演算して短絡検出信号Ｖｅｒｒｏｒとして出力するＡＮＤ回路１５２と、を備えていてもよい。図８は、ゲート電圧Ｖｇに短時間のノイズパルスが発生しているときの電圧ＶＴ１，ＶＴ２，短絡検出信号Ｖｅｒｒｏｒの時間変化の一例を示す説明図である。図中、実線は変形例の短絡検出装置１２０を備える電力変換装置における各種電圧、信号の時間変化を示し、破線は、実施例の短絡検出装置２０における短絡検出信号Ｖｅｒｒｏｒを示している。ゲート電圧Ｖｇに短時間のノイズパルスが発生すると、ゲート電圧Ｖｇがノイズパルスで比較的早い時期に瞬時的に上昇して参照電圧Ｖｒｅｆ２を超え、その後、ゲート電圧Ｖｇが参照電圧Ｖｒｅｆ２未満に下がる。短絡検出装置２０では、ゲート電圧Ｖｇが参照電圧Ｖｒｅｆ２を超えたときに電圧Ｖｃ２が電圧Ｖｃ１より低いと短絡と判定するから、短絡検出信号Ｖｅｒｒｏｒが出力されてしまう。変形例の短絡検出装置１２０では、ＮＡＮＤ回路４２の出力とＮＡＮＤ回路４２の出力を遅延回路１５０で時間Ｔｄ遅延させたものとの論理積を出力Ｖｅｒｒｏｒとして出力することにより、ゲート電圧Ｖｇが参照電圧Ｖｒｅｆ２を超えた時間が時間Ｔｄ以上継続したときに短絡検出信号Ｖｅｒｒｏｒを出力する。したがって、遅延回路１５０における遅延時間Ｔｄを想定されるノイズパルスが発生する時間より長くすることにより、ノイズパルスによる短絡の誤検出を抑制することができる。

実施例の電力変換装置１０では、短絡検出部４０において、閾値時間生成部２２を閾値時間Ｔｔｈとして電圧ＶＴ１を出力し、参照時間検出部３０を参照時間Ｔｒｅｆ２として電圧ＶＴ２を出力し、電圧ＶＴ２が電圧ＶＴ１より低い場合に短絡が生じていることを検出している。閾値時間生成部２２はゲート電圧Ｖｇを検出する電圧センサからのゲート電圧Ｖｇから参照時間Ｔｒｅｆ１を検出して参照時間Ｔｒｅｆ１にαを乗じて閾値時間Ｔｔｈを生成し、参照時間検出部３０を電圧センサからのゲート電圧Ｖｇが参照電圧Ｖｒｅｆ２に至るまでの時間から参照時間Ｔｒｅｆ２を検出し、参照時間Ｔｒｅｆ２が閾値時間Ｔｔｈより小さいときに、短絡が生じていることを検出してもよい。

実施例の電力変換装置１０では、ＩＧＢＴ１２を備えるものとしたが、いわゆる縦型のパワートランジスタであれば如何なるものを備えていてもよく、例えば、縦型のＭＯＳＦＥＴを備えていてもよい。

実施例では、本発明を電源ＶＤＣとＩＧＢＴ１２との短絡を検出する短絡検出装置に適用する場合について例示したが、本発明をこうした短絡を検出する方法の形態としても構わない。

以上、本発明を実施するための形態について実施例を用いて説明したが、本発明はこうした実施例に何等限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲内において、種々なる形態で実施し得ることは勿論である。

本発明は、短絡検出装置の製造産業などに利用可能である。

１０電力変換装置、１２ＩＧＢＴ、１４負荷、１６ゲート駆動装置、２０，１２０短絡検出装置、２２閾値時間生成部、２４，３４充電開始停止回路、２６制御回路、２８，３８，４２ＮＡＮＤ回路、３０参照時間検出部、３６制御回路、４０短絡検出部、１５０遅延回路、１５２ＡＮＤ回路、Ｃ１，Ｃ２コンデンサ、ＣＭＰ１〜ＣＭＰ３コンパレータ、Ｄ１，Ｄ２ダイオード、Ｇ，ＧＳＷ１，ＧＳＷ２ゲート、ＩＮＶ１インバータ、ＩＳ１，ＩＳ２定電流源、Ｌリアクトル、ＳＷ１〜ＳＷ４スイッチング素子。

Claims

電源と接地との間に接続される縦型のパワートランジスタと、前記電源と前記パワートランジスタとの間に接続される負荷と、前記パワートランジスタのゲートを駆動するゲート駆動装置と、を備える電力変換装置における前記電源と前記パワートランジスタとの短絡を検出する短絡検出装置であって、
前記ゲート駆動装置によって前記パワートランジスタのゲート電圧の立ち上げが開始された開始タイミングから前記ゲート電圧が前記パワートランジスタに電流が流れ始める所定電圧より低い第１参照電圧に至るまでの第１参照時間に所定係数を乗じた閾値時間を生成する閾値時間生成手段と、
前記開始タイミングから前記ゲート電圧が前記所定電圧より高く前記電源の電圧より低い第２参照電圧に至るまでの第２参照時間を検出する参照時間検出手段と、
前記第２参照時間が前記閾値時間より短いときには、前記短絡が生じていることを検出する短絡検出手段と、
を備える短絡検出装置。
請求項１記載の短絡検出装置であって、
前記閾値時間生成手段は、
第１電流に前記所定係数を乗じた第２電流を供給する第１定電流源と、
前記第１定電流源に接続された第１コンデンサと、
前記開始タイミングに前記第１定電流源による前記第１コンデンサの充電を開始し、前記ゲート電圧が前記第１参照電圧に至ったときに前記第１定電流源による前記第１コンデンサの充電を停止する第１充電開始停止回路と、
を有し、
前記閾値時間として前記第１充電開始停止回路によって前記第１定電流源により充電された前記第１コンデンサの電圧を出力する手段であり、
前記参照時間検出手段は、
前記第１電流を供給する第２定電流源と、
前記第２定電流源に接続された第２コンデンサと、
前記開始タイミングに前記第２定電流源による前記第２コンデンサの充電を開始し、前記ゲート電圧が前記第２参照電圧に至ったときに前記第２定電流源による前記第２コンデンサの充電を停止する第２充電開始停止回路と、
を有し、
前記第２参照時間として前記第２充電開始停止回路によって前記第２定電流源により充電された前記第２コンデンサの電圧を出力する手段であり、
前記短絡検出手段は、前記第２参照時間として出力された前記第２コンデンサの電圧が前記閾値時間として出力された前記第１コンデンサの電圧より低いときには、前記短絡が生じていることを検出する手段である、
短絡検出装置。
請求項２記載の短絡検出装置であって、
前記第１定電流源は、前記第１電流を変更する電流変更部、を有する、
短絡検出装置。
請求項１ないし３のいずれか１つの請求項に記載の短絡検出装置であって、
前記参照時間検出手段は、前記第２参照時間を検出した後に前記ゲート電圧が前記第２参照電圧以下となったときには、前記ゲート電圧の低下を検出し、
前記短絡検出手段は、前記第２参照時間が前記閾値時間より短いときでも、前記第２参照時間が検出されてから所定時間以内に前記ゲート電圧の低下が検出されたときには、前記短絡が生じていないことを検出する、
短絡検出装置。
電源と接地との間に接続される縦型のパワートランジスタと、前記電源と前記パワートランジスタとの間に接続される負荷と、前記パワートランジスタのゲートを駆動するゲート駆動装置と、を備える電力変換装置における前記電源と前記パワートランジスタとの短絡を検出する短絡検出方法であって、
前記ゲート駆動装置によって前記パワートランジスタのゲート電圧の立ち上げが開始された開始タイミングから前記ゲート電圧が前記パワートランジスタに電流が流れ始める所定電圧より低い第１参照電圧に至るまでの第１参照時間に所定係数を乗じた閾値時間を生成し、
前記開始タイミングから前記ゲート電圧が前記所定電圧より高く前記電源の電圧より低い第２参照電圧に至るまでの第２参照時間を検出し、
前記第２参照時間が前記閾値時間より短いときには、前記短絡が生じていることを検出する、
短絡検出方法。