JP2017106838A - 慣性検出装置 - Google Patents

Abstract

【課題】容量検出型及びサーボ制御方式の慣性センサに関して、低い電源電圧でもサーボ力を効率的に発生させることができ、検出精度の向上や劣化抑制を実現できる技術を提供する。
【解決手段】慣性検出装置は、慣性体を含むセンサ要素２と、慣性体に設けられている第１電極であるフレーム３及びセンスマス４と、第１電極との対で容量を構成する第２電極と、を備え、第１電極に入力される第１信号（搬送波Ｃ０）における第１周波数の第１周波数ピークと重なりのある周波数ピークを有する第２信号（サーボ制御信号）を、第２電極に入力して、慣性体をサーボ制御する。
【選択図】図１

Description

本発明は、慣性検出技術に関する。

慣性センサ（以下、慣性検出装置と呼ぶ場合がある）は、物体の加速度や角速度等の物理量を検出するセンサである。慣性センサは、物質が及ぼす圧力や角速度の変動、傾斜角等の物体の状態を観測可能である。慣性センサは、例えば自動車等の乗り物の制御、無人飛行機や遠隔操作ロボットの姿勢制御や姿勢検知、音波や地震波等の観測、老朽インフラの保守情報の取得、スマートフォンへの具備等、各種の用途に使用されている。

慣性センサの検出原理として、容量検出型がある。容量検出型では、センサ要素の慣性体を構成する電極間の静電容量の変化に基づいて物理量が検出される。容量検出型の慣性センサは、ＭＥＭＳ構造の適用によりＭＥＭＳセンサとして小型及び低価格で実現できるため、用途が拡大している。そのセンサ要素は、シリコン等の物質が用いられ、検出回路との親和性が高いので、製造上の利点がある。

慣性センサにおいて検出精度を向上するための方式としては、センサ要素の慣性体をサーボ制御する方式がある。このサーボ制御は、慣性体が物理量の変化に伴って慣性座標系で変位する場合に、この変位を制御するために慣性体にサーボ力を与える制御である。言い換えると、このサーボ制御は、回路部から慣性体にサーボ電圧を印加してサーボ力を与えることにより、慣性体が好適な振動状態になるようにする制御である。

容量検出型及びサーボ制御方式の慣性センサに関する先行技術例としては、特許第３８０４２４２号公報（特許文献１）が挙げられる。特許文献１には、物理量検出装置として、フィードバック電圧を出力する信号処理回路、搬送波信号発生手段、等を備える旨が記載されている。

特許第３８０４２４２号公報

慣性センサを備えるシステムは、低消費電力等の実現のために動作電圧の低減が求められている。例えば、自動車向けの慣性センサの電源電圧の場合、１２Ｖ、５Ｖ、３．３Ｖと下がってきている。静電気力を用いて力を発生させるシステムでは、発生できる静電気力は印加電圧の２乗に比例する。上記システムでは、慣性体を駆動するための動作電圧が小さい場合、例えば従来よりも動作電圧が低減される場合、その動作電圧に基づいて発生できるサーボ力が小さくなる。サーボ力が小さくなる場合、検出精度が下がる。そのため、上記システムでは、限られた動作電圧を用いて必要な力を効率よく発生させることが重要である。

検出精度は慣性体の変位の大きさに応じるが、その変位の大きさに応じてサーボ制御のサーボ電圧及びサーボ力が必要である。そのサーボ電圧はシステムの電源電圧を用いて生成されるが、電源電圧が低い場合、発生できるサーボ電圧が低く、サーボ力が小さくなる。その結果、信号雑音比（Ｓ／Ｎ）が小さくなり、ダイナミックレンジが狭くなり、検出精度が向上しにくい。低い電源電圧を用いて高いサーボ電圧を生成するためには、高電圧発生回路等を備える必要がある。しかし、高電圧発生回路は、素子サイズ及び消費電力が大きい。そのため、その慣性センサを備えるシステムは、回路面積及び消費電力が大きくなり、高コストになり、小型で低消費電力が要求される用途には適用しにくい。

本発明の目的は、容量検出型及びサーボ制御方式の慣性センサに関して、低い電源電圧でもサーボ力を効率的に発生させることができ、検出精度の向上や劣化抑制を実現できる技術を提供することである。

本発明のうち代表的な実施の形態は、慣性検出装置であって、以下に示す構成を有することを特徴とする。一実施の形態の慣性検出装置は、慣性体を含むセンサ要素と、前記慣性体に設けられている第１電極と、前記第１電極との対で容量を構成する第２電極と、を備え、前記第１電極に入力される第１信号における第１周波数の第１周波数ピークと重なりのある周波数ピークを有する第２信号を、前記第２電極に入力して、前記慣性体をサーボ制御する。

本発明のうち代表的な実施の形態によれば、容量検出型及びサーボ制御方式の慣性センサに関して、低い電源電圧でもサーボ力を効率的に発生させることができ、検出精度の向上や劣化抑制を実現できる。

本発明の実施の形態１の慣性検出装置の構成を示す図である。 実施の形態１で、センサ要素のセンスマスに関する容量、電極の構成、及び回路の概要構成を示す図である。 実施の形態１で、センスマスの変位におけるサーボ力を示す図である。 実施の形態１で、搬送波、変調前後のサーボ制御信号、及びサーボ力を示す図である。 実施の形態１と比較例とで、信号雑音比の改善について示す図である。 実施の形態１で、実装のモジュールの構成を示す図である。 実施の形態１で、波形のスペクトルを示す図である。 実施の形態１と比較例とで、動作電圧に対するサーボ力を示す図である。 実施の形態１と比較例とで、電源電圧よりも高い電圧を用いる場合の、動作電圧に対するサーボ力を示す図である。 実施の形態１と比較例とで、電源電圧よりも高い電圧を用いる場合の例、及び波形なまりが有る場合の、各信号及びサーボ力を示す図である。 実施の形態１と比較例とで、電源電圧よりも高い電圧を用いる場合の例、及び波形なまりが無い場合の、各信号及びサーボ力を示す図である。 実施の形態１で、変調回路での位相遅延についての図である。 実施の形態１で、波形なまりが有る場合についての図である。 実施の形態１で、センサ要素及び回路部の構成を示す図である。 実施の形態１で、回路部のアナログ回路の構成を示す図である。 実施の形態１で、回路部のコリオリ検出側の変調回路の構成を示す図である。 実施の形態１で、回路部の駆動側の変調回路の構成を示す図である。 実施の形態１で、回路部のコリオリ検出側のＤＡＣの構成を示す図である。 実施の形態１で、センサ要素のＭＥＭＳ実装構造例を示す図である。 本発明の実施の形態２の慣性検出装置における、センサ要素及び回路部の構成を示す図である。 実施の形態２で、波形のスペクトルを示す図である。 実施の形態２で、センサ要素のＭＥＭＳ実装構造例を示す図である。 本発明の実施の形態３の慣性検出装置における、センサ要素及び回路部の構成を示す図である。 実施の形態３で、センサ要素のＭＥＭＳ実装構造例を示す図である。 比較例の慣性センサの構成を示す図である。 比較例で、サーボ制御に関する波形及びサーボ力を示す図である。

以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、実施の形態を説明するための全図において同一部には原則として同一符号を付し、その繰り返しの説明は省略する。

［比較例］
前述の課題について補足する。図２５〜図２６を用いて、実施の形態１に対する比較例の慣性センサのサーボ制御等について説明する。比較例の慣性センサは、容量検出型及び一軸サーボ制御方式の角速度センサである。

図２５は、比較例の慣性センサの機能ブロック構成を示す。この慣性センサは、ベース部に、センサ要素ＳＥ、及び回路部が設けられている。センサ要素ＳＥは、慣性体として、フレームＦＲ及びセンスマスＳＭを有する。フレームＦＲ及びセンスマスＳＭには、サーボ制御及び検出のための容量が設けられている。容量は電極対により構成される。フレームＦＲは、第１軸方向（Ｘ方向とする）で変位（ｘとする）が可能である。センスマスＳＭは、フレームＦＲに対して第２軸方向（Ｙ方向とする）で変位（ｙとする）が可能である。Ｘ方向とＹ方向は直交する。この慣性センサは、回路部でセンスマスＳＭの変位ｙを計測することにより、角速度を計測する。この慣性センサで使われるサーボ制御は、２つの制御から成る。第１の制御は、フレームＦＲの運動を一定振動状態に保持する制御である。第２の制御は、センスマスＳＭを初期位置に保持する制御である。

回路部は、フレームＦＲに対するサーボ制御及び検出を行う第１回路部と、センスマスＳＭに対するサーボ制御及び検出を行う第２回路部と、フレームＦＲ及びセンスマスＳＭに搬送波Ｃ０を印加する搬送波発生回路２５０とを含む。第１回路部は、第１高電圧発生回路２５１を含む。第１高電圧発生回路２５１は、電源電圧Ｖ０の入力に基づいて、電源電圧Ｖ０からの昇圧により、第１電圧Ｖ１を生成し出力する。Ｖ１＞Ｖ０である。電源電圧Ｖ０は、この慣性センサが搭載されるシステムから供給される。第２回路部は、第２高電圧発生回路２５２を含む。第２高電圧発生回路２５２は、電源電圧Ｖ０の入力に基づいて、昇圧により、第２電圧Ｖ２を生成し出力する。Ｖ２＞Ｖ０である。

この慣性センサでは、センサ要素ＳＥの容量変化を検出するために、センサ要素ＳＥに搬送波Ｃ０を印加する。搬送波Ｃ０は、容量電圧変換に用いられる。搬送波発生回路２５０は、電源電圧Ｖ０に基づいて、搬送波Ｃ０を発生し、フレームＦＲ及びセンスマスＳＭに共通に印加する。

フレームＦＲの運動制御では、第１回路部により、フレームＦＲの変位ｘを、検出容量である容量Ｃｓｘから検出電圧Ｖｓｘとして検出する。第１回路部内のアナログ回路は、容量Ｃｓｘの容量値から、容量電圧変換に基づいて、検出電圧Ｖｓｘを得る。制御回路は、その検出電圧Ｖｓｘに基づいて、フレームＦＲの振動状態を制御するための信号を生成し、ＤＡＣ（デジタルアナログ変換器）へ出力する。ＤＡＣは、その信号に基づいて、サーボ制御のためのアナログ電圧を生成し、サーボ制御信号のサーボ電圧Ｖｆｘとして、サーボ容量である容量Ｃｆｘに印加する。この際、ＤＡＣは、第１電圧Ｖ１に基づいてサーボ電圧Ｖｆｘを生成する。

センスマスＳＭの運動制御では、第２回路部により、センスマスＳＭの変位ｙを、検出容量である容量Ｃｓｙから検出電圧Ｖｓｙとして検出する。第２回路部内のアナログ回路は、容量Ｃｓｙの容量値を、容量電圧変換により、検出電圧Ｖｓｙとして差動検出する。制御回路は、その検出電圧Ｖｓｙに基づいて、センスマスＳＭの状態を制御するための信号を生成し、ＤＡＣへ出力する。ＤＡＣは、制御回路からの信号に基づいて、サーボ制御のためのアナログ電圧を生成し、サーボ制御信号のサーボ電圧Ｖｆｙとして、サーボ容量である容量Ｃｆｙに印加する。この際、ＤＡＣは、第２電圧Ｖ２に基づいてサーボ電圧Ｖｆｙを生成する。

図２６は、図２５の比較例における各信号の波形及びサーボ力を示す。図２６の（ａ）は、搬送波Ｃ０の電圧Ｖcomを示す。なお、この波形は、矩形波に基づいて、波形なまりにより、三角波に近付いた状態を示す。慣性センサで搬送波を印加する方式は公知技術である。図２６の（ｂ）は、センスマスＳＭに対するサーボ制御信号のサーボ電圧Ｖｆｙを示し、第２回路部内のＤＡＣの出力信号に相当する。サーボ電圧Ｖｆｙにおける正側の電圧Vfypと負側の電圧Vfynとで位相反転関係を持つ。図２６の（ｃ）は、センスマスＳＭに対するサーボ力Ｆｓを示す。破線は実効サーボ力を示す。センスマスＳＭには、（ａ）の電圧Ｖcomと（ｂ）のサーボ電圧Ｖｆｙとの両方が印加された結果、（ｃ）のようなサーボ力Ｆｓが発生している。

センスマスＳＭの変位ｙは、角速度の大きさをΩ、フレームＦＲの速度をｖ、センスマスＳＭの質量をｍとすると、ｙ＝２ｍｖΩと記述される。速度ｖを大きくすると、同じ大きさの角速度入力に対して出力を大きくすることができる。速度ｖを大きくするためには、フレームＦＲの変位ｘを大きくする必要がある。しかし、システムの電源電圧Ｖ０が低い場合、例えば従来よりも低減される場合、発生可能な力が小さくなる。そのため、速度ｘは小さくならざるを得ない。

そこで、比較例では、フレームＦＲに印加するサーボ電圧Ｖｆｘを生成するＤＡＣを含む第１回路部については、第１高電圧発生回路２５１を用いる。第１高電圧発生回路２５１では、低い電源電圧Ｖ０よりも高い電圧である第１電圧Ｖ１を生成し、第１電圧Ｖ１を用いてＤＡＣでサーボ電圧Ｖｆｘを生成する。これにより、フレームＦＲの変位ｘを大きくでき、それに伴ってセンスマスＳＭの変位ｙを大きくでき、これにより検出精度を向上することができる。

しかし、センスマスＳＭの変位ｙが大きくなる場合、変位ｙを抑制して静止状態に近付けるためのサーボ制御に必要な力もまた大きくなる。即ち、第２回路部のＤＡＣから容量Ｃｆｙに印加するサーボ電圧Ｖｆｙについても、高い電圧が必要となる。このために、比較例では、サーボ電圧Ｖｆｙを従来よりも増大するために、第２回路部で第２高電圧発生回路２５２を用いる必要がある。第２高電圧発生回路２５２では、低い電源電圧Ｖ０よりも高い電圧である第２電圧Ｖ２を生成し、第２電圧Ｖ２を用いてＤＡＣでサーボ電圧Ｖｆｙを生成する。

よって、比較例では、二系統の高電圧発生回路として、第１高電圧発生回路２５１及び第２高電圧発生回路２５２の具備が必要である。高電圧発生回路は、昇圧回路を含む。昇圧回路を構成するトランジスタ等の素子のサイズが大きい。そのため、各高電圧発生回路を実装するために、大きな回路面積を要する。これにより、比較例の慣性センサ及びそのシステムは、回路面積及び消費電力の増大を招く。

第２高電圧発生回路２５２を用いずに、低い電源電圧Ｖ０を用いてサーボ電圧Ｖｆｙを生成する構成とする場合、サーボ力不足となる。その結果、制御ループが完全な閉ループとならず、信号成分の漏れが起こる。そのため、信号雑音比（Ｓ／Ｎ）もしくはダイナミックレンジが劣化する要因となり、検出精度の低下につながる。

（実施の形態１）
図１〜図１９を用いて、本発明の実施の形態１の慣性検出装置について説明する。実施の形態１の慣性検出装置は、容量検出型及び一軸サーボ制御方式の角速度センサである。

［（１−１）慣性センサ＿機能ブロック］
図１は、実施の形態１の慣性検出装置の機能ブロック構成を示す。図１の実施の形態１の慣性検出装置は、図２５の比較例の構成に対し特に異なる点として、変調回路１３を有する点、第２回路部１２には第２高電圧発生回路を有さない点がある。実施の形態１では、搬送波Ｃ０の利用の仕方が異なり、センサ要素２に印加されるサーボ制御信号のサーボ電圧Ｖｆｙの波形が異なる。

実施の形態１の慣性検出装置は、構成要素として、大別すると、ベース部１、センサ要素２、及び回路部を有する。ベース部１には、センサ要素２、及び回路部が設けられている。センサ要素２は、慣性体として、フレーム３とセンスマス４とを有する。フレーム３は第１マスであり、センスマス４は第２マスである。フレーム３は、ベース部１に対してバネ等を介して接続されており、第１軸方向であるＸ方向で変位ｘが可能である。センスマス４は、フレーム３に対してバネ等を介して接続されており、フレーム３に対して第２軸方向であるＹ方向で変位ｙが可能である。

慣性体におけるＸ方向の変位ｘ及びＹ方向の変位ｙを検出するために、フレーム３及びセンスマス４を有する。フレーム３及びセンスマス４には、それぞれ、容量としてサーボ容量及び検出容量が設けられている。それらの容量は電極対により構成される。電極対は回路部と接続されている。一軸サーボ制御方式として、センサ要素２のセンスマス４を対象として、Ｙ方向の変位ｙに関するサーボ制御が行われる。角速度センサでは、振動する慣性体に加わるコリオリの力を用いて角速度を検出する。静電容量型では、慣性体の変位による電極間の容量の変化が検出される。フレーム３は、第１軸方向（Ｘ方向）の変位ｘに対応した駆動側であり、センスマス４は、第２軸方向（Ｙ方向）の変位ｙに対応したコリオリ検出側である。

実施の形態１の慣性検出装置では、フレーム３をＸ方向での一定振動状態に保持した状態で、センサ要素２に角速度が加わった場合、センスマス４が、フレーム３の振動と同一面内のＹ方向を、フレーム３に対し相対変位する。この慣性センサは、回路部で上記センスマス４の変位ｙを計測することにより角速度を計測する。この慣性センサで使われるサーボ制御は、２つの制御から成る。第１の制御は、フレーム３の運動を一定振動状態に保持する制御である。第１の制御では、変位ｘの制御目標として、所定の振動周波数及び振動振幅とする。第２の制御は、センスマス４を初期位置に保持する制御である。初期位置は、角速度がゼロの時の、フレーム３に対するセンスマス４の相対位置である。第２の制御では、変位ｙの制御目標として、初期位置での静止状態である。

回路部は、搬送波発生回路１０、第１回路部１１、第２回路部１２、変調回路１３を含む。回路部には、この慣性センサを搭載するシステムの電源電圧Ｖ０が入力される。

搬送波発生回路１０は、電源電圧Ｖ０に基づいて、搬送波Ｃ０を発生し、搬送波Ｃ０を、センサ要素２のフレーム３及びセンスマス４に共通に印加する。第１回路部１１は、フレーム３に対するサーボ制御及び検出を行う。第２回路部１２は、センスマスＳＭに対するサーボ制御及び検出を行う。搬送波発生回路１０は、制御回路５２からの搬送波制御信号Ｓｃに従って搬送波Ｃ０を発生する。

第１回路部１１は、アナログ回路４１、制御回路５１、ＤＡＣ３１、第１高電圧発生回路２１を含む。第１高電圧発生回路２１は、電源電圧Ｖ０を入力し、昇圧により、第１電圧Ｖ１を生成し出力する。Ｖ１＞Ｖ０である。

フレーム３及びセンスマス４には、サーボ制御及び検出のための容量が設けられている。フレーム３には、サーボ制御のためのサーボ容量である容量Ｃｆｘ、及び検出のための検出容量である容量Ｃｓｘを有する。これらの容量は第１回路部１１と接続されている。容量Ｃｓｘを構成する電極はアナログ回路４１と接続されている。容量Ｃｆｘを構成する電極はＤＡＣ３１と接続されている。

センスマス４には、サーボ制御のためのサーボ容量である容量Ｃｆｙとして、正側の容量Cfyp及び負側の容量Cfynを有し、検出のための検出容量である容量Ｃｓｙとして、正側の容量Csyp及び負側の容量Csynを有する。これらの４個の容量は、第２回路部１２と接続されている。容量Ｃｓｙ｛Csyp,Csyn｝を構成する電極は、アナログ回路４２と接続されている。容量Ｃｆｙ｛Cfyp,Cfyn｝を構成する電極は、変調回路１３の変調器１３２と接続されている。

フレーム３の運動制御では、第１回路部１１により、フレーム３の変位ｘを、検出容量である容量Ｃｓｘから検出電圧Ｖｓｘとして検出する。アナログ回路４１は、容量Ｃｓｘの容量値から、容量電圧変換に基づいて、検出電圧Ｖｓｘとして検出する。検出電圧Ｖｓｘは、変位ｘを表している。

制御回路５１は、検出電圧Ｖｓｘに基づいて、フレーム３の振動状態を制御するためのデジタル信号を生成し、ＤＡＣ３１へ出力する。ＤＡＣ３１は、そのデジタル信号に基づいて、サーボ制御のためのアナログ電圧を生成し、サーボ制御信号のサーボ電圧Ｖｆｘとして出力する。この際、ＤＡＣ３１は、第１電圧Ｖ１に基づいて、サーボ電圧Ｖｆｘを生成する。サーボ電圧Ｖｆｘは、サーボ容量である容量Ｃｆｘの電極に印加される。

第２回路部１２は、アナログ回路４２、制御回路５２、ＤＡＣ３２、ロジック回路５３を有する。センスマス４の運動制御では、第２回路部１２により、センスマス４の変位ｙを、検出容量である容量Ｃｓｙ｛Csyp,Csyn｝から検出する。アナログ回路４２は、容量Ｃｓｙの容量値を、容量電圧変換により、検出電圧Ｖｓｙ｛Vsyp,Vsyn｝として差動検出する。検出電圧Ｖｓｙは、変位ｙを表している。

制御回路５２は、検出電圧Ｖｓｙに基づいて、センスマス４の状態を制御するための信号ＳＶを生成し、ＤＡＣ３２へ出力する。信号ＳＶは、サーボ制御のためにＤＡＣ３２を制御するための信号である。ＤＡＣ３２は、正側ＤＡＣ及び負側ＤＡＣを含む。ＤＡＣ３２は、制御回路５２からの信号ＳＶに基づいて、サーボ制御のためのアナログ電圧を生成する。この際、ＤＡＣ３２は、電源電圧Ｖ０に基づいて、そのアナログ電圧を生成し、出力信号ＤＡ｛DAp,DAn｝として、変調回路１３へ出力する。出力信号ＤＡ｛DAp,DAn｝は、言い換えると、変調前のサーボ制御信号である。

変調回路１３は、実施の形態１で特有のサーボ制御信号を生成する回路である。変調回路１３は、反転器、遅延器１３１、変調器１３２を有する。変調回路１３は、搬送波発生回路１０からの搬送波Ｃ０を入力し、その搬送波Ｃ０の電圧Ｖcomの位相を反転器で反転して、遅延器１３１に入力する。遅延器１３２は、適切な変調のために、搬送波Ｃ０に適切な遅延を与える回路である。遅延器１３１は、制御回路５２からの遅延制御信号Ｓｄに基づいて、搬送波Ｃ０の反転信号を適切に遅延させて、搬送波遅延信号Ｖｄとして出力する。適切な遅延については後述する。搬送波遅延信号Ｖｄは変調器１３２に入力される。

変調回路１３は、ＤＡＣ３２からの出力信号ＤＡ｛DAp,DAn｝を入力し、出力信号ＤＡ｛DAp,DAn｝のアナログ電圧を、搬送波Ｃ０を用いて変調する。その際、変調器１３２は、出力信号ＤＡ｛DAp,DAn｝のアナログ電圧を、搬送波遅延信号Ｖｄによって変調する。変調器１３２は、正側変調器及び負側変調器を含む。変調器１３２は、変調後のアナログ電圧の信号を、サーボ制御信号のサーボ電圧Ｖｆｙ｛Vfyp,Vfyn｝として出力する。サーボ電圧Ｖｆｙは、センスマス４のサーボ容量である容量Ｃｆｙを構成する電極に印加される。正側の出力信号DApは、正側変調器により変調されて、正側のサーボ電圧Vfypとして出力され、正側の容量Cfypの電極に印加される。負側の出力信号DAnは、負側変調器により変調されて、負側のサーボ電圧Vfynとして出力され、負側の容量Cfynの電極に印加される。

制御回路５２は、アナログ回路４２での検出電圧Ｖｓｙに基づいた信号OP1を、ロジック回路５３へ出力する。ロジック回路５３は、所定のロジック処理を行う回路であり、信号OP1に基づいて、角速度の計算を含む処理を行い、その結果の角速度検出情報を含む出力信号OP2を、外部へ出力する。角速度出力は、センスマス４の制御で印加したサーボ力の大きさとして表現される。ロジック回路５３は、言い換えると角速度出力部である。

変調回路１３は、搬送波Ｃ０及びサーボ電圧Ｖｆｙをモニタするための機能を備えている。この機能を用いて、各信号の波形を確認可能であり、それにより各信号の波形を調整可能である。遅延器１３１は、制御回路５２からの遅延制御信号Ｓｄに従って遅延量が制御される。その遅延量は、制御回路５２に対する設定によって可変である。制御回路５２は、この遅延量の設定を含むユーザ設定を実現する機能を備えてもよい。

［（１−２）センサ要素の容量及び電極の構成、回路構成］
図２は、センサ要素２のセンスマス４の容量、電極の構成、及びセンスマス４の変位ｙの検出及びサーボ制御のための回路の概要構成を示す。センスマス４は、コリオリ検出側の電極であり、搬送波Ｃ０が印加される第１電極である。センスマス４には、４個の容量として、サーボ容量である容量Ｃｆｙ｛Cfyp,Cfyn｝、及び検出容量である容量Ｃｓｙ｛Csyp,Csyn｝が設けられている。

容量Ｃｆｙは、正側の容量Cfypと負側の容量Cfynとで成る。正側の容量Cfypは、電極対により構成され、その片方の電極は、第１電極であるセンスマス４であり、その他方の電極は、第２電極である電極Dfypである。電極Dfypは、正側のサーボ電極である。同様に、負側の容量Cfynは、電極対として、第１電極であるセンスマス４と、第２電極である電極Dfynとで構成される。電極Dfynは、負側のサーボ電極である。正側の電極Dfypには正側の電圧Vfypが印加され、負側の電極Dfynには負側の電圧Vfynが印加される。

容量Ｃｓｙは、正側の容量Csypと負側の容量Csynとで成る。正側の容量Csypは、電極対により構成され、その片方の電極は、第１電極であるセンスマス４であり、その他方の電極は、第３電極である電極Dsypである。電極Dsypは、正側の検出電極である。同様に、負側の容量Csynは、電極対として、第１電極であるセンスマス４と、第３電極である電極Dsynとで構成される。電極Dsynは、負側の検出電極である。正側の電極Dsypから正側の電圧Vsypが検出され、負側の電極Dsynから負側の電圧Vsynが検出される。

第１電極であるセンスマス４は、フレーム３を通じて、第１回路である搬送波発生回路１０と接続されている。センスマス４には第１信号として搬送波Ｃ０が印加される。第２電極である電極Ｄｆｙ｛Dfyp，Dfyn｝は、変調回路１３と接続されている。第３電極である電極Ｄｓｙ｛Dsyp，Dsyn｝は、アナログ回路４２と接続されている。第３回路である検出回路として、アナログ回路４２は、第３電極からの検出電圧Ｖｓｙを、第３信号である検出信号として検出する。制御回路５２は、検出信号に基づいた信号OP1を出力する。第３信号は、センスマス４の振動及び変位ｙの状態に応じた周波数を持つ信号である。

第２回路であるサーボ制御回路として、制御回路５２は、検出電圧Ｖｓｙの検出信号から、サーボ制御のための信号ＳＶを生成し、ＤＡＣ３２へ出力する。ＤＡＣ３２は、その信号ＳＶから、電源電圧Ｖ０に基づいて、サーボ制御のためのアナログ電圧を生成し、出力信号ＤＡとして出力する。変調回路１３は、その出力信号ＤＡを、搬送波Ｃ０により変調し、変調後のサーボ制御信号のサーボ電圧Ｖｆｙとして出力する。そのサーボ電圧Ｖｆｙは、第２信号として、第２電極である電極Ｄｆｙ｛Dfyp，Dfyn｝に印加される。

センスマス４のＹ方向の変位ｙに対して、上記サーボ制御により発生されるサーボ力Ｆｓが加えられることにより、センスマス４が初期位置に維持される。第１電極への第１信号である搬送波０の電圧Ｖcomは、後述するが、第１周波数ピークを持つ信号である。それに対し、第２電極への第２信号であるサーボ電圧Ｖｆｙは、第１信号の第１周波数ピークと重なる周波数ピークを持つ信号である。

［（１−３）変位、サーボ力］
図３は、図２のセンスマス４に慣性力が加わった場合における、Ｙ方向の変位ｙの状態と、その時に働くサーボ力Ｆｓについて示す。図３の（ａ）は、センスマス４の変位ｙとして正側（図３では上）へ変位した状態の時のサーボ力Ｆｓを示す。このサーボ力は、センスマス４を変位ｙの初期位置（破線で示す）へ戻そうとする方向（図３では下）への力である。一点鎖線はセンスマス４の中心位置を示す。図３の（ｂ）は、センスマス４の変位ｙとして負側（図３では下）へ変位した状態の時のサーボ力を示す。このサーボ力は、センスマス４を初期位置へ戻そうとする方向（図３では上）への力である。

サーボ制御側において、正側の容量Cfypの両端電圧をＶｐとすると、Ｖｐ＝（Vfyp−Ｖcom）であり、負側の容量Cfynの両端電圧をＶｎとすると、Ｖｎ＝（Vfyn−Ｖcom）である。サーボ力Ｆｓは（Ｖｐ^２−Ｖｎ^２）に比例する。即ち、Ｆｓ∝（Ｖｐ^２−Ｖｎ^２）で記述される。

［（１−４）搬送波、サーボ制御信号、サーボ力］
図４は、実施の形態１で、サーボ制御に係わる各信号及びサーボ力について示す。図４の（ａ）は、搬送波Ｃ０の電圧Ｖcomを示す。なお、図４では、波形なまりが有る状態を示す。搬送波Ｃ０の発生時の波形は矩形波であるが、一般的に実際の波形は、回路伝播で波形がなまる影響により、図示するように三角波に近付く。搬送波Ｃ０の振動周波数Ｆcomは、フレーム３の周波数の２倍以上に設定されなければならない。通常の角速度センサでは、この振動周波数は、フレームの周波数よりも十分に大きな周波数に設定される。実施の形態１では、振動周波数Ｆcomは、フレーム３の周波数に対して８倍の周波数に設定されている。

搬送波Ｃ０の電圧Ｖcomにおいて、Lowの時の電位は接地電位Ｖgnd、Highの時の電位は電源電圧電位Ｖddである。電源電圧電位Ｖddは、電源電圧Ｖ０の最大電圧レベルに対応した電位である。電圧Ｖcomの振幅Ｖppは（Ｖdd−Ｖgnd）である。

アナログ回路４２内の容量電圧変換回路の出力の電圧値をＣＶout、容量変動をΔＣ、容量電圧変換回路のゲインを決める容量をＣｇとする。その場合、ＣＶout＝Ｖpp×ΔＣ／Ｃｇと記述される。ＣＶoutは、搬送波Ｃ０の振幅Ｖppに比例する。そのため、振幅Ｖppは、電源電圧Ｖ０の全て、即ち最大の振幅及び電圧レベルを用いることが望ましい。よって、実施の形態１では、電源電圧Ｖ０の最大電圧レベルを用いて、上記搬送波Ｃ０の振幅Ｖppが規定されている。搬送波発生回路１０は、電源電圧Ｖ０の最大電圧レベルに対応した振幅Ｖppを持つ搬送波Ｃ０を発生する。なお、変形例としては、搬送波Ｃ０の振幅Ｖppとして、電源電圧Ｖ０の最大電圧レベル以外を用いることも可能である。

図４の（ｂ）は、変調前のサーボ制御信号である、ＤＡＣ３２の出力信号ＤＡ｛DAp,DAn｝の電圧波形を示す。この電圧波形は、検出電圧Ｖｓｘに基づいた、フレーム３の振動状態に応じた周波数を持つ信号である。この出力信号ＤＡは、正側の出力信号DApと負側の出力信号DAnとで位相反転関係を持つ。なお、ｐは正側、ｎは負側を示す。

出力信号ＤＡは以下のような信号である。センスマス４の変位ｙが、容量Ｃｓｙの電極Ｄｓｙを通じてアナログ回路４２で検出される。アナログ回路４２は、電圧Ｖｓｙ｛Vsyp,Vsyn｝から、容量電圧変換により、変位ｙに対応する容量値を電圧値として検出する。制御回路５２は、変位ｙがゼロになるように制御するために、アナログ回路４２の検出信号に基づいて、適切にゲイン、遅延、及び位相を制御する。制御回路５２は、その制御による信号ＳＶをＤＡＣ３２へ出力する。ＤＡＣ３２は、その信号ＳＶからＤＡ変換により生成したアナログ電圧を、出力信号ＤＡとする。ＤＡＣ３２は、出力信号ＤＡに関して、正側と負側で位相を逆転させることにより、適切な制御を行う。この出力信号ＤＡの波形では、センサ要素２の物理量入力として正弦波を仮定している。実施の形態１の場合、エラー成分と角速度成分が共に、フレーム３の振動と同じ周波数で変調されている。そのため、この正弦波の振動数及び振幅は、フレーム３の振動状態を反映している。

図４の（ｃ）は、変調後のサーボ制御信号のサーボ電圧Ｖｆｙの波形を示す。このサーボ電圧Ｖｆｙ｛Vfyp,Vfyn｝は、変調回路１３により出力信号ＤＡ｛DAp,DAn｝であるアナログ電圧を、搬送波遅延信号Ｖｄによって変調した電圧である。サーボ電圧Ｖｆｙは、搬送波Ｃ０の変調を有する信号である。この変調では、電圧Ｖcomの値がHighの時（例えば時点ｔ１）には、出力信号ＤＡの直流成分の値（例えば約０．７５）に対応した出力（例えば約０．５）となるようにする。また、この変調では、電圧Ｖcomの値がLowの時（例えば時点ｔ２）には、出力信号ＤＡの直流成分の値に対して正負で位相反転した出力｛Vfyp,Vfyn｝となるようにする。正側の電圧Vfypと負側の電圧Vfynは、それぞれの直流レベルが、出力信号の直流成分に対して対称形状であり、位相反転関係を持つ。このように、変調回路１３により搬送波Ｃ０を用いてサーボ制御信号に変調をかける点が重要である。サーボ電圧Ｖｆｙの詳しい特性については後述する。

図４の（ｄ）は、図４の（ｃ）のサーボ電圧Ｖｆｙに基づいて発生するサーボ力Ｆｓを実効サーボ力として示す。実施の形態１と比較例で、発生可能な最大サーボ電圧を共通とした場合に、発生できる最大サーボ力について、比較説明する。まず、図２６の（ｃ）のように、比較例では、搬送波Ｃ０の電圧Ｖcomの周波数（ｆ１）がサーボ力Ｆｓの中に残ってしまう。そのため、比較例では、発生できる実効サーボ力が比較的小さくなる。

それに対し、図４の（ｄ）のように、実施の形態１では、搬送波Ｃ０の電圧Ｖcomを用いて、ＤＡＣ３２の出力信号ＤＡのアナログ電圧を変調する。そのため、電圧Ｖcomとの差分をとることにより、電圧Ｖcomの振動成分を除去できる。この結果、実施の形態１では、図４の（ｄ）のサーボ力Ｆｓにおいて、本来必要な正弦波成分しか残らず、結果として最大効率の実効サーボ力を発生することができる。このサーボ力Ｆｓは、比較例のサーボ力Ｆｓよりも大きくなる。

実施の形態１のように最大サーボ力が発生できる場合、サーボ電圧の生成手段として、高圧電源や高電圧発生回路を使用しなくて済む。即ち、実施の形態１では、電源電圧Ｖ０として高い電圧が不要であり、比較的低い電圧が適用可能である。また、電源電圧Ｖ０として低い電圧から高い電圧を生成するための第２高電圧発生回路２５２が不要である。もしくは、高圧電源を用いる場合でも、従来と比較して低い電圧で同じ効果が得られる。即ち、実施の形態１では、高効率のサーボ制御が可能である。これにより、実施の形態１では、実装の回路面積を低減でき、低消費電力を実現できる。また、実施の形態１では、Ｓ／Ｎ及びダイナミックレンジを確保し、検出精度を犠牲にせずに、安価なシステムを実現できる。

［（１−５）信号雑音比の改善］
図５を用いて、比較例に対する実施の形態１でのＳ／Ｎの改善について説明する。図５の（Ａ）は実施の形態１でのＳ／Ｎ、図５の（Ｂ）は比較例でのＳ／Ｎを示す。それぞれ、（ａ）は入力物理量変位、（ｂ）はサーボ制御変位、（ｃ）は解像度、（ｄ）は検出回路を示す。（ａ）のように、実施の形態１と比較例で共に、入力物理量変位を同じ１００と仮定する。（ｂ）のように、実施の形態１では、最大サーボ力が得られた結果、振幅を２０まで抑制でき、比較例では、６０までしか抑制できないと仮定する。この仮定で、比較例のサーボ制御変位を解像しきることができるように最大入力レンジを設定する。その場合、アナログ回路の階調が１６ビットであるとすれば、（ｃ）のように、解像度は６０／２^１６となる。この場合に、（ｄ）のように、比較例では、（ａ）の入力物理量変位以上の信号の場合には、検出回路が飽和する。一方、実施の形態１では、それ以上の信号であっても検出回路は飽和せず、あと３倍まで入力物理量を増大可能である。

このため、回路の熱雑音を１０ＬＳＢと仮定した場合におけるＳ／Ｎは、実施の形態１では３０、比較例では１０となる。よって、実施の形態１の採用により、比較例に対してＳ／Ｎを３倍に向上できる。上記Ｓ／Ｎは、ほんの一例であり、センサ要素のＭＥＭＳ構造に応じてサーボ力の大きさを設計できるため、Ｓ／Ｎを３倍以上に向上できる可能性もある。この際、実施の形態１の優れた点として、変調回路１３が必要であるものの、サーボ制御に使う電圧を従来方式の電圧と変わらないようにできる点がある。

［（１−６）モジュール］
図６は、図１の実施の形態１の慣性検出装置における実装のモジュール１００の構成として、チップ配置及び配線等を示す。このモジュール１００は、ＭＥＭＳ角速度センサモジュールである。図６の（Ａ）は、モジュール１００の主面の構成、図６の（Ｂ）は、側面の構成を示す。主面は、Ｘ方向及びＹ方向を持つ平面に対応する。このモジュール１００は、回路チップ１０１と、センサチップ１０２とを有する。回路チップ１０１の上に、センサチップ１０２が積層されている。回路チップ１０１は、図１のベース部１と対応し、回路部がＬＳＩ等で実装されている。センサチップ１０２には、図１のセンサ要素２がＭＥＭＳで実装されている。回路チップ１０１とセンサチップ１０２は、外周部の複数の箇所で、それぞれ、ボンディングパッド１０３に対して為されたワイヤボンド１０４によって電気的に接続されている。ワイヤボンド１０４で接続されるボンディングパッド１０３同士は、物理的距離が短くなるよう配置されている。これにより、ワイヤボンド１０４による寄生成分を最小限に留め、予期せぬ遅延による不良を防ぐ効果がある。

［（１−７）スペクトル］
図７は、図６のモジュール１００の各信号のスペクトルについて示す。図６で、プローブｐ１で示す箇所のボンディングパッド１０３をプローブし、その波形が観測される。プローブｐ１で示す箇所は、搬送波Ｃ０の電圧Ｖcomを印加する部分に相当する。プローブｐ１の箇所が、オシロスコープ等によって時系列に観測される。すると、図４の（ａ）のような搬送波Ｃ０の電圧Ｖcomが確認される。プローブｐ２で示す箇所は、変調前のサーボ制御信号の出力信号ＤＡを印加する部分に相当する。この箇所を観測すると、図４の（ｂ）のような出力信号ＤＡの正側の出力信号DApの波形が確認される。プローブｐ３で示す箇所は、変調後のサーボ制御信号のサーボ電圧Ｖｆｙを印加する部分に相当する。この箇所を観測すると、図４の（ｃ）のようなサーボ電圧Ｖｆｙの正側の電圧Vfypの波形が確認される。

これらの波形を周波数スペクトル解析すると、図７のようなスペクトルが得られる。図７で、横軸が周波数、縦軸がスペクトルであり、スペクトルSP1〜SP3を有する。点線で示すスペクトルSP1は、プローブｐ１に対応した図４の（ａ）の搬送波Ｃ０の電圧Ｖcomのスペクトルである。このスペクトルSP1は、第１周波数FS1の所に第１周波数ピークが確認される。この第１周波数ピークの第１周波数FS1は、図４の（ａ）の電圧Ｖcomの振動周波数Ｆcomに相当する。

細実線で示すスペクトルSP2は、プローブｐ２に対応した図４の（ｂ）の正側の出力信号DApのスペクトルである。このスペクトルSP2は、第２周波数FS1の所に第２周波数ピークが確認される。第２周波数FS2は第１周波数FS1よりも低い。この第２周波数ピークの第２周波数FS2は、図４の（ｂ）のフレーム３の振動周波数Ｆｆに相当する。フレーム３の振動周波数Ｆｆは、搬送波Ｃ０の振動周波数Ｆcomよりも低い（Ｆｆ＜Ｆcom）。

太実線で示すスペクトルSP3は、プローブｐ３に対応した図４の（ｃ）の変調後のサーボ制御信号のサーボ電圧Ｖｆｙの正側の電圧Vfypのスペクトルである。このスペクトルSP3は、第１周波数FS1及び第２周波数FS2の２つの周波数の所に、周波数ピーク７０１及び周波数ピーク７０２が確認される。これら２つの周波数は、フレーム３の振動周波数Ｆｆ及び搬送波Ｃ０の振動周波数Ｆcomに該当する。スペクトルSP3の第１周波数FS1の所の周波数ピーク７０１は、スペクトルSP1の第１周波数ピークとの重なりを有する。スペクトルSP3の第２周波数FS2の所の周波数ピーク７０２は、スペクトルSP2の第２周波数ピークとの重なりを有する。このように、スペクトルSP3は特徴的な成分として２つの周波数ピークを持つ。この理由は、変調回路１３で、振動周波数Ｆｆを持つ出力信号ＤＡの波形を、振動周波数Ｆcomを持つ搬送波Ｃ０によって変調しているためである。

モジュール１００では、変調回路１３のモニタの機能を用いて、搬送波Ｃ０の電圧Ｖcom、及びサーボ電圧Ｖｆｙ等を観測できる。これにより、図７のように、スペクトル解析結果として、特徴的な成分を持つことが確認できる。上記のように、実施の形態１でセンスマス４に印加されるサーボ電圧Ｖｆｙは、第１周波数ピーク及び第２周波数ピークに対応した２つの周波数ピークを持つ波形である。なお、これらのスペクトルは理想的な状態を示しており、実際のスペクトルには、ノイズ成分や矩形波に基づいた高調波成分が含まれる可能性があるが、上記特徴が観測される特性は失われない。

［（１−８）サーボ力−動作電圧＿（１）］
図８は、実施の形態１の効果に関して、動作電圧に対するサーボ力を、比較例との定量比較で示す。図８中の実線は実施の形態１、破線は比較例を示す。図８の（Ａ）は、一定の搬送波Ｃ０で、サーボ電圧Ｖｆｙを変化させた場合における、発生するサーボ力Ｆｓの変化をプロットしたグラフを示す。一定の搬送波Ｃ０として、電圧Ｖcomの振幅を１に固定した場合である。サーボ電圧Ｖｆｙとして、正側の電圧Vfyp（電圧Vfynでも同じ）の大きさを０〜１の範囲で変化させた場合である。電圧Ｖcom及び電圧Vfypの大きさが１である場合は、電源電圧Ｖ０の最大電圧レベルを使用する場合に相当する。比較例のサーボ力Ｆｓの最大値は約０．１５[au]であり、実施の形態１のサーボ力Ｆｓの最大値は約０．６[au]である。実施の形態１では、電圧Vfypに対してサーボ力Ｆｓが線形で増加する特性を有する。実施の形態１では、比較例に比して最大で４倍大きいサーボ力Ｆｓが得られる。実施の形態１は、これらの２つの利点を有する。

図８の（Ｂ）は、一定のサーボ電圧Ｖｆｙで、搬送波Ｃ０の電圧Ｖcomを変化させた場合における、サーボ力Ｆｓの変化をプロットしたグラフを示す。一定のサーボ電圧Ｖｆｙとして、正側の電圧Vfypを１に固定した場合である。電圧Ｖcomの振幅を０〜１の範囲で変化させた場合である。容量検出時の信号の振幅の大きさは電圧Ｖcomに比例する。そのため、基本的には電圧Ｖcomの振幅として最大値である１を用いることが自然である。比較例では、電圧Ｖcomが小さいほど大きなサーボ力Ｆｓが得られるため、大きなサーボ力Ｆｓを得るためには、無理の無い範囲で電圧Ｖcomを小さくせざるを得ない。比較例では、サーボ力Ｆｓと容量検出精度及びＳ／Ｎ等との間にトレードオフの関係がある。

一方、実施の形態１では、サーボ力Ｆｓが電圧Ｖcomに比例するため、搬送波Ｃ０の電圧Ｖcomを最大値である１に設定することができる。これは、最大のサーボ力Ｆｓが得られると共に、最大の信号強度もしくは最大の容量検出精度及びＳ／Ｎ等が得られることを意味する。即ち、実施の形態１では、比較例のサーボ力Ｆｓと容量検出精度等とのトレードオフを解消できる利点がある。

［（１−８）サーボ力−動作電圧＿（２）］
図９は、電源電圧Ｖ０よりも高い電圧（Ｖｈとする）をサーボ電圧Ｖｆｙに用いる場合における、動作電圧に対するサーボ力の関係について、実施の形態１と比較例との比較で示す。横軸は、搬送波Ｃ０の電圧Ｖcomの振幅を１に固定した場合で、正側の電圧Vfypを０〜４の範囲で変化させた場合を示す。図９を用いて、サーボ電圧Ｖｆｙとして電源電圧Ｖ０よりも高い電圧Ｖｈを利用できる場合について説明する。

Vfyp＝４とは、電源電圧Ｖ０の４倍の高圧電源に対応する電圧Ｖｈを、サーボ電圧Ｖｆｙの発生に用いたことを意味する。実施の形態１と比較例で、発生できるサーボ力Ｆｓがクロスオーバーするのは、Vfyp／Ｖcom＝２、即ち、電源電圧Ｖ０の２倍の電圧Ｖｈを用いる場合である。（Vfyp／Ｖcom）＜２の領域を第１領域、これ以外の領域を第２領域とする。第１領域では、全域で実施の形態１の方が大きなサーボ力Ｆｓが得られ、第２領域では、全域で比較例の方が大きなサーボ力Ｆｓが得られる。

サーボ力Ｆｓをできるだけ大きくする場合において、第２領域の電圧Ｖｈをサーボ電圧Ｖｆｙに用いる場合には、比較例を選択するべきである。しかし、サーボ力Ｆｓが足りており、図８の（Ｂ）のサーボ電圧Ｖｆｙに対するサーボ力Ｆｓの線形の特性を重要視する場合には、第１領域と第２領域のいずれでも実施の形態１を選択するべきである。これらの選択はシステム設計に依存する。

［（１−８）サーボ力−動作電圧＿（３）］
図１０は、図９の電圧Ｖｈを利用できる場合として、（Vfyp／Ｖcom）＝４の場合における、各信号の波形例を、（Ａ）の実施の形態１と（Ｂ）の比較例との比較で示す。それぞれ、（ａ）は搬送波Ｃ０の電圧Ｖcom、（ｂ）はサーボ電圧Ｖｆｙ、（ｃ）はサーボ力Ｆｓを示す。図１０では、波形なまりが有る場合を示す。実施の形態１では、比較例に対し、破線で示す実効サーボ力Ｆｓが小さくなっている。これは、図９の（Ｂ）の比較例では電圧Ｖcomが小さいほど大きなサーボ力Ｆｓが得られる特性から理解できる。サーボ電圧Ｖｆｙの大きさに対して電圧Ｖcomの大きさが無視できるようになると、比較例の方が大きなサーボ力Ｆｓが得られる。

一方、実施の形態１では、電圧Ｖcomとサーボ電圧Ｖｆｙの直流成分が近いレベルにある場合には効果的であるが、これが離れてしまうと、発生できるサーボ力が小さくなってしまう。これが、図１０で実効サーボ力Ｆｓが小さくなってしまう理由である。上記のように、実施の形態１は、低い電源電圧Ｖ０を用いる場合で、電圧Ｖcomとサーボ電圧Ｖｆｙの直流成分が近いレベルにある場合に適用すると効果的である。

［（１−８）サーボ力−動作電圧＿（４）］
図１１は、図１０と同様のグラフであるが、波形なまりが無い場合を示す。搬送波Ｃ０は、理想的な矩形波である。

［（１−９）搬送波の位相遅延］
図１２は、前述の変調回路１３の遅延器１３１における、搬送波Ｃ０の電圧Ｖcomの位相遅延について補足説明するための説明図である。前述の「適切な遅延」とは、サーボ電圧Ｖｆｙに関して、搬送波Ｃ０の電圧Ｖcomと位相を正確に揃えるための最適遅延量を指す。（ａ）は搬送波Ｃ０の電圧Ｖcomとして波形なまりが無い矩形波を示す。（ｂ）は変調後のサーボ電圧Ｖｆｙ｛Vfyp,Vfyn｝を示す。（ｃ）は電圧Ｖcomの位相遅延量（単位は[radian]）に対するサーボ力のグラフを示す。

この位相遅延量が適切であるかについては、予め設計及び製造段階で、サーボ電圧Ｖｆｙ及び電圧Ｖcomが実際に観測されて、適切であるか確認され、適切になるように調整される。上記位相遅延量が適切である場合、即ち電圧Ｖcomとサーボ電圧Ｖｆｙで位相が揃っている場合、サーボ力Ｆｓを高効率で発生させることができる。また、製造後でもこの位相遅延の確認及び調整を可能とするために、変調回路１３は、前述のように電圧Ｖcom及びサーボ電圧Ｖｆｙ等をモニタできる回路を含む機能を有する。遅延器１３１は、この位相遅延量の調整のための機能を有する。遅延器１３１の位相遅延量は、制御回路５２からの遅延制御信号Ｓｄに基づいて設定可能である。制御回路５２では、位相遅延量の設定が可能である。

また、変調回路１３のインピーダンスとＤＡＣ３２の駆動力は、サーボ電圧Ｖｆｙが適切に振幅するように設計されている。これらは、配線の寄生容量等に依存する。そのため、慣性センサの実装については、モジュール１００のように適切に工夫されている。

図１２で、電圧Ｖcomとサーボ電圧Ｖｆｙとで位相にズレがある場合の検出精度について説明する。遅延１２０１は、（ａ）の電圧Ｖcomと（ｂ）のサーボ電圧Ｖｆｙとの位相ズレに対応する遅延を示す。位相１２０２は、２πであり、電圧Ｖcomの１周期を指す。（ｃ）で、実線は実施の形態１のサーボ力を示す。位相遅延が０の場合は、最適遅延量であり、サーボ力Ｆｓとして１[au]が得られる。位相遅延がπ（１８０度）の場合は、正側の電圧Vfypと負側の電圧Vfynが反転する。その場合に得られるサーボ力Ｆｓは、遅延１２０１が０である場合のサーボ力Ｆｓと同等である。よって、実施の形態１では、位相遅延は０が望ましく、π（１８０度）も許容される。

破線は比較例のサーボ力を示す。比較例では、最大でもサーボ力Ｆｓは０．２５しか得られない。実施の形態１で、比較例よりも大きなサーボ力Ｆｓを得るための位相遅延の条件としては、以下となる。即ち、位相遅延量をＤとすると、０≦Ｄ＜（３π／８＋ｎπ）、または、（５π／８＋ｎπ）＜Ｄ＜（１１π／８＋ｎπ）、または、（１１π／８＋ｎπ）＜Ｄ＜（２π＋ｎπ）、である。これは、搬送波Ｃ０が理想的な矩形波である場合で計算したものであるが、波形なまりが有る場合でも同様に成立する。

［（１−１０）波形なまり］
図１３は、図１０等のように波形なまりが有る場合でも実施の形態１の所定の効果が実現されることについて補足説明するための説明図である。図１３は、搬送波Ｃ０の電圧Ｖcomのみについて、２次のローパスフィルタを通過させて、矩形波から三角波に近付けた例を示す。ローパスフィルタの遮断周波数Ｆｃを、Ｆｃ＝２０とする。（ａ）は、遮断周波数Ｆｃに対するサーボ力の関係、及び遮断周波数Ｆｃに対する位相遅延の関係を示す。（ｂ）は搬送波Ｃ０の電圧Ｖcomとして、Ｆｃ＝２０の波形なまりが有る場合を示す。（ｃ）は、（ｂ）に対応する場合のサーボ力Ｆｓを示す。

適切な遅延として、Ｆｃ＝２０の場合の位相遅延量Ｄ＝０．７２[rad]を適用する。その結果、図１１のような矩形波の場合と比較して、図１３のように最適な状態になっている。なお、電圧Ｖcomとサーボ電圧Ｖｆｙで同じように波形なまりが有る場合に対し、異なる波形なまりに設定された場合には、発生できるサーボ力が小さくなる。実施の形態１では、電圧Ｖcom、またはサーボ電圧Ｖｆｙ、またはそれらの両方に、波形なまりが有る場合、上記例のように、変調回路１３で、適切な位相遅延量を適用する。適切な遅延量とは、Bode線図を作成した場合に位相遅延としてプロットできる値のことである。これにより、実施の形態１では、前述のように低い電源電圧Ｖ０に対して高効率でサーボ力Ｆｓを発生できる等の好ましい効果が得られる。

［（１−１１）回路部］
図１４は、図６のモジュール１００におけるセンサ要素２及び回路部の構成を示す。モジュール１００は、角速度の検出のために、センサ要素２の慣性体における駆動側であるフレーム３の第１軸のＸ方向の変位ｘ、及びコリオリ検出側であるセンスマス４の第２軸のＹ方向の変位ｙを検出する。それに対応して、センサ要素２は、駆動側及びコリオリ検出側の二系統の検出容量及びサーボ容量を有し、回路部は、二系統の検出回路及びサーボ制御回路を有する。

センサ要素２は、後述のＭＥＭＳで実装される部品であるが、図１４では等価回路で表現している。センサ要素２は、駆動側であるフレーム３に設けられた検出容量である容量Ｃｓｘ｛Csxp,Csxn｝と、サーボ容量である容量Ｃｆｘ｛Cfxp,Cfxn｝とを有する。容量Ｃｓｘは、変位ｘを検出するための相補の容量であり、正側の容量Csxpと負側の容量Csxnとを有する。容量Ｃｆｘは、変位ｘのサーボ制御のための相補の容量であり、正側の容量Cfxpと負側の容量Cfxnとを有する。センサ要素２は、コリオリ検出側であるセンスマス４に設けられた検出容量である容量Ｃｓｙ｛Csyp,Csyn｝と、サーボ容量である容量Ｃｆｙ｛Cfyp,Cfyn｝とを有する。容量Ｃｓｙは、変位ｙを検出するための相補の容量であり、正側の容量Csypと負側の容量Csynとを有する。容量Ｃｆｙは、変位ｙのサーボ制御のための容量であり、正側の容量Cfypと負側の容量Cfynとを有する。

これらの各容量は相補の関係であり、図２と同様に、電極対により構成される。例えば、駆動側の検出容量において、正側の容量Csxpは、正側の電極Dsxpとフレーム３とで構成され、負側の容量Csxnは、負側の電極Dsxnとフレーム３とで構成される。同様に、サーボ容量において、正側の容量Cfxpは、正側の電極Dfxpとフレーム３とで構成され、負側の容量Cfxnは、負側の電極Dfxnとフレーム３とで構成される。フレーム３は前述の第１電極に相当する。

センサ要素２の駆動側及びコリオリ検出側の計８個の容量は、それぞれの容量の電極対における片方の電極が、ノード１４０１として示すように、互いに電気的に接続されている。言い換えると、第１電極であるフレーム３及びセンスマス４として、共通に接続されている。これらの容量に対して共通に搬送波Ｃ０の電圧Ｖcomが印加される。

回路部は、二系統の検出回路、二系統のサーボ制御回路、搬送波発生回路１０、制御回路５２、ロジック回路５３を含む。二系統の検出回路として、駆動側の検出容量から電圧を検出するアナログ回路４２ｘと、コリオリ検出側の検出容量から電圧を検出するアナログ回路４２ｙとを有する。二系統のサーボ制御回路として、駆動側のサーボ容量にサーボ電圧を印加するためのＤＡＣ３２ｘ及び変調回路１３ｘと、コリオリ検出側のサーボ容量にサーボ電圧を印加するためのＤＡＣ３２ｙ及び変調回路１３ｙとを有する。

駆動側の検出容量｛Csxp,Csxn｝の検出電極｛Dsxp,Dsxn｝は、駆動側のアナログ回路４２ｘと接続されている。コリオリ検出側の検出容量｛Csyp,Csyn｝の検出電極｛Dsyp,Dsyn｝は、コリオリ検出側のアナログ回路４２ｙと接続されている。駆動側のサーボ容量｛Cfxp,Cfxn｝のサーボ電極｛Dfxp,Dfxn｝は、駆動側の変調回路１３ｘと接続されている。コリオリ検出側のサーボ容量｛Cfyp,Cfyn｝のサーボ電極｛Dfyp,Dfyn｝は、コリオリ検出側の変調回路１３ｙと接続されている。

コリオリ検出側のサーボ容量｛Cfyp,Cfyn｝のサーボ電極｛Dfyp,Dfyn｝に対しては、変調回路１３ｙからのサーボ電圧Ｖｆｙ｛Vfyp,Vfyn｝が印加される。正側の電極Dfypに正側の電圧Vfypが印加され、負側の電極Dfynに負側の電圧Vfynが印加される。コリオリ検出側の検出容量｛Csyp,Csyn｝の検出電極｛Dsyp,Dsyn｝からは、検出信号の検出電圧Ｖｓｙ｛Vsyp,Vsyn｝が、アナログ回路４２ｙ内の容量電圧変換回路で検出される。正側の電極Dsypから正側の電圧Vsyp（正側の変位信号を示す）が検出され、負側の電極Dsynから負側の電圧Vsyn（負側の変位信号を示す）が検出される。

アナログ回路４２ｘは、駆動側の検出容量から、変位ｘを検出電圧Ｖｓｘとして検出し、それに対応するデジタル信号を、出力信号ＡＤｘとして出力する。アナログ回路４２ｙは、コリオリ検出側の検出容量から、変位ｙを検出電圧Ｖｓｙとして検出し、それに対応するデジタル信号を、出力信号ＡＤｙとして出力する。

図１５は、アナログ回路４２ｘ，４２ｙの内部構成を示す。アナログ回路４２ｘ内には、容量電圧変換回路４２１ｘ（「ＣＶＣ」で示す）、増幅器４２２ｘ、ＡＤＣ（アナログデジタル変換器）４２３ｘ、等を含む。容量電圧変換回路４２１は、正側及び負側の回路を含む。同様に、アナログ回路４２ｙ内には、容量電圧変換回路４２１ｙ、増幅器４２２ｙ、ＡＤＣ４２３ｙ、等を含む。

例えば、アナログ回路４２ｙの容量電圧変換回路４２１ｙは、検出電圧Ｖｓｙ｛Vsyp,Vsyn｝を入力し、容量電圧変換により容量値から電圧値に変換して、その結果のアナログ電圧信号ＣＶｙ１｛CVy1p,CVy1n｝を出力する。例えば、正側の回路は、正側の変位信号である電圧Vsypを入力し、正側のアナログ電圧信号CVy1pを出力する。増幅器４２２ｙは、アナログ電圧信号ＣＶｙ１を入力し差動増幅して、アナログ電圧信号ＣＶｙ２として出力する。ＡＤＣ４２３ｙは、アナログ電圧信号ＣＶｙ２を入力し、正負の差動でＡＤ変換を行い、その結果のデジタル信号を出力信号ＡＤｙとして出力する。アナログ回路４２ｘも同様の構成である。

アナログ回路４２ｘ，４２ｙの構成部品は一般的なものが適用可能であり、クロックに基づくサンプルホールド回路でもよいし、連続型回路でもよい。また、それぞれの回路のゲインは、システムを最適化するために設計されていればよく、特定のゲインや方式に限定されない。なお、変形例として、容量電圧変換回路の出力で十分なゲインが得られる場合には、増幅器を省略可能である。また、容量電圧変換回路は、出力が相補の正負の信号ではなく１つの信号である回路構成でもよいし、入力の検出電圧をそれぞれ差動増幅する回路構成でもよい。

図１４で、制御回路５２は、アナログ回路４２ｘ，４２ｙの出力信号ＡＤｘ，ＡＤｙを入力し、それらの出力信号に基づいて、サーボ制御のための信号ＳＶｘ，ＳＶｙを生成し、ＤＡＣ３２ｘ，３２ｙへ出力する。制御回路５２は、ＤＡＣ３２ｘ，３２ｙに対して適切な制御を行う。また、制御回路５２は、搬送波発生回路１０、変調回路１３ｘ，１３ｙに対して適切な制御を行う。

制御回路５２は、ＤＡＣ３２ｘへ制御のためのデジタル信号である信号ＳＶｘ｛SVxp，SVxn｝を出力する。信号ＳＶｘは、正側の信号SVxpと負側の信号SVxnとで成る。制御回路５２は、ＤＡＣ３２ｙへ制御のためのデジタル信号である信号ＳＶｙ｛SVyp，SVyn｝を出力する。信号ＳＶｙは、正側の信号SVypと負側の信号SVynとで成る。

また、制御回路５２は、コリオリ検出側の変調回路１３ｙへ、遅延制御信号Ｓｄを出力する。遅延制御信号Ｓｄは、サーボ電圧Ｖｆｙに適切な遅延を設定するための信号である。また、制御回路５２は、駆動側の変調回路１３ｘへ、変調制御信号ＣＫｍを出力する。変調制御信号ＣＫｍは、駆動側のサーボ制御の変調を適切に制御するための信号である。また、制御回路５２は、搬送波発生回路１０へ、搬送波制御信号Ｓｃを出力する。搬送波制御信号Ｓｃは、搬送波発生回路１０での搬送波Ｃ０の発生を制御する信号である。

制御回路５２は、同期検波による低周波雑音除去、ＰＩＤコントローラによるサーボ制御のための信号ＳＶの生成、ゲイン回路による増幅、差分回路による直流オフセット除去、等の制御を行う。また、制御回路５２は、遅延制御信号Ｓｄ、変調制御信号ＣＫｍ、及び搬送波制御信号Ｓｃの生成、等の制御を行う。

制御回路５２は、出力信号ＡＤｘ，ＡＤｙに基づいた信号OP1を、ロジック回路５３へ出力する。ロジック回路５３は、信号OP1を用いて、角速度の計算を含むロジック処理を行い、角速度検出情報を含む出力信号OP2を、外部へ出力する。

ＤＡＣ３２ｘは、信号ＳＶｘのＤＡ変換により、駆動側のサーボ制御のためのアナログ電圧の出力信号ＤＡｘ｛DAxp,DAxn｝を生成する。ＤＡＣ３２ｙは、信号ＳＶｙのＤＡ変換により、コリオリ検出側のサーボ制御のためのアナログ電圧の出力信号ＤＡｙ｛DAyp,DAyn｝を生成する。ＤＡＣ３２ｘ，３２ｙは、それぞれ、正側ＤＡＣ及び負側ＤＡＣを含む。例えば、ＤＡＣ３２ｙの正側ＤＡＣは、正側の信号SVypを入力し、ＤＡ変換を行い、その結果の正側の出力信号DAypを出力する。コリオリ検出側のＤＡＣ３２ｙは、図１のＤＡＣ３２と同様の構成であり、アナログ電圧の出力信号ＤＡｙ｛DAyp,DAyn｝は、前述の出力信号ＤＡ｛DAp,DAn｝に相当する。

搬送波発生回路１０は、電源電圧Ｖ０に基づいて、及び制御回路５２からの搬送波制御信号Ｓｃに従って、搬送波Ｃ０の電圧Ｖcomを発生し、センサ要素２の第１電極のノード１４０１、及びコリオリ検出側の変調回路１３ｙへ出力する。

コリオリ検出側の変調回路１３ｙは、図１の変調回路１３と同様の構成である。変調回路１３ｙは、ＤＡＣ３２ｙからのアナログ電圧の出力信号ＤＡｙ｛DAyp，DAyn｝を、搬送波Ｃ０の電圧Ｖcomを用いて、遅延制御信号Ｓｄに従うタイミングで、適切に変調を行う。これにより、変調回路１３ｙは、変調後の信号である、サーボ電圧Ｖｆｙ｛Vfyp，Vfyn｝を出力する。サーボ電圧Ｖｆｙは、センサ要素２のコリオリ検出側のサーボ容量を構成する電極｛Dfyp，Dfyn｝に印加される。

駆動側の変調回路１３ｘは、ＤＡＣ３２ｘからのアナログ電圧の出力信号ＤＡｘ｛DAxp，DAxn｝を、変調制御信号ＣＫｍに従って変調し、変調後の信号であるサーボ電圧Ｖｆｘ｛Vfxp，Vfxn｝を出力する。サーボ電圧Ｖｆｘは、センサ要素２の駆動側のサーボ容量を構成する電極｛Dfxp，Dfxn｝に印加される。

なお、変形例として、用途に応じて計測軸を増やす場合には、モジュール１００を複数に増やした形態や、センサ要素２を複数に増やして１つの回路部で共有する形態も可能である。共有する形態の場合、回路部は、適切な切替回路や切替信号を用いる。

［（１−１２）変調回路］
図１６の（Ａ）は、コリオリ検出側の変調回路１３ｙの詳しい構成を示す。この変調回路１３ｙは、図１の変調器１３２が、アナログスイッチ素子であるスイッチ１３５｛ＳＷ：ＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３，ＳＷ４｝を用いて構成されている。各スイッチ１３５は、入力「SWin」と出力「SWout」と制御入力「CK」とを有する。スイッチ１３５の入力側には、ＤＡＣ３２ｙの出力信号ＤＡｙ｛DAyp,DAyn｝の入力線が接続されている。スイッチ１３５の出力側には、サーボ電圧Ｖｆｙ｛Vfyp,Vfyn｝の出力線が接続されている。第１スイッチＳＷ１は、正側の入力線と負側の出力線との間に設けられている。第２スイッチＳＷ２は、負側の入力線と正側の出力線との間に設けられている。第３スイッチＳＷ３は、負側の入力線と負側の出力線との間に設けられている。第４スイッチＳＷ４は、正側の入力線と正側の出力線との間に設けられている。

遅延器１３１には、図４の（ａ）のような搬送波Ｃ０の電圧Ｖcom、及び遅延制御信号Ｓｄが入力される。遅延器１３１は、電圧Ｖcomに対し、遅延制御信号Ｓｄに基づいたタイミングで適切な遅延を発生させ、その結果の搬送波遅延信号Ｖｄを、各スイッチ１３５｛ＳＷ１〜ＳＷ４｝の制御入力「CK」へ与える。搬送波遅延信号Ｖｄは、第１スイッチＳＷ１及び第２スイッチＳＷ２に対しては、反転器で位相が反転された信号が入力され、第３スイッチＳＷ３及び第４スイッチＳＷ４に対しては、反転無しの信号が入力される。

各スイッチ１３５は、制御入力「CK」の搬送波遅延信号Ｖｄの値｛High,Low｝に応じて、入力「SWin」の値を出力「SWout」の値として出力する否かを切り替えるように動作する。搬送波遅延信号Ｖｄの値がHighの場合、第３スイッチＳＷ３及び第４スイッチＳＷ４は出力、第１スイッチＳＷ１及び第２スイッチＳＷ２は値がLowにより否（非出力）となる。よって、変調回路１３ｙの出力であるサーボ電圧Ｖｆｙとしては、負側の電圧Vfynとして、負側の信号DAynが出力され、正側の電圧Vfypとして、正側の信号DAypが出力される。搬送波遅延信号Ｖｄの値がLowの場合、出力のサーボ電圧Ｖｆｙとしては、上記正負の値が逆になって出力される。

実施の形態１では、前述のように、搬送波Ｃ０の電圧Ｖcomは、電源電圧Ｖ０の最大電圧レベルに対応した振幅Ｖpp｛接地電位Ｖgnd〜電源電圧電位Ｖdd｝を持つ。アナログ電圧である電圧Ｖcomが、このように電源電圧電位Ｖddと接地電位Ｖgndとの２値をとる場合、電圧Ｖcomは、変調回路１３ｙでロジックと同じ扱いで処理することができる。そのため、変調回路１３ｙのスイッチ１３５の制御が簡単になり、簡易及び小規模の回路で実現できる。

図１６の（Ｂ）は、スイッチ１３５の詳しい構成を示す。このスイッチ１３５の回路は、１個のＰＭＯＳ素子１６０１と１個のＮＭＯＳ素子１６０２が、それぞれのソース及びドレインが接続されるように配置されている。制御線（制御入力「CK」）は、ＮＭＯＳ素子１６０２のゲートに結線され、制御線の反転情報が、ＰＭＯＳ素子１６０１のゲートに結線される。このようなスイッチ１３５の構成により、接地電位Ｖgndから電源電圧電位Ｖddまでのアナログ電圧レベルを、電圧降下無く出力できる。なお、スイッチ１３５の出力「SWout」には、サーボ容量を駆動するために、図示しないオン抵抗が適切に設計されている。

図１７は、駆動側の変調回路１３ｘの詳しい構成を示す。変調回路１３ｘは、変調回路１３ｙと異なる点として、遅延器１３１が無く、変調制御信号ＣＫｍがそのまま遅延無しでスイッチ１３５｛ＳＷ１〜ＳＷ４｝に対する制御入力「CK」として使用される。変調回路１３ｘの入力である出力信号ＤＡｘのレベルは、上側の電位が、電位Ｖddhであり、電位Ｖddhは、変調回路１３ｙの入力の上側の電位Ｖddよりも高い電位である（Ｖddh＞Ｖdd）。スイッチ１３５は、この電位Ｖddhを持つ電圧信号の入力ができるように適切に設計されている。具体的には、スイッチ１３５に用いるＭＯＳトランジスタにおいて、通常よりも酸化膜厚が厚く、高圧まで耐性のあるタイプが選択される。

［（１−１３）ＤＡＣ］
図１８の（Ａ）は、コリオリ検出側のＤＡＣ３２ｙの詳しい構成を示す。ＤＡＣ３２ｙは、デコーダ３２１、アナログ電圧選択回路３２２、駆動回路３２３を含む。制御回路５２からの信号ＳＶｙ｛SVyp,SVyn｝は、デコーダ３２１に入力される。デコーダ３２１は、信号ＳＶｙをデコードすることにより、その結果の信号である選択制御信号SEL｛SELp,SELn｝を生成し、アナログ電圧選択回路３２２へ出力する。選択制御信号SELは、アナログ電圧選択回路３２２内のスイッチ３２５から選択するための信号であり、正側の信号SELpと負側の信号SELnとを含む。なお、選択制御信号SELにおける記号［０：ｍ］は、ｍ＋１個の線を省略して示す記号である。

アナログ電圧選択回路３２２は、複数の抵抗３２４と、複数のスイッチ３２５とを含む。複数の抵抗３２４は、直列接続されたストリングを構成している。ストリングの基準電圧における、低側電位REFL及び高側電位REFHは、任意に設計可能であるが、実施の形態１では、接地電位Ｖgnd及び電源電圧電位Ｖddである。ストリングに対してタップ位置にスイッチ３２５が配置されている。スイッチ３２５として、番号［０］から番号［ｍ］までで示すｍ＋１個がある。スイッチ３２５は、入力「in」と正負の出力「outp」「outn」と制御入力「ck」とを有する。

スイッチ３２５は、制御入力「ck」の選択制御信号SELの値に応じて、入力値を出力するか否かを切り替える。選択制御信号SEL｛SELp,SELn｝における番号毎の値｛Hign,Low｝により、どのスイッチ３２５で出力するか否かを選択可能である。正側の信号SELpにより正側の出力「outp」を選択可能であり、負側の信号SELnにより負側の出力「outn」を選択可能である。正側の信号SELpの選択番号をｋｐ、負側の信号SELnの選択番号をｋｎとすると、選択番号ｋｐと選択番号ｋｎとの間には、ｋｐ＋ｋｎ＝ｍという関係が成立している。即ち、アナログ電圧選択回路３２２では、選択制御信号SELの選択値を中心として、ストリングの基準電圧の範囲内で、正側の電圧値と負側の電圧値とが相補の関係となるように、選択された電圧信号が生成されて出力される。

スイッチ３２５の正側の出力「outp」は、駆動回路３２３の正側の回路に接続されており、スイッチ３２５の負側の出力「outn」は、駆動回路３２３の負側の回路に接続されている。駆動回路３２３は、アナログ電圧選択回路３２２で選択された電圧信号を、正負のそれぞれで増幅し、出力信号ＤＡｙ｛DAyp,DAyn｝として出力する。

上記のように、アナログ電圧選択回路３２２の出力として、所望の電圧を選択して出力可能である。アナログ電圧選択回路３２２は、選択制御信号SELによりタップ位置を変更して所望のアナログ電圧を選択して出力できる回路であることが重要である。なお、ＤＡＣ３２ｙの出力インピーダンスを調整するためには、図１８以外でも様々な回路構成が適用可能である。

図１８の（Ｂ）は、スイッチ３２５の回路構成を示す。このスイッチ３２５の回路は、第１スイッチｓｗ１と第２スイッチｓｗ２を含む。スイッチ３２５の入力「in」の電圧に対し、制御入力「ck」の選択制御信号SEL｛SELp,SELn｝の選択番号｛ｋｐ，ｋｎ｝により、第１スイッチｓｗ１及び第２スイッチｓｗ２の出力か否かが選択される。この選択の結果が、正側の出力「outp」及び負側の出力「outn」となる。スイッチ３２５の入力「in」の電圧は、第１スイッチｓｗ１の入力「in1」及び第２スイッチｓｗ２の入力「in2」に入力される。正側の信号SELpは第１スイッチｓｗ１の制御入力「ck1」に入力され、負側の信号SELnは第２スイッチｓｗ２の制御入力「ck2」に入力される。第１スイッチｓｗ１の出力が正側の出力「outp」、第２スイッチｓｗ２の出力が負側の出力「outn」である。例えば、正側の信号SELpの選択番号ｋｐにより選択されたスイッチ３２５の第１スイッチｓｗ１がオンに切り替えられて、入力「in1」の電圧を正側の出力「outp」として出力する。

駆動側のＤＡＣ３２ｘは、図示しないが、コリオリ検出側のＤＡＣ３２ｙの構成に対して、以下の点が異なる。ＤＡＣ３２ｘは、アナログ電圧選択回路の基準電圧の高側電位として、ＤＡＣ３２ｙのアナログ電圧選択回路３２２の基準電圧の高側電位REFHである電源電圧電位Ｖddよりも高い電位Ｖddhを用いる。また、アナログ電圧選択回路内のスイッチや駆動回路は、その電位Ｖddhの基準電圧に対応した回路である。具体的には、その回路に用いるＭＯＳトランジスタとして、通常よりも酸化膜厚が厚く、高圧まで耐性のあるタイプが選択される。

［（１−１４）センサ要素＿ＭＥＭＳ構造］
図１９は、モジュール１００のセンサ要素２のＭＥＭＳ実装構造成例を示す。このセンサ要素２は、単一の慣性体であるマスを有する角速度センサ要素である。このセンサ要素２は、櫛歯形状の電極を用いて構成されている。このセンサ要素２は、フレーム３に対応する電極１９０において、図１４に示した計８個の容量｛Ｃｆｘ｛Cfxp,Cfxn｝，Ｃｆｙ｛Cfyp,Cfyn｝，Ｃｓｘ｛Csxp,Csxn｝，Ｃｓｙ｛Csyp,Csyn｝｝が、ＭＥＭＳの電極対として設けられている。それらの電極対として、電極｛｛Dfxp1,Dfxp2,Dfxn1,Dfxn2｝，｛Dfyp,Dfyn｝，｛Dsxp1,Dsxp2,Dsxn1,Dsxn2｝，｛Dsyp,Dsyn｝｝を示す。

電極１９０は、概略矩形を有し、外周の四箇所でスプリング１９０１と接続されている。電極１９０の外周の一方辺に対して駆動側の電極｛Dfxp1,Dsxp1,Dsxn1,Dfxn1｝が配置されており、外周の他方辺に対して駆動側の電極｛Dfxp2,Dsxp2,Dsxn2,Dfxn2｝が配置されている。また、電極１９０の内周の四箇所でスプリング１９０２と接続されており、スプリング１９０２を介してコリオリ検出側の電極｛Dfyp,Dfyn,Dsyp,Dsyn｝が配置されている。例えば、前述の容量Cfxpの片方の電極Dfxpは、電極Dfxp1と電極Dfxp2との２つの電極部で構成され、それらの電極部が電極１９０を通じて離れた位置に配置され、電気的に接続されている。他の容量の電極についても同様である。

［（１−１５）効果等］
以上説明したように、実施の形態１の容量検出型及びサーボ制御方式の慣性検出装置であるＭＥＭＳ角速度センサによれば、低い電源電圧でもサーボ力を効率的に発生させることができ、検出精度の向上や劣化抑制を実現できる。実施の形態１の慣性検出装置は、搬送波Ｃ０を用いてＤＡＣの出力信号を変調し、その変調後のサーボ電圧を用いてセンサ要素２のサーボ制御を行う。これにより、低い電源電圧Ｖ０でも、サーボ力Ｆｓを最大効率で発生させることができ、必要な最大サーボ電圧を低減できる。この結果、実施の形態１では、検出精度を向上または維持できる。実施の形態１では、比較例のような従来技術に対し、高電圧発生回路を削減できるので、回路面積及び消費電力を低減でき、小型で低コストの慣性センサ及びシステムを実現できる。

実施の形態１の慣性検出装置は、慣性センサを適用するシステムが、低い電源電圧で低消費電力を実現したいシステムである場合に、特に好適に適用できる。そのシステムは、低消費電力で高感度に物理量を検出でき、省スペースで慣性センサを搭載できる。適用可能なシステムとしては、背景技術で述べた各種の用途に適用可能である。実施の形態１の慣性検出装置は、加速度センサや、その他の静電容量型及びサーボ制御方式の全ての物理量センサに同様に適用可能である。

（実施の形態２）
図２０〜図２２を用いて、実施の形態２の慣性検出装置について説明する。実施の形態２の基本的な構成は、実施の形態１と同様であり、以下、実施の形態２における実施の形態１とは異なる構成部分について説明する。実施の形態２の慣性検出装置は、容量検出型及び一軸サーボ制御方式の加速度センサである。

［（２−１）回路部］
図２０は、実施の形態２の慣性検出装置の実装のモジュール２００におけるセンサ要素２及び回路部の構成を示す。モジュール２００の概要は、図６のモジュール１００と同様である。センサ要素２は、一軸における加速度の検出のために、一系統の検出容量及びサーボ容量を有する。回路部は、それに対応して、一系統のアナログ回路４２ｚ、ＤＡＣ３２ｚ及び変調回路１３ｚ等を有する。

センサ要素２は、加速度センサ要素であり、１つの慣性体のマスを有する。センサ要素２は、所定の一軸の方向の変位を検出するための検出容量及びサーボ容量として計４個の容量を有する。検出容量として、相補である正側の容量Ｃｓｐと負側の容量Ｃｓｎとを有し、サーボ容量として、相補である正側の容量Ｃｆｐと負側の容量Ｃｆｎとを有する。検出容量の正側の容量Ｃｓｐは、正側の電極Ｄｓｐと第１電極とで構成され、負側の容量Ｃｓｎは、負側の電極Ｄｓｎと第１電極とで構成される。サーボ容量の正側の容量Ｃｆｐは、正側の電極Ｄｆｐと第１電極とで構成され、負側の容量Ｃｆｎは、負側の電極Ｄｆｎと第１電極とで構成される。第１電極は、慣性体のマスを構成する電極である。ノード２００１では、各容量を構成する第１電極が電気的に接続されており、搬送波Ｃ０の電圧Ｖcomが共通に印加される。

回路部は、アナログ回路４２ｚ、ＤＡＣ３２ｚ、変調回路１３ｚ、搬送波発生回路１０、制御回路５２、ロジック回路５３を含む。アナログ回路４２ｚは、センサ要素２の検出容量｛Ｃｓｐ，Ｃｓｎ｝の電極｛Ｄｓｐ，Ｄｓｎ｝と接続されており、それらの電極から検出電圧Ｖｓ｛Ｖｓｐ，Ｖｓｎ｝を検出する。アナログ回路４２ｚ内の構成は、図１５の構成と同様であり、容量電圧変換回路、増幅器、ＡＤＣ等を含む。アナログ回路４２ｚは、検出電圧Ｖｓから、容量電圧変換により、変位を表す電圧信号を得る。アナログ回路４２ｚは、増幅後の電圧値から差動のＡＤ変換によるデジタル信号を、出力信号ＡＤとして出力する。

制御回路５２は、アナログ回路４２ｚからの出力信号ＡＤに基づいて、実施の形態１と同様に、ＤＡＣ３２ｚ等に対し、適切な制御を行う。制御回路５２は、出力信号ＡＤに基づいて、ＤＡＣ３２ｚに対する制御のための信号ＳＶ｛ＳＶｐ，ＳＶｎ｝を生成して出力する。また、制御回路５２は、変調回路１３ｚへ遅延制御信号Ｓｄを出力し、搬送波発生回路１０へ搬送波制御信号Ｓｃを出力する。

搬送波発生回路１０は、電源電圧Ｖ０に基づいて、及び制御回路５２からの搬送波制御信号Ｓｃに従い、搬送波Ｃ０の電圧Ｖcomを発生し、センサ要素２の第１電極のノード２００１及び変調回路１３ｚへ出力する。

ＤＡＣ３２ｚは、信号ＳＶのＤＡ変換により、アナログ電圧を生成し、出力信号ＤＡ｛ＤＡｐ，ＤＡｎ｝として出力する。変調回路１３ｚは、実施の形態１の変調回路１３ｙと同様の構成である。変調回路１３ｚは、ＤＡＣ３２ｚからの出力信号ＤＡ｛ＤＡｐ，ＤＡｎ｝を、遅延制御信号Ｓｄのタイミングに従って搬送波Ｃ０により変調し、変調後のサーボ電圧Ｖｆ｛Ｖｆｐ，Ｖｆｎ｝を出力する。サーボ電圧Ｖｆは、サーボ容量の電極｛Ｄｆｐ，Ｄｆｎ｝に印加される。

制御回路５２は、出力信号ＡＤに基づいた信号OP1をロジック回路５３へ出力する。ロジック回路５３は、信号OP1に基づいて、加速度の計算を含む処理を行い、加速度検出情報を含む出力信号OP2を、外部へ出力する。ロジック回路５３は、言い換えると、加速度検出部である。

［（２−２）スペクトル］
図２１は、実施の形態２における波形のスペクトルを示す。実施の形態１と同様に、モジュール２００の所定のパッドの箇所をプローブして波形が観測される。スペクトルSP1は、前述のプローブｐ１に対応する、搬送波Ｃ０の電圧Ｖ０の波形のスペクトルを示す。スペクトルSP2は、前述のプローブｐ２に対応する、変調後のサーボ電圧Ｖｆｐの波形のスペクトルを示す。

スペクトルSP1は、第１周波数FS1に第１周波数ピークを有する。第１周波数FS1は、慣性体の振動周波数Ｆcomに対応する。スペクトルSP2は、同じく第１周波数FS1の所に、スペクトルSP1の第１周波数ピークと重なる周波数ピーク２１０１を有する。また、スペクトルSP2は、第１周波数FS1よりも小さい周波数である、入力加速度周波数Fsigの所に、周波数ピーク２１０１よりも小さい周波数ピーク２１０２を有する。

入力加速度周波数Fsigは、非常に低周波かまたは直流レベルにある。当然、入力加速度が直流である場合には、Fsig＝０となり、明確な周波数ピークは観測されない。また、入力加速度がゼロの場合には、スペクトルSP1の第１周波数ピークと重なる周波数ピーク２１０１が、スペクトルSP2には観測されない可能性もある。図示のように、スペクトルSP2にスペクトルSP1と重なる周波数ピーク２１０１が観測されるのは、加速度が印加されている場合のみであると言える。

［（２−３）センサ要素＿ＭＥＭＳ構造］
図２２は、実施の形態２におけるセンサ要素２のＭＥＭＳ実装構造例を示す。このセンサ要素２は、所定の一軸の検出及びサーボ制御に対応して、１つの慣性体であるマスを構成する電極２２０を有する。そして、電極２２０において、図２０の４個の容量｛Ｃｆｐ，Ｃｆｎ，Ｃｓｐ，Ｃｓｎ｝を構成する電極対｛Ｄｆｐ，Ｄｆｎ，Ｄｓｐ，Ｄｓｎ｝が、８個の電極部｛Dfp1,Dfp2,Dfn1,Dfn2,Dsp1,Dsp2,Dsn1,Dsn2｝として設けられている。

電極２２０は、概略矩形形状を有し、梁構造を持つ微小な可動部を有する。電極２２０の外周の四箇所は、スプリング２２０１と接続されている。電極２２０の外周の一方辺には、電極部｛Dfp1,Dfn1,Dsp1,Dsn1｝が配置されており、外周の他方辺には、電極部｛Dfp2,Dfn2,Dsp2,Dsn2｝が配置されている。例えば、容量Ｃｆｐを構成する電極Ｄｆｐは、電極部Dfp1と電極部Dfp2とで構成され、それらが電極２２０を通じて離れた位置に配置され、電気的に接続されている。他の容量についても同様である。

［（２−４）効果等］
実施の形態２の容量検出型及びサーボ制御方式の慣性検出装置であるＭＥＭＳ加速度センサによれば、実施の形態１と同様に、低い電源電圧でもサーボ力を効率的に発生させることができ、検出精度の向上や劣化抑制を実現できる。

（実施の形態３）
図２３〜図２４を用いて、実施の形態３の慣性検出装置について説明する。実施の形態３の慣性検出装置は、実施の形態１の角速度センサの変形例である。

［（３−１）回路部］
図２３は、実施の形態３の慣性センサの実装のモジュール３００におけるセンサ要素２及び回路部の構成を示す。実施の形態３では、センサ要素２は、２つの慣性体である２つのマスとして、第１慣性体５Ａ及び第２慣性体５Ｂを有する。各慣性体は、実施の形態１と同様に、フレーム３及びセンスマス４で構成される。回路部は、これら２つの慣性体に対する検出及びサーボ制御を行うための二系統の回路として、回路２３１及び回路２３２を有する。１つの慣性体の単位での構成は、実施の形態１と同様である。

第１慣性体５Ａ及び第２慣性体５Ｂは、図１４の各容量及び電極対が、図２５で、第１慣性体５Ａ側の容量及び電極対と、第２慣性体５Ｂ側の容量及び電極対とに分かれて構成されている。例えば、第１慣性体５Ａは、計８個の容量｛CfxpA,CfxnA,CfypA,CfynA,CsxpA,CsxnA,CsypA,CsynA｝及びそれらの容量を構成する電極対を有する。例えば、コリオリ検出側の正側のサーボ容量である容量Cfypは、第１慣性体５Ａ側の容量CfypAと、第２慣性体５Ｂ側の容量CfypBとの組で構成される。回路部は、容量の組から差分で検出を行う。

回路部は、回路２３１、回路２３２、ロジック回路５３を有する。回路２３１及び回路２３２の内部構成は、実施の形態１の図１４の回路部のロジック回路５３を除く部分と同様である。回路２３１は、第１慣性体５Ａの容量に対する検出及びサーボ制御を行う。回路２３１は、第１慣性体５Ａの第２電極に対し、サーボ制御信号の電圧を印加し、第１慣性体５Ａの第３電極から、電圧を検出する。回路２３２は、第２慣性体５Ｂの容量に対する検出及びサーボ制御を行う。回路２３２は、第２慣性体５Ｂの第２電極に対し、サーボ制御信号の電圧を印加し、第２慣性体５Ｂの第３電極から、電圧を検出する。

回路２３１は、搬送波発生回路１０を含み、回路２３２は、搬送波発生回路１０を含まない。回路２３１の搬送波発生回路１０から、搬送波Ｃ０が、第１慣性体５Ａのノード２３０１及び第２慣性体５Ｂのノード２３０２に共通に印加される。回路２３１内の制御回路は、第１慣性体５Ａからの検出電圧を含む信号OP1Aを出力する。回路２３１内の制御回路は、第２慣性体５Ｂからの検出電圧を含む信号OP1Bを出力する。ロジック回路５３は、回路２３１からの信号OP1A、及び回路２３２からの信号OP1Bを用いて、角速度の計算を含む処理を行い、角速度検出情報を含む出力信号OP2を、外部へ出力する。

［（３−２）センサ要素＿ＭＥＭＳ構造］
図２４は、実施の形態３のセンサ要素２のＭＥＭＳ実装構造例を示す。このセンサ要素２は、図２３の２つの慣性体である第１慣性体５Ａ及び第２慣性体５Ｂに対応して、２つのフレームに対応する２つの電極２４１，２４２を有する。これらの電極２４１，２４２は、互いに逆方向に働く。回路部で、角速度検出に係わる信号は、これらの電極２４１，２４２の信号の差分をとることにより得られる。

電極２４１，２４２は、それぞれ、実施の形態１の図１９の電極１９０と概略同様構造である。電極２４１，２４２は、第１電極であり、搬送波Ｃ０の電圧Ｖcomが印加される。電極２４１，２４２において、二軸のサーボ制御及び検出に係わる８個の容量｛Ｃｆｘ｛Cfxp,Cfxn｝，Ｃｆｙ｛Cfyp,Cfyn｝，Ｃｓｘ｛Csxp,Csxn｝，Ｃｓｙ｛Csyp,Csyn｝｝は、それらの容量を構成する電極対が、図示する電極部として設けられている。即ち、電極部｛｛Dfxp1,Dfxp2,Dfxp3,Dfxp4,Dfxn1,Dfxn2,Dfxn3,Dfxn4｝，｛DfypA,DfynA,DfypB,DfynB｝，｛Dsxp1,Dsxp2,Dsxn3,Dsxn4,Dsxn1,Dsxn2,Dsxp3,Dsxp4｝，｛DsypA,DsynA,DsypB,DsynB｝｝を有する。電極２４１には、外周の一方辺に、電極部｛Dfxp1,Dsxp1,Dsxn1,Dfxn1｝が配置され、他方辺に、電極部｛Dfxp2,Dsxp2,Dsxn2,Dfxn2｝が配置されている。電極２４１の内周には、電極部｛DsypA,DfypA,DfynA,DsynA｝が配置されている。電極２４２には、外周の一方辺に、電極部｛Dfxn3,Dsxn3,Dsxp3,Dfxp3｝が配置され、他方辺に、電極部｛Dfxn4,Dsxn4,Dsxp4,Dfxp4｝が配置されている。電極２４１の内周には、電極部｛DsynB,DfynB,DfypB,DsypB｝が配置されている。

例えば、コリオリ検出側の検出容量である正側の容量Csypを構成する電極は、電極２４１側の電極部DsypAと、電極２４２側の電極部DsypBとの２つの電極部で構成される。それらの電極部は、電極２４１及び電極２４２を通じて離れた位置に配置され、電気的に接続されている。他の容量についても同様である。

［（３−３）効果等］
実施の形態３の容量検出型及びサーボ制御方式の慣性検出装置であるＭＥＭＳ角速度センサによれば、実施の形態１と同様に、低い電源電圧でもサーボ力を効率的に発生させることができ、検出精度の向上や劣化抑制を実現できる。実施の形態３では、２つの慣性体を用いて差分で検出を行う構成により、実施の形態１に対して、信号を２倍、Ｓ／Ｎをルート２倍にする効果があり、高い検出精度を実現できる。

以上、本発明を実施の形態に基づき具体的に説明したが、本発明は前記実施の形態に限定されず、その要旨を逸脱しない範囲で種々変更可能である。

１…ベース部、２…センサ要素、３…フレーム、４…センスマス、１０…搬送波発生回路、１１…第１回路部、１２…第２回路部、１３…変調回路、２１…第１高電圧発生回路、３１，３２…ＤＡＣ、４１，４２…アナログ回路、５１，５２…制御回路、５３…ロジック回路、１３１…遅延器、１３２…変調器。

Claims (13)

1. 慣性検出装置であって、
   慣性体を含むセンサ要素と、
   前記慣性体に設けられている第１電極と、
   前記第１電極との対で容量を構成する第２電極と、
   を備え、
   前記第１電極に入力される第１信号における第１周波数の第１周波数ピークと重なりのある周波数ピークを有する第２信号を、前記第２電極に入力して、前記慣性体をサーボ制御する、
   慣性検出装置。
2. 請求項１記載の慣性検出装置において、
   前記第１電極に前記第１信号を出力するための第１回路と、
   前記第２電極に前記第２信号を出力するための第２回路と、
   を備え、
   前記第２信号は、前記第１周波数による変調を有する信号である、
   慣性検出装置。
3. 請求項２記載の慣性検出装置において、
   変調回路を備え、
   前記第２回路は、前記第２信号を出力するためのアナログ電圧出力信号を生成し、
   前記変調回路は、前記アナログ電圧出力信号を、前記第１信号を用いて変調することにより、前記第２信号を生成する、
   慣性検出装置。
4. 請求項２記載の慣性検出装置において、
   前記第１回路は、前記第１信号として、矩形波に基づいた搬送波を発生する、
   慣性検出装置。
5. 請求項２記載の慣性検出装置において、
   前記第１電極との対で容量を構成する第３電極から、前記容量の容量値を電圧値として検出するための第３回路を備え、
   前記第２回路は、前記第３回路で検出した電圧値に基づいて、前記第２信号を出力するためのアナログ電圧出力信号を生成する、
   慣性検出装置。
6. 請求項３記載の慣性検出装置において、
   前記第１回路は、電源電圧に基づいて、前記第１信号を発生し、
   前記第２回路は、前記電源電圧に基づいて、前記アナログ電圧出力信号を生成する、
   慣性検出装置。
7. 請求項３記載の慣性検出装置において、
   前記変調回路は、前記アナログ電圧出力信号を変調する変調器を含み、
   前記変調器は、複数のスイッチで構成される、
   慣性検出装置。
8. 請求項３記載の慣性検出装置において、
   前記変調回路は、前記第１信号を遅延させる遅延器を含み、前記遅延器で遅延させた前記第１信号を用いて前記変調を行う、
   慣性検出装置。
9. 請求項１記載の慣性検出装置において、
   前記第１電極に前記第１信号を出力するための第１回路と、
   前記第２電極に前記第２信号を出力するための第２回路と、
   前記第１電極との対で容量を構成する第３電極から、前記容量の容量値を電圧値として検出するための第３回路と、
   を備え、
   前記慣性体は、第１方向の変位が可能な第１マスと、第２方向の変位が可能な第２マスと、を有し、
   前記第１回路は、前記第１マス及び前記第２マスを構成する前記第１電極に前記第１信号を共通に出力し、
   前記第２回路は、前記第２マスのサーボ容量を構成する前記第２電極に前記第２信号を出力し、
   前記第３回路は、前記第２マスの検出容量を構成する前記第３電極から前記電圧値を検出し、前記電圧値に基づいて前記慣性体に加えられた角速度を検出する、
   慣性検出装置。
10. 請求項１記載の慣性検出装置において、
    前記第１電極に前記第１信号を出力するための第１回路と、
    前記第２電極に前記第２信号を出力するための第２回路と、
    前記第１電極との対で容量を構成する第３電極から、前記容量の容量値を電圧値として検出するための第３回路と、
    を備え、
    前記慣性体は、所定方向の変位が可能なマスを有し、
    前記第１回路は、前記マスを構成する前記第１電極に前記第１信号を共通に出力し、
    前記第２回路は、前記マスのサーボ容量を構成する前記第２電極に前記第２信号を出力し、
    前記第３回路は、前記マスの検出容量を構成する前記第３電極から前記電圧値を検出し、前記電圧値に基づいて前記慣性体に加えられた加速度を検出する、
    慣性検出装置。
11. 慣性検出装置であって、
    センサ要素に入力される搬送波における第１周波数の第１周波数ピークと重なりのある周波数ピークを有するサーボ制御信号によって前記センサ要素をサーボ制御する、
    慣性検出装置。
12. 請求項１１記載の慣性検出装置において、
    前記センサ要素の慣性体を駆動する前記サーボ制御信号は、前記第１周波数よりも低い第２周波数に周波数ピークを有する、
    慣性検出装置。
13. 請求項１１記載の慣性検出装置において、
    前記センサ要素の慣性体からの検出信号に基づいてデジタルアナログ変換器で生成されたアナログ電圧出力信号は、前記第１周波数よりも低い第２周波数に第２周波数ピークを有し、
    前記慣性体を駆動する前記サーボ制御信号は、前記搬送波を用いて前記アナログ電圧信号を変調した後の信号であって、前記第２周波数ピークと重なりのある周波数ピークを有する、
    慣性検出装置。