JP2017092871A - 電子機器およびその制御方法 - Google Patents

Abstract

【課題】 スイッチング時のリンギングノイズの低減を優先する制御と、スイッチング時の遷移損失の低減を優先する制御とのいずれか又は両方を行えるようにする。【解決手段】 駆動制御部１１２は、電力供給源２１９とパワーインダクタ１０８の一端の間に接続された第１のスイッチング素子１０２と、パワーインダクタ１０８の一端とグラウンドの間に接続されたＭＯＳＦＥＴである第２のスイッチング素子１０４の駆動を制御する。電流検出部１１８は、第１のスイッチング素子１０２がオフ状態かつ第２のスイッチング素子１０４がオン状態の期間に、第２のスイッチング素子１０４に流れる電流値を検出する。検出電流値に基づき、駆動制御部１１２は、第１のスイッチング素子１０２をターンオンさせる期間において第１のスイッチング素子１０２のオン抵抗を漸次低下させる制御、または、第２のスイッチング素子１０４をターンオフさせる期間において第２のスイッチング素子１０４のオン抵抗を漸次増加させる制御を行う。【選択図】 図２

Description

本発明は、スイッチング方式の電源装置を有する電子機器に関する。

設計及び製造技術の進歩により、大規模集積回路（以下、ＬＳＩ）の集積化が進み、高度な機能をワンチップで実現することが可能になった。その一方、製造プロセスの微細化に伴う低電圧化、高機能化に伴う負荷電流の増大が進み、電子機器の電源システムに求められる高効率化、低ノイズ化の要求が厳しさを増した。

電源システムにおいては、負荷電流の増大により、スイッチング用のＭＯＳＦＥＴ（ｍｅｔａｌ−ｏｘｉｄｅ−ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ ｆｉｅｌｄ−ｅｆｆｅｃｔ ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）の寄生ダイオードに流れる逆方向電流が増大する。以下、この逆方向電流を「リカバリ電流」と呼ぶ。そして、ＰＮ接合ダイオードのリカバリ特性に従い、リカバリ終了時に解放される、配線の寄生インダクタンスに蓄積されるエネルギも増加する。その結果、ＭＯＳＦＥＴを含む配線ループの漂遊キャパシタンスと寄生インダクタンスのＬＣ共振により、スイッチノードにおける高周波のリンギングノイズが増加する。この傾向は、負荷電流が大きくなるほど顕著になる。

ところで、電源システムの高効率化を図る手法として、スイッチング用に複数のＭＯＳＦＥＴを並列接続して多段制御することで、ＭＯＳＦＥＴの導通損失を低減する技術が知られている。しかしながら、ＭＯＳＦＥＴの並列接続により、ＭＯＳＦＥＴを含む配線ループの寄生インダクタンスが大きくなり、リカバリ終了時に解放される、配線の寄生インダクタンスに蓄積されるエネルギが増加して、上記と同様にリンギングノイズが増加する。リンギングノイズは、電磁干渉（ＥＭＩ）を発生させ、電子機器の筺体から空間に放射されるノイズが懸念される。特許文献１には、スイッチング素子の駆動電圧の立ち上がりを制限してリンギングノイズを低減する技術が記載されている。

特開２０１３−１３０５１号公報

スイッチング素子の駆動電圧の立ち上がりの制限は、スイッチング時のリンギングノイズを低減する利点がある一方、スイッチング時の遷移損失を増加させる欠点もある。また、寄生ダイオードのリカバリ終了後も、駆動電圧の立ち上がりが制限を受けたままだと、スイッチング時の遷移損失を増加させる欠点のみが残ることになる。また、スイッチング時のリンギングノイズは負荷に比例して増加するため、負荷が小さい場合や負荷変動が大きい場合は、スイッチング時のリンギングノイズ低減効果が殆ど得られないまま、スイッチング時の遷移損失だけが増加する場合がある。さらに、ノイズ放射の低減よりも機器駆動時の省電力を優先させたい電子機器の駆動モードにおいては、スイッチング素子の駆動電圧の立ち上がりの制限によるスイッチング時の遷移損失の増加分があるため、省電力化が難しい。

そこで、本発明は、スイッチング時のリンギングノイズの低減を優先する制御と、スイッチング時の遷移損失の低減を優先する制御のいずれか又は両方が行えるようにすることを目的とする。

本発明に係る電子機器は、電力供給源とパワーインダクタの一端の間に接続された第１のスイッチング素子と、前記パワーインダクタの一端とグラウンドの間に接続されたＭＯＳＦＥＴである第２のスイッチング素子と、前記第１のスイッチング素子および前記第２のスイッチング素子の駆動を制御する駆動制御手段と、前記第１のスイッチング素子がオフ状態かつ前記第２のスイッチング素子がオン状態の期間に、前記第２のスイッチング素子に流れる電流値を検出する検出手段とを有し、前記検出手段によって検出される検出電流値に基づき、前記駆動制御手段は、前記第１のスイッチング素子をターンオンさせる期間において前記第１のスイッチング素子のオン抵抗を漸次低下させる制御、または、前記第２のスイッチング素子をターンオフさせる期間において前記第２のスイッチング素子のオン抵抗を漸次増加させる制御を行う電子機器である。

本発明に係る制御方法は、電力供給源とパワーインダクタの一端の間に接続された第１のスイッチング素子、前記パワーインダクタの一端とグラウンドの間に接続されたＭＯＳＦＥＴである第２のスイッチング素子、前記第１のスイッチング素子および前記第２のスイッチング素子の駆動を制御する駆動制御手段、並びに、前記第１のスイッチング素子がオフ状態かつ前記第２のスイッチング素子がオン状態の期間に、前記第２のスイッチング素子に流れる電流値を検出する検出手段を有する電子機器の制御方法であって、前記検出手段によって検出される検出電流値に基づき、前記駆動制御手段が、前記第１のスイッチング素子をターンオンさせる期間において前記第１のスイッチング素子のオン抵抗を漸次低下させる制御、または、前記第２のスイッチング素子をターンオフさせる期間において前記第２のスイッチング素子のオン抵抗を漸次増加させる制御を行う制御方法である。

本発明によれば、スイッチング時のリンギングノイズの低減を優先する制御と、スイッチング時の遷移損失の低減を優先する制御のいずれか又は両方を行うことができる。

実施例１〜３における電子機器２００の構成の一例を説明するためのブロック図である。 電源装置２１８が有する複数のＤＣＤＣコンバータの一つであるＤＣＤＣコンバータ２１８ａの構成の一例を説明するための回路図である。 ＤＣＤＣコンバータ２１８ａの動作の一例を説明するための図である。 スイッチ１０４（ローワサイドスイッチ）の動作の一例を説明するための図である。 ＯｎＳｌｅｗＲａｔｅＴｉｍｅを長くした場合のスイッチ１０２（アッパサイドスイッチ）およびスイッチ１０４（ローワサイドスイッチ）の動作の一例を説明するための図である。 ＯｎＳｌｅｗＲａｔｅＴｉｍｅテーブルの一例と、第１の駆動信号出力部の構成の一例とを説明するための図である。 ＯｆｆＳｌｅｗＲａｔｅＴｉｍｅを長くした場合のスイッチ１０２（アッパサイドスイッチ）およびスイッチ１０４（ローワサイドスイッチ）の動作の一例を説明する図である。 ＯｆｆＳｌｅｗＲａｔｅＴｉｍｅテーブルの一例と、第２の駆動信号出力部の構成の一例とを説明するための図である。 実施例３のＳｌｅｗＲａｔｅＴｉｍｅテーブルの一例を示す図である。 駆動制御部の動作を説明するフローチャートである。

以下、図面を参照して本発明の実施形態を説明する。ただし、本発明の実施形態は以下の実施形態に限定されるものではない。

［電子機器２００の説明］
図１は、実施例１〜３における電子機器２００の構成の一例を説明するためのブロック図である。電子機器２００は、例えば、撮像装置として動作することができる。デジタルカメラとして動作することができる携帯機器又は携帯電話は、電子機器２００の一例である。

電池２１９は、電源装置２１８へ電力を供給するのに用いられる電源であり、電子機器２００を駆動するのに用いられる電源である。電池２１９は、電子機器２００から取り外し可能であっても、電子機器２００に内蔵されているものであってもよい。電源装置２１８は、複数のＤＣＤＣコンバータを有する。電源装置２１８が有する各ＤＣＤＣコンバータは、電池２１９の出力電圧を降圧または昇圧することができ、電子機器２００の所定の構成要素に所定の電圧と電流とを所定のシーケンス制御により供給することができる。

制御部２０１は、メモリ２０４をワークメモリとして、指示入力部２０２からの指示に応じてメモリ２０７などに格納されている複数のプログラムを実行する。そして、制御部２０１は、内部バス２０３を介して、電子機器２００の全ての構成要素を制御し、全ての構成要素間におけるデータ転送を制御する。なお、制御部２０１は、ＣＰＵやメモリを有するワンチップマイクロコンピュータでもよい。内部バス２０３は、電子機器２００の全ての構成要素の間で各種データ、制御信号、指示信号などを送受信するためのバスである。

指示入力部２０２は、例えば、パワーオンボタン、記録開始ボタン、ズーム調整ボタン、オートフォーカスボタンなどを有し、撮像に関連する指示を電子機器２００に入力することができる。指示入力部２０２は、さらに、メニュー表示ボタン、決定ボタン、カーソルキー、ポインティングデバイス、タッチパネルなどを有する。指示入力部２０２は、ユーザによって入力された指示を制御部２０１を通知する。

撮像部２０８は、撮像デバイス（ＣＣＤやＣＭＯＳ）及びＡＤ変換器を有し、レンズユニット２１５を介して取り込まれた被写体の光学像から画像データを生成する。音声入力部２０９は、電子機器２００が有するマイクロフォン装置または電子機器２００の音声入力端子に接続された外部マイクロフォン装置によって集音された音声から音声データを生成する。画像データおよび音声データは、ＤＲＡＭ、ＳＲＡＭなどのメモリ２０４に一時記憶される。

画像処理部２０５は、動画または静止画の記録再生に必要な後述する画像処理を実行する。音声処理部２０６は、音声の記録再生に必要な後述する音声処理を実行する。なお、制御部２０１の一部機能として後述する画像処理や音声処理を実行する構成でもよい。

表示制御部２１０は、表示部２１１に動画または静止画を表示するための表示制御を行い、メモリ２０４に記憶された画像データを読み出し、画像データが表す画像を表示部２１１に表示する。表示部２１１は、液晶パネルまたは有機エレクトロルミネッセンス（ＯＥＬ）パネルを有する。表示部２１１として、電子機器２００とは別体の表示装置（例えば、テレビジョン、モニタまたはプロジェクタ）を用いることも可能である。

記憶制御部２１２は、撮像モードにおいて動画データ、音声データまたは静止画データを記憶装置２１３に記録し、再生モードにおいて記憶装置２１３から動画データ、音声データまたは静止画データを読み出す。記憶装置２１３は、電子機器２００に内蔵された記憶装置でも、電子機器２００から取り外し可能な記憶装置でもよい。ハードディスク装置、光ディスク装置、フラッシュメモリなどは、記憶装置２１３の一例である。

出力部２１６は、スピーカ、音声出力端子、画像出力端子などを有する。通信部２１７は、有線または無線ネットワークを介して、外部装置との間でデータ通信を行うことができる。

レンズユニット２１５は、被写体の光学像を電子機器２００に取り込むレンズと、光量を制御する絞り機構、被写体像の焦点を合わせるフォーカス機構と、撮像デバイスの露光時間を制御するシャッタ機構とを有する。レンズ制御部２１４は、制御部２０１からの制御信号に基づき、レンズユニット２１５を制御する。

画像処理部２０５は、撮像部２０８に取得され、メモリ２０４に記憶された画像データに、デモザイキングなどを含む現像処理を施し、ユーザ設定値や画像特性から判定した設定値に基づき、ホワイトバランス、色や明るさなどを補正する画質調整処理を施す。また、画像処理部２０５は、画質調整処理後の画像データから静止画データを生成し、画質調整処理後の各画像データをフレーム画像として動画データを生成する。

静止画データの生成にはＪＰＥＧなどの一般的な符号化方式が用いられる。なお、静止画データとしては、撮像部２０８により得られた画像データをそのまま記録した形式の画像データ（所謂ＲＡＷ画像データ）としてもよい。

動画データの生成において、各フレーム画像をフレーム内符号化して動画データが生成されてもよいし、フレーム間の差分や動き予測などを利用して符号化された動画データが生成されてもよい。例えば、所定の符号化方式（Ｍｏｔｉｏｎ ＪＰＥＧ、ＭＰＥＧまたはＨ．２６４（ＭＰＥＧ−４ Ｐａｒｔ １０ ＡＶＣ））に準拠した動画データを生成することができる。

画像処理部２０５が生成した動画データや静止画データは、前述した画像データや音声データが記憶されたメモリ２０４の領域以外の領域に記憶される。なお、画像データ、音声データ、画像処理部２０５が生成した動画データや静止画データが同一のメモリ２０４に記憶される例を説明するが、それぞれ別のメモリに記憶されてもよい。

音声処理部２０６は、音声入力部２０９により取得され、メモリ２０４に記憶された音声データのレベル適正化処理や雑音低減処理などを行い、必要に応じてＡＣ−３、ＡＡＣなどの音声符号化方式により音声データの符号化処理を行う。音声処理部２０６によって処理された音声データは、メモリ２０４に再び記憶される。

記憶制御部２１２は、制御部２０１によって、メモリ２０４から読み出された動画データ、音声データ、静止画データが入力されると、それらデータを記憶装置２１３に記録する。その際、静止画データは静止画ファイルとして、動画データと音声データは一つの動画ファイルとして、記憶装置２１３に記録される。また、記憶制御部２１２は、制御部２０１が生成した撮像時のカメラ設定や検出データなどを示す各種データを動画データ、音声データ、静止画データとともに記憶装置２１３に記録することができる。

また、動画再生モードにおいて、記憶制御部２１２は、記憶装置２１３に記録された動画ファイルのヘッダ情報を制御部２０１に供給する。制御部２０１は、ヘッダ情報に基づき、再生すべき動画の動画ファイルが記憶装置２１３から読み出されるように、記憶制御部２１２を制御する。

記憶制御部２１２は、読み出した動画ファイルの動画データを画像処理部２０５へ供給し、音声データを音声処理部２０６に供給する。画像処理部２０５は、動画データのフレーム画像を、順次、メモリ２０４に格納する。表示制御部２１０は、メモリ２０４に記憶されたフレーム画像を、順次、読み込んで表示部２１１に表示するか、出力部２１６（画像出力端子など）に供給する。

音声処理部２０６は、音声データからデジタル音声信号を復号し、音声信号をアナログ信号へ変換して、アナログ音声信号を出力部２１６（スピーカ、イヤホン端子、音声出力端子など）に供給する。

また、静止画再生モードにおいて、記憶制御部２１２は、記憶装置２１３に記録された静止画ファイルのヘッダ情報を制御部２０１に供給する。制御部２０１は、ヘッダ情報に基づき、再生すべき静止画の静止画ファイルが記憶装置２１３から読み出されるように、記憶制御部２１２を制御する。

記憶制御部２１２は、読み出した静止画ファイルの静止画データを画像処理部２０５へ供給する。画像処理部２０５は、静止画データから復号した画像データをメモリ２０４に格納する。表示制御部２１０は、メモリ２０４に記憶された画像データを読み込んで表示部２１１に表示するか、出力部２１６（画像出力端子など）に供給する。

［電源装置２１８の説明］
電源装置２１８は、リンギングノイズの発生源であり、出力電圧Ｖｏの違い、および／または、電力の供給先に応じた複数のＤＣＤＣコンバータを有する。電源装置２１８が有する複数のＤＣＤＣコンバータは、それぞれ、出力電圧Ｖｏまたは電力の供給先が異なる。図２の回路図を参照し、電源装置２１８が有する複数のＤＣＤＣコンバータの一つであるＤＣＤＣコンバータ２１８ａの構成の一例を説明する。

ＤＣＤＣコンバータ２１８ａは、後段のデバイスに駆動電力を供給する同期整流型の降圧電源回路である。電圧を維持するためのフィードバック機構は、電圧ループ信号に応じてパルス幅変調（ＰＷＭ）制御を行うことで実現される。電圧ループ信号は、エラーアンプ１０９により、ＤＣＤＣコンバータ２１８ａの出力電圧Ｖｏを出力設定レジスタ１０５で分圧した電圧と、基準電圧１０７の間の差分を増幅することで得られる。

駆動制御部１１２は、電圧ループ信号と、発振器（ＯＳＣ）１０３が生成するクロック信号とを入力する。クロック信号は、ＰＷＭにおけるデューティを制御する基準クロックとして使用される。駆動制御部１１２は、スイッチ１０２（アッパサイドスイッチ）をオン状態またはオフ状態にするための駆動信号（スイッチ１０２の駆動信号に相当）を出力する第１の駆動信号出力部を有する。駆動制御部１１２は、さらに、スイッチ１０４（ローワサイドスイッチ）をオン状態またはオフ状態にするための駆動信号（スイッチ１０４の駆動信号に相当）を出力する第２の駆動信号出力部を有する。なお、第１の駆動信号出力部から出力される駆動信号と第２の駆動信号出力部から出力される駆動信号とは、同一の駆動信号であっても異なる駆動信号であってもよい。スイッチ１０２は、例えば、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ（ｍｅｔａｌ−ｏｘｉｄｅ−ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ ｆｉｅｌｄ−ｅｆｆｅｃｔ ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）で構成された第１のスイッチング素子である。スイッチ１０４は、例えば、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ（ｍｅｔａｌ−ｏｘｉｄｅ−ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ ｆｉｅｌｄ−ｅｆｆｅｃｔ ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）で構成された第２のスイッチング素子である。実施例１〜３では、ＭＯＳＦＥＴのドレイン−ソース間が導通した状態をオン状態とし、ドレイン−ソース間が非導通の状態をオフ状態とする。ダイオード１０６は、スイッチ１０４がＭＯＳＦＥＴである場合の寄生素子であり、ＰＮ接合型の整流ダイオードとしても機能する。

スイッチ１０２のソースは電池２１９に接続され、スイッチ１０２のドレインはインダクタ１０８の一端およびスイッチ１０４のドレインに接続されている。また、スイッチ１０４のソースはグラウンドに接続されている。スイッチ１０２のソースの接続先は、電池２１９に限らず電力供給源であればよく、例えばパワーアダプタなどでもよい。また、インダクタ１０８の他端は、キャパシタ１１０の一端およびＤＣＤＣコンバータ２１８ａの出力端に接続される。

スイッチ１０２およびスイッチ１０４の状態によってインダクタ１０８に流れる電流が変化する。スイッチ１０２がオン状態かつスイッチ１０４がオフ状態の場合、電池２１９からインダクタ１０８に電流が流れ、インダクタ１０８に励磁エネルギが蓄積される。

スイッチ１０２がオフ状態かつスイッチ１０４がオフ状態の場合、インダクタ１０８→負荷→グラウンド→寄生ダイオード１０６のループに負荷電流が流れ、インダクタ１０８に蓄積された励磁エネルギが負荷側に放出される。例えば、寄生ダイオード１０６の順方向電圧Ｖ_Fが０．６Ｖ、負荷電流が１Ａだとすると、寄生ダイオード１０６において０．６Ｗの損失が発生する。

スイッチ１０４のオン抵抗Ｒｏｎ₁₀₄が０．６／１＝０．６Ω未満であれば、スイッチ１０４をオン状態にすることで損失を０．６Ｗ未満に抑えて、損失の低減を図ることができる。従って、スイッチ１０２がオフ状態の場合は、スイッチ１０４をオン状態にして、インダクタ１０８→負荷→グラウンド→スイッチ１０４のループに負荷電流を流して、インダクタ１０８に蓄積された励磁エネルギを負荷側に放出する。

インダクタ１０８は「パワーインダクタ」と呼ばれる。インダクタ１０８とＤＣＤＣコンバータ２１８ａの出力端の間に配置されたキャパシタ１１０は、スイッチングによる電圧と電流の脈流を平滑する「平滑キャパシタ」として機能する。

負荷変動により出力電圧Ｖｏが低下すると、エラーアンプ１０９が出力する電圧ループ信号の信号値が大きくなり、スイッチ１０２をオン状態にする比率（以下、オンデューティ）が大きくなって、出力電圧Ｖｏを上昇させる方向にフィードバック制御が働く。逆に、出力電圧Ｖｏが上昇すると、エラーアンプ１０９が出力する電圧ループ信号の信号値が小さくなり、スイッチ１０２のオンデューティが小さくなって、出力電圧Ｖｏを低下させる方向にフィードバック制御が働く。

電流検出部１１８は、スイッチ１０４のドレイン−ソース間に流れる電流を検出するための計装アンプなどである。電流検出部１１８は、スイッチ１０４のオン抵抗値Ｒｏｎ₁₀₄とスイッチ１０４のドレイン−ソース間に流れる電流値Ｉｄｓ₁₀₄の積（Ｒｏｎ₁₀₄×Ｉｄｓ₁₀₄）に相当する電圧を増幅した電流検出信号を出力する。電流検出信号は、駆動制御部１１２内のアナログ−デジタル変換器（ＡＤＣ）１１１に入力される。

次に、図３を参照し、ＤＣＤＣコンバータ２１８ａの動作の一例を説明する。図３は、ＤＣＤＣコンバータ２１８ａの各部の電圧電流波形を示す。

波形（ａ）は、基準クロックＣＬＫを示す。駆動制御部１１２は、ＣＬＫに同期して、スイッチ１０２の状態とスイッチ１０４の状態とを制御する。波形（ｂ）は、ＤＣＤＣコンバータ２１８ａの出力電流（負荷電流）Ｉｏを示す。ここでは、説明の簡略化のために、負荷電流値の変動が周波数ｆ_Lの正弦波を示すと仮定する。

波形（ｃ）は、ＤＣＤＣコンバータ２１８ａの出力電圧Ｖｏを示す。出力電圧Ｖｏは一定値が理想であるが、実際には、負荷変動（波形（ｂ））に追従しきれずに残る変動分や、スイッチングに同期したリップル電圧が出力電圧Ｖｏに存在する。

波形（ｄ）は、出力電圧Ｖｏ（波形（ｃ））を分圧した電圧と基準電圧１０７の間の差分をエラーアンプ１０９で増幅した電圧ループ信号を示す。出力電圧Ｖｏ（波形（ｃ））が設定値どおりであれば、電圧ループ信号（波形（ｄ））の値はゼロになるが、実際には前述したような誤差（変動分やリップル電圧）が存在するため、誤差分が反転増幅された信号値になる。なお、図３に示す電圧ループ信号（波形（ｄ））にはオフセット電圧が存在するため、オフセット電圧を中心（誤差ゼロ）として電圧が変化する。

波形（ｅ）は、スイッチ１０２のオン状態およびオフ状態を示す。波形（ｆ）は、スイッチ１０４のオン状態およびオフ状態を示す。図３では、オン状態をＨｉｇｈレベル、オフ状態をＬｏｗレベルで示す。オン状態とオフ状態を合わせた一周期は、必ず、ＣＬＫの周期に一致する。スイッチ１０２およびスイッチ１０４が同時にオン状態になる期間があると、電池２１９からグラウンドに電流が流れる状態（以下、貫通状態）が発生する。貫通状態を防ぐため、スイッチ１０４の状態制御には、スイッチ１０２がオフ状態に遷移した後にスイッチ１０４をオン状態にし、スイッチ１０２をオン状態にする前にスイッチ１０４をオフ状態に遷移させるための期間（以下、デッドタイム）が設けられている。

波形（ｇ）は、インダクタ１０８に流れる電流Ｉ_Lを示す。スイッチ１０２がオン状態になると、電池２１９→スイッチ１０２→インダクタ１０８の経路で電流Ｉ_Lが流れ、インダクタ１０８にエネルギが蓄えられる。このときの電流Ｉ_Lの傾きｄＩ_L／ｄｔ_ONは、式（１）で計算される。
ｄＩ_L／ｄｔ_ON＝（Ｖｂ−Ｖｏ）／Ｌ …（１）
ここで、Ｖｂは電池２１９の電圧であり、Ｖｏは出力電圧であり、Ｌはインダクタ１０８のインダクタンス値である。

ＣＬＫの１サイクルの短い期間において、通常の条件下ではＶｂ、Ｖｏ及びＬはほぼ一定であり、ｄＩ_L／ｄｔ_ONは固定値になり、電流Ｉ_Lは線形に増加する。このとき、電池２１９の正極とグラウンドの間の短絡（上記の貫通状態）が発生しないように、スイッチ１０４はオフ状態にされている。

その後、スイッチ１０２がオフ状態になると、インダクタ１０８に蓄えられたエネルギにより、グラウンド→スイッチ１０４→インダクタ１０８の経路で電流Ｉ_Lが流れる。この電流の傾きｄＩ_L／ｄｔ_OFFは、式（２）で計算される。
ｄＩ_L／ｄｔ_OFF＝−Ｖｏ／Ｌ …（２）

増加か減少かを除き、ｄＩ_L／ｄｔ_ONと同様、ｄＩ_L／ｄｔ_OFFは固定値である。オン状態及びオフ状態の１サイクルにおいて、電流Ｉ_Lは三角波状の連続する電流波形を示し、その平均値は負荷電流（波形（ｂ））に等しくなる。

波形（ｈ）は、電流検出部１１８が出力する電流検出信号を示す。上述したように、電流検出信号は、スイッチ１０４のドレイン−ソース間に流れる電流Ｉｄｓ₁₀₄とスイッチ１０４のオン抵抗値Ｒｏｎ₁₀₄の積に比例した波形になる。スイッチ１０４がオン状態における電流Ｉｄｓ₁₀₄は、電流Ｉ_L（波形（ｇ））に等しく、図に示すように、立ち下がりの傾きがｄＩ_L／ｄｔ_OFFに等しい台形状の波形になる。図３においては、理解を容易にするために、電流Ｉ_Lの傾きと、電流検出信号の傾きが同じであるとする。

波形（ｉ）は、ＡＤＣ１１１のサンプリングＣＬＫであるＡＤＣＬＫを示す。波形（ｊ）は、ＡＤＣＬＫに従い電流検出信号（波形（ｈ））をＡＤ変換した結果を示す。ＡＤ変換結果は、１サイクルごとに離散化されるが、取得したい電流値Ｉ_OFFに対応するデジタルデータが得られる。

電流検出信号をサンプリングするタイミングについて説明する。以下では、スイッチ１２がオフ状態においてインダクタ１０８→負荷→グラウンド→スイッチ１０４→インダクタ１０８に流れる電流を「還流電流」と呼ぶ。取得したい電流値Ｉ_OFFは、スイッチ１０２がオフ状態かつスイッチ１０４がオフ状態に遷移した後、寄生ダイオード１０６に流れる還流電流の値である。スイッチ１０４の駆動信号がオン状態からオフ状態に変化するタイミングに同期してＡＤＣＬＫを制御すれば、還流電流の値Ｉ_OFFを取得することができる。

厳密には、駆動制御部１１２の動作遅延時間や、後述する駆動信号の立ち下がりからスイッチ１０４がオフ状態に遷移して寄生ダイオード１０６に電流が流れ始めるまでの動作遷移時間が存在する。しかし、それら時間経過前後における、スイッチ１０４に流れる電流の差異は、実施例１において問題になるものではないため無視する。

あるいは、スイッチ１０４のオン期間Ｔｏｎ₁₀₄の中間（約０．５・Ｔｏｎ₁₀₄のタイミング）における負荷電流Ｉｏの値Ｉｏ₅₀を検出し、式（３）に示すリップル電流による演算から還流電流の値Ｉ_OFFを取得してもよい。
Ｉ_OFF＝Ｉｏ₅₀−（Ｖｂ−Ｖｏ）・Ｖｏ／（２ｆ・Ｌ・Ｖｂ） …（３）
ここで、ｆはＣＬＫの周波数である。

また、電流検出部１１８をスイッチ１０２に接続し、スイッチ１０２のオン期間Ｔｏｎ₁₀₂の中間（約０．５・Ｔｏｎ₁₀₂のタイミング）における負荷電流値Ｉｏ₅₀を検出し、式（３）により還流電流の値Ｉ_OFFを演算してもよい。

［リンギングノイズ］
スイッチ１０４（ローワサイドスイッチ）がターンオフするスイッチング遷移期間の動作に基づき、ＤＣＤＣコンバータ２１８ａのスイッチング動作時に発生するリンギングノイズを説明する。

次に、図４を参照し、スイッチ１０４（ローワサイドスイッチ）の動作の一例を説明する。

タイミングＴ０において、スイッチ１０２がオフ状態、スイッチ１０４がオン状態にあり、インダクタ１０８に蓄積された励磁エネルギの放出が行われている。

タイミングＴ１において、駆動制御部１１２は、スイッチ１０４をターンオフするためにスイッチ１０４の駆動信号をＨレベルからＬレベルにスイッチする（以下、Ｈ→Ｌ）。駆動信号がＨ→Ｌにスイッチしても、スイッチ１０４のゲート電圧Ｖｇｓがゲート閾値電圧Ｖｔｈ未満になるまで、スイッチ１０４はオフ状態にならず、電流Ｉｄｓ₁₀₄が流れる。

タイミングＴ２において、Ｖｇｓ＜Ｖｔｈになると、スイッチ１０４がオフ状態になり、寄生ダイオード１０６に環流電流が流れる。または、ゲート電圧Ｖｇｓの低下によりスイッチ１０４のオン抵抗値Ｒｏｎ₁₀₄が上昇し、ドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓ₁₀₄（＝Ｒｏｎ₁₀₄×Ｉｄｓ₁₀₄）が寄生ダイオード１０６の順方向電圧Ｖ_Fに達すると寄生ダイオード１０６に環流電流が流れる。

タイミングＴ３において、上述した貫通状態を防ぐための期間であるデッドタイム（ＤｅａｄＴｉｍｅ）が終了すると、駆動制御部１１２は、スイッチ１０２をターンオンするためにスイッチ１０２の駆動信号をＨ→Ｌにスイッチする。このタイミングで、電池２１９からスイッチ１０２を通して電流が流れ始め、その電流が寄生ダイオード１０６に流れる環流電流をキャンセルするように寄生ダイオード１０６に流れ込む。

寄生ダイオード１０６に流れる環流電流がゼロになっても、寄生ダイオード１０６のリカバリ特性により、順方向の環流電流の値Ｉ_OFFに相当するキャリアが消滅するまで、寄生ダイオード１０６には逆方向にリカバリ電流Ｉ_Rが流れる。リカバリ電流Ｉ_Rは、寄生ダイオード１０６→グラウンド→電池２１９→スイッチ１０２→寄生ダイオード１０６のループに流れる短絡電流であり、当該ループの配線に寄生するインダクタンスにリカバリ電流Ｉ_Rのエネルギが蓄積される。リカバリ電流Ｉ_Rによって蓄積されるエネルギＵは、式（４）で計算される。
Ｕ＝（１／２）×Ｌ_p×Ｉ_Rp ² …（４）
ここで、Ｌ_pはループに存在する寄生インダクタンスの総計値であり、Ｉ_Rpはリカバリ電流Ｉ_Rのピーク値である。

エネルギＵは、寄生ダイオード１０６のリカバリ時間後に解放されるが、リカバリ電流Ｉ_Rの急峻な変化ｄＩ_R／ｄｔに伴い、ループに存在する寄生インダクタンスと漂遊キャパシタンスによるＬＣ共振が起きる。その結果、スイッチ１０４のドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓ₁₀₄に高周波のリンギングノイズが重畳される。リンギングノイズの周波数ｆ_Rは、式（５）で計算される。
ｆ_R＝１／｛２π√（Ｌ_p・Ｃ_p）｝ …（５）
ここで、Ｃ_pはループに存在する漂遊キャパシタンスの総計値である。

［リンギングノイズの低減］
リンギングノイズを低減するには、寄生インダクタンスＬ_pに蓄積されるエネルギＵを減少させる必要がある。そのためには、寄生ダイオード１０６のキャリアを消滅するために流れるリカバリ電流のピーク値Ｉ_Rpの抑制が効果的である。リカバリ電流Ｉ_Rは、寄生ダイオード１０６→グラウンド→電池２１９→スイッチ１０２→寄生ダイオード１０６のループに流れる。当該ループにおいて、制御可能な要素はスイッチ１０２のオン抵抗Ｒｏｎ₁₀₂であり、オン抵抗Ｒｏｎ₁₀₂を大きくすればリカバリ電流のピーク値Ｉ_Rpを抑えることができる。

そこで、スイッチ１０２をオフ状態からオン状態に遷移させる期間（以下、ターンオン期間）においてオン抵抗Ｒｏｎ₁₀₂を徐々に小さくする制御を行う。Ｐ型ＭＯＳＦＥＴであるスイッチ１０２は、ゲート電圧がゲート閾値電圧以下（Ｖｇｓ≦Ｖｔｈ）でオン状態になり、ゲート電圧Ｖｇｓの低下に伴いオン抵抗Ｒｏｎ₁₀₂が減少する特性を有する。従って、スイッチ１０２のゲート電圧Ｖｇｓを立ち下げる時間（以下、ＯｎＳｌｅｗＲａｔｅＴｉｍｅ）を長くする制御を行うことで、オン抵抗Ｒｏｎ₁₀₂を漸次低下させることができる。

ＯｎＳｌｅｗＲａｔｅＴｉｍｅを長くするには、例えば、駆動制御部１１２の駆動信号の出力端とスイッチ１０２のゲートの間にレジスタ１１３を追加する。レジスタ１１３は、スイッチ１０２の寄生キャパシタンスであるゲートの入力容量とＲＣフィルタを構成する。

次に、図５（ａ）を参照し、ＲＣフィルタによりＯｎＳｌｅｗＲａｔｅＴｉｍｅを長くした場合のスイッチ１０２（アッパサイドスイッチ）およびスイッチ１０４（ローワサイドスイッチ）の動作の一例を説明する。図５（ａ）に示すように、オン抵抗Ｒｏｎ₁₀₂の増加によりリカバリ電流のピーク値Ｉ_Rpが小さくなり、リンギングノイズが抑制される。

ＯｎＳｌｅｗＲａｔｅＴｉｍｅを長くするために、駆動制御部１１２が出力する駆動信号の電圧レベルを階段状に変化させる方法を用いてもよい。図５（ｂ）は、スイッチ１０２のゲート電圧を階段状に変化させてＯｎＳｌｅｗＲａｔｅＴｉｍｅを長くした場合のスイッチ１０２およびスイッチ１０４の動作の一例を説明するための図である。図５（ｂ）に示すように、オン抵抗Ｒｏｎ₁₀₂の増加によりリカバリ電流のピーク値Ｉ_Rpが小さくなり、リンギングノイズが抑制される。これら方法はＯｎＳｌｅｗＲａｔｅＴｉｍｅを長くするための一例であり、ＯｎＳｌｅｗＲａｔｅＴｉｍｅを長くする方法として、パルス振幅変調（ＰＡＭ）制御など任意の方法を採用することができる。

ターンオン期間のスイッチ１０２のオン抵抗Ｒｏｎ₁₀₂を大きくすることで、リカバリ電流のピーク値Ｉ_Rpが抑制され、寄生インダクタンスＬ_pに蓄積するエネルギＵが減少し、リンギングノイズが低減される。しかし、寄生ダイオード１０６のキャリアが消滅した後もオン抵抗Ｒｏｎ₁₀₂が大きいままだと、スイッチング時の遷移損失が増大する。寄生ダイオード１０６のキャリアは順方向電流の値Ｉ_OFFに依存し、それに応じてリカバリ時間も変化する。また、還流電流の値Ｉ_OFFは負荷に依存する。従って、オン抵抗Ｒｏｎ₁₀₂を大きくしてスイッチング時のリンギングノイズを抑制し、かつ、リカバリ後にスイッチング時の遷移損失を抑えることができる、適切なＯｎＳｌｅｗＲａｔｅＴｉｍｅは電源装置２１８の負荷状態によって変化する。

次に、図６（ａ）を参照し、ＯｎＳｌｅｗＲａｔｅＴｉｍｅテーブルの一例を説明する。ＯｎＳｌｅｗＲａｔｅＴｉｍｅテーブルの駆動モードは、ＡＤＣ１１１が出力する信号値（電流検出信号のデジタル値、以下、検出電流値）の範囲に対応し、各駆動モードにおいて対応する範囲が異なる。例えば、駆動モード１は０≦ＩＯＦＦ＜０．１Ａの検出電流値に、駆動モード２は０．１Ａ≦ＩＯＦＦ＜０．２Ａの検出電流値に、…、駆動モード５は１．０Ａ≦ＩＯＦＦ＜２．０Ａの検出電流値にそれぞれ対応する。なお、図６（ａ）に示すＯｎＳｌｅｗＲａｔｅＴｉｍｅの値は一例であることは言うまでもない。

次に、図６（ｂ）を参照し、駆動制御部１１２の一部である第１の駆動信号出力部の構成の一例を説明する。第１の駆動信号出力部は、スイッチ１０２に駆動信号を出力するように構成されている。前述したＲＣフィルタを用いる場合、第１の駆動信号出力部は、各駆動モードに対応したＯｎＳｌｅｗＲａｔｅＴｉｍｅを実現するためのレジスタＲ１２１〜Ｒ１２５と、レジスタＲ１２１〜Ｒ１２５の内の一つを選択するためのセレクタ１２６とを有する。駆動制御部１１２は、検出電流値に応じた選択信号をセレクタ１２６に供給することにより、適切なＯｎＳｌｅｗＲａｔｅＴｉｍｅを実現するレジスタをセレクタ１２６に選択させることができ、スイッチ１０２のターンオンを制御することができる。

説明を容易にするため、図６（ｂ）には駆動モード１〜５に対応するレジスタＲ１２１〜Ｒ１２５を記載するが、駆動モード１に対応する例えばレジスタＲ１２１は０Ωでよい。また。駆動モード１〜５にそれぞれ対応するレジスタＲ１２１〜Ｒ１２５の値は、Ｒ１２１＜Ｒ１２２＜Ｒ１２３＜Ｒ１２４＜Ｒ１２５の関係を有す。つまり、駆動制御部１１２は、セレクタ１２６によって選択したレジスタを介して、スイッチ１０２のゲートに駆動信号を供給する。

図６（ａ）に示すＯｎＳｌｅｗＲａｔｅＴｉｍｅテーブルによれば、検出電流値が駆動モード１の範囲に対応するとＯｎＳｌｅｗＲａｔｅＴｉｍｅとして「＋０ナノ秒」が設定され、リンギングノイズの抑制よりも、遷移損失の低減が優先された制御になる。一方、検出電流値が駆動モード５の範囲に対応するとＯｎＳｌｅｗＲａｔｅＴｉｍｅとして「＋２０ナノ秒」が設定され、ＯｎＳｌｅｗＲａｔｅＴｉｍｅが２０ナノ秒長い低速スイッチングにより、リンギングノイズの抑制が優先された制御になる。

ＯｎＳｌｅｗＲａｔｅＴｉｍｅテーブルには駆動モード１〜５それぞれに対応する負荷電流Ｉｏにおける寄生ダイオード１０６のリカバリ時間を考慮したＯｎＳｌｅｗＲａｔｅＴｉｍｅが設定されている。そのため、リカバリ終了後、スイッチ１０２のオン抵抗Ｒｏｎ₁₀₂が充分に小さく制御されて、スイッチング時の遷移損失が無駄に増加することはない。

上記では、電流検出部１１８が出力する電流検出信号をＡＤＣ１１１によって検出電流値に変換し、検出電流値に基づきＯｎＳｌｅｗＲａｔｅＴｉｍｅを設定する例を示した。ＡＤＣ１１１を用いずにコンパレータを用いて、電流検出信号と複数の閾値を比較して、比較結果に基づきＯｎＳｌｅｗＲａｔｅＴｉｍｅを設定（例えばレジスタを選択）する方法を採用することもできる。また、スイッチング周期ごとに電流検出信号を生成してＯｎＳｌｅｗＲａｔｅＴｉｍｅを選択する例を説明した。しかし、スイッチング周期よりも長い周期で電流検出信号（または検出電流値）を平均化し、平均値に基づきＯｎＳｌｅｗＲａｔｅＴｉｍｅを設定しても構わない。

このように、実施例１における電子機器２００は、電源装置２１８の負荷状態に応じて、スイッチング時のリンギングノイズの低減を優先する制御と、スイッチング時の遷移損失の低減を優先する制御を柔軟に切り替えることができる。

以下、実施例２における電子機器２００およびその制御方法を説明する。なお、実施例２において、実施例１と同様の構成については、同一の符号を付して、その説明を省略する場合がある。

寄生ダイオード１０６のリカバリ電流Ｉ_Rは、還流電流が寄生ダイオード１０６に流れることで発生する。スイッチ１０２がターンオンする直前までスイッチ１０４のオン状態を維持し、スイッチ１０２のターンオンと同時にスイッチ１０４をターンオフすることができれば、還流電流が寄生ダイオード１０６に流れることはない。その結果、寄生ダイオード１０６のリカバリ電流Ｉ_Rによるリンギングノイズの発生を防ぐことができる。しかし、上述したように、スイッチ１０２およびスイッチ１０４が同時にオン状態になれば貫通状態が発生するため、スイッチ１０２がターンオンする前にスイッチ１０４をターンオフするためのデッドタイムが設けられている。

例えば、デッドタイムにおいてスイッチ１０４のゲート電圧Ｖｇｓを徐々に低下させ、スイッチ１０２がターンオンするタイミングでスイッチ１０４のゲート電圧Ｖｇｓがゲート閾値電圧Ｖｔｈまで低下させる。このような理想的な制御を行えば、デッドタイム期間、スイッチ１０４のチャネルにＩｄｓ₁₀₄が流れ続け、還流電流が寄生ダイオード１０６に流れることはない。

また、ゲート電圧Ｖｇｓの低下によりスイッチ１０４のオン抵抗Ｒｏｎ₁₀₄が増加すると、スイッチ１０４のドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓ₁₀₄（＝Ｒｏｎ₁₀₄×Ｉｄｓ₁₀₄）が増加する。そして、Ｖｄｓ₁₀₄が寄生ダイオード１０６の順方向電圧Ｖ_Fに達すると、還流電流の一部が寄生ダイオード１０６に流れ始める。この場合、還流電流がスイッチ１０４のチャネルと寄生ダイオード１０６の両方に流れるため、スイッチ１０４がオフ状態の場合に比べて寄生ダイオード１０６に流れる電流は小さい。従って、リカバリ電流Ｉ_Rが発生するが、そのピーク値Ｉ_Rpは、還流電流の全部が寄生ダイオード１０６に流れる場合に比べて小さくなる。

また、スイッチ１０２がターンオン直後、スイッチ１０４のゲート電圧がゲート閾値電圧未満（Ｖｇｓ＜Ｖｔｈ）の条件が満たされないと、スイッチ１０４がオン状態にあり貫通状態が発生して、電池２１９からグラウンドに電流が流れる。しかし、貫通状態が発生するとしても、上記の制御によれば、スイッチ１０４のオン抵抗Ｒｏｎ₁₀₄が増加しているので、スイッチ１０４が通常のオン状態にありＲｏｎ₁₀₄が極めて小さい場合に比べて、電池２１９からグラウンドに流れる電流は小さくなる。

実施例２においては、スイッチ１０４をオン状態からオフ状態に遷移させる期間（以下、ターンオフ期間）においてオン抵抗Ｒｏｎ₁₀₄を徐々に大きくする制御を行う。Ｎ型ＭＯＳＦＥＴであるスイッチ１０４は、ゲート電圧Ｖｇｓの低下に伴いオン抵抗Ｒｏｎ₁₀₄が増加し、ゲート電圧がゲート閾値電圧以下（Ｖｇｓ≦Ｖｔｈ）でオフ状態になる特性を有する。従って、スイッチ１０４のゲート電圧Ｖｇｓを立ち下げる時間（以下、ＯｆｆＳｌｅｗＲａｔｅＴｉｍｅ）を長くする制御を行うことで、オン抵抗Ｒｏｎ₁₀₄を漸次増加させることができる。

ＯｆｆＳｌｅｗＲａｔｅＴｉｍｅを長くするには、例えば、駆動制御部１１２の駆動信号の出力端とスイッチ１０４のゲートの間にレジスタを追加する。当該レジスタは、スイッチ１０４の寄生キャパシタンスであるゲートの入力容量とＲＣフィルタを構成する。

次に、図７（ａ）を参照し、ＲＣフィルタによりＯｆｆＳｌｅｗＲａｔｅＴｉｍｅを長くした場合のスイッチ１０２（アッパサイドスイッチ）およびスイッチ１０４（ローワサイドスイッチ）の動作の一例を説明する。図７（ａ）は、上述した理想的な制御により、スイッチ１０２がターンオンするタイミングでスイッチ１０４のゲート電圧Ｖｇｓがゲート閾値電圧Ｖｔｈまで低下する状態を示している。

図７（ａ）に示すように、ＯｆｆＳｌｅｗＲａｔｅＴｉｍｅの増加により、スイッチ１０４のゲート電圧Ｖｇｓは、デッドタイム期間（Ｔ１〜Ｔ３）において徐々に低下し、デッドタイム期間の終了Ｔ３においてゲート閾値電圧Ｖｔｈまで低下する。従って、還流電流が寄生ダイオード１０６に流れる期間（Ｔ２〜Ｔ３）は存在しない。ただし、図７（ａ）のデッドタイム期間（Ｔ１〜Ｔ３）に破線で示すように、Ｖｄｓ₁₀₄がＶ_Fに達すると、還流電流の一部が寄生ダイオード１０６に流れる。

スイッチ１０４のチャネルに存在するキャリアやスイッチ１０４の寄生キャパシタンスに蓄積された電荷に起因して、スイッチ１０２のターンオン後、リカバリ電流Ｉ_Rと同様に逆方向に流れる電流が残る。しかし、寄生ダイオード１０６の蓄積キャリアに起因するリカバリ電流Ｉ_Rが存在しない（または小さい）分、逆方向に流れる電流のピーク値は小さくなり、リンギングノイズが減少する。

ＯｆｆＳｌｅｗＲａｔｅＴｉｍｅを長くするために、駆動制御部１１２が出力する駆動信号の電圧レベルを階段状に変化させる方法を用いてもよい。図７（ｂ）は、スイッチ１０４のゲート電圧Ｖｇｓを階段状に変化させてＯｆｆＳｌｅｗＲａｔｅＴｉｍｅを長くした場合のスイッチ１０２およびスイッチ１０４の動作の一例を説明するための図である。図７（ｂ）は、上述した理想的な制御により、スイッチ１０２がターンオンするタイミングでスイッチ１０４のゲート電圧Ｖｇｓがゲート閾値電圧Ｖｔｈまで低下する状態を示している。

図７（ｂ）に示すように、ＯｆｆＳｌｅｗＲａｔｅＴｉｍｅの増加により、スイッチ１０４のゲート電圧Ｖｇｓは、デッドタイム期間（Ｔ１〜Ｔ３）において階段状に低下し、デッドタイム期間の終了Ｔ３においてゲート閾値電圧Ｖｔｈまで低下する。従って、図７（ａ）の場合と同様に、還流電流が寄生ダイオード１０６に流れる期間（Ｔ２〜Ｔ３）は存在しない。ただし、図７（ｂ）のデッドタイム期間（Ｔ１〜Ｔ３）に破線で示すように、Ｖｄｓ₁₀₄がＶ_Fに達すると、還流電流の一部が寄生ダイオード１０６に流れる。従って、寄生ダイオード１０６の蓄積キャリアに起因するリカバリ電流Ｉ_Rが存在しない（または小さい）分、逆方向に流れる電流のピーク値は小さくなり、リンギングノイズが減少する。

ターンオフ期間におけるスイッチ１０４のオン状態が長時間継続すれば、スイッチ１０２のターンオンと重なって貫通状態が発生し、Ｒｏｎ₁₀₄が大きいとは言え、電池２１９からグラウンドに電流が流れてスイッチング時の遷移損失が増大する。言い替えれば、ターンオフ期間のスイッチ１０４のオン状態を長くしてリンギングノイズを抑制し、貫通状態によるスイッチング時の遷移損失を発生させない適切なＯｆｆＳｌｅｗＲａｔｅＴｉｍｅは実施例１と同様に電源装置２１８の負荷状態により変化する。

次に、図８（ａ）を参照し、ＯｆｆＳｌｅｗＲａｔｅＴｉｍｅテーブルの一例を説明する。ＯｆｆＳｌｅｗＲａｔｅＴｉｍｅテーブルの駆動モードは、ＡＤＣ１１１が出力する検出電流値の範囲に対応し、各駆動モードにおいて対応する範囲が異なる。例えば、駆動モード１は０≦ＩＯＦＦ＜０．１Ａの検出電流値に、駆動モード２は０．１Ａ≦ＩＯＦＦ＜０．２Ａの検出電流値に、…、駆動モード５は１．０Ａ≦ＩＯＦＦ＜２．０Ａの検出電流値にそれぞれ対応する。なお、図８（ａ）に示すＯｆｆＳｌｅｗＲａｔｅＴｉｍｅの値は一例であることは言うまでもない。

次に、図８（ｂ）を参照し、駆動制御部１１２の一部である第２の駆動信号出力部の構成の一例を説明する。第２の駆動信号出力部は、スイッチ１０４に駆動信号を出力するように構成されている。前述したＲＣフィルタを用いる場合、第２の駆動信号出力部は、各駆動モードに対応したＯｆｆＳｌｅｗＲａｔｅＴｉｍｅを実現するためのレジスタＲ１３１〜Ｒ１３５と、レジスタＲ１３１〜Ｒ１３５の内の一つを選択するためのセレクタ１３６とを有する。駆動制御部１１２は、検出電流値に応じた選択信号をセレクタ１３６に供給することにより、適切なＯｆｆＳｌｅｗＲａｔｅＴｉｍｅを実現するレジスタをセレクタ１２６に選択させることができ、スイッチ１０４のターンオフを制御することができる。

説明を容易にするため、図８（ｂ）には駆動モード１〜５に対応するレジスタＲ１３１〜Ｒ１３５を記載するが、駆動モード１に対応する例えばレジスタＲ１３１の値は０Ωでよい。また。駆動モード１〜５にそれぞれ対応するレジスタ１３１〜１３５の値はＲ１３１＜Ｒ１３２＜Ｒ１３３＜Ｒ１３４＜Ｒ１３５の関係を有す。つまり、駆動制御部１１２は、セレクタ１３６によって選択したレジスタを介して、スイッチ１０４のゲートに駆動信号を供給する。

図８（ａ）に示すＯｆｆＳｌｅｗＲａｔｅＴｉｍｅテーブルによれば、検出電流値が駆動モード１の範囲に対応するとＯｆｆＳｌｅｗＲａｔｅＴｉｍｅとして「＋０ナノ秒」が設定され、リンギングノイズの抑制よりも、遷移損失の低減が優先された制御になる。一方、検出電流値が駆動モード５の範囲に対応するとＯｆｆＳｌｅｗＲａｔｅＴｉｍｅとして「＋２０ナノ秒」が設定され、ＯｆｆＳｌｅｗＲａｔｅＴｉｍｅが２０ナノ秒長い低速スイッチングにより、リンギングノイズの抑制が優先された制御になる。

なお、ＯｆｆＳｌｅｗＲａｔｅＴｉｍｅテーブルには駆動モード１〜５それぞれに対応する負荷電流Ｉｏにおけるデッドタイムを考慮したＯｆｆＳｌｅｗＲａｔｅＴｉｍｅを設定して、貫通状態の発生を極力抑えることは言うまでもない。

実施例１と同様、検出電流値を得るためのＡＤＣ１１１を用いずにコンパレータを用いて、電流検出信号と複数の閾値を比較して、比較結果に基づきＯｆｆＳｌｅｗＲａｔｅＴｉｍｅを設定（例えばレジスタを選択）する方法を採用することもできる。勿論、スイッチング周期よりも長い周期で電流検出信号（または電流検知値）を平均化し、平均値に基づきＯｆｆＳｌｅｗＲａｔｅＴｉｍｅを設定しても構わない。

実施例２によれば、理想的な制御においては、還流電流が寄生ダイオード１０６に流れず、リカバリ電流Ｉ_Rに起因するリンギングノイズが発生せず、かつ、貫通状態も発生しない。また、理想的な制御から外れた場合は次のようになる。

スイッチ１０２のターンオン後、スイッチ１０４のゲート電圧Ｖｇｓがゲート閾値電圧Ｖｔｈまで低下していない場合は、貫通状態が発生して電池２１９からグラウンドに電流が流れる。しかし、Ｒｏｎ₁₀₄が大きく貫通状態の発生期間も短いため、損失は比較的小さく抑えられる。この場合、リカバリ電流Ｉ_Rに起因するリンギングノイズは発生しない。

また、Ｒｏｎ₁₀₄×Ｉｄｓ₁₀₄がＶ_Fに達して還流電流の一部が寄生ダイオード１０６に流れた場合は、スイッチ１０４がオフ状態に比べて寄生ダイオード１０６に流れる電流が小さく、リカバリ電流Ｉ_Rに起因するリンギングノイズは抑制される。

このように、実施例２における電子機器２００は、電源装置２１８の負荷状態に応じて、スイッチング時のリンギングノイズの低減を優先する制御と、スイッチング時の遷移損失の低減を優先する制御とを柔軟に切り替えることができる。

以下、実施例３における電子機器２００およびその制御方法を説明する。なお、実施例３において、実施例１及び２と同様の構成については、同一の符号を付して、その説明を省略する場合がある。

以下では、実施例１の制御と実施例２の制御とを組み合わせた実施例３を説明する。言い替えれば、リカバリ電流のピーク値Ｉ_Rpの抑制と、寄生ダイオード１０６に流れる還流電流の制御を組み合わせて、リンギングノイズの低減を図る。

図９によりＳｌｅｗＲａｔｅＴｉｍｅテーブルの一例を示す。ＳｌｅｗＲａｔｅＴｉｍｅテーブルの駆動モードは、ＡＤＣ１１１が出力する検出電流値の範囲に対応し、各駆動モードにおいて対応する範囲が異なる。例えば、駆動モード１は０≦ＩＯＦＦ＜０．１Ａの検出電流値に、駆動モード２は０．１Ａ≦ＩＯＦＦ＜０．２Ａの検出電流値に、…、駆動モード５は１．０Ａ≦ＩＯＦＦ＜２．０Ａの検出電流値にそれぞれ対応する。なお、図９に示すＯｎＳｌｅｗＲａｔｅＴｉｍｅの値およびＯｆｆＳｌｅｗＲａｔｅＴｉｍｅの値は一例であることは言うまでもない。

図９に示すＳｌｅｗＲａｔｅＴｉｍｅテーブルによれば、検出電流値が駆動モード１の範囲に対応するとＯｎＳｌｅｗＲａｔｅＴｉｍｅおよびＯｆｆＳｌｅｗＲａｔｅＴｉｍｅとして「＋０ナノ秒」が設定される。つまり、リンギングノイズの抑制よりも、遷移損失の低減が優先された制御になる。一方、検出電流値が駆動モード５の範囲に対応するとＯｎＳｌｅｗＲａｔｅＴｉｍｅとして「＋８ナノ秒」が設定され、ＯｆｆＳｌｅｗＲａｔｅＴｉｍｅとして「＋２０ナノ秒」が設定される。ＯｎＳｌｅｗＲａｔｅＴｉｍｅが８ナノ秒長く、かつ、ＯｆｆＳｌｅｗＲａｔｅＴｉｍｅが２０ナノ秒長い低速スイッチングにより、リンギングノイズの抑制が優先された制御になる。

図９に示すＳｌｅｗＲａｔｅＴｉｍｅテーブルにおけるＯｎＳｌｅｗＲａｔｅＴｉｍｅの値は、図６（ａ）に示すＯｎＳｌｅｗＲａｔｅＴｉｍｅテーブルにおけるＯｎＳｌｅｗＲａｔｅＴｉｍｅの値よりも小さい。これは、ＯｆｆＳｌｅｗＲａｔｅＴｉｍｅの増加によりリカバリ時間が短縮される分、ＯｎＳｌｅｗＲａｔｅＴｉｍｅの値を小さくできるためである。この値の変更分、スイッチ１０２のオン抵抗Ｒｏｎ₁₀₂が大きい期間が短縮され、スイッチング時の遷移損失が低減される。

駆動制御部１１２は、電子機器２００の動作モードまたは入力電圧に応じたＳｌｅｗＲａｔｅＴｉｍｅテーブルを用いてもよく、ＯｎＳｌｅｗＲａｔｅＴｉｍｅとＯｆｆＳｌｅｗＲａｔｅＴｉｍｅの設定値は、図６（ａ）、図８（ａ）、図９に制限されない。

図１０のフローチャートにより駆動制御部１１２による駆動制御を説明する。なお、図１０に示す駆動制御は、実施例１から３に共通である。

駆動制御部１１２は、ＡＤＣ１１１から検出電流値を受け取り（Ｓ１０１）、ＳｌｅｗＲａｔｅＴｉｍｅテーブルを参照して（Ｓ１０３）、駆動モードを決定する（Ｓ１０４）。そして、駆動制御部１１２は、駆動モードに応じた選択信号をセレクタ１２６と１３６の一方または両方に供給し（Ｓ１０５）、動作をステップＳ１０１に戻す。

ステップＳ１０１からＳ１０５の動作は、スイッチング周期に同期して繰り返されるが、前述したように、スイッチング周期よりも長い周期（例えば、二周期、三周期、…）で繰り返されてもよい。その場合、ステップＳ１０１とＳ１０３の間に、複数周期分の検出電流値を平均化する動作（Ｓ１０２）が追加される。

以下、実施例４における電子機器２００及びその制御方法を説明する。なお、実施例４において、実施例１から３と同様の構成については、同一の符号を付して、その説明を省略する場合がある。

以下では、電子機器２００の動作の概要を説明し、電子機器２００の動作モードに基づきＳｌｅｗＲａｔｅＴｉｍｅテーブルの駆動モードを選択する方法について説明する。電子機器２００において、ユーザが指示入力部２０２のパワーオンボタンを操作すると、指示入力部２０２から制御部２０１に起動指示が通知される。起動指示を受けた制御部２０１は、電源装置２１８を制御して、電子機器２００の全ての構成要素への電力供給を開始する。

電力が供給されると、制御部２０１は、指示入力部２０２からの信号に基づき、指示入力部２０２のモード切替スイッチによって設定されている動作モードを確認する。ユーザは、モード切替スイッチにより、電子機器２００の動作モードを例えば「静止画撮像モード」、「動画撮像モード」又は「再生モード」に切替可能である。

「静止画撮像モード」において、電子機器２００は、撮像待機状態にあり、ユーザが指示入力部２０２の静止画記録ボタンを操作すると静止画の撮像を開始し、静止画ファイルを記憶装置２１３に記録した後、撮像待機状態に戻る。

「動画撮像モード」において、電子機器２００は、撮像待機状態にあり、ユーザが指示入力部２０２の動画記録開始ボタンを操作すると動画の撮像を開始し、動画データと音声データを記憶装置２１３に記録する。その後、ユーザが指示入力部２０２の動画記録終了ボタンを操作すると、電子機器２００は、動画の撮像を終了し、記憶装置２１３に記録した動画データと音声データを動画ファイルに格納した後、撮像待機状態に戻る。

「再生モード」において、電子機器２００は、ユーザが指定する、記憶装置２１３に格納された静止画ファイルや動画ファイルの再生を行う。以下では、「静止画撮像モード」における動作を例に電源装置２１８の負荷状態について説明する。

「静止画撮像モード」において、撮像部２０８は、得られた画像データをメモリ２０４に格納する。制御部２０１は、表示制御部２１０を制御して、メモリ２０４に格納された画像データが表す画像（スルー画像）を表示部２１１に表示させる。

静止画の撮像指示が入力されると、制御部２０１は、撮像部２０８およびレンズ制御部２１４を制御して撮像を実行する。撮像部２０８は、撮像によって得た画像データをメモリ２０４に格納する。制御部２０１は、画像処理部２０５を制御して、メモリ２０４に格納された画像データに上述した現像処理や画質調整処理などを施させ、処理後の画像データを表示制御部２１０に供給して、表示部２１１に撮像画像を表示させる。

これは、一般に、デジタルカメラで撮像を行った直後に表示部２１１に撮像画像が表示される所謂「レックレビュー」表示に相当する。因みに、静止画の撮像指示が行われてから画像処理部２０５の処理が終了する間、表示部２１１に画像は表示されず、黒画像が表示されている。黒画像の代わりに「処理中」などの状態表示を行ってもよい。

さらに、制御部２０１は、画像処理部２０５を制御して、現像処理や画質調整処理後の画像データに符号化処理などを施させる。制御部２０１は、符号化処理が終了したか否かを判定し、符号化処理が終了したと判定すると、生成された静止画ファイルを記憶制御部２１２に供給して、静止画ファイルを記憶装置２１３に格納させる。その後、撮像部２０８による画像データの格納が行われ、表示制御部２１０によるスルー画像の表示が行われる。

このように、「静止画撮像モード」中でも駆動されるブロックが時間ごとに異なり、それに応じて電源装置２１８の負荷は変化する。例えば、スルー画像用に取得された画像データがメモリ２０４に一時記憶され、スルー画像が表示される撮像待機状態は、電源装置２１８の負荷が比較的軽く、例えば電源装置２１８の入力電力は１．５Ｗである。

一方、静止画撮像時は、撮像部２０８が画像データを取得し、レンズ制御部２１４が露出、フォーカス、シャッタを制御し、画像処理部２０５が現像処理、画質調整処理、符号化処理などを実行し、記憶制御部２１２が静止画ファイルの記録を行う。従って、複数ブロックの駆動が重なり、電源装置２１８の負荷が比較的重く、例えば電源装置２１８の入力電力は過渡的に２．５Ｗになる。（一般に、撮像時の画像データ量は、スルー画像用の画像データ量よりも大きい。）

また、静止画再生状態であれば撮像部２０８やレンズ制御部２１４が駆動されないため、電源装置２１８の負荷が軽く、例えば電源装置２１８の入力電力は０．８Ｗである。さらに、電子機器２００が起動待機状態にある省電力モードにおいては、記憶制御部２１２も駆動されず、制御部２０１がスタンバイ状態にあるため、電源装置２１８の負荷は最も軽く、例えば電源装置２１８の入力電力は０．１Ｗである。

上述した駆動モード１から５は、スイッチング周期ごとに流れる還流電流の値Ｉ_OFFに応じて設定されるが、電子機器２００の動作モードによっても負荷が変化し、駆動モードの閾値と電子機器２００の動作モードには相関性がある。例えば、駆動モードと動作モードの次のような対応が可能である。
駆動モード１：省電力モード
駆動モード２：静止画再生モード
駆動モード３：動画再生モード
駆動モード４：静止画撮像モードと動画撮像モードの撮像待機状態
駆動モード５：静止画撮像モードと動画撮像モードの撮像時

電子機器２００が省電力モードや静止画再生モードにある場合、負荷が軽く、還流電流は小さい。この場合、還流電流が寄生ダイオード１０６に流れても、リカバリ電流のピーク値Ｉ_Rpが小さく、配線ループの寄生インダクタンスに蓄積されるエネルギＵも小さく、リンギングノイズは小さい。

一方、電子機器２００が静止画撮像モードや動画撮像モードの撮像時の場合、負荷が重く、還流電流は大きい。この場合、還流電流が寄生ダイオード１０６に流れると、リカバリ電流のピーク値Ｉ_Rpが大きく、配線ループの寄生インダクタンスに蓄積されるエネルギＵも大きく、リンギングノイズが大きくなる。

制御部２０１は、電子機器２００の動作モードに応じた駆動モードを駆動制御部１１２に指示する。この指示を受信した駆動制御部１１２は、負荷が重い動作モードになるほど、スイッチ１０２のＯｎＳｌｅｗＲａｔｅＴｉｍｅとスイッチ１０４のＯｆｆＳｌｅｗＲａｔｅＴｉｍｅの一方または両方を長くする制御を行う。従って、負荷が軽い動作モードにおいてリンギングノイズを許容し、スイッチング動作時の遷移損失の低減を優先する制御が行われ、負荷が重い動作モードにおいてスイッチング動作時の遷移損失を許容し、リンギングノイズの低減を優先する制御が行われる。

ただし、負荷の大きさのみで制御を設定するだけでなく、例えば静止画撮像モードが負荷が重くてもリンギングノイズの影響が許容範囲であれば、スイッチング動作時の遷移損失の低減を優先する制御を設定することも可能である。そうすれば、電池２１９のエネルギ消費を低減し、電池２１９の持続時間を伸ばすことができる。

あるいは、静止画撮像モードの平均的な負荷が軽くても、過渡的に負荷が大きくなり、それによるリンギングノイズの影響を許容することができない場合は、リンギングノイズの低減を優先する制御を設定してもよい。そうすれば、電子機器２００の筺体から空間に放射されるノイズを低減することができる。

１０２ … 第１のスイッチング素子、１０４ … 第２のスイッチング素子、１０８ … パワーインダクタ、１１２ … 駆動制御部、１１８ … 電流検出部

Claims (9)

1. 電力供給源とパワーインダクタの一端の間に接続された第１のスイッチング素子と、
   前記パワーインダクタの一端とグラウンドの間に接続されたＭＯＳＦＥＴである第２のスイッチング素子と、
   前記第１のスイッチング素子および前記第２のスイッチング素子の駆動を制御する駆動制御手段と、
   前記第１のスイッチング素子がオフ状態かつ前記第２のスイッチング素子がオン状態の期間に、前記第２のスイッチング素子に流れる電流値を検出する検出手段と
   を有し、
   前記検出手段によって検出される検出電流値に基づき、前記駆動制御手段は、前記第１のスイッチング素子をターンオンさせる期間において前記第１のスイッチング素子のオン抵抗を漸次低下させる制御、または、前記第２のスイッチング素子をターンオフさせる期間において前記第２のスイッチング素子のオン抵抗を漸次増加させる制御を行う電子機器。
2. 前記第１のスイッチング素子および前記第２のスイッチング素子がオフ状態の場合、前記パワーインダクタ、前記電子機器の負荷、グラウンドおよび前記ＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードのループに負荷電流が流れる請求項１に記載の電子機器。
3. 前記駆動制御手段は、前記第１のスイッチング素子または前記第２のスイッチング素子のゲート電圧を立ち下げる時間または立ち上げる時間を制御して、前記オン抵抗を漸次低下または漸次増加させる制御を行う請求項１または２に記載の電子機器。
4. 前記駆動制御手段は、前記検出電流値と、前記ゲート電圧を立ち下げる時間または立ち上げる時間に対応する駆動モードとの関係を示すテーブルを有する請求項３に記載の電子機器。
5. 前記駆動制御手段は、前記テーブルを参照して、前記検出電流値が小さいほど前記ゲート電圧を立ち下げる時間または立ち上げる時間が短い駆動モードを選択し、前記検出電流値が大きいほど前記ゲート電圧を立ち下げる時間または立ち上げる時間が長い駆動モードを選択する請求項４に記載の電子機器。
6. 前記駆動制御手段は、
   複数のレジスタ、および、前記複数のレジスタから前記駆動モードに対応するレジスタを選択するためのセレクタを有し、
   前記セレクタによって選択したレジスタを介して、前記第１のスイッチング素子または前記第２のスイッチング素子のゲートに駆動信号を供給する請求項４または５に記載の電子機器。
7. 前記選択されたレジスタは、前記ゲートの入力容量とＲＣフィルタを構成する請求項６に記載の電子機器。
8. 前記電力供給源として電池を有する請求項１から７のいずれか１項に記載の電子機器。
9. 電力供給源とパワーインダクタの一端の間に接続された第１のスイッチング素子、前記パワーインダクタの一端とグラウンドの間に接続されたＭＯＳＦＥＴである第２のスイッチング素子、前記第１のスイッチング素子および前記第２のスイッチング素子の駆動を制御する駆動制御手段、並びに、前記第１のスイッチング素子がオフ状態かつ前記第２のスイッチング素子がオン状態の期間に、前記第２のスイッチング素子に流れる電流値を検出する検出手段を有する電子機器の制御方法であって、
   前記検出手段によって検出される検出電流値に基づき、前記駆動制御手段が、前記第１のスイッチング素子をターンオンさせる期間において前記第１のスイッチング素子のオン抵抗を漸次低下させる制御、または、前記第２のスイッチング素子をターンオフさせる期間において前記第２のスイッチング素子のオン抵抗を漸次増加させる制御を行う制御方法。

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