JP2017015495A - レーダ装置 - Google Patents

Abstract

【課題】伝搬遅延時間の２次以上の変化を生じている場合でも、目標検出性能の劣化を防止することができるレーダ装置を得ることを目的とする。【解決手段】不要信号低減回路７が、ＫＴ補償回路６によるＫＴ補償後の遅延ヒストリをファスト周波数ρで２分割し、その分割した各々の遅延ヒストリをスロータイムη方向にＦＴすることで遅延ドップラー分布をそれぞれ生成し、一方の遅延ドップラー分布の複素共役と他方の遅延ドップラー分布とを乗算するように構成する。これにより、目標の信号以外の不要信号を低減することができる。【選択図】図１

Description

この発明は、観測対象である目標とレーダとの間の相対的な位置関係を変えながら電波を繰り返し送受信するレーダの受信信号を開口合成することで、目標について高分解能化された電波画像を再生するレーダ装置に関するものである。

合成開口レーダであるＳＡＲ（Ｓｙｎｔｈｅｔｉｃ Ａｐｅｒｔｕｒｅ Ｒａｄａｒ）や、逆合成開口レーダであるＩＳＡＲ（Ｉｎｖｅｒｓｅ ＳＡＲ）などの画像レーダでは、目標とレーダの相対位置を変えながら異なる複数の時刻に目標を観測し、各観測で得られた受信信号を、目標に固定された座標系内でのレーダの方向（見込み角）を考慮しながら合成（開口合成）することで、画像の高分解能化が図られている。
ＳＡＲでは、静止中の目標（例えば、地表面、地上構造物、静止している車両など）の観測が主に想定され、レーダが位置を変えることで見込み角の変化が得られる。
一方、ＩＳＡＲでは、移動する目標（例えば、航空機、車両、船舶など）の観測が主に想定され、目標の運動（例えば、位置の移動、回転、動揺など）を利用することで、必ずしもレーダ自身が位置を変化しなくても、見込み角の変化が得られる。

目標上のある反射点に関する各観測において、電波の送信時刻を基準とする相対時刻における受信信号は、その観測の際のレーダと目標の相対位置関係によって定まる伝搬経路、即ち、送信アンテナから当該反射点を介して受信アンテナに至る伝搬経路を電波が移動するのに要する分の時間遅延を生じ、かつ、その反射点の形状や材質に応じて振幅倍された送信信号として与えられる。目標上に複数の反射点が存在する場合は、これらの重ね合わせとして与えられる。以下では、電波の送信時刻からの経過時間をファストタイム（ｆａｓｔ ｔｉｍｅ）と称する。また、上記伝搬経路を電波が移動することによって生じる時間遅延を伝搬遅延時間と称する。この受信信号（または、この受信信号を必要に応じて後述するパルス圧縮などで高分解能化した信号）のファストタイムに対する分布（プロフィール）は、各反射点の伝搬遅延時間の影響が反映されていることを踏まえ、以下では遅延プロフィールと称する。なお、ファストタイムを光速倍したプロフィールは、伝搬経路長に対するプロフィールとみなせる。さらに、送信アンテナと受信アンテナの位置が一致するモノスタティック（ｍｏｎｏｓｔａｔｉｃ）観測の場合には、各反射点の伝搬経路長の１／２がその各反射点までの距離となることから、遅延プロフィールのファストタイムを（光速／２）倍したプロフィールは、レーダからの距離（レンジ）に対するプロフィールとみなせる。このプロフィールはレンジプロフィールとして良く知られている。

各観測で得られた上記各遅延プロフィールの観測毎の履歴（ヒストリ）を、ファストタイムと各観測の時刻を２軸とする２次元分布としたものを遅延ヒストリと称する。各観測における電波の送信時刻をスロータイム（ｓｌｏｗ ｔｉｍｅ）と称する。遅延ヒストリを与えるこれら２種類の時間のうち、ファストタイムをフーリエ変換（ＦＴ：Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）した周波数をファスト周波数と称し、スロータイムをフーリエ変換した周波数をドップラー周波数と称する。
以下では、ファストタイムの軸とファスト周波数の軸をまとめてファスト軸、スロータイムの軸とドップラー周波数の軸をまとめてスロー軸と呼ぶことがある。
遅延プロフィールをＦＴして得られるファスト周波数に対するプロフィールを遅延スペクトルと称する。また、遅延ヒストリをファスト周波数方向にＦＴして得られる遅延スペクトルのヒストリを遅延スペクトルヒストリと称する。さらに、遅延ヒストリをスロータイム方向にＦＴして得られる分布を遅延ドップラー分布と称する。

開口合成を実施する一つの方法として、遅延ヒストリをスロータイム方向にＦＴすることで、「各反射点に関する受信信号を、ファストタイムとドップラー周波数を軸とする遅延ドップラー分布上の一つのファストタイムとドップラー周波数の点に結像させる」方法が挙げられる。しかし、このような方法で画像を結像させるには、少なくとも、観測中の各反射点の伝搬遅延の変化が、ファストタイム軸方向の分解能セルの大きさ以下となることが必要となる。これを超えた場合には、目標の信号は複数の分解能セルに亘って存在することとなり、これが画像のぼけの一因となる。しかし、目標とレーダの相対運動や前記分解能セルの大きさ、観測時間の長さ等によっては、上記分解能セルを超えた移動が発生することも有り得る。従って、何らかの方法で、この分解能セルの移動、言い換えると、伝搬遅延時間のスロータイムに対する変化を推定して、この変化を打ち消すように補償してやる必要がある。

また、上記のような画像レーダ以外でも、複数回の観測で得られた各遅延プロフィールをスロータイム方向のＦＴによって、目標速度相当のドップラーセルに目標信号を積み上げて、信号対雑音比を向上させることで、目標の検出性能を高める処理が実施されることがある。
この処理の目的は、開口合成を行うことではないが、処理的には上記の開口合成と同等の処理である。この処理はコヒーレント積分と呼ばれることがあり、上記の開口合成をコヒーレント積分の一種と捉えることもできる。
この処理を実施する場合でも、ファストタイム方向の目標の移動の影響でぼけが生じた場合、即ち、信号の積み上がりのロスが発生した場合、信号が正しく積み上がった場合と比べて、信号対雑音比が劣化するため、目標検出性能の劣化が発生する。この問題を回避するために、画像レーダの場合と同様に、伝搬遅延時間のスロータイムに対する変化を推定して、この変化を打ち消すように補償してやる必要がある。

以下の非特許文献１には、遅延スペクトルヒストリの各ファスト周波数に応じたサンプリング間隔で、遅延スペクトルヒストリ上の信号をスロータイム方向にリサンプリングすることで、遅延ヒストリにおけるスロータイムに対する電波の伝搬遅延時間の１次変化を補償する方法が提案されている。この方法は、ＫＴ（Ｋｅｙｓｔｏｎｅ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）と呼ばれている。

Perry, R.P.; DiPietro, R.C.; Fante, R., "SAR imaging of moving targets," Aerospace and Electronic Systems, IEEE Transactions on , vol.35, no.1, pp.188,200, Jan 1999

従来のレーダ装置は以上のように構成されているので、遅延ヒストリにおけるスロータイムに対する電波の伝搬遅延時間の１次変化を補償することができるが、伝搬遅延時間の２次以上の変化を生じている場合、２次以上の変化の影響で、目標の検出性能が劣化してしまうことがあるという課題があった。

この発明は上記のような課題を解決するためになされたもので、伝搬遅延時間の２次以上の変化を生じている場合でも、目標検出性能の劣化を防止することができるレーダ装置を得ることを目的とする。

この発明に係るレーダ装置は、観測対象である目標との相対的な位置関係を変えながら電波を繰り返し送受信するレーダから、その電波の受信信号として、その電波の送信時刻からの経過時間であるファストタイムと電波の送信時刻であるスロータイムとの２次元分布である遅延ヒストリを取得する信号取得回路と、信号取得回路により取得された遅延ヒストリをファストタイム方向にフーリエ変換することで得られる遅延スペクトルヒストリの各ファスト周波数に対応するサンプリング間隔で、その遅延スペクトルヒストリ上の信号をスロータイム方向にリサンプリングすることで、その遅延ヒストリにおけるスロータイムに対する電波の伝搬遅延時間の変化を補償する時間変化補償回路とを設け、不要信号低減回路が、時間変化補償回路による補償後の遅延ヒストリをファスト周波数で２分割し、その分割した各々の遅延ヒストリをスロータイム方向にフーリエ変換することで遅延ドップラー分布をそれぞれ生成し、一方の遅延ドップラー分布の複素共役と他方の遅延ドップラー分布とを乗算するようにしたものである。

この発明によれば、不要信号低減回路が、時間変化補償回路による補償後の遅延ヒストリをファスト周波数で２分割し、その分割した各々の遅延ヒストリをスロータイム方向にフーリエ変換することで遅延ドップラー分布をそれぞれ生成し、一方の遅延ドップラー分布の複素共役と他方の遅延ドップラー分布とを乗算するように構成したので、目標の信号以外の不要信号を低減することができるようになる。そのため、伝搬遅延時間の２次以上の変化を生じている場合でも、目標検出性能の劣化を防止することができる効果がある。

この発明の実施の形態１によるレーダ装置を示す構成図である。 レーダ装置がコンピュータで構成される場合のハードウェア構成図である。 この発明の実施の形態１によるレーダ装置の不要信号低減回路７を示す構成図である。 遅延ドップラー画像の一例を示す説明図である。 アップサンプリングによってドップラー帯域が拡張された遅延ドップラー画像一例を示す説明図である。 重み関数の乗算による効果の一例を示す説明図である。 この発明の実施の形態２による画像レーダ装置のＫＴ補償回路６を示す構成図である。 ＫＴ補償回路６の受信信号スケーリング変換回路４５を示す構成図である。 ＫＴ補償回路６によるマージ付加処理を示す説明図である。 この発明の実施の形態３によるレーダ装置を示す構成図である。

以下、この発明をより詳細に説明するために、この発明を実施するための形態について、添付の図面にしたがって説明する。

実施の形態１．
図１はこの発明の実施の形態１によるレーダ装置を示す構成図である。
図１において、信号取得回路１は観測対象である目標との相対的な位置関係を変えながら電波を繰り返し送受信するレーダから、電波の受信信号として、電波の送信時刻からの経過時間であるファストタイムと、各観測における電波の送信時刻であるスロータイムとの２次元分布である遅延ヒストリを取得する回路である。
具体的には、レーダ内の送信アンテナから送信機で生成された高周波信号を電波として目標に向けて放射したのち、目標に反射されて戻ってきた当該電波の反射波が受信アンテナに入射されると、受信機が当該電波の反射波を検波して復調することで受信信号を取得する処理を繰り返し実施することで、電波のファストタイムとスロータイムの２次元分布である遅延ヒストリを取得する。また、必要に応じて、電波の送信信号を用いて、受信信号をパルス圧縮することで、ファストタイム軸（または、ファストタイム軸を（光速／２）倍したレンジ軸）を高分解能化させる処理も実施する。

ただし、レーダは、送信アンテナと受信アンテナを別々に実装している必要はなく、送信と受信を時分割で行う送受信アンテナと、送信信号と受信信号を切り換える送受切換器とを実装するものであってもよい。また、送信系と受信系が別の位置に配置されているｂｉｓｔａｔｉｃ構成のレーダであってもよいし、放送波のように空間を飛交う既存の電波を送信波として利用するレーダであってもよい。
既存の電波を送信波として利用する場合は、目標の散乱波を受信する第１の受信系と、送信局からの直接波を受信する第２の受信系とを用意し、２つの受信系の相互相関によって、上記のファストタイム軸の高分解能化を実現するようにする。この場合は、その伝搬遅延時間は、直接波のパスの伝搬遅延時間を基準とした値になる。なお、使用する既存の電波が一般的な画像レーダで用いられるパルス波形ではなく連続波であった場合でも、反射波や直接波を適当な時間幅や時間間隔で切出すことで、異なるスロータイムにおける受信信号を得ることができる。

相対運動特定回路２は外部装置から目標の運動諸元を収集して、その運動諸元から目標との相対運動を特定し、その相対運動からスロータイムに対する電波の伝搬遅延時間の変化を推定するとともに、その伝搬遅延時間の変化の推定誤差として、スロータイムに対する電波の伝搬遅延時間の１次変化の予測値ｓ_ｅ１と、スロータイムに対する電波の伝搬遅延時間の２次変化の予測値ｓ_ｅ２とを特定する回路である。
外部装置としては、例えば目標を追尾するレーダである目標追尾装置や、目標の運動諸元を格納しているデータベースなどが考えられ、外部装置から目標の位置、速度や加速度などの運動諸元を収集する。また、自レーダ装置が静止しておらず、レーダプラットフォームに搭載されている場合には、そのレーダプラットフォームに搭載されている運動センサや位置センサから自レーダ装置の運動諸元を収集する。
目標の運動諸元と自レーダ装置の運動諸元との差分を求めることで、目標との相対運動を特定することができる。

前処理伝搬遅延補償量推定回路３は相対運動特定回路２により推定された伝搬遅延時間の変化を打ち消す伝搬遅延補償量を推定する回路である。
前処理伝搬遅延補償回路４は前処理伝搬遅延補償量推定回路３により推定された伝搬遅延補償量を用いて、信号取得回路１により取得された遅延ヒストリを補償する回路である。

アップサンプリング回路５は前処理伝搬遅延補償回路４により補償された遅延ヒストリをファストタイム方向にフーリエ変換することで得られる遅延スペクトルヒストリをスロータイム方向にアップサンプリングする回路である。
即ち、アップサンプリング回路５は相対運動特定回路２により特定されたスロータイムに対する電波の伝搬遅延時間の１次変化の予測値ｓ_ｅ１にしたがってアップサンプリングの点数であるＮを設定し、その遅延スペクトルヒストリにおけるスロータイム方向のセル間に、（Ｎ−１）個の０のセルを挿入することで、その遅延スペクトルヒストリのサンプリング周波数をＮ倍にする回路である。

ＫＴ補償回路６は上記の非特許文献１に開示されているＫＴ、あるいは、以下の非特許文献２に開示されている一般的なＫＴの改良技術によって、アップサンプリング回路５によりスロータイム方向にアップサンプリングされた遅延スペクトルヒストリの各ファスト周波数に対応するサンプリング間隔で、その遅延スペクトルヒストリ上の信号をスロータイム方向にリサンプリングすることで、その遅延ヒストリにおけるスロータイムに対する電波の伝搬遅延時間の変化を補償する時間変化補償回路である。
これにより、目標の像である真像については１次の伝搬遅延時間の変化が解消されるが、真像以外の像を偽像については１次の伝搬遅延時間の変化が解消されていない。
［非特許文献２］
Daiyin Zhu; Li, Yong; Zhaoda Zhu, “A Keystone Transform Without Interpolation for SAR Ground Moving-Target Imaging,” Geoscience and Remote Sensing Letters, IEEE , vol.4, no.1, pp.18,22, Jan. 2007

不要信号低減回路７はＫＴ補償回路６によりスロータイムに対する電波の伝搬遅延時間の変化が補償された遅延ヒストリをファスト周波数で２分割し、その分割した各々の遅延ヒストリをスロータイム方向にフーリエ変換することで遅延ドップラー分布をそれぞれ生成し、一方の遅延ドップラー分布の複素共役と他方の遅延ドップラー分布とを乗算することで、目標の信号以外の不要信号を低減する回路である。
伝搬遅延ドップラー特定回路８は不要信号低減回路７により不要信号が低減された遅延ドップラー分布から目標の像を検出して、その目標の像が存在しているファストタイム上の位置及び目標のドップラー周波数を特定する回路である。

１次変化補償量算出回路９は伝搬遅延ドップラー特定回路８により特定された目標のドップラー周波数から、遅延ヒストリにおけるスロータイムに対する電波の伝搬遅延時間の１次変化を補償するための１次変化補償量を算出する回路である。
１次変化補償回路１０は１次変化補償量算出回路９により算出された１次変化補償量を用いて、前処理伝搬遅延補償回路４により補償された遅延ヒストリに残存しているスロータイムに対する電波の伝搬遅延時間の１次変化を補償する回路である。

参照信号抽出回路１１は１次変化補償回路１０により伝搬遅延時間の１次変化が補償された遅延ヒストリから、伝搬遅延ドップラー特定回路８により特定された目標の像が存在しているファストタイム上の位置における全てのスロータイムの信号を参照信号として抽出する回路である。
伝搬遅延補償量精推定回路１２は参照信号抽出回路１１により抽出された参照信号から、１次変化補償回路１０により伝搬遅延時間の１次変化が補償された遅延ヒストリに残存している伝搬遅延時間の変化の影響で発生する位相変化を推定し、その位相変化の２π毎の折り返しを排除して、折り返し排除後の位相変化を伝搬遅延変化に換算し、その伝搬遅延変化を打ち消す伝搬遅延補償量を推定する回路である。

伝搬遅延変化補償回路１３は伝搬遅延補償量精推定回路１２により推定された伝搬遅延補償量を用いて、１次変化補償回路１０により伝搬遅延時間の１次変化が補償された遅延ヒストリに残存している伝搬遅延時間の変化を補償する回路である。
画像化回路１４は伝搬遅延変化補償回路１３による補償後の遅延ヒストリをスロータイム方向にフーリエ変換することで画像化する回路である。

図１の例では、レーダ装置の構成要素である信号取得回路１、相対運動特定回路２、前処理伝搬遅延補償量推定回路３、前処理伝搬遅延補償回路４、アップサンプリング回路５、ＫＴ補償回路６、不要信号低減回路７、伝搬遅延ドップラー特定回路８、１次変化補償量算出回路９、１次変化補償回路１０、参照信号抽出回路１１、伝搬遅延補償量精推定回路１２、伝搬遅延変化補償回路１３及び画像化回路１４のそれぞれが専用のハードウェアで構成されているものを想定している。専用のハードウェアとしては、例えば、ＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ Ｕｎｉｔ）を実装している半導体集積回路、ワンチップマイコン、ＧＰＵ（Ｇｒａｐｈｉｃｓ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ Ｕｎｉｔ）を実装している半導体集積回路などが考えられる。
ただし、この実施の形態１のレーダ装置はコンピュータで構成されているものであってもよい。
図２はレーダ装置がコンピュータで構成される場合のハードウェア構成図である。
レーダ装置がコンピュータで構成される場合、信号取得回路１、相対運動特定回路２、前処理伝搬遅延補償量推定回路３、前処理伝搬遅延補償回路４、アップサンプリング回路５、ＫＴ補償回路６、不要信号低減回路７、伝搬遅延ドップラー特定回路８、１次変化補償量算出回路９、１次変化補償回路１０、参照信号抽出回路１１、伝搬遅延補償量精推定回路１２、伝搬遅延変化補償回路１３及び画像化回路１４の処理内容が記述されているプログラムをコンピュータのメモリ２１に格納し、コンピュータのプロセッサ２２がメモリ２１に格納されているプログラムを実行するようにすればよい。

図３はこの発明の実施の形態１によるレーダ装置の不要信号低減回路７を示す構成図である。
図３において、遅延ドップラー分布生成回路３１はＫＴ補償回路６によりスロータイムに対する電波の伝搬遅延時間の変化が補償された遅延ヒストリをファスト周波数で低域側の遅延ヒストリと高域側の遅延ヒストリに２分割し、低域側の遅延ヒストリをスロータイム方向にフーリエ変換することで、ファスト周波数で低域側の遅延ドップラー分布を生成するとともに、高域側の遅延ヒストリをスロータイム方向にフーリエ変換することで、ファスト周波数で高域側の遅延ドップラー分布を生成する回路である。

遅延ドップラー分布共役乗算回路３２は遅延ドップラー分布生成回路３１により生成された低域側及び高域側の遅延ドップラー分布のうち、一方の遅延ドップラー分布の複素共役と他方の遅延ドップラー分布とを乗算する回路である。
ドップラー軸逆フーリエ変換回路３３は遅延ドップラー分布共役乗算回路３２による共役乗算後の遅延ドップラー分布をドップラー軸方向に逆フーリエ変換することで、ファストタイムとスロータイムの２次元分布を得る回路である。
ドップラー幅算出回路３４は相対運動特定回路２により特定されたスロータイムに対する電波の伝搬遅延時間の２次変化の予測値ｓ_ｅ２から遅延ドップラー分布共役乗算回路３２による共役乗算後の遅延ドップラー分布上の目標の像のドップラー幅を算出する回路である。

重み関数乗算回路３５はドップラー幅算出回路３４により算出されたドップラー幅に反比例するスロータイム幅を設定し、ドップラー軸逆フーリエ変換回路３３により得られた２次元分布のうち、目標の信号が存在している当該スロータイム幅でのスロータイムの信号を通過させて、目標の信号が存在しているスロータイム以外のスロータイムの信号の通過を阻止する重み関数を設定する回路である。
また、重み関数乗算回路３５は設定した重み関数をドップラー軸逆フーリエ変換回路３３により得られた２次元分布に乗算する回路である。
スロータイム軸フーリエ変換回路３６は重み関数乗算回路３５により重み関数が乗算された２次元分布をスロータイム方向にフーリエ変換することで、目標の信号以外の不要信号が抑圧されている遅延ドップラー分布を得る回路である。

次に動作について説明する。
図示せぬレーダは、観測対象である目標に向けて電波を繰り返し送信する。
即ち、レーダは、送信アンテナから送信機で生成された高周波信号である電波を目標に向けて放射する。
また、レーダは、目標に反射されて戻ってきた当該電波の反射波が受信アンテナに入射されると、受信機が当該電波の反射波を検波して復調することで受信信号を取得する。
信号取得回路１は、レーダから電波の受信信号として、電波の送信時刻からの経過時間であるファストタイムτと、各観測における電波の送信時刻であるスロータイムηとの２次元分布である遅延ヒストリを取得する。

以下、信号取得回路１により取得された遅延ヒストリをＧ_ｔｔ（τ，η）で表し、ファストタイムτをフーリエ変換（ＦＴ：Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）したベースバンドでのファスト周波数をρ、スロータイムηをＦＴしたドップラー周波数をγで表すものとする。
また、遅延ヒストリＧ_ｔｔ（τ，η）をファストタイムτ方向にＦＴすることで得られる遅延スペクトルヒストリをＧ_ｆｔ（ρ，η）で表し、遅延ヒストリＧ_ｔｔ（τ，η）をスロータイムη方向にＦＴすることで得られる遅延ドップラー分布をＧ_ｔｆ（τ，γ）で表すものとする。
なお、Ｇ_ｔｔ（τ，η）、Ｇ_ｆｔ（ρ，η）及びＧ_ｔｆ（τ，γ）における２つの添え字（_ｔｔ、_ｆｔ、_ｔｆ）のうち、左側の添え字はファスト軸について示しており、そのファスト軸が時間領域であれば「ｔ」であり、周波数領域であれば「ｆ」である。また、右側の添え字はスロー軸について示しており、そのスロー軸が時間領域であれば「ｔ」であり、周波数領域であれば「ｆ」である。

相対運動特定回路２は、外部装置から目標の運動諸元を収集して、その運動諸元から目標との相対運動を特定し、その相対運動からスロータイムηに対する電波の伝搬遅延時間の変化ｓ_ｐｒｅ（η）を推定する。
例えば、レーダと目標の共通の座標系において、レーダによる目標観測中の時刻がηであるとき、レーダの位置ベクトルがｒ_ｒｄｒ（η）、目標の位置ベクトルがｒ_ｔｇｔ（η）であるとすると、伝搬遅延時間ｓ（η）は、下記の式（１）で算出することができる。明細書の文章中では、ベクトルの“ｒ”を細字で記述しているが、式（１）の中では“ｒ”を太字で記述している。

式（１）において、Ｃは光速である。

レーダの送信機と受信機の位置が異なる場合、送信機の位置ベクトルがｒ_ｔｒａ（η）、受信機の位置ベクトルがｒ_ｒｅｃ（η）であるとすると、伝搬遅延時間ｓ（η）は、下記の式（２）で算出することができる。

上記のようにして、各スロータイムηでの伝搬遅延時間ｓ（η）が分かれば、伝搬遅延時間の変化ｓ_ｐｒｅ（η）が求まる。
ここでは、相対運動特定回路２が、伝搬遅延時間の変化ｓ_ｐｒｅ（η）を推定するようにしているが、目標の運動諸元を格納しているデータベースなどから、伝搬遅延時間ｓ（η）の概算値を取得して、伝搬遅延時間の変化ｓ_ｐｒｅ（η）を求めるようにしてもよい。

相対運動特定回路２は、スロータイムηに対する電波の伝搬遅延時間の変化ｓ_ｐｒｅ（η）を推定すると、外部装置である目標追尾装置やデータベースの精度、レーダプラットフォームに搭載されている運動センサや位置センサの精度を示す情報を取得し、それらの精度を踏まえて、その伝搬遅延時間の変化ｓ_ｐｒｅ（η）の推定誤差ｓ_ｅ（η）を特定する。言うまでもないが、それらの精度が悪ければ、伝搬遅延時間の変化ｓ_ｐｒｅ（η）の推定誤差ｓ_ｅ（η）は大きくなり、それらの精度が良ければ、伝搬遅延時間の変化ｓ_ｐｒｅ（η）の推定誤差ｓ_ｅ（η）は小さくなる。
この実施の形態１では、相対運動特定回路２が、伝搬遅延時間の変化ｓ_ｐｒｅ（η）の推定誤差ｓ_ｅ（η）として、スロータイムηに対する電波の伝搬遅延時間の１次変化の予測値ｓ_ｅ１と、スロータイムηに対する電波の伝搬遅延時間の２次変化の予測値ｓ_ｅ２とを特定する。
伝搬遅延時間の変化ｓ_ｐｒｅ（η）の推定誤差ｓ_ｅ（η）は、下記の式（３）に示すように、スロータイムηに関する１次項と２次項の和で表される。

ここでは、残存する伝搬遅延時間の変化ｓ_ｐｒｅ（η）によるスロータイムηの経過に伴う反射点のファストタイム方向の分解能セルを超えた移動であるマイグレーションは、スロータイムηの１次成分のみで与えられるものとする。

前処理伝搬遅延補償量推定回路３は、相対運動特定回路２がスロータイムηに対する電波の伝搬遅延時間の変化ｓ_ｐｒｅ（η）を推定すると、その伝搬遅延時間の変化ｓ_ｐｒｅ（η）を打ち消す伝搬遅延補償量ｑ_ｐｒｅ（η）を推定する。
即ち、前処理伝搬遅延補償量推定回路３は、下記の式（４）に示すように、伝搬遅延時間の変化ｓ_ｐｒｅ（η）の符号を反転させたものを伝搬遅延補償量ｑ_ｐｒｅ（η）として算出する。
ｑ_ｐｒｅ（η）＝−ｓ_ｐｒｅ（η） （４）

前処理伝搬遅延補償回路４は、前処理伝搬遅延補償量推定回路３が伝搬遅延補償量ｑ_ｐｒｅ（η）を推定すると、その伝搬遅延補償量ｑ_ｐｒｅ（η）を用いて、信号取得回路１により取得された遅延ヒストリＧ_ｔｔ（τ，η）を補償し、補償後の遅延ヒストリＵ_ｔｔ（τ，η）を出力する。
即ち、前処理伝搬遅延補償回路４は、信号取得回路１により取得された遅延ヒストリＧ_ｔｔ（τ，η）をスロータイム方向にＦＴすることで遅延スペクトルヒストリＧ_ｆｔ（ρ，η）を求め、下記の式（５）に示すように、前処理伝搬遅延補償量推定回路３により推定された伝搬遅延補償量ｑ_ｐｒｅ（η）を用いて、遅延スペクトルヒストリＧ_ｆｔ（ρ，η）を補償する。
式（５）では、補償前の遅延スペクトルヒストリＧ_ｆｔ（ρ，η）をＧ_{ｉｎ，ｆｔ}（ρ，η）で表し、補償後の遅延スペクトルヒストリＧ_ｆｔ（ρ，η）をＧ_{ｏｕｔ，ｆｔ}（ρ，η）で表している。

そして、前処理伝搬遅延補償回路４は、補償後の遅延スペクトルヒストリＧ_ｆｔ（ρ，η）をファスト周波数方向に逆フーリエ変換（ＩＦＴ：Ｉｎｖｅｒｓｅ ＦＴ）することで補償後の遅延ヒストリＵ_ｔｔ（τ，η）を求める。

この遅延ヒストリＵ_ｔｔ（τ，η）には、前処理伝搬遅延補償回路４による前処理補償の精度が低い場合、スロータイムηの経過に伴う反射点のファストタイム方向の分解能セルを超えた移動であるマイグレーションが発生している可能性がある。
後述するＫＴ補償回路６では、遅延ヒストリＵ_ｔｔ（τ，η）に発生しているマイグレーションを解消するための補償を、遅延スペクトルヒストリのファスト周波数ρに応じたスロータイムη方向の補償量の推定を必要とせずに実現できる利点がある。
しかし、一般的なＫＴ処理が正しく動作するためには、少なくとも目標のドップラー周波数γがパルス繰り返し周波数による折り返しが生じていないことが必要となる。従って、伝搬遅延時間の変化が大きく、ドップラー周波数γが折り返す目標については、折り返した見かけ上のドップラー周波数γの１次変化のみが補償されて、目標の真のドップラー周波数γの１次変化が補償されない。

そこで、アップサンプリング回路５では、ＫＴ処理におけるドップラー周波数γに関する適用限界を広げるために、前処理伝搬遅延補償回路４による補償後の遅延ヒストリＵ_ｔｔ（τ，η）をファストタイムτ方向にＦＴすることで得られる遅延スペクトルヒストリＵ_ｆｔ（ρ，η）をスロータイムη方向にアップサンプリングする。
具体的には、以下のようにして、遅延スペクトルヒストリＵ_ｆｔ（ρ，η）をアップサンプリングする。

前処理伝搬遅延補償回路４による補償後の遅延ヒストリＵ_ｔｔ（τ，η）のファスト（ファストタイムτ、ファスト周波数ρ）軸及びスロー軸（スロータイムη、ドップラー周波数γ）は、離散化されているものとする。
遅延スペクトルヒストリＵ_ｆｔ（ρ，η）をスロータイムη方向にＮ（Ｎは１以上の整数）倍のアップサンプリングを行う場合は、元の遅延スペクトルヒストリＵ_ｆｔ（ρ，η）に対して、各々のスロータイムηのセル間に、（Ｎ−１）個の０のセルを挿入する。
これにより、見かけ上のサンプリング周波数が高くなるので、セル挿入後の遅延スペクトルヒストリをスロータイムη方向にＦＴすることで得られる遅延スペクトルドップラー分布においても、ドップラー周波数γの帯域幅がＮ倍に拡張される。

ここで、図４は遅延ドップラー画像の一例を示す説明図であり、（ａ）はレーダと目標の間の相対運動の影響でぼけた遅延ドップラー画像、（ｂ）はぼけが生じていない理想的な遅延ドップラー画像を示している。
図４では、２つの目標（目標Ａ、目標Ｂ）の像が同一画像上に存在している例を示している。
また、図５はアップサンプリングによってドップラー帯域が拡張された遅延ドップラー画像一例を示す説明図であり、（ａ）はアップサンプリング直後の遅延ドップラー画像、（ｂ）はＫＴ処理後の遅延ドップラー画像を示している。

例えば、元の遅延ドップラー分布が図４（ａ）に示すような画像である場合、遅延スペクトルヒストリＵ_ｆｔ（ρ，η）をスロータイムη方向にＮ倍のアップサンプリングを行うと、図５（ａ）に示すように、目標毎に、ドップラー周波数γ方向にパルス繰り返し周波数Ｆ_ｐ［Ｈｚ］の周期１／Ｆ_ｐ［ｓ］で繰り返されたような画像、即ち、同じ形のレプリカがＮ（図５の例では、Ｎ＝５）個発生する。
この時点では、未だ２つの目標（目標Ａ、目標Ｂ）の像はぼけているが、これらレプリカのうち、１つのレプリカは、目標の真のドップラー周波数γの位置に存在するものとなる。
したがって、目標の真のドップラー周波数γの位置に存在していない像（以下、「偽像」と称する）に対して、後述するＫＴ処理を適用すると、図５（ｂ）に示すように、真のドップラー周波数γの位置に存在している像（以下、「真像」と称する）は結像し、真のドップラー周波数γの位置から離れる程にぼけるような特性になる。
図５の例では、目標Ａについては左から３番目の真像が結像し、目標Ｂについては左から４番目の真像が結像している。
よって、１次成分が正しく補償された目標像の生成を、この結像した真像の切出しで代用することができる。

ここでは、遅延スペクトルヒストリＵ_ｆｔ（ρ，η）をスロータイムη方向にＮ倍のアップサンプリングを行う例を示しているが、Ｎの定め方として、真のドップラー周波数γを確実に含むように、システムで可能な限り大きな値を設定するような方法が考えられる。
この方法では、観測が想定されるあらゆる相対運動の目標のドップラー周波数γをカバーできるような十分大きなＮを確保できる場合に、ＫＴ処理を正しく動作させることができるメリットがある。しかし、Ｎが大きくなることは、取り扱うデータが大きくなるため、処理負荷の面で問題となることがある。そこで、事前情報により伝搬遅延時間の１次変化の大きさが有る程度予測できる場合には、そのドップラー周波数γを丁度含む程度のＮにすることは処理負荷低減の面で有用である。
そのため、アップサンプリング回路５は、相対運動特定回路２により特定されたスロータイムηに対する電波の伝搬遅延時間ｓ（η）の１次変化の予測値ｓ_ｅ１にしたがってアップサンプリングの点数であるＮを設定する。

１次変化の予測値ｓ_ｅ１に対応するドップラー周波数γの大きさは｜Ｆ_ｃｓ_ｅ１｜＝Ｆ_ｃ｜ｓ_ｅ１｜［Ｈｚ］となるので、ドップラー周波数γの正負の符号を考慮して、下記の式（６）を満足するようにＮを設定することで、拡張後のドップラー幅内に目標の真像を納めることができる。

式（６）において、Ｆ_ｃはレーダから放射される電波である送信信号の中心周波数である。
これにより、真像に関しては、ＫＴ補償回路６が正しく動作して、マイグレーションが補償される。

ＫＴ補償回路６は、アップサンプリング回路５が遅延スペクトルヒストリＵ_ｆｔ（ρ，η）をスロータイムη方向にアップサンプリングすると、アップサンプリング後の遅延スペクトルヒストリＵ_ｆｔ（ρ，η）の各ファスト周波数ρに対応するサンプリング間隔で、その遅延スペクトルヒストリＵ_ｆｔ（ρ，η）上の信号をスロータイムη方向にリサンプリングすることで、遅延ヒストリＵ_ｔｔ（τ，η）におけるスロータイムηに対する電波の伝搬遅延時間の変化を補償する。
ここで、ＫＴ処理は、遅延スペクトルヒストリＵ_ｆｔ（ρ，η）が、例えば、下記の式（７）のような形で表される場合、下記の式（８）のように、ファスト周波数ρに応じてスケールを変えてリサンプリングすることで、補償後の遅延スペクトルヒストリＵ_ｆｔ（ρ，Ｆ_ｃη／（Ｆ_ｃ＋ρ））を得るような技術である。式（８）では、スロータイムηに対する変化成分が、ファスト周波数ρに依存しなくなるため、補償後の遅延スペクトルヒストリＵ_ｆｔ（ρ，Ｆ_ｃη／（Ｆ_ｃ＋ρ））に対応する遅延ヒストリ上でのマイグレーションも解消される。

式（７）（８）において、ｓ_０は目標が存在しているファストタイム上の位置である０次の伝搬遅延時間である。
以上により、予測値ｓ_ｅ１が示す伝搬遅延時間の１次変化とドップラー周波数γが整合する真像はマイグレーションが正しく補償される。しかし、偽像では、伝搬遅延時間の１次変化とドップラー周波数γが整合しないので、マイグレーションが正しく補償されない。

この結果として、遅延ドップラー分布Ｕ_ｔｆ（τ，γ）上の真像は正しく信号が積み上がる一方で、偽像は真像ほどには積み上がらない。これにより、雑音環境下での真像である目標信号の検出性能が向上するほか、真像と偽像が含まれる中から、真像の弁別などが可能になる効果が期待される。このため、不要信号低減回路７を通さずに、ＫＴ補償回路６から伝搬遅延ドップラー特定回路８に進むようなパスを設けた構成も有用である。
しかし、伝搬遅延時間ｓ（η）に２次成分が含まれる場合には、受信信号の２次の位相変化によってドップラー周波数γの変化が発生し、例え真像であろうとも、信号が正しく積み上がらない状況（ドップラー軸方向にぼける状況）が発生する。この結果、雑音環境下での真像の検出性能の劣化や、真像と偽像が含まれる中から真像を弁別する性能の劣化などが発生することが懸念される。

不要信号低減回路７は、真像の検出性能の劣化や弁別性能の劣化を防止するために設けられており、ＫＴ補償回路６によるＫＴ補償後の遅延ヒストリをファスト周波数ρで２分割し、その分割した各々の遅延ヒストリをスロータイムη方向にＦＴすることで遅延ドップラー分布をそれぞれ生成し、一方の遅延ドップラー分布の複素共役と他方の遅延ドップラー分布とを乗算することで、目標の信号以外の不要信号を低減する。
以下、不要信号低減回路７による不要信号の低減処理を具体的に説明する。

不要信号低減回路７の遅延ドップラー分布生成回路３１は、ＫＴ補償回路６によるＫＴ補償後の遅延ヒストリをファスト周波数ρで低域側の遅延ヒストリと高域側の遅延ヒストリに２分割する。
次に、遅延ドップラー分布生成回路３１は、低域側の遅延ヒストリをスロータイムη方向にＦＴすることで、ファスト周波数ρで低域側の遅延ドップラー分布を生成するとともに、高域側の遅延ヒストリをスロータイムη方向にＦＴすることで、ファスト周波数ρで高域側の遅延ドップラー分布を生成する。

ここで、ＫＴ補償後の遅延ヒストリをファストタイムτ方向にＦＴした遅延スペクトルヒストリをＰ_ｆｔ（ρ，η）で表すと、低域側の遅延スペクトルヒストリＬ_ｆｔ（ρ，η）は下記の式（９）のように表され、高域側の遅延スペクトルヒストリＨ_ｆｔ（ρ，η）は下記の式（１０）のように表される。

式（９）（１０）において、Ｂは遅延スペクトルヒストリＰ_ｆｔ（ρ，η）の帯域幅である。

次に、遅延ドップラー分布生成回路３１は、低域側の遅延スペクトルヒストリＬ_ｆｔ（ρ，η）をファスト周波数ρ方向にＩＦＴした上で、スロータイムη方向にＦＴすることで、低域側の遅延ドップラー分布Ｌ_ｔｆ（τ，γ）を生成する。
また、高域側の遅延スペクトルヒストリＨ_ｆｔ（ρ，η）をファスト周波数ρ方向にＩＦＴした上で、スロータイムη方向にＦＴすることで、高域側の遅延ドップラー分布Ｈ_ｔｆ（τ，γ）を生成する。

ここで、低域側の遅延ドップラー分布Ｌ_ｔｆ（τ，γ）及び高域側の遅延ドップラー分布Ｈ_ｔｆ（τ，γ）上での真像の位置について述べる。
上記のように、ＫＴ処理の効果によって、既にマイグレーションは解消されている。したがって、これらの遅延ドップラー分布Ｌ_ｔｆ（τ，γ），Ｈ_ｔｆ（τ，γ）はファストタイムτ方向には広がらない。ただし、相対運動の加速度成分（伝搬遅延時間の２次成分）の影響で、ドップラー周波数γ方向には、その加速度に依存し、かつ、低域側と高域側でほぼ等しい幅の広がりを生じる。厳密には、後述するように低域側の中心周波数と高域側の中心周波数との差の分だけ若干異なる広がりを生じる。反射点が１点の単純な目標では、その広がりは概ね矩形形状で表される。

本来は、伝搬遅延時間の１次変化と各ファスト周波数ρに依存して変化する各ファスト周波数ρにおけるドップラー周波数γは、ＫＴ処理による補償の効果で、各ファスト周波数ρへの依存性が解消されて、遅延スペクトルヒストリの中心周波数Ｆ_ｃによって定まるため、真像が存在しているファストタイムτ上の位置及びドップラー周波数γ上の位置が、低域側と高域側で一致する。また、真像上の位相のドップラー周波数γに対する変化も低域側と高域側でほぼ一致する。
したがって、低域側の真像及び高域側の真像のうち、いずれか一方の真像に対して、他方の真像の複素共役像を乗算することで、真像上の位相のドップラー周波数γに対する変化をキャンセルさせることができる。

遅延ドップラー分布共役乗算回路３２は、遅延ドップラー分布生成回路３１が低域側の遅延ドップラー分布Ｌ_ｔｆ（τ，γ）及び高域側の遅延ドップラー分布Ｈ_ｔｆ（τ，γ）を生成すると、下記の式（１１）に示すように、低域側の遅延ドップラー分布Ｌ_ｔｆ（τ，γ）の複素共役Ｌ_ｔｆ（τ，γ）^＊を高域側の遅延ドップラー分布Ｈ_ｔｆ（τ，γ）に乗算し、真像上の位相のドップラー周波数γに対する変化がキャンセルされている共役乗算後の遅延ドップラー分布Ｍ_ｔｆ（τ，γ）を出力する。

これにより、共役乗算後の遅延ドップラー分布Ｍ_ｔｆ（τ，γ）をドップラー軸方向にＩＦＴすることで得られる遅延ヒストリ（以下、「共役乗算後の遅延ヒストリ」と称する）上の真像の分布が、元のドップラー位置によらず、必ず０スロータイム付近に局在化する。
ここでは、低域側の遅延ドップラー分布Ｌ_ｔｆ（τ，γ）の複素共役Ｌ_ｔｆ（τ，γ）^＊を高域側の遅延ドップラー分布Ｈ_ｔｆ（τ，γ）に乗算している例を示しているが、高域側の遅延ドップラー分布Ｈ_ｔｆ（τ，γ）の複素共役Ｈ_ｔｆ（τ，γ）^＊を低域側の遅延ドップラー分布Ｌ_ｔｆ（τ，γ）に乗算しても、同様に位相をキャンセルさせることができる。

ドップラー軸逆フーリエ変換回路３３は、遅延ドップラー分布共役乗算回路３２から共役乗算後の遅延ドップラー分布Ｍ_ｔｆ（τ，γ）を受けると、その遅延ドップラー分布Ｍ_ｔｆ（τ，γ）をドップラー軸方向にＩＦＴすることで、ファストタイムτとスロータイムηの２次元分布を得る。
この結果、例えば、元の遅延ドップラー分布上の真像が、ドップラー軸方向の幅がＷ_Ｍ［Ｈｚ］の矩形分布ｒｅｃｔ（（γ−γ_ｃ）／Ｗ_Ｍ）で与えられる場合、共役乗算後の遅延ヒストリ上の分布は、議論に無関係な定数倍や位相を省くと、ｓｉｎｃ（Ｗ_Ｍη）の形で表すことができる。γ_ｃは中心ドップラーである。
ただし、ｓｉｎｃ（ｘ）＝ｓｉｎπｘ／（πｘ）、即ち、０スロータイム中心で、幅が概ね１／Ｗ_Ｍ［ｓ］（Ｎｕｌｌ−ｔｏ−Ｎｕｌｌで２／Ｗ_Ｍ［ｓ］）の領域に局在化する。
これに対して、雑音は、全てのスロータイム領域に広がり、偽像は、高域像と低域像間のドップラー位置のずれやドップラー周波数に対する位相変化の相違の影響があるため、０スロータイム付近のみに留まる訳ではなく、０から離れたスロータイム領域に拡散する。したがって、これらの特性の相違を利用すれば、真像以外の不要信号を抑圧することができる。

ドップラー幅算出回路３４は、相対運動特定回路２により特定されたスロータイムηに対する電波の伝搬遅延時間の２次変化の予測値ｓ_ｅ２から、遅延ドップラー分布共役乗算回路３２から出力された共役乗算後の遅延ドップラー分布Ｍ_ｔｆ（τ，γ）上の真像のドップラー幅Ｗ_Ｍを算出する。
例えば、低域側の遅延ヒストリの中心周波数Ｆ_ＬがＦ_Ｌ＝Ｆ_ｃ−（Ｂ／４）、高域側の遅延ヒストリの中心周波数Ｆ_ＨがＦ_Ｈ＝Ｆ_ｃ＋（Ｂ／４）、観測スロータイム幅がＴであるとすると、各遅延ヒストリでの真像のドップラー周波数γの変化、即ち、遅延ドップラー分布上の各ドップラー幅Ｗ_ｉ（ｉ＝Ｌ，Ｈ）は、下記の式（１２）で与えられる。

このとき、Ｆ_Ｌ＜Ｆ_Ｈであることを踏まえると、共役乗算後の遅延ドップラー分布Ｍ_ｔｆ（τ，γ）上の真像のドップラー幅Ｗ_Ｍは、下記の式（１３）で与えられる。

重み関数乗算回路３５は、ドップラー幅算出回路３４が真像のドップラー幅Ｗ_Ｍを算出すると、共役乗算後の遅延ドップラー分布Ｍ_ｔｆ（τ，γ）上の真像の信号が局在化されたスロータイム幅はドップラー幅Ｗ_Ｍに反比例するため、そのドップラー幅Ｗ_Ｍに反比例するスロータイム幅α／Ｗ_Ｍを設定する。αは任意の定数である。
重み関数乗算回路３５は、スロータイム幅α／Ｗ_Ｍを設定すると、ドップラー軸逆フーリエ変換回路３３により得られた２次元分布のうち、真像の信号が局在化されている０スロータイム付近の信号、即ち、そのスロータイム幅α／Ｗ_Ｍのスロータイムの信号を通過させる一方で、真像の信号が局在化されていない０スロータイム付近以外の信号の通過を阻止する重み関数を設定する。
この重み関数の形状は、矩形分布でもよいし、それ以外のハニング、テイラー、チェビシェフやガウス等の分布を含む一般的なものでもよい。
ここでは、ドップラー幅Ｗ_Ｍに反比例するスロータイム幅α／Ｗ_Ｍを設定しているが、重み関数における０スロータイム付近の通過幅については固定でもよい。また、観測対象である目標のカテゴリ（例えば、船、航空機、自動車等）毎に変えるようにしてもよい。
重み関数乗算回路３５は、０スロータイム付近の信号を通過させて、０スロータイム付近以外の信号の通過を阻止する重み関数を設定すると、その重み関数をドップラー軸逆フーリエ変換回路３３により得られた２次元分布に乗算する。
これにより、重み関数が乗算された２次元分布では、雑音や偽像の信号が抑圧されている。

スロータイム軸フーリエ変換回路３６は、重み関数乗算回路３５により重み関数が乗算された２次元分布をスロータイムη方向にＦＴすることで、真像の信号以外の不要信号が抑圧されている遅延ドップラー分布を得る。
スロータイム軸での重み関数の乗算によって不要信号が大幅に抑圧されているので、重み関数の乗算前より真像の視認性、即ち、真像の検出性能が向上している。

図６は重み関数の乗算による効果の一例を示す説明図である。
図６の上段は、重み関数を乗算する前の真像が存在するファストタイムτにおけるドップラー分布を示しており、図６の下段は、重み関数を乗算した後の真像が存在するファストタイムτにおけるドップラー分布を示している。
図６の例では、左から右に進むにしたがって信号生成の際に想定される伝搬遅延時間の２次変化が大きくなっている。重み係数の幅は、右から２番目の比較的大きい２次変化相当の幅から定めた一定値である。

これより、重み関数の乗算前では、伝搬遅延時間の２次変化が大きい場合に真像の信号の検出が困難であったが、重み関数の乗算後では、伝搬遅延時間の２次変化が大きい場合にも、真像の信号を検出できるようになる効果が確認される。
また、右から２番目の比較的大きい２次変化に照準を合わせたにも関わらず、これ以外の２次変化でも良好に検出できている。特に、伝搬遅延時間の２次変化が小さい場合は、スロータイム軸上で真像の信号の幅が大きくなるため、これより大きい２次変化を想定した場合の重み、即ち、スロータイム幅が狭い重みでは、真像の信号の一部も阻止される。
しかし、このような状況が発生する伝搬遅延時間の２次変化が小さい場合は、上段の図にも示されるように、元のドップラー分布での積み上がりが既に大きかったため、検出性能は維持される。
このことを踏まえ、想定される最大の２次変化を用いて、重みを構成することが有用であり、本発明でも、通過スロータイム幅の設定する基準の一つに採用する。なお、最大値を用いる代わりに、ここで示したようなパラメータを振った事前シミュレーションにより、想定される目標の２次変化の範囲で、検出性能を極力維持するような２次変化を定める方法も有用であり、本発明でも、通過スロータイム幅の設定する方法の一つに採用する。

伝搬遅延ドップラー特定回路８は、不要信号低減回路７から不要信号が低減された遅延ドップラー分布を受けると、その遅延ドップラー分布から真像を検出する。
伝搬遅延ドップラー特定回路８は、遅延ドップラー分布から真像を検出すると、真像が存在しているファストタイムτ上の位置である０次の伝搬遅延時間ｓ_ｅｓｔ０を特定するとともに、真像のドップラー周波数Ｆ_ｄｏｐを特定する。

１次変化補償量算出回路９は、伝搬遅延ドップラー特定回路８が真像のドップラー周波数Ｆ_ｄｏｐを特定すると、真像のドップラー周波数Ｆ_ｄｏｐに対応する伝搬遅延時間の１次変化ｓ_ｅｓｔ１と、真像のドップラー周波数Ｆ_ｄｏｐとが下記の式（１４）のように対応付けられるため、下記の式（１５）に示すように、伝搬遅延時間の１次変化ｓ_ｅｓｔ１を打ち消すための１次変化補償量ｑ_ｅｓｔ（η）を算出する。

１次変化補償回路１０は、１次変化補償量算出回路９が１次変化補償量ｑ_ｅｓｔ（η）を算出すると、その１次変化補償量ｑ_ｅｓｔ（η）を用いて、前処理伝搬遅延補償回路４により補償された遅延ヒストリＵ_ｔｔ（τ，η）に残存している伝搬遅延時間の１次変化ｓ_ｅｓｔ１を補償し、１次変化補償後（１次粗補償後）の遅延ヒストリＸ_ｔｔ（τ，η）を出力する。
１次変化補償回路１０が遅延ヒストリＵ_ｔｔ（τ，η）の補償処理に用いる１次変化補償量ｑ_ｅｓｔ（η）が、前処理伝搬遅延補償回路４が遅延ヒストリＧ_ｔｔ（τ，η）の補償処理に用いる補償量ｑ_ｐｒｅ（η）と異なっているが、補償処理自体は、前処理伝搬遅延補償回路４と同様であるため、１次変化補償回路１０による遅延ヒストリＵ_ｔｔ（τ，η）の補償処理の詳細な説明は省略する。

参照信号抽出回路１１は、１次変化補償回路１０から１次変化補償後（１次粗補償後）の遅延ヒストリＸ_ｔｔ（τ，η）を受けると、その遅延ヒストリＸ_ｔｔ（τ，η）から、伝搬遅延ドップラー特定回路８により特定された真像が存在しているファストタイムτ上の位置である０次の伝搬遅延時間ｓ_ｅｓｔ０における全てのスロータイムηの信号を参照信号Ｙ（η）として抽出する。
即ち、参照信号抽出回路１１は、下記の式（１６）に示すように、真像が存在しているファストタイムセルのスロータイムη方向に並ぶデータ列を参照信号Ｙ（η）として抽出する。

伝搬遅延補償量精推定回路１２は、参照信号抽出回路１１が参照信号Ｙ（η）を抽出すると、その参照信号Ｙ（η）から、１次変化補償回路１０による１次変化補償後（１次粗補償後）の遅延ヒストリＸ_ｔｔ（τ，η）に残存している伝搬遅延時間の変化の影響で発生する位相変化を推定する。
位相変化の推定方法としては、様々な方法が考えられるが、例えば、参照信号Ｙ（η）の位相変化を抽出した上で、その位相変化を２π毎の位相の折り返しをアンラップしてつなぐ方法が考えられる。
また、アンラップしてつないだ位相に最小二乗フィッティングを適用して平滑化するような方法が考えられる。
また、参照信号Ｙ（η）を適当なスロータイム幅で短時間フーリエ変換することで、ドップラー周波数分布のスロータイムηに対する変化を得て、その変化を良く知られている瞬時ドップラー周波数変化と位相変化の関係に基づいて、位相に換算する方法が考えられる。
その他、ＳＡＲ／ＩＳＡＲの位相補償や、動揺補償オートフォーカスなどで用いられる「位相変化を推定するために提案された様々な方法」を用いてもよい。

伝搬遅延補償量精推定回路１２は、参照信号Ｙ（η）から位相変化を推定すると、その位相変化の２π毎の折り返しを排除して、折り返し排除後の位相変化を打ち消す位相補償量φ_ｈｉｇｈ（η）を推定する。
折り返し排除後の位相変化を打ち消す位相補償量φ_ｈｉｇｈ（η）の推定方法として、例えば、様々な種類の２次以上の位相補償量を想定し、各々の位相補償量を用いて、参照信号Ｙ（η）の補償を実施し、その補償結果をそれぞれフーリエ変換してドップラー分布を生成する。そして、それらのドップラー分布の中で、ピークが最大となるドップラー分布に係る位相補償量を２次以上の位相補償量の推定結果として採用する方法がある。
この推定方法は、特に雑音やクラッタレベルが高くて、参照信号Ｙ（η）から位相変化の痕跡を直接得るのが困難な場合に有用である。

伝搬遅延補償量精推定回路１２は、位相補償量φ_ｈｉｇｈ（η）を推定すると、下記の式（１７）に示すように、その位相補償量φ_ｈｉｇｈ（η）に対応する伝搬遅延時間の２次以上変化を打ち消すための補償量ｑ_ｈｉｇｈ（η）を算出する。

また、伝搬遅延補償量精推定回路１２は、ピークが最大となるドップラー分布におけるドップラー周波数のピーク位置Ｆ_ｐｅａｋ［Ｈｚ］から、下記の式（１８）に示すように、伝搬遅延時間の１次変化を補償するための補償量ｑ_１ｉｎ（η）を算出する。

伝搬遅延補償量精推定回路１２は、伝搬遅延時間の２次以上の変化を打ち消すための補償量ｑ_ｈｉｇｈ（η）と、伝搬遅延時間の１次変化を補償するための補償量ｑ_１ｉｎ（η）を算出すると、下記の式（１９）に示すように、それらの補償量の和を、伝搬遅延変化を打ち消す伝搬遅延補償量ｑ_{ｈｉｇｈ＋１ｉｎ}（η）として算出する。
ｑ_{ｈｉｇｈ＋１ｉｎ}（η）＝ｑ_ｈｉｇｈ（η）＋ｑ_１ｉｎ（η） （１９）

伝搬遅延変化補償回路１３は、伝搬遅延補償量精推定回路１２が伝搬遅延補償量ｑ_{ｈｉｇｈ＋１ｉｎ}（η）を推定すると、その伝搬遅延補償量ｑ_{ｈｉｇｈ＋１ｉｎ}（η）を用いて、１次変化補償回路１０による１次変化補償後（１次粗補償後）の遅延ヒストリＸ_ｔｔ（τ，η）に残存している伝搬遅延時間の変化を補償する。即ち、伝搬遅延時間の２次以上の変化と、１次変化補償回路１０では補償しきれずに残っている伝搬遅延時間の１次変化とを補償する。
伝搬遅延変化補償回路１３が遅延ヒストリＸ_ｔｔ（τ，η）の補償処理に用いる伝搬遅延補償量ｑ_{ｈｉｇｈ＋１ｉｎ}（η）が、前処理伝搬遅延補償回路４が遅延ヒストリＧ_ｔｔ（τ，η）の補償処理に用いる補償量ｑ_ｐｒｅ（η）と異なっているが、補償処理自体は、前処理伝搬遅延補償回路４と同様であるため、伝搬遅延変化補償回路１３による遅延ヒストリＸ_ｔｔ（τ，η）の補償処理の詳細な説明は省略する。
伝搬遅延変化補償回路１３による伝搬遅延補償後（精補償後）の遅延ヒストリＺ_ｔｔ（τ，η）は、画像化回路１４に出力される。

画像化回路１４は、伝搬遅延変化補償回路１３による伝搬遅延補償後（精補償後）の遅延ヒストリＺ_ｔｔ（τ，η）を受けると、その遅延ヒストリＺ_ｔｔ（τ，η）をスロータイムη方向にＦＴすることでレーダ画像を得る。
ここまでの処理で、既に、観測中のファストタイムτ上のマイグレーションやドップラー周波数γの変化が解消されているので、信号はコヒーレントに積み上がり、結果として目標の検出性能が向上する。これはレーダ画像の観点では、ぼけの要因が解消されて結像した画像が得られることに相当する。

以上で明らかなように、この実施の形態１によれば、不要信号低減回路７が、ＫＴ補償回路６によるＫＴ補償後の遅延ヒストリをファスト周波数ρで２分割し、その分割した各々の遅延ヒストリをスロータイムη方向にＦＴすることで遅延ドップラー分布をそれぞれ生成し、一方の遅延ドップラー分布の複素共役と他方の遅延ドップラー分布とを乗算するように構成したので、目標の信号以外の不要信号を低減することができる。そのため、伝搬遅延時間の２次以上の変化を生じている場合でも、目標検出性能の劣化を防止することができる効果を奏する。

また、この実施の形態１によれば、アップサンプリング回路５が、前処理伝搬遅延補償回路４により補償された遅延ヒストリをファストタイムτ方向にＦＴすることで得られる遅延スペクトルヒストリをスロータイムη方向にアップサンプリングするように構成したので、ドップラー周波数γが折り返す目標についても、スロータイムηに対する電波の伝搬遅延時間の１次変化を正しく補償することができる効果を奏する。

この実施の形態１では、伝搬遅延変化補償回路１３による伝搬遅延補償後（精補償後）の遅延ヒストリＺ_ｔｔ（τ，η）をスロータイムη方向にＦＴすることでレーダ画像を得るレーダ装置について説明したが、レーダ装置の目的によっては、レーダ画像を得る必要がなく、例えば、目標が存在しているファストタイムτ上の位置や目標のドップラー周波数γが得られれば十分な場合もある。
このような場合には、１次変化補償量算出回路９、１次変化補償回路１０、参照信号抽出回路１１、伝搬遅延補償量精推定回路１２、伝搬遅延変化補償回路１３及び画像化回路１４を省略するようにしてもよい。
また、ドップラー周波数γの折り返しが発生しないと期待できる場合には、アップサンプリング回路５を省略することができる。また、前処理補償が必要ない場合には、前処理伝搬遅延補償量推定回路３及び前処理伝搬遅延補償回路４を省略することができる。

この実施の形態１では、伝搬遅延ドップラー特定回路８が、真像のドップラー周波数Ｆ_ｄｏｐを特定するものを示しているが、ドップラー周波数γの折り返しが除去されているという性質を有効に利用して、そのドップラー周波数Ｆ_ｄｏｐを下記の式（２０）によってラジアル速度ｖ_ｒａｄ［ｍ／ｓ］に換算するようにしてもよい。

ここで得られるのは、前処理補償後に残存するラジアル速度であり、真のラジアル速度については、前処理補償時に補償した伝搬遅延時間のうち、伝搬遅延時間の１次変化に相当するラジアル速度を加える必要がある。即ち、前処理伝搬遅延補償量推定回路３により推定された伝搬遅延補償量ｑ_ｐｒｅ（η）から換算されたラジアル速度を加える必要がある。目標のラジアル速度は目標の追尾等にも有用な情報となる。

また、この実施の形態１では、伝搬遅延補償量精推定回路１２が、伝搬遅延時間の２次以上の変化を打ち消すための補償量ｑ_ｈｉｇｈ（η）を算出するものを示したが、その補償量ｑ_ｈｉｇｈ（η）の符号を反転させることで伝搬遅延時間の高次変化に変えて、その高次変化を加速度に変換するようにしてもよい。即ち、伝搬遅延時間の高次変化から２次成分を抽出し、その２次成分をｃ／２倍したものが加速度となる。ただし、ラジアル速度と同様に前処理補償時に加速度も補償しているのであれば、伝搬遅延時間の２次変化に相当する加速度を加える必要がある。即ち、前処理伝搬遅延補償量推定回路３により推定された伝搬遅延補償量ｑ_ｐｒｅ（η）から換算された加速度を加える必要がある。
観測時間を少しずつずらしながら、連続的に目標の検出や画像化を行うアプリケーションでは、目標のラジアル速度や加速度を相対運動特定回路２にフィードバックする構成は有用である。

このような構成では、相対運動特定回路２が、目標の真のラジアル速度として、伝搬遅延ドップラー特定回路８により特定されたドップラー周波数Ｆ_ｄｏｐから換算されたラジアル速度と、前処理伝搬遅延補償量推定回路３により推定された伝搬遅延補償量ｑ_ｐｒｅ（η）から換算されたラジアル速度との和を算出するとともに、目標の真の加速度として、伝搬遅延補償量精推定回路１２により推定された補償量ｑ_ｈｉｇｈ（η）から換算された加速度と、前処理伝搬遅延補償量推定回路３により推定された伝搬遅延補償量ｑ_ｐｒｅ（η）から換算された加速度との和を算出し、目標の真のラジアル速度と加速度を用いて、目標との相対運動を特定し、その相対運動からスロータイムηに対する電波の伝搬遅延時間の変化を推定するようにしてもよい。

以上の構成をとることにより、補償量の推定が不要であるが故に、補償量の推定が困難な状況、例えば、雑音やクラッタが多い状況での受信信号のファストタイム軸上のマイグレーションを補償するのに有用なＫＴ処理を、アップサンプリングによって、ドップラー周波数γの折り返す目標への適用を図りながら、さらに、相対運動の加速度等の伝搬遅延時間の高次変化の影響で、目標信号のドップラー周波数γが変化し、その結果として、上記のＫＴ処理によるマイグレーション補償後の遅延ドップラー分布上で、折り返し除去前の真のドップラー位置にある目標像がドップラー軸方向に滲んで発生する検出性能劣化や、その後段で目標信号が存在する参照データの抽出の失敗に起因する、より精密な補償量の推定の失敗を不要信号低減回路７の効果によって回避もしくは低減することができる効果がある。

また、不要信号低減回路７を省略して、ＫＴ補償回路６の出力相当の遅延ドップラー分布に対して、直接、伝搬遅延ドップラー特定回路８の処理で目標の伝搬遅延時間とドップラー周波数を特定するような構成の処理を想定した場合、この処理に不要信号低減回路７を加えることで、真像以外に偽像や、その他の不要信号（雑音、クラッタ）を低減する効果が新たに得られるので、結果として、真像の検出性能向上や、真像と偽像の中からの真像の弁別性能の向上が期待される。
また、ドップラー周波数γの折り返しが発生していないと期待される場合には、アップサンプリング回路５がなくても、その遅延ドップラー分布上の目標像が、ＫＴ処理後には、マイグレーションが解消された真像となるので、同様に不要信号低減回路７による不要信号の抑圧効果を得ることができる。

また、雑音やクラッタの影響で、マイグレーション補償後でも信号の検出が困難な状況において、目標信号が存在するファストタイム上の位置とドップラー周波数上の位置を特定できるので、これに基づく１次のマイグレーション補償と、それを行った後の目標信号が含まれるファストタイムの特定が可能となり、その結果として、伝搬遅延時間の精補償量推定に用いるのに必要な目標信号が含まれる参照データ列の抽出を可能とできる利点がある。また、その結果として、様々に仮定した補償量を参照データ列に適用して得られるドップラー分布のピークの大小に基づく補償量推定ができることになり、不要信号の影響で精補償量が推定できない状況での補償量推定精度が向上する利点もある。

実施の形態２．
上記実施の形態１では、ＫＴ補償回路６が、アップサンプリング回路５によりスロータイムη方向にアップサンプリングされた遅延スペクトルヒストリＵ_ｆｔ（ρ，η）の各ファスト周波数ρに対応するサンプリング間隔で、その遅延スペクトルヒストリＵ_ｆｔ（ρ，η）上の信号をスロータイムη方向にリサンプリングすることで、遅延ヒストリＵ_ｔｔ（τ，η）におけるスロータイムηに対する電波の伝搬遅延時間の変化を補償するものを説明している。

この実施の形態２では、ＫＴ補償回路６が、遅延スペクトルヒストリＵ_ｆｔ（ρ，η）上の信号をリサンプリングする処理の途中で発生するスロータイムη方向及びドップラー周波数γ方向の信号の拡大に対処するために、遅延スペクトルヒストリＵ_ｆｔ（ρ，η）上の信号の拡大幅に対応するサイズのマージン（値が０の領域）を遅延スペクトルヒストリＵ_ｆｔ（ρ，η）上の信号の両端に付加してから、当該信号のリサンプリングを実施するようにしている。
なお、リサンプリング処理の途中で、遅延スペクトルヒストリＵ_ｆｔ（ρ，η）上の信号の信号幅が拡大するのは、上記の非特許文献２に開示されているスケーリング理論（ＳＰ：Ｓｃａｌｉｎｇ Ｐｒｉｎｃｉｐｌｅ）を用いてリサンプリングする場合の特有の現象である。ただし、ＳＰを用いてリサンプリングする場合でも、正しいマージンを設定すれば、リサンプリング処理後には、遅延スペクトルヒストリＵ_ｆｔ（ρ，η）上の信号は元の信号幅に戻る。

図７はこの発明の実施の形態２による画像レーダ装置のＫＴ補償回路６を示す構成図である。
図７において、マージン最小化２次位相係数決定回路４１は受信信号スケーリング変換回路４５で遅延ヒストリの補償処理が実施されても、折り返し信号が発生しない限界のスロータイム幅（折り返し信号が発生しない範囲で最大のスロータイム幅）及びドップラー周波数幅（折り返し信号が発生しない範囲で最大のドップラー周波数幅）と、電波の中心周波数に対する送信帯域幅の比である比帯域とから、２次の位相変化を定める２次位相係数ｂを決定する回路である。
２次位相信号パラメータ設定回路４２はマージン最小化２次位相係数決定回路４１により決定された２次位相係数ｂを用いて、電波のスロータイムη方向及びドップラー周波数γ方向の変化に対して２次の位相変化を有する２次位相信号のスロータイム幅ｗ_１，ｗ_２，ｗ_３，ｗ_４を設定する回路である。

最小マージン付加回路４３はマージン最小化２次位相係数決定回路４１により決定された２次位相係数ｂにしたがってマージンのサイズを設定し、そのサイズを有するマージンを遅延スペクトルヒストリ上の信号の両端に付加する回路である。
即ち、最小マージン付加回路４３はマージン最小化２次位相係数決定回路４１により決定された２次位相係数ｂを用いて、２次位相信号のドップラー周波数幅Ｗ_３ ^{（ｍａｘ）}を計算し、遅延スペクトルヒストリ上の信号のスロータイム幅が、２次位相信号パラメータ設定回路４２により設定されたスロータイム幅ｗ_２と一致するように、サイズが（ｗ_２−ｄ_ｓ）のマージンを遅延スペクトルヒストリ上の信号のスロータイムの両端に付加してから、マージン付加後の信号をスロータイム方向にＦＴし、ＦＴ後の信号のドップラー周波数幅が２次位相信号のドップラー周波数幅Ｗ_３ ^{（ｍａｘ）}と一致するように、サイズが（Ｗ_３ ^{（ｍａｘ）}−Ｄ_ｓ）のマージンをＦＴ後の信号のドップラー周波数γの両端に付加する処理を実施する。

２次位相信号生成回路４４は２次位相信号パラメータ設定回路４２により設定された２次位相信号のスロータイム幅ｗ_１，ｗ_２，ｗ_３，ｗ_４に基づいて、スロータイムη及びファスト周波数ρについてのサンプル点が、最小マージン付加回路４３によりマージンが付加された遅延スペクトルヒストリ上の信号と同じである４種類の２次位相信号Ｑ_１，Ｑ_２，Ｑ_３，Ｑ_４を生成する回路である。４種類の２次位相信号Ｑ_１，Ｑ_２，Ｑ_３，Ｑ_４は相互に位相変化が関連している。
受信信号スケーリング変換回路４５は最小マージン付加回路４３によりマージンが付加された遅延スペクトルヒストリ上の信号と２次位相信号生成回路４４により生成された４種類の２次位相信号Ｑ_１，Ｑ_２，Ｑ_３，Ｑ_４とを用いて、ＳＰに基づくＫＴ処理を実施することで、遅延ヒストリにおけるスロータイムに対する電波の伝搬遅延時間の変化を補償する回路である。

マージン除去回路４６は受信信号スケーリング変換回路４５によりスロータイムηに対する電波の伝搬遅延時間の変化が補償された信号に付加されているマージンを除去する回路である。
即ち、マージン除去回路４６は最小マージン付加回路４３と逆の操作であり、受信信号スケーリング変換回路４５によりスロータイムηに対する電波の伝搬遅延時間の変化が補償された信号をスロータイムη方向にＦＴして得られる遅延ドップラー分布から、０ドップラー周波数を中心とするドップラー周波数幅Ｄ_ｓの信号を抽出するとともに、そのドップラー周波数幅Ｄ_ｓの信号をドップラー周波数γ方向にＩＦＴして得られる遅延ヒストリから、０スロータイムを中心とするスロータイム幅ｄ_ｓの信号を抽出することで、スロータイムηとドップラー周波数γの両者のマージンが除去された遅延ヒストリを得る回路である。

受信信号整形回路４７は遅延ヒストリの補償に伴って生じるファスト周波数ρ毎のスロータイム幅の相違を補正し、スロータイム幅補正後の遅延ヒストリを不要信号低減回路７に出力する回路である。
即ち、受信信号整形回路４７はマージン除去回路４６によりマージンが除去された遅延ヒストリから、０スロータイムを中心として、事前に設定された画像化に用いるスロータイム幅Ｔの信号を切出し、その切出したスロータイム幅Ｔの信号を不要信号低減回路７に出力する。

図８はＫＴ補償回路６の受信信号スケーリング変換回路４５を示す構成図である。
図８において、スロータイムＦＴ部５１は最小マージン付加回路４３によりマージンが付加された遅延スペクトルヒストリ上の信号Ｇ_ｆｔ（ρ，η）をスロータイムη方向にＦＴし、ＦＴ後の信号Ｇ_ｆｆ（ρ，γ）を出力する処理を実施する。
スロータイムＦＴ部５２は２次位相信号生成回路４４により生成された２次位相信号Ｑ_１であるＱ_１ｆｔ（ρ，η）をスロータイムη方向にＦＴし、ＦＴ後の信号Ｑ_１ｆｆ（ρ，γ）を出力する処理を実施する。
乗算回路５３はスロータイムＦＴ部５１から出力された信号Ｇ_ｆｆ（ρ，γ）に対して、スロータイムＦＴ部５２から出力された２次位相信号Ｑ_１ｆｆ（ρ，γ）を乗算する処理を実施する。

スロータイムＩＦＴ部５４は乗算回路５３の乗算結果Ｇ_ｆｆ（ρ，γ）×Ｑ_１ｆｆ（ρ，γ）をドップラー周波数γ方向にＩＦＴし、ＩＦＴ後の信号Ｘ_１ｆｔ（ρ，η）（遅延スペクトルヒストリ上の信号Ｇ_ｆｔ（ρ，η）と２次位相信号Ｑ_１ｆｔ（ρ，η）との畳み込み演算結果Ｇ_ｆｔ（ρ，η）＊Ｑ_１ｆｔ（ρ，η）に相当する）を出力する処理を実施する。
乗算回路５５はスロータイムＩＦＴ部５４から出力されたＩＦＴ後の信号Ｘ_１ｆｔ（ρ，η）に対して、２次位相信号生成回路４４により生成された２次位相信号Ｑ_２であるＱ_２ｆｔ（ρ，η）を乗算する処理を実施する。

スロータイムＦＴ部５６は乗算回路５５の乗算結果Ｘ_２ｆｔ（ρ，η）＝Ｘ_１ｆｔ（ρ，η）×Ｑ_２ｆｔ（ρ，η）をスロータイムη方向にＦＴし、ＦＴ後の信号Ｘ_２ｆｆ（ρ，γ）を出力する処理を実施する。
スロータイムＦＴ部５７は２次位相信号生成回路４４により生成された２次位相信号Ｑ_３であるＱ_３ｆｔ（ρ，η）をスロータイムη方向にＦＴし、ＦＴ後の信号Ｑ_３ｆｆ（ρ，γ）を出力する処理を実施する。
乗算回路５８はスロータイムＦＴ部５６から出力されたＦＴ後の信号Ｘ_２ｆｆ（ρ，γ）に対して、スロータイムＦＴ部５７から出力された２次位相信号Ｑ_３ｆｆ（ρ，γ）を乗算する処理を実施する。

スロータイムＩＦＴ部５９は乗算回路５８の乗算結果Ｘ_２ｆｆ（ρ，γ）×Ｑ_３ｆｆ（ρ，γ）をドップラー周波数γ方向にＩＦＴし、ＩＦＴ後の信号Ｘ_３ｆｔ（ρ，η）（乗算回路５５の乗算結果Ｘ_２ｆｔ（ρ，η）と２次位相信号Ｑ_３ｆｔ（ρ，η）との畳み込み演算結果Ｘ_２ｆｔ（ρ，η）＊Ｑ_３ｆｔ（ρ，η）に相当する）を出力する処理を実施する。
乗算回路６０はスロータイムＩＦＴ部５９から出力されたＩＦＴ後の信号Ｘ_３ｆｔ（ρ，η）に対して、２次位相信号生成回路４４により生成された２次位相信号Ｑ_４であるＱ_４ｆｔ（ρ，η）を乗算し、その乗算結果Ｘ_３ｆｔ（ρ，η）×Ｑ_４ｆｔ（ρ，η）をＵ_ｆｔ ^{（ｍａｒｇｉｎ）}（ρ，η）として出力する処理を実施する。

次に動作について説明する。
ＫＴ補償回路６以外の処理内容は、上記実施の形態１と同様であるため、ここでは、ＫＴ補償回路６の処理内容だけを説明する。

図９はＫＴ補償回路６によるマージ付加処理を示す説明図である。
左上の元データにおける横軸は入力信号のスロータイム軸又はドップラー周波数軸である。
折り返し問題は、スロータイム軸及びドップラー周波数軸のいずれでも発生することから、ここでは、これらをまとめてスロー軸と呼んで統一的に説明する。
まず、単純にＫＴ処理に対してＳＰ処理を適用した場合について考える。
処理過程のある段階で、スロー軸が広がるため、元の幅（スロータイム幅ｄ_ｓ又はドップラー周波数幅Ｄ_ｓ）を超えた分の信号が発生し、元の幅を超えた分の信号が、折り返し信号として、図９の左側に示すように重畳される。

これに対して、図９の右側に示すように、十分なスロー軸幅のマージン（元の幅を超えている拡大幅に相当するサイズのマージン）を追加しておけば、処理過程のある段階で、スロー軸が広がっても、折り返し信号が発生しないため、折り返し信号の重畳を回避することができる。
ただし、このマージンの幅を広くする程、データ容量の増大によって処理負荷も増大する。
したがって、処理負荷低減の観点からは、マージンのサイズを必要最小限のサイズとすることが望ましい。

このため、マージン最小化２次位相係数決定回路４１では、マージンのサイズが必要最小限のサイズになるように２次位相係数ｂを設定する。
即ち、信号の広がり幅は２次位相係数ｂによって変化し、必要なマージンも２次位相係数ｂによって変化するため、マージン最小化２次位相係数決定回路４１は、各処理段での信号の広がり幅及び所要マージンの特性を見積もった上で、マージンのサイズが必要最小限のサイズとなるように、２次位相係数ｂを設定する。

即ち、マージン最小化２次位相係数決定回路４１は、受信信号スケーリング変換回路４５で遅延スペクトルヒストリＧ_ｆｔ（ρ，η）上の信号のリサンプリング処理が実施されても、折り返し信号が発生しないようにするのに必要かつ十分なマージンのサイズが得られるようにするため、限界のスロータイム幅ｄ_ｓ、限界のドップラー周波数幅Ｄ_ｓ及び比帯域ξ（＝Ｂ／Ｆ_ｃ）を下記の式（２１）に代入することで、２次位相係数ｂの最適な設計値ｂ^{（ｏｐｔ）}を算出する。

２次位相信号パラメータ設定回路４２は、マージン最小化２次位相係数決定回路４１が２次位相係数ｂの最適な設計値ｂ^{（ｏｐｔ）}を算出すると、２次位相係数ｂの最適な設計値ｂ^{（ｏｐｔ）}を下記の式（２２）〜（２５）に代入することで、２次位相信号Ｑ_ｋｆｔ（ρ，η）のスロータイム幅の最適値ｗ_ｋ ^{（ｏｐｔ）}を算出する。ｋ＝１，２，３，４である。

式（２２）〜（２５）において、β_１，β_２，β_３は１と等しいか、１より僅かに大きな定数である。

最小マージン付加回路４３は、マージン最小化２次位相係数決定回路４１が２次位相係数ｂの最適な設計値ｂ^{（ｏｐｔ）}を算出すると、２次位相係数ｂの最適な設計値ｂ^{（ｏｐｔ）}を下記の式（２６）に代入することで、ドップラー周波数幅の最適値Ｗ_３ ^{（ｍａｘ，ｏｐｔ）}を算出する。

最小マージン付加回路４３は、ドップラー周波数幅の最適値Ｗ_３ ^{（ｍａｘ，ｏｐｔ）}を算出すると、アップサンプリング回路５によりアップサンプリングされた遅延スペクトルヒストリＧ_ｆｔ（ρ，η）に対して、スロータイム幅が最適値ｗ_２ ^{（ｏｐｔ）}になり、ドップラー周波数幅が最適値Ｗ_３ ^{（ｍａｘ，ｏｐｔ）}になるように、値が０の領域であるマージンを各軸上で加える処理を行う。
具体的には、以下のようにマージンを付加する。

最初に、最小マージン付加回路４３は、スロータイム幅が最適値ｗ_２ ^{（ｏｐｔ）}と一致するように、遅延スペクトルヒストリＧ_ｆｔ（ρ，η）の両端に、不足しているスロータイム幅（ｗ_２ ^{（ｏｐｔ）}−ｄ_ｓ）と同一サイズのマージンを付加する。
次に、最小マージン付加回路４３は、マージン付加後の遅延スペクトルヒストリＧ_ｆｔ（ρ，η）をスロータイムη方向にＦＴし、ＦＴ後の遅延スペクトルヒストリである遅延スペクトルドップラー分布Ｇ_ｆｆ（ρ，γ）のドップラー周波数幅が２次位相信号のドップラー周波数幅Ｗ_３ ^{（ｍａｘ，ｏｐｔ）}と一致するように、遅延スペクトルドップラー分布Ｇ_ｆｆ（ρ，γ）の両端に、不足しているドップラー周波数幅（Ｗ_３ ^{（ｍａｘ，ｏｐｔ）}−Ｄ_ｓ）と同一サイズのマージンを付加する。

ここでは、遅延スペクトルヒストリＧ_ｆｔ（ρ，η）の両端に、不足しているスロータイム幅（ｗ_２ ^{（ｏｐｔ）}−ｄ_ｓ）と同一サイズのマージンを付加してから、遅延スペクトルドップラー分布Ｇ_ｆｆ（ρ，γ）の両端に、不足しているドップラー周波数幅（Ｗ_３ ^{（ｍａｘ，ｏｐｔ）}−Ｄ_ｓ）と同一サイズのマージンを付加する例を示しているが、スロータイム幅がｗ_２ ^{（ｏｐｔ）}の空のデータ領域を確保した上で、このデータ領域の中央に遅延スペクトルヒストリＧ_ｆｔ（ρ，η）を配置してから、この遅延スペクトルヒストリＧ_ｆｔ（ρ，η）をスロータイムη方向にＦＴし、さらに、別途確保したドップラー周波数幅がＷ_３ ^{（ｍａｘ，ｏｐｔ）}の空のデータ領域の中央に、遅延スペクトルドップラーＧ_ｆｆ（ρ，γ）を配置するようにしてもよい。

２次位相信号生成回路４４は、２次位相信号パラメータ設定回路４２により算出されたスロータイム幅の最適値ｗ_１ ^{（ｏｐｔ）}〜ｗ_４ ^{（ｏｐｔ）}に基づいて、スロータイムη及びファスト周波数ρについてのサンプル点が、最小マージン付加回路４３によりマージンが付加された遅延スペクトルヒストリＧ_ｆｔ（ρ，η）と同じである４種類の２次位相信号Ｑ_１ｆｔ（ρ，η），Ｑ_２ｆｔ（ρ，η），Ｑ_３ｆｔ（ρ，η），Ｑ_４ｆｔ（ρ，η）を生成する。
即ち、２次位相信号生成回路４４は、２次位相信号パラメータ設定回路４２により算出されたスロータイム幅の最適値ｗ_１ ^{（ｏｐｔ）}〜ｗ_４ ^{（ｏｐｔ）}を下記の式（２７）〜（３０）に代入することで、２次位相信号Ｑ_１ｆｔ（ρ，η），Ｑ_２ｆｔ（ρ，η），Ｑ_３ｆｔ（ρ，η），Ｑ_４ｆｔ（ρ，η）を生成する。このとき、スロータイム幅やステップ幅は、最小マージン付加回路４３によって定められたものを用いる。
式（２７）〜（３０）では、ｗ_１ ^{（ｏｐｔ）}〜ｗ_４ ^{（ｏｐｔ）}をｗ_１〜ｗ_４のように簡略して表記している。また、２次位相係数ｂの最適な設計値ｂ^{（ｏｐｔ）}をｂのように簡略して表記している。

受信信号スケーリング変換回路４５は、最小マージン付加回路４３によりマージンが付加された遅延スペクトルヒストリＧ_ｆｔ（ρ，η）と２次位相信号生成回路４４により生成された４種類の２次位相信号Ｑ_１ｆｔ（ρ，η），Ｑ_２ｆｔ（ρ，η），Ｑ_３ｆｔ（ρ，η），Ｑ_４ｆｔ（ρ，η）とを用いて、ＳＰに基づくＫＴ処理を実施することで、目標とレーダの間の相対運動に起因して発生しているスロータイムηに対する電波の伝搬遅延時間の１次変化を補償する。
以下、受信信号スケーリング変換回路４５の処理内容を具体的に説明する。

受信信号スケーリング変換回路４５のスロータイムＦＴ部５１は、最小マージン付加回路４３からマージンが付加された遅延スペクトルヒストリＧ_ｆｔ（ρ，η）を受けると、その遅延スペクトルヒストリＧ_ｆｔ（ρ，η）をスロータイムη方向にＦＴし、ＦＴ後の遅延スペクトルヒストリである遅延スペクトルドップラー分布Ｇ_ｆｆ（ρ，γ）を乗算回路５３に出力する。
スロータイムＦＴ部５２は、２次位相信号生成回路４４から２次位相信号Ｑ_１ｆｔ（ρ，η）を受けると、その２次位相信号Ｑ_１ｆｔ（ρ，η）をスロータイムη方向にＦＴし、ＦＴ後の２次位相信号Ｑ_１ｆｆ（ρ，γ）を乗算回路５３に出力する。

乗算回路５３は、スロータイムＦＴ部５１から出力された遅延スペクトルドップラー分布Ｇ_ｆｆ（ρ，γ）と、スロータイムＦＴ部５２から出力された２次位相信号Ｑ_１ｆｆ（ρ，γ）とを周波数軸上で乗算し、その乗算結果Ｇ_ｆｆ（ρ，γ）×Ｑ_１ｆｆ（ρ，γ）をスロータイムＩＦＴ部５４に出力する。
スロータイムＩＦＴ部５４は、乗算回路５３の乗算結果Ｇ_ｆｆ（ρ，γ）×Ｑ_１ｆｆ（ρ，γ）をドップラー周波数γ方向にＩＦＴし、そのＩＦＴ結果であるＸ_１ｆｔ（ρ，η）を乗算回路５５に出力する。このＸ_１ｆｔ（ρ，η）は、遅延スペクトルヒストリＧ_ｆｔ（ρ，η）と２次位相信号Ｑ_１ｆｔ（ρ，η）の畳み込み演算結果Ｇ_ｆｔ（ρ，η）＊Ｑ_１ｆｔ（ρ，η）に相当する。

乗算回路５５は、スロータイムＩＦＴ部５４からＩＦＴ結果であるＸ_１ｆｔ（ρ，η）を受けると、そのＩＦＴ結果であるＸ_１ｆｔ（ρ，η）と２次位相信号生成回路４４から出力された２次位相信号Ｑ_２ｆｔ（ρ，η）とを時間軸上で乗算し、その乗算結果Ｘ_２ｆｔ（ρ，η）＝Ｘ_１ｆｔ（ρ，η）×Ｑ_２ｆｔ（ρ，η）をスロータイムＦＴ部５６に出力する。
スロータイムＦＴ部５６は、乗算回路５５の乗算結果Ｘ_２ｆｔ（ρ，η）をスロータイムη方向にＦＴし、ＦＴ結果であるＸ_２ｆｆ（ρ，γ）を乗算回路５８に出力する。

スロータイムＦＴ部５７は、２次位相信号生成回路４４から２次位相信号Ｑ_３ｆｔ（ρ，η）を受けると、その２次位相信号Ｑ_３ｆｔ（ρ，η）をスロータイムη方向にＦＴし、ＦＴ後の２次位相信号Ｑ_３ｆｆ（ρ，γ）を乗算回路５８に出力する。
乗算回路５８は、スロータイムＦＴ部５６から出力されたＦＴ結果Ｘ_２ｆｆ（ρ，γ）と、スロータイムＦＴ部５７から出力された２次位相信号Ｑ_３ｆｆ（ρ，γ）とを周波数軸上で乗算し、その乗算結果Ｘ_２ｆｆ（ρ，γ）×Ｑ_３ｆｆ（ρ，γ）をスロータイムＩＦＴ部５９に出力する。

スロータイムＩＦＴ部５９は、乗算回路５８の乗算結果Ｘ_２ｆｆ（ρ，γ）×Ｑ_３ｆｆ（ρ，γ）をドップラー周波数γ方向にＩＦＴし、そのＩＦＴ結果であるＸ_３ｆｔ（ρ，η）を乗算回路６０に出力する。このＸ_３ｆｔ（ρ，η）は、乗算回路５５の乗算結果Ｘ_２ｆｔ（ρ，η）と２次位相信号Ｑ_３ｆｔ（ρ，η）の畳み込み演算結果Ｘ_２ｆｔ（ρ，η）＊Ｑ_３ｆｔ（ρ，η）に相当する。
乗算回路６０は、スロータイムＩＦＴ部５９からＩＦＴ結果であるＸ_３ｆｔ（ρ，η）を受けると、そのＸ_３ｆｔ（ρ，η）と２次位相信号生成回路４４から出力された２次位相信号Ｑ_４ｆｔ（ρ，η）とを時間軸上で乗算し、その乗算結果Ｘ_３ｆｔ（ρ，η）×Ｑ_４ｆｔ（ρ，η）を遅延スペクトルヒストリＵ_ｆｔ ^{（ｍａｒｇｉｎ）}（ρ，η）としてマージン除去回路４６に出力する。
なお、乗算回路５３，５５の処理によって信号の幅が拡大しているが、正しいマージンが設定されているため、乗算回路５８，６０の処理によって信号の幅が元の幅に戻っている。

マージン除去回路４６は、受信信号スケーリング変換回路４５からスロータイムηに対する電波の伝搬遅延時間の１次変化が補償されている遅延スペクトルヒストリＵ_ｆｔ ^{（ｍａｒｇｉｎ）}（ρ，η）を受けると、その遅延スペクトルヒストリＵ_ｆｔ ^{（ｍａｒｇｉｎ）}（ρ，η）に付加されているマージンを除去する。
即ち、マージン除去回路４６は、最小マージン付加回路４３と逆の操作であり、最初に、遅延スペクトルヒストリＵ_ｆｔ ^{（ｍａｒｇｉｎ）}（ρ，η）をスロータイムη方向にＦＴして得られる遅延ドップラー分布から、０ドップラー周波数を中心とするドップラー周波数幅Ｄ_ｓの信号を抽出する。
次に、マージン除去回路４６は、ドップラー周波数幅Ｄ_ｓの信号をＩＦＴして得られる遅延スペクトルヒストリから、０スロータイムを中心とするスロータイム幅ｄ_ｓの信号を抽出することで、スロータイムηとドップラー周波数γの両者のマージンが除去された遅延スペクトルヒストリを得る。

受信信号整形回路４７は、ＫＴ補償回路６でのＳＰに基づくＫＴ処理（スロータイムηに対する電波の伝搬遅延時間の変化の補償）に伴って生じるファスト周波数ρ毎のスロータイム幅の相違を補正し、スロータイム幅の相違を補正した遅延ヒストリを不要信号低減回路７に出力する。
即ち、受信信号整形回路４７は、マージン除去回路４６によりマージンが除去された遅延ヒストリから、０スロータイムを中心として、事前に設定された画像化に用いるスロータイム幅Ｔ［ｓ］の信号を切出し、その切出したスロータイム幅Ｔの信号を不要信号低減回路７に出力する。または、マージン除去回路４６によりマージンが除去された遅延ヒストリの中で、０スロータイムを中心として、スロータイム幅Ｔの範囲外の値をゼロとするような重みづけを行う。
なお、スロータイムを離散化した表現では、最終的に画像化に用いるサンプル数（パルス数）Ｈの分のデータを切出して、下記の式（３１）のような整形後の遅延スペクトルヒストリＵ_ｆｔ ^{（ｌａｓｔ）}（ρ，ｈ）を得る。

以上の各ブロックの処理を経て得られた遅延スペクトルヒストリＵ_ｆｔ ^{（ｌａｓｔ）}（ρ，ｈ）は、ＫＴ処理の効果によって、スロータイムηに対する電波の伝搬遅延時間の１次変化が解消されている。また、ＳＰを適用した弊害で発生しているファスト周波数ρ毎のスロータイム幅の相違も解消されている。

実施の形態３．
上記実施の形態１，２では、伝搬遅延補償量精推定回路１２が伝搬遅延変化を打ち消す伝搬遅延補償量ｑ_{ｈｉｇｈ＋１ｉｎ}（η）を推定し、伝搬遅延変化補償回路１３が伝搬遅延補償量精推定回路１２により推定された伝搬遅延補償量ｑ_{ｈｉｇｈ＋１ｉｎ}（η）を用いて、１次変化補償回路１０による１次変化補償後（１次粗補償後）の遅延ヒストリＸ_ｔｔ（τ，η）に残存している伝搬遅延時間の変化を補償するものを示したが、１次変化補償後（１次粗補償後）の遅延ヒストリＸ_ｔｔ（τ，η）に残存している伝搬遅延時間の変化の影響で発生する位相変化を推定して、その位相変化を打ち消す位相補償量を推定し、その位相補償量を用いて、１次変化補償後（１次粗補償後）の遅延ヒストリＸ_ｔｔ（τ，η）の位相を補償するようにしてもよい。

図１０はこの発明の実施の形態３によるレーダ装置を示す構成図であり、図１０において、図１と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
位相補償量推定回路１５は参照信号抽出回路１１により抽出された参照信号Ｙ（η）から、１次変化補償回路１０による１次変化補償後（１次粗補償後）の遅延ヒストリＸ_ｔｔ（τ，η）に残存している伝搬遅延時間の変化の影響で発生する位相変化を推定し、その位相変化を打ち消す位相補償量を推定する回路である。
位相補償回路１６は位相補償量推定回路１５により推定された位相補償量を用いて、１次変化補償回路１０による１次変化補償後（１次粗補償後）の遅延ヒストリＸ_ｔｔ（τ，η）の位相を補償する回路である。

図１０の例では、レーダ装置の構成要素である信号取得回路１、相対運動特定回路２、前処理伝搬遅延補償量推定回路３、前処理伝搬遅延補償回路４、アップサンプリング回路５、ＫＴ補償回路６、不要信号低減回路７、伝搬遅延ドップラー特定回路８、１次変化補償量算出回路９、１次変化補償回路１０、参照信号抽出回路１１、位相補償量推定回路１５、位相補償回路１６及び画像化回路１４のそれぞれが専用のハードウェアで構成されているものを想定している。専用のハードウェアとしては、例えば、ＣＰＵを実装している半導体集積回路、ワンチップマイコン、ＧＰＵを実装している半導体集積回路などが考えられる。
ただし、この実施の形態３のレーダ装置はコンピュータで構成されているものであってもよい。
レーダ装置がコンピュータで構成される場合、信号取得回路１、相対運動特定回路２、前処理伝搬遅延補償量推定回路３、前処理伝搬遅延補償回路４、アップサンプリング回路５、ＫＴ補償回路６、不要信号低減回路７、伝搬遅延ドップラー特定回路８、１次変化補償量算出回路９、１次変化補償回路１０、参照信号抽出回路１１、位相補償量推定回路１５、位相補償回路１６及び画像化回路１４の処理内容が記述されているプログラムを図２に示すコンピュータのメモリ２１に格納し、コンピュータのプロセッサ２２がメモリ２１に格納されているプログラムを実行するようにすればよい。

次に動作について説明する。
伝搬遅延補償量精推定回路１２及び伝搬遅延変化補償回路１３の代わりに、位相補償量推定回路１５及び位相補償回路１６が実装されている点以外は上記実施の形態１，２と同様であるため、位相補償量推定回路１５及び位相補償回路１６の処理内容だけを説明する。

位相補償量推定回路１５は、参照信号抽出回路１１が参照信号Ｙ（η）を抽出すると、その参照信号Ｙ（η）から、１次変化補償回路１０による１次変化補償後（１次粗補償後）の遅延ヒストリＸ_ｔｔ（τ，η）に残存している伝搬遅延時間の変化の影響で発生する位相変化θ_ｈｉｇｈ（η）を推定する。
この位相変化θ_ｈｉｇｈ（η）の推定方法は、図１の伝搬遅延補償量精推定回路１２による位相変化の推定方法と同様であるが、位相補償量推定回路１５では、伝搬遅延補償量精推定回路１２と異なり、位相変化θ_ｈｉｇｈ（η）の２π毎の折り返しを許容する。
位相補償量推定回路１５は、参照信号Ｙ（η）から位相変化θ_ｈｉｇｈ（η）を推定すると、下記の式（３２）に示すように、その位相変化θ_ｈｉｇｈ（η）の符号を反転させたものを位相補償量φ_{ｈｉｇｈｃｍｐ}（η）として算出する。

位相補償回路１６は、位相補償量推定回路１５が位相補償量φ_{ｈｉｇｈｃｍｐ}（η）を算出すると、下記の式（３３）に示すように、その位相補償量φ_{ｈｉｇｈｃｍｐ}（η）を用いて、１次変化補償回路１０による１次変化補償後（１次粗補償後）の遅延ヒストリＸ_ｔｔ（τ，η）の位相を補償し、位相補償後の遅延ヒストリＺ_ｔｔ（τ，η）を画像化回路１４に出力する。

この実施の形態３によれば、伝搬遅延補償量精推定回路１２及び伝搬遅延変化補償回路１３の代わりに、位相補償量推定回路１５及び位相補償回路１６を実装しているので、上記実施の形態１，２と同様の効果が得られる他に、以下に示すような特有の効果も得られる。
この実施の形態３では、伝搬遅延時間の補償が単なる位相補償に変わるので、処理が簡易化される効果が得られる。また、位相変化θ_ｈｉｇｈ（η）の２π毎の折り返しが許容されるので、２π毎の折り返しが許容される形式で位相を推定するような一般的な位相推定法も適用することが可能になる効果が得られる。

なお、本願発明はその発明の範囲内において、各実施の形態の自由な組み合わせ、あるいは各実施の形態の任意の構成要素の変形、もしくは各実施の形態において任意の構成要素の省略が可能である。

１ 信号取得回路、２ 相対運動特定回路、３ 前処理伝搬遅延補償量推定回路、４ 前処理伝搬遅延補償回路、５ アップサンプリング回路、６ ＫＴ補償回路（時間変化補償回路）、７ 不要信号低減回路、８ 伝搬遅延ドップラー特定回路、９ １次変化補償量算出回路、１０ １次変化補償回路、１１ 参照信号抽出回路、１２ 伝搬遅延補償量精推定回路、１３ 伝搬遅延変化補償回路、１４ 画像化回路、１５ 位相補償量推定回路、１６ 位相補償回路、２１ メモリ、２２ プロセッサ、３１ 遅延ドップラー分布生成回路、３２ 遅延ドップラー分布共役乗算回路、３３ ドップラー軸逆フーリエ変換回路、３４ ドップラー幅算出回路、３５ 重み関数乗算回路、３６ スロータイム軸フーリエ変換回路、４１ マージン最小化２次位相係数決定回路、４２ ２次位相信号パラメータ設定回路、４３ 最小マージン付加回路、４４ ２次位相信号生成回路、４５ 受信信号スケーリング変換回路、４６ マージン除去回路、４７ 受信信号整形回路、５１ スロータイムＦＴ部、５２ スロータイムＦＴ部、５３ 乗算回路、５４ スロータイムＩＦＴ部、５５ 乗算回路、５６ スロータイムＦＴ部、５７ スロータイムＦＴ部、５８ 乗算回路、５９ スロータイムＩＦＴ部、６０ 乗算回路。

Claims (14)

1. 観測対象である目標との相対的な位置関係を変えながら電波を繰り返し送受信するレーダから、前記電波の受信信号として、前記電波の送信時刻からの経過時間であるファストタイムと前記電波の送信時刻であるスロータイムとの２次元分布である遅延ヒストリを取得する信号取得回路と、
   前記信号取得回路により取得された遅延ヒストリをファストタイム方向にフーリエ変換することで得られる遅延スペクトルヒストリの各ファスト周波数に対応するサンプリング間隔で、前記遅延スペクトルヒストリ上の信号をスロータイム方向にリサンプリングすることで、前記遅延ヒストリにおけるスロータイムに対する電波の伝搬遅延時間の変化を補償する時間変化補償回路と、
   前記時間変化補償回路による補償後の遅延ヒストリをファスト周波数で２分割し、前記分割した各々の遅延ヒストリをスロータイム方向にフーリエ変換することで遅延ドップラー分布をそれぞれ生成し、一方の遅延ドップラー分布の複素共役と他方の遅延ドップラー分布とを乗算する不要信号低減回路と
   を備えたレーダ装置。
2. 前記時間変化補償回路は、前記リサンプリングでの処理の途中で、スロータイム方向及びドップラー周波数方向に拡大する前記遅延スペクトルヒストリ上の信号の拡大幅に対応するサイズのマージンを前記遅延スペクトルヒストリ上の信号の両端に付加してから、当該信号をリサンプリングすることを特徴とする請求項１記載のレーダ装置。
3. 前記信号取得回路により取得された遅延ヒストリをファストタイム方向にフーリエ変換することで得られる遅延スペクトルヒストリをスロータイム方向にアップサンプリングするアップサンプリング回路を備え、
   前記時間変化補償回路は、前記アップサンプリング回路によりアップサンプリングされた遅延スペクトルヒストリの各ファスト周波数に対応するサンプリング間隔で、前記遅延スペクトルヒストリ上の信号をスロータイム方向にリサンプリングすることを特徴とする請求項１または請求項２記載のレーダ装置。
4. 前記アップサンプリング回路は、前記スロータイムに対する電波の伝搬遅延時間の変化にしたがってアップサンプリングの点数であるＮを設定し、前記遅延スペクトルヒストリにおけるスロータイム方向のセル間に、（Ｎ−１）個の０のセルを挿入することで、前記遅延スペクトルヒストリのサンプリング周波数をＮ倍にすることを特徴とする請求項３記載のレーダ装置。
5. 前記アップサンプリング回路は、前記スロータイムに対する電波の伝搬遅延時間の１次変化の予測値を取得し、前記１次変化の予測値の２倍と前記レーダから送信される電波の中心周波数との積を前記電波の送信が繰り返される周波数で除算した値より大きい値を前記アップサンプリングの点数に設定することを特徴とする請求項４記載のレーダ装置。
6. 前記不要信号低減回路による乗算後の遅延ドップラー分布から前記目標を検出して、前記目標が存在しているファストタイム上の位置及び前記目標のドップラー周波数を特定する伝搬遅延ドップラー特定回路を備えたことを特徴とする請求項１から請求項５のうちのいずれか１項記載のレーダ装置。
7. 前記伝搬遅延ドップラー特定回路により特定された目標のドップラー周波数から、遅延ヒストリにおけるスロータイムに対する電波の伝搬遅延時間の１次変化を補償するための１次変化補償量を算出する１次変化補償量算出回路と、
   前記１次変化補償量算出回路により算出された１次変化補償量を用いて、前記信号取得回路により取得された遅延ヒストリにおけるスロータイムに対する電波の伝搬遅延時間の１次変化を補償する１次変化補償回路と、
   前記１次変化補償回路により伝搬遅延時間の１次変化が補償された遅延ヒストリから、前記伝搬遅延ドップラー特定回路により特定された目標が存在しているファストタイム上の位置における全てのスロータイムの信号を参照信号として抽出する参照信号抽出回路と、
   前記参照信号抽出回路により抽出された参照信号から、前記１次変化補償回路により伝搬遅延時間の１次変化が補償された遅延ヒストリに残存している伝搬遅延時間の変化の影響で発生する位相変化を推定し、前記位相変化の２π毎の折り返しを排除して、折り返し排除後の位相変化を伝搬遅延変化に換算し、前記伝搬遅延変化を打ち消す伝搬遅延補償量を推定する伝搬遅延補償量精推定回路と、
   前記伝搬遅延補償量精推定回路により推定された伝搬遅延補償量を用いて、前記１次変化補償回路により伝搬遅延時間の１次変化が補償された遅延ヒストリに残存している伝搬遅延時間の変化を補償する伝搬遅延変化補償回路と、
   前記伝搬遅延変化補償回路による補償後の遅延ヒストリをスロータイム方向にフーリエ変換することで画像化する画像化回路と
   を備えたことを特徴とする請求項６記載のレーダ装置。
8. 前記伝搬遅延ドップラー特定回路により特定された目標のドップラー周波数から、遅延ヒストリにおけるスロータイムに対する電波の伝搬遅延時間の１次変化を補償するための１次変化補償量を算出する１次変化補償量算出回路と、
   前記１次変化補償量算出回路により算出された１次変化補償量を用いて、前記信号取得回路により取得された遅延ヒストリにおけるスロータイムに対する電波の伝搬遅延時間の１次変化を補償する１次変化補償回路と、
   前記１次変化補償回路により伝搬遅延時間の１次変化が補償された遅延ヒストリから、前記伝搬遅延ドップラー特定回路により特定された目標が存在しているファストタイム上の位置における全てのスロータイムの信号を参照信号として抽出する参照信号抽出回路と、
   前記参照信号抽出回路により抽出された参照信号から、前記１次変化補償回路により伝搬遅延時間の１次変化が補償された遅延ヒストリに残存している伝搬遅延時間の変化の影響で発生する位相変化を推定し、前記位相変化を打ち消す位相補償量を推定する位相補償量推定回路と、
   前記位相補償量推定回路により推定された位相補償量を用いて、前記１次変化補償回路により伝搬遅延時間の１次変化が補償された遅延ヒストリの位相を補償する位相補償回路と、
   前記位相補償回路による補償後の遅延ヒストリをスロータイム方向にフーリエ変換することで画像化する画像化回路と
   を備えたことを特徴とする請求項６記載のレーダ装置。
9. 前記不要信号低減回路は、
   前記時間変化補償回路による補償後の遅延ヒストリをファスト周波数で低域側の遅延ヒストリと高域側の遅延ヒストリに２分割し、前記低域側の遅延ヒストリをスロータイム方向にフーリエ変換することで、前記ファスト周波数で低域側の遅延ドップラー分布を生成するとともに、前記高域側の遅延ヒストリをスロータイム方向にフーリエ変換することで、前記ファスト周波数で高域側の遅延ドップラー分布を生成する遅延ドップラー分布生成回路と、
   前記遅延ドップラー分布生成回路により生成された低域側及び高域側の遅延ドップラー分布のうち、一方の遅延ドップラー分布の複素共役と他方の遅延ドップラー分布とを乗算する遅延ドップラー分布共役乗算回路と、
   前記遅延ドップラー分布共役乗算回路による共役乗算後の遅延ドップラー分布をドップラー軸方向に逆フーリエ変換することで、ファストタイムとスロータイムの２次元分布を得るドップラー軸逆フーリエ変換回路と、
   前記ドップラー軸逆フーリエ変換回路により得られた２次元分布のうち、前記目標の信号が存在しているスロータイムの信号を通過させて、前記目標の信号が存在しているスロータイム以外のスロータイムの信号の通過を阻止する重み関数を設定し、前記重み関数を前記２次元分布に乗算する重み関数乗算回路と、
   前記重み関数乗算回路により重み関数が乗算された２次元分布をスロータイム方向にフーリエ変換することで、前記目標の信号以外の不要信号が抑圧されている遅延ドップラー分布を得るスロータイム軸フーリエ変換回路と
   から構成されていることを特徴とする請求項１から請求項８のうちのいずれか１項記載のレーダ装置。
10. 前記不要信号低減回路は、前記スロータイムに対する電波の伝搬遅延時間の２次変化の予測値を取得し、前記２次変化の予測値から前記遅延ドップラー分布共役乗算回路による共役乗算後の遅延ドップラー分布上の前記目標の像のドップラー幅を算出するドップラー幅算出回路を備え、
    前記重み関数乗算回路は、前記ドップラー幅算出回路により算出されたドップラー幅に反比例するスロータイム幅を設定し、前記ドップラー軸逆フーリエ変換回路により得られた２次元分布のうち、前記目標の信号が存在している前記スロータイム幅でのスロータイムの信号を通過させて、前記目標の信号が存在しているスロータイム以外のスロータイムの信号の通過を阻止する重み関数を設定することを特徴とする請求項９記載のレーダ装置。
11. 前記ドップラー幅算出回路は、前記時間変化補償回路による補償後の遅延ヒストリをファストタイム方向にフーリエ変換することで得られる遅延スペクトルヒストリの中心周波数がＦ_ｃ、前記遅延スペクトルヒストリの帯域幅がＢ、前記２次変化の予測値がｓ_ｅ２、前記時間変化補償回路による補償後の遅延ヒストリのスロータイムの幅がＴであるとすると、前記遅延ドップラー分布共役乗算回路による共役乗算後の遅延ドップラー分布上の前記目標の像のドップラー幅をＦ_ｃ−（Ｂ／４）・Ｔ・ｓ_ｅ２で算出することを特徴とする請求項１０記載のレーダ装置。
12. 前記遅延ドップラー分布生成回路は、前記時間変化補償回路による補償後の遅延ヒストリをファストタイム方向にフーリエ変換することで得られる遅延スペクトルヒストリの中心周波数がＦ_ｃ、前記遅延スペクトルヒストリの帯域幅がＢであるとすると、前記遅延スペクトルヒストリから、中心周波数がＦ_ｃ−（Ｂ／４）で帯域幅がＢ／２の信号を低域側の遅延スペクトルヒストリとして抽出するとともに、中心周波数がＦ_ｃ＋（Ｂ／４）で帯域幅がＢ／２の信号を高域側の遅延スペクトルヒストリとして抽出し、前記低域側及び高域側の遅延スペクトルヒストリをファスト周波数方向に逆フーリエ変換した上で、スロータイム方向にフーリエ変換することで、前記ファスト周波数で低域側及び高域側の遅延ドップラー分布を生成することを特徴とする請求項９記載のレーダ装置。
13. 外部装置から前記目標の運動諸元を収集して、前記運動諸元から前記目標との相対運動を特定し、前記相対運動から前記スロータイムに対する電波の伝搬遅延時間の変化を推定する相対運動特定回路と、
    前記相対運動特定回路により推定された伝搬遅延時間の変化を打ち消す伝搬遅延補償量を推定する前処理伝搬遅延補償量推定回路と、
    前記前処理伝搬遅延補償量推定回路により推定された伝搬遅延補償量を用いて、前記信号取得回路により取得された遅延ヒストリを補償する前処理伝搬遅延補償回路と
    を備えたことを特徴とする請求項１から請求項１２のうちのいずれか１項記載のレーダ装置。
14. 外部装置から前記目標の運動諸元を収集して、前記運動諸元から前記目標との相対運動を特定し、前記相対運動から前記スロータイムに対する電波の伝搬遅延時間の変化を推定する相対運動特定回路と、
    前記相対運動特定回路により推定された伝搬遅延時間の変化を打ち消す伝搬遅延補償量を推定する前処理伝搬遅延補償量推定回路と、
    前記前処理伝搬遅延補償量推定回路により推定された伝搬遅延補償量を用いて、前記信号取得回路により取得された遅延ヒストリを補償する前処理伝搬遅延補償回路とを備え、
    前記相対運動特定回路は、既に前記伝搬遅延ドップラー特定回路によりドップラー周波数が特定され、既に前記前処理伝搬遅延補償量推定回路により伝搬遅延補償量が推定されている状況下では、前記ドップラー周波数と前記伝搬遅延補償量を用いて、前記目標との相対運動を特定し、前記相対運動から前記スロータイムに対する電波の伝搬遅延時間の変化を推定することを特徴とする請求項６記載のレーダ装置。

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