JP2016519482A - 仮想サンプルレートを増大させた音声フィルタリング - Google Patents

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Abstract

本発明は、概して、複合音声フィルタを適用することによって音声信号をデジタルフィルタリングする方法に関する。複合音声フィルタは、ある１つの音声フィルタを別の音声フィルタに適用することにより得られ得るものであり、それぞれのフィルタが近傍サンプル点を含む同一の所定のサンプルレートを有する。他方の音声フィルタはまた、その近傍サンプル点の近傍間に１つ以上の介在サンプル点をも含み得る。一方の音声フィルタは、他方の音声フィルタに対応させて調整されたサンプルレートで、他方の音声フィルタに適用され得る。調整されたサンプルレートは、他方のフィルタの近傍サンプル点の数に対応する介在サンプル点の数に反比例し得る。調整されたサンプルレートを用いて得られた複合フィルタの周波数応答曲線は、理想化されたローパスフィルタをより表し得る。調整されたサンプルレートを有する周波数応答は、調整されたサンプルレートを持たない周波数応答と比較して、よりベル状の特徴を示し得る（破線で詳細に示す）。【選択図】図１１

Description

本願は、２０１３年３月２６日に提出された米国特許出願第６１／８０５，４６９号明細書の優先権を主張するものであり、その内容が参照によってここに含められるものとする。本願は、２０１３年３月２６日にすべて提出された、米国特許出願第６１／８０５，４０６、第６１／８０５，４３２号明細書、第６１／８０５，４６６号明細書、第６１／８０５，４４９号明細書および第６１／８０５，４６３号明細書に関し、必要であればこれらの優先権を主張するものであり、その内容が参照によってここに含められるものとする。本願はまた、２０１３年５月５日に提出された米国特許出願第６１／８１９，６３０号明細書および２０１３年１１月１２日に提出された米国特許出願第６１／９０３，２２５号明細書にも関し、必要であればこれらの優先権を主張するものであり、その内容が参照によってここに含められるものとする。
本発明は、概して、音声信号をデジタルフィルタリングする方法に関する。本発明は、特に、音声イコライゼーション（ＥＱ）における音声信号のデジタルフィルタリングに関するものであるが、これに限定されない。本発明は、フィルタリング画像とデジタル通信およびデジタル処理に関連する信号を含む他の信号とを含めた他のデジタルフィルタリングにも及ぶものである。
デジタル録音およびデジタル再生では、音声を表すアナログ信号がデジタル信号に変換され、それ自体が加工され、記録される。変換は、アナログ−デジタルコンバータ（ＡＤＣ）で実行される。記録されたデジタル信号は、デジタル−アナログコンバータ（ＤＡＣ）でアナログ信号に再変換可能である。アナログ信号は、アンプやスピーカーなど、従来の音響機器を用いて再生可能である。デジタル信号はＤＡＣの前に加工可能であり、再生する前にその質を高めることができる。この加工には音声ＥＱが含まれ、例えば周波数応答の異常を補正するために、音声の周波数スペクトルのうち選択した成分がフィルタリングされる。デジタル信号はまた、デジタル信号への変換またはアナログ信号への再変換から発生する問題を解決するためにフィルタリングされることもある。
本発明の第１の態様により、音声信号をデジタルフィルタリングする方法を提供し、前記方法は、
近傍サンプル点を含む所定のサンプルレートの音声フィルタを用意するステップと、
所定のサンプルレートであって、その近傍サンプル点の近傍間に介在サンプル点を含む所定のサンプルレートで別の音声フィルタを用意するステップと、
音声フィルタを他方の音声フィルタに適用して複合音声フィルタを用意するステップであって、フィルタが、他方の音声フィルタに対応させて調整されたサンプルレートで適用されるステップと、
複合音声フィルタを用いて音声信号をフィルタリングするステップと、
を含み得る。
調整されたサンプルレートは、他方のフィルタの近傍サンプル点の数に対応する介在サンプル点の数に反比例することが好ましい。
音声フィルタを他方の音声フィルタに適用するステップは、音声フィルタと他方の音声フィルタとをそれぞれ、各近傍サンプル点と少なくとも各介在サンプル点とにおいて畳み込むことを含み得ることが好ましい。畳み込みは、他方の音声フィルタに対応させて調整されたサンプルレートの音声フィルタを、音声フィルタの近傍サンプル点のうち少なくとも１つが、他方の音声フィルタの介在サンプル点のうち少なくとも１つと一致するようにシフトすることを含むことが、さらに好ましい。
介在サンプル点は、その近傍サンプル点の近傍間のほぼ中間に位置し、フィルタを相互に適用するために調整されたサンプルレートは、所定のサンプルレートの約二分の一であることが好ましい。
方法は、さらに、音声フィルタのサンプルレートを、所定のサンプルレートから増大させたサンプルレートまで増大させるステップを含むことが好ましい。
音声フィルタのサンプルレートを増大させるステップは、
所定のサンプルレートの近傍サンプル点間に増大させたサンプルレートの中間サンプル点を定めるステップと、
（ｉ）近傍音声信号を各近傍サンプル点に指定するステップと、（ｉｉ）各指定された近傍サンプルを近傍サンプル点と中間サンプル点との間でタイムドメインでシフトするステップと、（ｉｉｉ）中間サンプル点におけるシフトされた近傍サンプルの値を合わせて重み付けを得るステップとを含む、各中間サンプル点に対する重み付けを計算するステップと、
音声信号または関連する音声信号に各中間サンプル点において重み付けを施すステップと、
を含み得ることが好ましい。
指定された近傍サンプルは、近傍サンプル点と中間サンプル点との間のほぼ中間にタイムドメインでシフトされることが好ましい。
音声フィルタのサンプルレートを増大させるステップは、
所定のサンプルレートの近傍サンプル点間に増大させたサンプルレートの中間サンプル点を定めるステップと、
（ｉ）音声信号に相当し、かつ中間サンプル点と一列に並ぶようにそのタイムドメインでシフトされた波形の仮想音声信号を設けるステップと、（ｉｉ）シフトした仮想音声信号をタイムドメインで拡大させるステップと、（ｉｉｉ）近傍サンプル点における拡大させた仮想音声信号の値を合わせて重み付けを得るステップとを含む、各中間サンプル点に対する重み付けを計算するステップと、
各中間サンプル点において音声信号または関連する音声信号に重み付けを施すステップと、
を含むことが好ましい。
指定された近傍サンプルは、タイムドメインで約２倍に拡大されることが好ましい。
重み付けは、所定数の前記近傍サンプル点にわたり施されることが好ましい。
複合音声フィルタは、一列のフィルタを含むことが好ましい。一列のフィルタは共に、フィルタリングされる音声信号を概して表す周波数帯域幅を定めることが、さらに好ましい。
複合音声フィルタは、ナイキスト周波数に近いローパスフィルタまたはバンドパスフィルタであることが好ましい。
音声フィルタおよび／または他方の音声フィルタは、フィルタに送られたインパルスによって発生したインパルス応答によって表されることが好ましい。方法は、平均曲線をインパルス応答に適用するステップを含むことが、さらに好ましい。平均曲線は、それが適用されるインパルス応答の周波数に比例する幅に調整されることが、またさらに好ましい。
インパルス応答は、シンク関数によってタイムドメインで表されることが好ましい。または、インパルス応答は、絶対値の正弦関数によってタイムドメインで表されることが好ましい。
本発明の第２の態様により、各所定のサンプルレートの複数の音声フィルタを用いて音声信号をデジタルフィルタリングさせる指示を含むコンピュータまたはデバイス可読媒体を提供し、前記指示は、プロセッサによって実行された際に、前記プロセッサに、
フィルタのうちの１つをフィルタのうちの別のフィルタに適用して複合音声フィルタを用意させ、
複合音声フィルタを用いて音声信号をフィルタリングさせる指示であり、
フィルタのうちの前記一方のフィルタは、フィルタのうちの他方のフィルタに対応させて調整されたサンプルレートで適用される。
本発明の第３の態様により、音声信号をデジタルフィルタリングするシステムを提供し、システムは、
複数の音声フィルタと、
フィルタのうち１つをフィルタのうちの別のフィルタに適用して複合音声フィルタを用意し、複合音声フィルタを用いて音声信号をフィルタリングするように構成されたプロセッサであって、フィルタのうちの一方のフィルタがフィルタのうちの他方のフィルタに対応させて調整されたサンプルレートで適用されるプロセッサと、
を含み得る。
本発明の第４の態様により、信号をデジタルフィルタリングする方法を提供し、前記方法は、
近傍サンプル点を含む所定のサンプルレートのフィルタを用意するステップと、
所定のサンプルレートであって、その近傍サンプル点の近傍間に介在サンプル点を含む所定のサンプルレートで別のフィルタを用意するステップと、
フィルタを他方のフィルタに適用して複合フィルタを得るステップであって、前記フィルタが他方のフィルタに対応させて調整されたサンプルレートで適用されるステップと、
複合フィルタを用いて音声信号をフィルタリングするステップと、を含み得る。
信号は、画像または画像からの一画素であることが好ましい。または、信号は、変換器または計測器の変位から得られる電子信号であることが好ましい。
ここに説明する本発明の一部の実施形態は、音声信号をデジタルフィルタリングする方法に関するものであり、以下の添付の図面を参照して、単に一例として説明するものである。
図１は、デジタル音声の録音および再生について本発明の実施形態を適用する概略図である。 図２は、本発明の一部の実施形態の音声フィルタのインパルス応答である。 図３は、サンプルレートを増大させた図２のインパルス応答の拡大図である。 図４は、インパルス応答のサンプルレートを増大させる一例の方法の概略図である。 図５は、相当する音声値にかけられる中間サンプル点に対する重み付けを表すグラフである。 図６は、本発明の一実施形態によるサンプルレートを調整する一例の方法の概略図である。 図７は、インパルス応答のサンプルレートを増大させる別の一例の方法の概略図である。 図８は、本発明の一部の実施形態による各インパルス応答に適用した平均曲線を説明するものである。 図９は、本発明の一部の実施形態による各インパルス応答に適用した平均曲線を説明するものである。 図１０は、インパルス応答の周波数を関数とした異なる幅の平均曲線を表すグラフである。 図１１は、サンプリングを調整していない周波数応答と比較した、サンプリングを調整した本発明の一実施形態のフィルタの周波数応答である（破線で詳細に示す）。
ここにおける本発明の実施形態の一部は、複合音声フィルタを適用することにより音声信号をデジタルフィルタリングする方法に向けたものである。複合音声フィルタは、一方の音声フィルタを別の音声フィルタに適用することにより得られ得るものであり、それぞれのフィルタは、近傍サンプル点を含む同一の所定のサンプルレートを有する。他方の音声フィルタはまた、その近傍サンプル点の近傍間に１つ以上の介在サンプル点を含むものもある。一方の音声フィルタは、他方の音声フィルタに対応させて調整されたサンプルレートで他方の音声フィルタに適用され得る。一部の実施形態では、調整されたサンプルレートが、他方のフィルタの近傍サンプル点の数に対応する介在サンプル点の数と反比例するものもあり得る。
図１は、デジタル音声の録音および再生に本発明の一部の実施形態を適用したものを示している。アナログ音声信号１０は、アナログ−デジタルコンバータ（ＡＤＣ）１２でデジタル音声信号に変換され得る。デジタル音声信号には、その後、デジタルプロセッサ１４において、例えば音声イコライゼーション（ＥＱ）の信号処理が施され得る。処理されたデジタル信号は、サンプルレートを増大させられる前に記録メモリ１６でダウンサンプルされて記録され、再生前にそのレゾリューションを増大させられる。レゾリューションが比較的高いこのデジタル音声信号は、その後、デジタル−アナログコンバータ（ＤＡＣ１８）でアナログ信号２０に再変換され得る。
本発明の一部の実施形態は、
ｉ）デジタル音声信号がサンプルレートを増大させられるか、またはオーバーサンプリングされるＡＤＣ１２であって、一部の実施形態では重み付けを施すＡＤＣ１２、
ｉｉ）デジタル信号プロセッサ１４、または、例えばデジタル信号がローパスフィルタまたはバンドパスフィルタによってフィルタリングされ得るＥＱに関連するデジタルフィルタ、および／または、
ｉｉｉ）フィルタリングされた音声信号が、再生前にサンプルレートが増大させられ得るか、またはアップサンプリングされ得る、記録メモリ１６のダウンストリーム、
において適用可能であることが理解されるものである。
ここにおける一部の実施形態は、コンピュータプログラムコードまたはソフトウェアに組み込まれた方法に関する。デジタル信号プロセッサ１４のデジタルフィルタは、特定の周波数応答によって表され得る。特定の周波数応答は、一般に、本発明の様々な実施形態のソフトウェアまたは方法によって特徴づけられ得るフィルタのインパルス応答によって決まり得る。ここに記載した一部の実施形態は基本のタイプの周波数応答を含み得るものであり、デジタルフィルタは、この周波数応答によって、ローパスフィルタ、ハイパスフィルタ、バンドパスフィルタ、および帯域除去フィルタまたはノッチフィルタを含めて分類され得る。デジタルフィルタは、有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタまたは無限インパルス応答（ＩＩＲ）フィルタとして大きく分類され得る。
一部の実施形態では、調整されたサンプルレートを含めた音声フィルタリングを容易に理解するために、複合音声フィルタは、簡素化のために二つの（２）音声フィルタから得られるが、いかなる数のフィルタも使用し得ることが理解されるものである。複合音声フィルタは、一般に、一列のフィルタを含み得る。
一部の実施形態では、一列のフィルタは共に、フィルタリングされる音声信号またはスペクトルを表す周波数帯域幅を定め得るものである。一部の実施形態では、各フィルタに送られたインパルスによってインパルス応答が発生する。各フィルタのインパルス応答は、次の数式により、シンク関数によって表され得る。
Figure 2016519482
ここで、Ｉｐｆは、ローパスフィルタのための折点周波数であり、ｘはｘ軸の時間変数，ｅ−（ｑｘ）２は平均曲線を表しており、ｑは平均曲線のアスペクト比を表している。シンク関数が余弦成分の和であることは、理解されるものである。
図２は、数式１のインパルス応答を説明するものである。ａ［０］はインパルスが発生した時点であり、ａ［ｎ］はインパルス応答の近傍サンプル点を示しており、ここでｎは、所定のサンプルレートにおけるサンプル点の数であることが理解されるものとする。一部の実施形態では、所定のサンプルレートは４４．１ｋＨｚ（サンプル毎秒）であり得るが、他のいかなるサンプルレートも目的に応じて使用し得ることは理解されるものである。
一部の実施例では、各音声フィルタが、所定のサンプルレートから増大させられたサンプルレートとなり得る。図３は、サンプルレートを増大サンプルレートまで増大させた図２のインパルス応答の拡大図を説明するものである。単に説明することを目的として、ａ［０］およびａ［１］などの近傍サンプル点間に、ａ［０ａ］からａ［０ｉ］まで割り当てて等間隔に配置した９つ（９）の中間サンプル点を配置し、所定のサンプルレートを１０倍（１０）に増大させた。所定のサンプルレートは、実際には、増大サンプルレートが４４，１００ｋＨｚとなる１，０００倍まで増大させられ得る。
一部の実施形態では、フィルタを相互に畳み込むことによって、複合音声フィルタを得るものもある。パルス応答ａおよびｂのこの畳み込みは、サンプルの配列によって表され得るものであり、これはまた次の数式によっても数学的に定義可能である。
Figure 2016519482
ここで、Ｎは、インパルス応答ａおよびｂそれぞれに対するサンプルの数であり、ｋは、インパルス応答ｂの各サンプルの０からＮ−１までである。このため、サンプルの配列は、２Ｎ−１行および２Ｎ−１列を含むことになる。配列の各行のサンプル値の和は、複合音声フィルタを表し得る。一部の実施形態では、複合音声フィルタは、インパルス応答を無限数のサンプルにわたって積分することにより数学的に表され得る。
複合音声フィルタは、一部の実施例では、ナイキスト周波数に近づけたローパスフィルタであり得る。ナイキスト周波数以上の周波数は、実質的には、様々なインパルス応答においてサンプルレートを増大させる際に除去される。複合フィルタまたは他の複合フィルタは、目的に応じ、バンドパスフィルタまたは帯域除去フィルタとしても機能し得る。
一部の実施形態では、複合音声フィルタは、増大させられたサンプルレートで高まった精度の利点を得て“構築され”得る。複合音声フィルタは、音声信号をフィルタリングする前に、所定のサンプルレートに戻され得る。複合フィルタはこのように、仮想サンプルレートを増大させた状態で、所定のサンプルレートで音声信号に適用され得るものであり、プロセッサ電力の観点では負担が少ない。
一部の実施形態では、各音声フィルタにおけるサンプルレートの増大が、ｉ）シフトさせた近傍音声信号、および／またはｉｉ）拡大させた仮想音声信号を含み得る様々な方法によって実行され得る。
シフトさせた音声信号を用いたインパルス応答の重み値については、近傍のインパルス応答が、定められるべき中間サンプル点の両側に指定され得る。これらの指定された近傍信号はそれぞれ、近傍サンプル点と中間サンプル点との間でタイムドメインでシフトされ得る。一部の実施例では、それぞれシフトされ指定された近傍インパルス応答が相当する中間サンプル点でもたらす値の和によって、適切な重み付けが算出され得る。この方法を、図４に概略的に示す。重み付けは、所定数の近傍サンプル点、例えば１，０２４個のサンプル点にわたりかけられ得る。
図５は、相当するインパルス応答に施されるａ［ｏａ］からａ［ｏｉ］までの各中間サンプル点に対する重み付けを説明するものである。
一部の実施形態では、音声フィルタの畳み込みが、音声フィルタの近傍サンプル点が、それが適用される他の音声フィルタの少なくとも介在サンプル点のそれぞれと一列に並ぶかまたは一致するように調整されたサンプルレートで実行され得る。これには、音声フィルタを、他方の音声フィルタに対応させて調整されたサンプルレートでシフトすることが含まれ得る。例えば、他方の音声フィルタがその近傍サンプル点の近傍間のほぼ中間に位置する介在サンプル点を含む場合、フィルタを相互に適用するために調整されたサンプルレートは、所定のサンプルレートのほぼ二分の一となり得る。図６は、サンプルレートを調整する１つの方法を概略的に説明するものである。一部の実施形態では、フィルタのサンプルレートは、例えば、ナイキスト周波数が約２２ｋＨｚである場合、フィルタの周波数を例えばナイキスト周波数の約二分の一、すなわち約１１ｋＨｚまで半減させることにより、調整され得る。
サンプルレートは、一部の実施形態では、一インパルス応答おきに畳み込むことにより調整され得る。これは、図６の最上段のインパルス応答が、実線で詳細に示した３つの（３）インパルス応答と畳み込まれ、破線で詳細に示したその他のインパルス応答は事実上無視されることを意味する。結果として得られる音声フィルタ、すなわち複合音声フィルタは、破線で詳細に示した図６の最下段のインパルス応答であり、一部の実施例では、次の数式により表すことができる。
Figure 2016519482
所定のサンプルレート４４．１ｋＨｚに対して、本例で調整されたサンプルレートは、２２．０５ｋＨｚである。他方の音声フィルタがその近傍サンプル点の近傍間に９つの（９）介在サンプル点を含む場合、調整されたサンプルレートは、所定のサンプルレートの十分の一となり得る。これは、所定のサンプルレート４４．１ｋＨｚに対応させて調整されたサンプルレート４．４１ｋＨｚに相当する。サンプルレートを調整することにより、各中間サンプル点に対する重み付けを計算する際の指定された近傍サンプル点のシフトが“補正される”と理解される。指定された近傍サンプルのタイムドメインでのシフトは、概して、音声フィルタの畳み込みにおけるサンプルレートの調整と比例する。このため、指定された近傍信号を近傍サンプル点と中間サンプル点との中間にシフトすることは、サンプルレートを約二分の一倍に調整することを意味し得る。
インパルス応答ａおよびｂの畳み込みにより、例えば数式２によって表されるサンプルの配列がもたらされ得る。しかし、調整されたサンプルレートによれば、インパルス応答ａにはＮ個のサンプル、インパルス応答ｂにはＭ個のサンプルがあり得る。このためサンプルの配列は、｛Ｎ＋Ｍ｝−１行およびＭ列を含み得る。配列の各行に対するサンプル値の和は、複合音声フィルタを表し得る。
拡大させた仮想音声信号を用いたインパルス応答の値の重み付けでは、相当するインパルス応答が仮想インパルス応答として事実上複製され、そのタイムドメインは定められる中間サンプル点と一列に並ぶようにシフトされる。仮想され、シフトされたインパルス応答は、その後、そのタイムドメインで拡大され得る。一部の実施例では、近傍サンプル点における拡大させたインパルス応答の値を合計することによって、適切な重み付けが計算され得る。この方法を、図７に概略的に示す。重み付けは、所定数の近傍サンプル点、例えば１，０２４個のサンプル点にわたり適用されることが望ましい。
一部の実施形態では、指定された近傍信号が、タイムドメインで約２倍に拡大され得る。これにより、所定のサンプルレートの二分の一に調整したサンプルレートが“補正”され得る。中間サンプル点に対する重み付けを計算するのに他の拡大因子が用いられ、調整されたサンプルレートがこの拡大因子に反比例し得ることは、理解されるものである。
一部の実施形態では、インパルス応答に適用した平均曲線が、それが適用されるインパルス応答の周波数に比例する幅に調整され得る。図８は、比較的高い周波数を有するインパルス応答に適用される約４つ（４）のサンプルからなる幅を有する平均曲線を説明するものである。図９は、比較的低い周波数を有する別のインパルス応答に適用された約８つ（８）のサンプルからなる幅を有する調整された平均曲線を示すものである。両例では、平均曲線の幅、つまりｑが、対応するインパルス応答の周波数にほぼ比例し得るのが見られる。これは図１０に概略的に示されており、平均曲線の幅がｚ軸において増大し、インパルス応答の周波数が低減している。
図１１の周波数応答の比較曲線から、調整されたサンプルレートにより、周波数応答が理想化ローパスフィルタをより表し得ることがわかる。本発明の一実施形態により調整されたサンプルレートを用いた周波数応答は、調整されたサンプルレートのない周波数応答と比較して、よりベル状の特徴を示している（破線で詳細に示した）。
本発明のいくつかの実施形態を説明した今、音声信号をデジタルフィルタリングする方法が、少なくとも従来の技術を上回る以下の利点を有することが当業者に明らかであると思われる。
１．複合音声フィルタは、その周波数応答において比較的“滑らかな”フィルタをもたらす増大させたサンプルレートで得られ得る。
２．複合フィルタは、例えばＥＱについて改善されたフィルタリングをもたらし得る。
３．複合フィルタの“設計”は、大幅に増大させたサンプルレートのフィルタで構築される限り、アナログに近いものであり得る。
４．複合音声フィルタは、アナログフィルタおよび従来のデジタルフィルタに本来ある不要な共振を、大幅に低減させ得る。
５．この方法により、より滑らかで、この点でよりアナログフィルタに近い周波数応答がもたらされる。
６．複合フィルタは、サンプルレートの増大を必要とせずに、比較的高いレゾリューションで相当する音声に適用され得る。
７．フィルタリングされた音声は、フィルタリングされる信号に対して、実質的に位相コヒーレントであり得る。
当業者は、ここに説明した本発明は、具体的に説明した内容の変形および変更が可能であることを理解するものとする。例えば、インパルス応答は、実際にはいかなる波形でもあり得る。インパルス応答は、数式で表した場合、シンク関数に限定されず、他の波形も含まれる。例えば、
ｉ）タイムドメインで表された絶対値の正弦関数、
ｉｉ）ゼロ（０）から正の無限大のみまでの値の正弦関数、
ｉｉｉ）正の値のみのシンク関数（余弦成分の和）、
であるが、限定はされない。
音声信号の処理は、音響効果に限定される必要はなく、超音波およびソナーを含む他の音声の応用にまで及ぶ。本発明はまた、音声信号の他に、計測器、例えば、一般に変位を電子信号に変換するひずみ計または他の変換器から得られるような物理的変位から得られる信号を含む他の信号にまで及ぶ。本発明はまた、デジタル通信に関連する信号のデジタルフィルタリングをも含む。
一部の実施形態における本発明は、画像化に適用され得る。例えば、画像の画素マトリクス内の各画素が、調整されたサンプルレートでフィルタを相互に適用することにより得られる複合フィルタを用いて、フィルタリングされ得る。調整されたサンプルレートは、他方のフィルタの近傍サンプル点の数に対応させた介在サンプル点の数に反比例し得る。
すべてのこのような変形および変更は、本発明の範囲内にあると考慮されるものであり、その特性は上述の説明から定められるものである。
本願は、２０１３年３月２６日に提出された米国特許出願第６１／８０５，４６９号明細書の優先権を主張するものであり、その内容が参照によってここに含められるものとする。本願は、２０１３年３月２６日にすべて提出された、米国特許出願第６１／８０５，４０６、第６１／８０５，４３２号明細書、第６１／８０５，４６６号明細書、第６１／８０５，４４９号明細書および第６１／８０５，４６３号明細書に関し、必要であればこれらの優先権を主張するものであり、その内容が参照によってここに含められるものとする。本願はまた、２０１３年５月５日に提出された米国特許出願第６１／８１９，６３０号明細書および２０１３年１１月１２日に提出された米国特許出願第６１／９０３，２２５号明細書にも関し、必要であればこれらの優先権を主張するものであり、その内容が参照によってここに含められるものとする。
本発明は、概して、音声信号をデジタルフィルタリングする方法に関する。本発明は、特に、音声イコライゼーション（ＥＱ）における音声信号のデジタルフィルタリングに関するものであるが、これに限定されない。本発明は、フィルタリング画像とデジタル通信およびデジタル処理に関連する信号を含む他の信号とを含めた他のデジタルフィルタリングにも及ぶものである。
デジタル録音およびデジタル再生では、音声を表すアナログ信号がデジタル信号に変換され、それ自体が加工され、記録される。変換は、アナログ−デジタルコンバータ（ＡＤＣ）で実行される。記録されたデジタル信号は、デジタル−アナログコンバータ（ＤＡＣ）でアナログ信号に再変換可能である。アナログ信号は、アンプやスピーカーなど、従来の音響機器を用いて再生可能である。デジタル信号はＤＡＣの前に加工可能であり、再生する前にその質を高めることができる。この加工には音声ＥＱが含まれ、例えば周波数応答の異常を補正するために、音声の周波数スペクトルのうち選択した成分がフィルタリングされる。デジタル信号はまた、デジタル信号への変換またはアナログ信号への再変換から発生する問題を解決するためにフィルタリングされることもある。
本発明の第１の態様により、音声信号をデジタルフィルタリングする方法を提供し、前記方法は、
近傍サンプル点を含む所定のサンプルレートの音声フィルタを用意するステップと、
音声フィルタのサンプルレートを所定のサンプルレートから増大させたサンプルレートまで増大させるステップであって、増大させたサンプルレートにおいて近傍サンプルフィルタ間に中間サンプル点が位置するステップと、
サンプルレートであって、その近傍サンプル点の近傍間の中間サンプル点を含む増大させたサンプルレートで別の音声フィルタを用意するステップと、
音声フィルタをほぼ表す１つ以上の波形に基づいて、各中間サンプル点に対する重み付けを計算するステップと、
各中間サンプル点で音声フィルタに重み付けを施すステップと、
他方の音声フィルタに音声フィルタを適用して複合音声フィルタを用意するステップであって、前記フィルタが、音声フィルタと他方の音声フィルタとの畳み込みによって適用され、前記畳み込みが、音声フィルタの近傍サンプル点のうち少なくとも１つが他方の音声フィルタの中間サンプル点のうち少なくとも１つと一致するように、音声フィルタを他方の音声フィルタに対応させてシフトすることを含むステップと、
複合音声フィルタを用いて音声信号をフィルタリングするステップと、
を含む。
各中間サンプル点に対する重み付けを計算するステップは、（ｉ）各近傍サンプル点において音声フィルタをほぼ表す近傍波形を指定するステップと、（ｉｉ）各指定した波形を近傍サンプル点と中間サンプル点との間でタイムドメインでシフトするステップと、（ｉｉｉ）中間サンプル点におけるシフトされた波形の値を合わせて重み付けを得るステップと、を含むことが好ましい。
指定された近傍サンプルは、近傍サンプル点と中間サンプル点との間のほぼ中間にタイムドメインでシフトされることが好ましい。
各中間サンプル点に対する重み付けを計算するステップは、（ｉ）音声フィルタをほぼ表し、かつ中間サンプル点と一列に並ぶようにそのタイムドメインでシフトされた仮想波形を設けるステップと、（ｉｉ）シフトされた仮想波形をタイムドメインで拡大するステップと、（ｉｉｉ）近傍サンプル点における拡大した仮想波形の値を合わせて重み付けを得るステップと、を含むことが好ましい。
指定した近傍サンプルは、タイムドメインで約２倍に拡大されることが好ましい。
重み付けは、所定数の前記近傍サンプル点にわたり施されることが好ましい。
複合音声フィルタは、一列のフィルタの組み合わせであることが好ましい。一列のフィルタは共に、フィルタリングされる音声信号を概して表す周波数帯域幅を定めることが、さらに好ましい。
複合音声フィルタは、ナイキスト周波数に近いローパスフィルタであることが好ましい。
１つ以上の波形は、それぞれが、各音声フィルタに送られたインパルスによって発生したインパルス応答を含むことが好ましい。方法は、さらに、インパルス応答の周波数成分に平均曲線を適用するステップを含むことが、さらに好ましい。平均曲線は、それが適用されるインパルス応答の各周波数成分に比例する幅に調整されることが、またさらに好ましい。
インパルス応答は、シンク関数によってタイムドメインで表されることが好ましい。２５または、インパルス応答は、絶対値の正弦関数によってタイムドメインで表されることが好ましい。
本発明の第２の態様により、音声信号を３０複合音声フィルタを用いてデジタルフィルタリングさせる指示を含むコンピュータまたはデバイス可読媒体を提供し、前記指示は、プロセッサによって実行された際、前記プロセッサに、
近傍サンプル点を含む所定のサンプルレートで音声フィルタを用意させ、
音声フィルタのサンプルレートを、所定のサンプルレートから増大させたサンプルレートに増大させ、増大させたサンプルレートにおいて近傍サンプル点間に中間サンプル点が位置し、
サンプルレートであって、その近傍サンプル点の近傍間に中間サンプル点を含む増大させたサンプルレートで別の音声フィルタを用意させ、
音声フィルタをほぼ表す１つ以上の波形に基づいて、各中間サンプル点に対する重み付けを計算させ、
各中間サンプル点で音声フィルタに重み付けを施させ、
音声フィルタを他方の音声フィルタに適用して複合音声フィルタを用意させ、前記フィルタは、音声フィルタと他方の音声フィルタとの畳み込みによって適用され、前記畳み込みは、音声フィルタの近傍サンプル点のうち少なくとも１つが他方の音声フィルタの中間サンプル点のうち少なくとも１つと一致するように、音声フィルタを他方の音声フィルタに対応させてシフトすることを含み、
複合音声フィルタを用いて音声信号をフィルタリングさせるものである。
本発明の第３の態様により、音声信号をデジタルフィルタリングするシステムを提供し、前記システムは、
近傍サンプル点を含む所定のサンプルレートの音声フィルタと、
プロセッサと、
を含むシステムであって、
プロセッサは、
音声フィルタのサンプルレートを所定のサンプルレートから増大させたサンプルレートに増大させ、増大させたサンプルレートにおいて近傍サンプル点間に中間サンプル点が位置し、
サンプルレートであって、その近傍サンプル点の近傍間に中間サンプル点を含む増大させたサンプルレートで別の音声フィルタを用意し、
音声フィルタをほぼ表す１つ以上の波形に基づいて、各中間サンプル点に対する重み付けを計算し、
各中間サンプル点において音声フィルタに重み付けを施し、
音声フィルタを他方の音声フィルタに適用して複合音声フィルタを用意し、前記フィルタは、音声フィルタと他方の音声フィルタとの畳み込みによって適用され、前記畳み込みは、音声フィルタの近傍サンプル点のうち少なくとも１つが他方の音声フィルタの中間サンプル点のうち少なくとも１つと一致するように、音声フィルタを他方の音声フィルタに対応させてシフトすることを含み、
複合音声フィルタを用いて音声信号をフィルタリングする、
ように構成される。
本発明の第４の態様により、画像をデジタル１０フィルタリングする方法を提供し、前記方法は、
近傍サンプル点を含む所定のサンプルレートの画像フィルタを用意するステップと、
画像フィルタのサンプルレートを、所定のサンプルレートから増大させたサンプルレートまで増大させるステップであって、増大させたサンプルレートにおいて近傍サンプル点間に中間サンプル点が位置するステップと、
所定のサンプルレートであって、その近傍サンプル点の近傍間に中間サンプル点を含む所定のサンプルレートで別の画像フィルタを用意するステップと、
画像フィルタをほぼ表す１つ以上の波形に基づいて、各中間サンプル点に対する重み付けを計算するステップと、
各中間サンプル点において画像フィルタに重み付けを施すステップと、
画像フィルタを他方の画像フィルタに適用して複合画像フィルタを用意するステップであって、前記画像フィルタが、画像フィルタと他方の画像フィルタとの畳み込みによって適用され、前記畳み込みが、画像フィルタの近傍サンプル点のうち少なくとも１つが他方の画像フィルタの中間サンプル点のうち少なくとも１つと一致するように、画像フィルタを他方の画像フィルタに対応させてシフトすることを含むステップと、
複合画像フィルタを用いて画像信号をフィルタリングするステップと、
を含む。
本発明の第５の態様により、変換器または計測器の変位から得られる電子信号を含むデジタル信号をデジタルフィルタリングする方法を提供し、前記方法は、
近傍サンプル点を含む所定のサンプルレートでデジタルフィルタを用意するステップと、
音声フィルタのサンプルレートを所定のサンプルレートから増大させたサンプルレートまで増大させるステップであって、増大させたサンプルレートにおいて近傍サンプル点間に中間サンプル点が位置するステップと、
所定のサンプルレートであって、その近傍サンプル点の近傍間に中間サンプル点を含む所定のサンプルレートで別のデジタルフィルタを用意するステップと、
デジタルフィルタをほぼ表す１つ以上の波形に基づいて各中間サンプル点に対する重み付けを計算するステップと、
各中間サンプル点においてデジタルフィルタに重み付けを施すステップと、
デジタルフィルタを他方のデジタルフィルタに適用して複合デジタルフィルタを用意するステップであって、前記デジタルフィルタが、デジタルフィルタと他方のデジタルフィルタとの畳み込みによって適用され、前記畳み込みが、デジタルフィルタの近傍サンプル点のうち少なくとも１つが他方のデジタルフィルタの中間サンプル点のうち少なくとも１つと一致するように、デジタルフィルタを他方のデジタルフィルタに対応させてシフトすることを含むステップと、
複合デジタルフィルタを用いてデジタル信号をフィルタリングするステップと、
を含む。
ここに説明する本発明の一部の実施形態は、音声信号をデジタルフィルタリングする方法に関するものであり、以下の添付の図面を参照して、単に一例として説明するものである。
図１は、デジタル音声の録音および再生について本発明の実施形態を適用する概略図である。 図２は、本発明の一部の実施形態の音声フィルタのインパルス応答である。 図３は、サンプルレートを増大させた図２のインパルス応答の拡大図である。 図４は、インパルス応答のサンプルレートを増大させる一例の方法の概略図である。 図５は、相当する音声値にかけられる中間サンプル点に対する重み付けを表すグラフである。 図６は、本発明の一実施形態によるサンプルレートを調整する一例の方法の概略図である。 図７は、インパルス応答のサンプルレートを増大させる別の一例の方法の概略図である。 図８は、本発明の一部の実施形態による各インパルス応答に適用した平均曲線を説明するものである。 図９は、本発明の一部の実施形態による各インパルス応答に適用した平均曲線を説明するものである。 図１０は、インパルス応答の周波数を関数とした異なる幅の平均曲線を表すグラフである。 図１１は、サンプリングを調整していない周波数応答と比較した、サンプリングを調整した本発明の一実施形態のフィルタの周波数応答である（破線で詳細に示す）。
ここにおける本発明の実施形態の一部は、複合音声フィルタを適用することにより音声信号をデジタルフィルタリングする方法に向けたものである。複合音声フィルタは、一方の音声フィルタを別の音声フィルタに適用することにより得られ得るものであり、それぞれのフィルタは、近傍サンプル点を含む同一の所定のサンプルレートを有する。他方の音声フィルタはまた、その近傍サンプル点の近傍間に１つ以上の介在サンプル点を含むものもある。一方の音声フィルタは、他方の音声フィルタに対応させて調整されたサンプルレートで他方の音声フィルタに適用され得る。一部の実施形態では、調整されたサンプルレートが、他方のフィルタの近傍サンプル点の数に対応する介在サンプル点の数と反比例するものもあり得る。
図１は、デジタル音声の録音および再生に本発明の一部の実施形態を適用したものを示している。アナログ音声信号１０は、アナログ−デジタルコンバータ（ＡＤＣ）１２でデジタル音声信号に変換され得る。デジタル音声信号には、その後、デジタルプロセッサ１４において、例えば音声イコライゼーション（ＥＱ）の信号処理が施され得る。処理されたデジタル信号は、サンプルレートを増大させられる前に記録メモリ１６でダウンサンプルされて記録され、再生前にそのレゾリューションを増大させられる。レゾリューションが比較的高いこのデジタル音声信号は、その後、デジタル−アナログコンバータ（ＤＡＣ１８）でアナログ信号２０に再変換され得る。
本発明の一部の実施形態は、
ｉ）デジタル音声信号がサンプルレートを増大させられるか、またはオーバーサンプリングされるＡＤＣ１２であって、一部の実施形態では重み付けを施すＡＤＣ１２、
ｉｉ）デジタル信号プロセッサ１４、または、例えばデジタル信号がローパスフィルタまたはバンドパスフィルタによってフィルタリングされ得るＥＱに関連するデジタルフィルタ、および／または、
ｉｉｉ）フィルタリングされた音声信号が、再生前にサンプルレートが増大させられ得るか、またはアップサンプリングされ得る、記録メモリ１６のダウンストリーム、
において適用可能であることが理解されるものである。
ここにおける一部の実施形態は、コンピュータプログラムコードまたはソフトウェアに組み込まれた方法に関する。デジタル信号プロセッサ１４のデジタルフィルタは、特定の周波数応答によって表され得る。特定の周波数応答は、一般に、本発明の様々な実施形態のソフトウェアまたは方法によって特徴づけられ得るフィルタのインパルス応答によって決まり得る。ここに記載した一部の実施形態は基本のタイプの周波数応答を含み得るものであり、デジタルフィルタは、この周波数応答によって、ローパスフィルタ、ハイパスフィルタ、バンドパスフィルタ、および帯域除去フィルタまたはノッチフィルタを含めて分類され得る。デジタルフィルタは、有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタまたは無限インパルス応答（ＩＩＲ）フィルタとして大きく分類され得る。
一部の実施形態では、調整されたサンプルレートを含めた音声フィルタリングを容易に理解するために、複合音声フィルタは、簡素化のために二つの（２）音声フィルタから得られるが、いかなる数のフィルタも使用し得ることが理解されるものである。複合音声フィルタは、一般に、一列のフィルタを含み得る。
一部の実施形態では、一列のフィルタは共に、フィルタリングされる音声信号またはスペクトルを表す周波数帯域幅を定め得るものである。一部の実施形態では、各フィルタに送られたインパルスによってインパルス応答が発生する。各フィルタのインパルス応答は、次の数式により、シンク関数によって表され得る。
Figure 2016519482
ここで、Ｉｐｆは、ローパスフィルタのための折点周波数であり、ｘはｘ軸の時間変数，ｅ−（ｑｘ）２は平均曲線を表しており、ｑは平均曲線のアスペクト比を表している。シンク関数が余弦成分の和であることは、理解されるものである。
図２は、数式１のインパルス応答を説明するものである。ａ［０］はインパルスが発生した時点であり、ａ［ｎ］はインパルス応答の近傍サンプル点を示しており、ここでｎは、所定のサンプルレートにおけるサンプル点の数であることが理解されるものとする。一部の実施形態では、所定のサンプルレートは４４．１ｋＨｚ（サンプル毎秒）であり得るが、他のいかなるサンプルレートも目的に応じて使用し得ることは理解されるものである。
一部の実施例では、各音声フィルタが、所定のサンプルレートから増大させられたサンプルレートとなり得る。図３は、サンプルレートを増大サンプルレートまで増大させた図２のインパルス応答の拡大図を説明するものである。単に説明することを目的として、ａ［０］およびａ［１］などの近傍サンプル点間に、ａ［０ａ］からａ［０ｉ］まで割り当てて等間隔に配置した９つ（９）の中間サンプル点を配置し、所定のサンプルレートを１０倍（１０）に増大させた。所定のサンプルレートは、実際には、増大サンプルレートが４４，１００ｋＨｚとなる１，０００倍まで増大させられ得る。
一部の実施形態では、フィルタを相互に畳み込むことによって、複合音声フィルタを得るものもある。パルス応答ａおよびｂのこの畳み込みは、サンプルの配列によって表され得るものであり、これはまた次の数式によっても数学的に定義可能である。
Figure 2016519482
ここで、Ｎは、インパルス応答ａおよびｂそれぞれに対するサンプルの数であり、ｋは、インパルス応答ｂの各サンプルの０からＮ−１までである。このため、サンプルの配列は、２Ｎ−１行および２Ｎ−１列を含むことになる。配列の各行のサンプル値の和は、複合音声フィルタを表し得る。一部の実施形態では、複合音声フィルタは、インパルス応答を無限数のサンプルにわたって積分することにより数学的に表され得る。
複合音声フィルタは、一部の実施例では、ナイキスト周波数に近づけたローパスフィルタであり得る。ナイキスト周波数以上の周波数は、実質的には、様々なインパルス応答においてサンプルレートを増大させる際に除去される。複合フィルタまたは他の複合フィルタは、目的に応じ、バンドパスフィルタまたは帯域除去フィルタとしても機能し得る。
一部の実施形態では、複合音声フィルタは、増大させられたサンプルレートで高まった精度の利点を得て“構築され”得る。複合音声フィルタは、音声信号をフィルタリングする前に、所定のサンプルレートに戻され得る。複合フィルタはこのように、仮想サンプルレートを増大させた状態で、所定のサンプルレートで音声信号に適用され得るものであり、プロセッサ電力の観点では負担が少ない。
一部の実施形態では、各音声フィルタにおけるサンプルレートの増大が、ｉ）シフトさせた近傍音声信号、および／またはｉｉ）拡大させた仮想音声信号を含み得る様々な方法によって実行され得る。
シフトさせた音声信号を用いたインパルス応答の重み値については、近傍のインパルス応答が、定められるべき中間サンプル点の両側に指定され得る。これらの指定された近傍信号はそれぞれ、近傍サンプル点と中間サンプル点との間でタイムドメインでシフトされ得る。一部の実施例では、それぞれシフトされ指定された近傍インパルス応答が相当する中間サンプル点でもたらす値の和によって、適切な重み付けが算出され得る。この方法を、図４に概略的に示す。重み付けは、所定数の近傍サンプル点、例えば１，０２４個のサンプル点にわたりかけられ得る。
図５は、相当するインパルス応答に施されるａ［ｏａ］からａ［ｏｉ］までの各中間サンプル点に対する重み付けを説明するものである。
一部の実施形態では、音声フィルタの畳み込みが、音声フィルタの近傍サンプル点が、それが適用される他の音声フィルタの少なくとも介在サンプル点のそれぞれと一列に並ぶかまたは一致するように調整されたサンプルレートで実行され得る。これには、音声フィルタを、他方の音声フィルタに対応させて調整されたサンプルレートでシフトすることが含まれ得る。例えば、他方の音声フィルタがその近傍サンプル点の近傍間のほぼ中間に位置する介在サンプル点を含む場合、フィルタを相互に適用するために調整されたサンプルレートは、所定のサンプルレートのほぼ二分の一となり得る。図６は、サンプルレートを調整する１つの方法を概略的に説明するものである。一部の実施形態では、フィルタのサンプルレートは、例えば、ナイキスト周波数が約２２ｋＨｚである場合、フィルタの周波数を例えばナイキスト周波数の約二分の一、すなわち約１１ｋＨｚまで半減させることにより、調整され得る。
サンプルレートは、一部の実施形態では、一インパルス応答おきに畳み込むことにより調整され得る。これは、図６の最上段のインパルス応答が、実線で詳細に示した３つの（３）インパルス応答と畳み込まれ、破線で詳細に示したその他のインパルス応答は事実上無視されることを意味する。結果として得られる音声フィルタ、すなわち複合音声フィルタは、破線で詳細に示した図６の最下段のインパルス応答であり、一部の実施例では、次の数式により表すことができる。
Figure 2016519482
所定のサンプルレート４４．１ｋＨｚに対して、本例で調整されたサンプルレートは、２２．０５ｋＨｚである。他方の音声フィルタがその近傍サンプル点の近傍間に９つの（９）介在サンプル点を含む場合、調整されたサンプルレートは、所定のサンプルレートの十分の一となり得る。これは、所定のサンプルレート４４．１ｋＨｚに対応させて調整されたサンプルレート４．４１ｋＨｚに相当する。サンプルレートを調整することにより、各中間サンプル点に対する重み付けを計算する際の指定された近傍サンプル点のシフトが“補正される”と理解される。指定された近傍サンプルのタイムドメインでのシフトは、概して、音声フィルタの畳み込みにおけるサンプルレートの調整と比例する。このため、指定された近傍信号を近傍サンプル点と中間サンプル点との中間にシフトすることは、サンプルレートを約二分の一倍に調整することを意味し得る。
インパルス応答ａおよびｂの畳み込みにより、例えば数式２によって表されるサンプルの配列がもたらされ得る。しかし、調整されたサンプルレートによれば、インパルス応答ａにはＮ個のサンプル、インパルス応答ｂにはＭ個のサンプルがあり得る。このためサンプルの配列は、｛Ｎ＋Ｍ｝−１行およびＭ列を含み得る。配列の各行に対するサンプル値の和は、複合音声フィルタを表し得る。
拡大させた仮想音声信号を用いたインパルス応答の値の重み付けでは、相当するインパルス応答が仮想インパルス応答として事実上複製され、そのタイムドメインは定められる中間サンプル点と一列に並ぶようにシフトされる。仮想され、シフトされたインパルス応答は、その後、そのタイムドメインで拡大され得る。一部の実施例では、近傍サンプル点における拡大させたインパルス応答の値を合計することによって、適切な重み付けが計算され得る。この方法を、図７に概略的に示す。重み付けは、所定数の近傍サンプル点、例えば１，０２４個のサンプル点にわたり適用されることが望ましい。
一部の実施形態では、指定された近傍信号が、タイムドメインで約２倍に拡大され得る。これにより、所定のサンプルレートの二分の一に調整したサンプルレートが“補正”され得る。中間サンプル点に対する重み付けを計算するのに他の拡大因子が用いられ、調整されたサンプルレートがこの拡大因子に反比例し得ることは、理解されるものである。
一部の実施形態では、インパルス応答に適用した平均曲線が、それが適用されるインパルス応答の周波数に比例する幅に調整され得る。図８は、比較的高い周波数を有するインパルス応答に適用される約４つ（４）のサンプルからなる幅を有する平均曲線を説明するものである。図９は、比較的低い周波数を有する別のインパルス応答に適用された約８つ（８）のサンプルからなる幅を有する調整された平均曲線を示すものである。両例では、平均曲線の幅、つまりｑが、対応するインパルス応答の周波数にほぼ比例し得るのが見られる。これは図１０に概略的に示されており、平均曲線の幅がｚ軸において増大し、インパルス応答の周波数が低減している。
図１１の周波数応答の比較曲線から、調整されたサンプルレートにより、周波数応答が理想化ローパスフィルタをより表し得ることがわかる。本発明の一実施形態により調整されたサンプルレートを用いた周波数応答は、調整されたサンプルレートのない周波数応答と比較して、よりベル状の特徴を示している（破線で詳細に示した）。
本発明のいくつかの実施形態を説明した今、音声信号をデジタルフィルタリングする方法が、少なくとも従来の技術を上回る以下の利点を有することが当業者に明らかであると思われる。
１．複合音声フィルタは、その周波数応答において比較的“滑らかな”フィルタをもたらす増大させたサンプルレートで得られ得る。
２．複合フィルタは、例えばＥＱについて改善されたフィルタリングをもたらし得る。
３．複合フィルタの“設計”は、大幅に増大させたサンプルレートのフィルタで構築される限り、アナログに近いものであり得る。
４．複合音声フィルタは、アナログフィルタおよび従来のデジタルフィルタに本来ある不要な共振を、大幅に低減させ得る。
５．この方法により、より滑らかで、この点でよりアナログフィルタに近い周波数応答がもたらされる。
６．複合フィルタは、サンプルレートの増大を必要とせずに、比較的高いレゾリューションで相当する音声に適用され得る。
７．フィルタリングされた音声は、フィルタリングされる信号に対して、実質的に位相コヒーレントであり得る。
当業者は、ここに説明した本発明は、具体的に説明した内容の変形および変更が可能であることを理解するものとする。例えば、インパルス応答は、実際にはいかなる波形でもあり得る。インパルス応答は、数式で表した場合、シンク関数に限定されず、他の波形も含まれる。例えば、
ｉ）タイムドメインで表された絶対値の正弦関数、
ｉｉ）ゼロ（０）から正の無限大のみまでの値の正弦関数、
ｉｉｉ）正の値のみのシンク関数（余弦成分の和）、
であるが、限定はされない。
音声信号の処理は、音響効果に限定される必要はなく、超音波およびソナーを含む他の音声の応用にまで及ぶ。本発明はまた、音声信号の他に、計測器、例えば、一般に変位を電子信号に変換するひずみ計または他の変換器から得られるような物理的変位から得られる信号を含む他の信号にまで及ぶ。本発明はまた、デジタル通信に関連する信号のデジタルフィルタリングをも含む。
一部の実施形態における本発明は、画像化に適用され得る。例えば、画像の画素マトリクス内の各画素が、調整されたサンプルレートでフィルタを相互に適用することにより得られる複合フィルタを用いて、フィルタリングされ得る。調整されたサンプルレートは、他方のフィルタの近傍サンプル点の数に対応させた介在サンプル点の数に反比例し得る。
すべてのこのような変形および変更は、本発明の範囲内にあると考慮されるものであり、その特性は上述の説明から定められるものである。

Claims (25)

  1. 音声信号をデジタルフィルタリングする方法であって、前記方法が、
    近傍サンプル点を含む所定のサンプルレートの音声フィルタを用意するステップと、
    所定のサンプルレートであって、その近傍サンプル点の近傍間に介在サンプル点を含む所定のサンプルレートで別の音声フィルタを用意するステップと、
    前記音声フィルタを前記他方の音声フィルタに適用して複合音声フィルタを用意するステップであって、前記フィルタが、前記他方の音声フィルタに対応させて調整されたサンプルレートで適用されるステップと、
    前記複合音声フィルタを用いて前記音声信号をフィルタリングするステップと、
    を含むことを特徴とする方法。
  2. 請求項１に記載の方法において、前記調整されたサンプルレートが、前記他方のフィルタの近傍サンプル点の数に対応する介在サンプル点の数に反比例することを特徴とする方法。
  3. 請求項１または２の何れか１項に記載の方法において、前記音声フィルタを前記他方の音声フィルタに適用する前記ステップが、前記音声フィルタと前記他方の音声フィルタとをそれぞれ、前記各近傍サンプル点と少なくとも前記各介在サンプル点とにおいて畳み込むことを含むことを特徴とする方法。
  4. 請求項３に記載の方法において、前記畳み込みが、前記他方の音声フィルタに対応させた前記調整されたサンプルレートの前記音声フィルタを、前記音声フィルタの前記近傍サンプル点のうち少なくとも１つが前記他方の音声フィルタの前記介在サンプル点のうち少なくとも１つと一致するようにシフトすることを含むことを特徴とする方法。
  5. 請求項１乃至４の何れか１項に記載の方法において、前記介在サンプル点がその近傍サンプル点の近傍間のほぼ中間に位置し、前記フィルタを相互に適用するために前記調整されたサンプルレートが前記所定のサンプルレートの約二分の一であることを特徴とする方法。
  6. 請求項１乃至５の何れか１項に記載の方法が、さらに、前記音声フィルタの前記サンプルレートを、前記所定のサンプルレートから増大させたサンプルレートまで増大させるステップを含むことを特徴とする方法。
  7. 請求項６に記載の方法において、前記音声フィルタの前記サンプルレートを増大させる前記ステップが、
    前記所定のサンプルレートの近傍サンプル点間に前記増大させたサンプルレートの中間サンプル点を定めるステップと、
    （ｉ）近傍音声信号を前記各近傍サンプル点に指定するステップと、（ｉｉ）前記各指定された近傍信号を前記近傍サンプル点と前記中間サンプル点との間でタイムドメインでシフトするステップと、（ｉｉｉ）前記中間サンプル点における前記シフトされた近傍信号の値を合わせて重み付けを得るステップとを含む、前記各中間サンプル点に対する前記重み付けを計算するステップと、
    前記音声信号または関連する音声信号に前記各中間サンプル点において前記重み付けを施すステップと、
    を含むことを特徴とする方法。
  8. 請求項７に記載の方法において、前記指定された近傍サンプルが、前記近傍サンプル点と前記中間サンプル点との間のほぼ中間にタイムドメインでシフトされることを特徴とする方法。
  9. 請求項６に記載の方法において、前記音声フィルタの前記サンプルレートを増大させる前記ステップが、
    前記所定のサンプルレートの近傍サンプル点間に前記増大させたサンプルレートの中間サンプル点を定めるステップと、
    （ｉ）前記音声信号に相当し、かつ前記中間サンプル点と一列に並ぶようにそのタイムドメインでシフトされた波形の仮想音声信号を設けるステップと、（ｉｉ）前記シフトさせた仮想音声信号をタイムドメインで拡大させるステップと、（ｉｉｉ）前記近傍サンプル点における前記拡大させた仮想音声信号の値を合わせて重み付けを得るステップとを含む、前記各中間サンプル点に対する重み付けを計算するステップと、
    前記各中間サンプル点において前記音声信号または関連する音声信号に重み付けを施すステップと、
    を含むことを特徴とする方法。
  10. 請求項９に記載の方法において、前記仮想音声信号がタイムドメインで約２倍に拡大されることを特徴とする方法。
  11. 請求項７乃至１０の何れか１項に記載の方法において、前記重み付けが、所定数の前記近傍サンプル点にわたり施されることを特徴とする方法。
  12. 請求項１乃至１１の何れか１項に記載の方法において、前記複合音声フィルタが一列のフィルタを含むことを特徴とする方法。
  13. 請求項１乃至１２の何れか１項に記載の方法において、前記複合音声フィルタが、フィルタリングされる前記音声信号を概して表す周波数帯域幅を共に定める複数の複合音声フィルタのうちの１つであることを特徴とする方法。
  14. 請求項１乃至１３の何れか１項に記載の方法において、前記複合音声フィルタが、ナイキスト周波数に近いローパスフィルタまたはバンドパスフィルタであることを特徴とする方法。
  15. 請求項１乃至１４の何れか１項に記載の方法において、前記音声フィルタおよび／または前記他方の音声フィルタが、前記フィルタに送られたインパルスによって発生したインパルス応答によって表されることを特徴とする方法。
  16. 請求項１５に記載の方法において、前記方法がさらに、平均曲線を前記インパルス応答に適用するステップを含むことを特徴とする方法。
  17. 請求項１６に記載の方法において、前記平均曲線が、それが適用される前記インパルス応答の周波数に比例する幅に調整されることを特徴とする方法。
  18. 請求項１５乃至１７の何れか１項に記載の方法において、前記インパルス応答が、シンク関数によってタイムドメインで表されることを特徴とする方法。
  19. 請求項１５乃至１７の何れか１項に記載の方法において、前記インパルス応答が、絶対値の正弦関数によってタイムドメインで表されることを特徴とする方法。
  20. 各所定のサンプルレートの複数の音声フィルタを用いて音声信号をデジタルフィルタリングさせる指示を含むコンピュータまたはデバイス可読媒体であって、前記指示が、プロセッサによって実行された際に、前記プロセッサに、
    前記フィルタのうちの一方を前記フィルタのうちの別のフィルタに適用して複合音声フィルタを用意させ、
    前記複合音声フィルタを用いて前記音声信号をフィルタリングさせる、
    ことを特徴とし、
    前記フィルタのうちの一方のフィルタが、前記フィルタのうちの他方のフィルタに対応させて調整されたサンプルレートで適用されることを特徴とする、コンピュータまたはデバイス可読媒体。
  21. 音声信号をデジタルフィルタリングするシステムであって、前記システムが、
    近傍サンプル点を含む所定のサンプルレートの音声フィルタと、
    前記所定のサンプルレートであって、その近傍サンプル点の近傍間に介在サンプル点を含む前記所定のサンプルレートの別の音声フィルタと、
    前記音声フィルタを前記他方の音声フィルタに適用して複合音声フィルタを用意し、前記複合音声フィルタを用いて前記音声信号をフィルタリングするプロセッサであって、前記フィルタが前記他方の音声フィルタに対応させて調整されたサンプルレートで適用されるプロセッサと、
    を含むことを特徴とするシステム。
  22. 信号をデジタルフィルタリングする方法であって、前記方法は、
    近傍サンプル点を含む所定のサンプルレートの音声フィルタを用意するステップと、
    前記所定のサンプルレートであって、その近傍サンプル点の近傍間に介在サンプル点を含む前記所定のサンプルレートで別の音声フィルタを用意するステップと、
    前記音声フィルタを前記他方の音声フィルタに適用して複合音声フィルタを得るステップであって、前記フィルタが前記他方の音声フィルタに対応させて調整されたサンプルレートで適用されるステップと、
    前記複合音声フィルタを用いて前記音声信号をフィルタリングするステップと、
    を含むことを特徴とする方法。
  23. 請求項２２に記載の方法において、前記信号が、画像または画像からの一画素であることを特徴とする方法。
  24. 請求項２２に記載の方法において、前記信号が、変換器または計測器の変位から得られる電子信号であることを特徴とする方法。
  25. 実行された際、請求項１乃至１９または２２乃至２４の何れか１項に記載の方法を提供することを特徴とするコンピュータプログラムコード。

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Families Citing this family (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
SE537818C2 (sv) * 2013-04-05 2015-10-27 Ten Medical Design Ab Strålskyddande material
US10536136B2 (en) 2014-04-02 2020-01-14 Lachlan Paul BARRATT Modified digital filtering with sample zoning
WO2015189533A1 (en) * 2014-06-10 2015-12-17 Meridian Audio Limited Digital encapsulation of audio signals
US20170250676A1 (en) * 2014-09-26 2017-08-31 Lachlan BARRATT Audio processing with modified convolution
WO2016044895A1 (en) * 2014-09-26 2016-03-31 Barratt Lachlan Improved digital processing of audio signals utilizing cosine functions
WO2016179648A1 (en) * 2015-05-08 2016-11-17 Barratt Lachlan Controlling dynamic values in digital signals
CN109065064B (zh) * 2018-08-09 2020-10-20 歌尔科技有限公司 一种生成eq曲线的方法、音频输出的方法及输出设备
CN109459612A (zh) * 2019-01-09 2019-03-12 上海艾为电子技术股份有限公司 数字音频信号的采样频率的检测方法及装置
TW202105908A (zh) * 2019-06-26 2021-02-01 美商杜拜研究特許公司 具有改善頻率解析度的低延遲音訊濾波器組
CN114339582B (zh) * 2021-11-30 2024-02-06 北京小米移动软件有限公司 双通道音频处理、方向感滤波器生成方法、装置以及介质

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2008197284A (ja) * 2007-02-09 2008-08-28 Sharp Corp フィルタ係数算出装置、フィルタ係数算出方法、制御プログラム、コンピュータ読み取り可能な記録媒体、および、音声信号処理装置
US20090319065A1 (en) * 2008-06-19 2009-12-24 Texas Instruments Incorporated Efficient Asynchronous Sample Rate Conversion
WO2011063361A1 (en) * 2009-11-20 2011-05-26 Maxlinear, Inc. Integrated if saw filter in baseband digital design for analog tv (or hybrid) tuner

Family Cites Families (43)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS63103509A (ja) * 1986-10-20 1988-05-09 Sony Corp デジタルフイルタ
CA1324674C (en) * 1988-08-18 1993-11-23 Ronald W. Potter Method and apparatus for interpolating between data samples
US5235534A (en) * 1988-08-18 1993-08-10 Hewlett-Packard Company Method and apparatus for interpolating between data samples
US5075880A (en) * 1988-11-08 1991-12-24 Wadia Digital Corporation Method and apparatus for time domain interpolation of digital audio signals
US5170369A (en) * 1989-09-25 1992-12-08 E-Mu Systems, Inc. Dynamic digital IIR audio filter and method which provides dynamic digital filtering for audio signals
JP2779983B2 (ja) 1991-07-29 1998-07-23 株式会社河合楽器製作所 電子楽器
US5422827A (en) * 1993-02-12 1995-06-06 Cirrus Logic, Inc. Integrated video scaling and sharpening filter
US5592403A (en) * 1993-03-11 1997-01-07 Monolith Technologies Corporation Digital-to-analog converter including integral digital audio filter
JPH06283968A (ja) * 1993-03-26 1994-10-07 Sony Corp ディジタル信号演算装置
US6128539A (en) 1994-08-30 2000-10-03 Texas Instruments Incorporated Method and apparatus for forming image scaling filters
JPH09243679A (ja) * 1996-03-05 1997-09-19 Takayoshi Hirata 任意区間波形を用いた非調和的周波数分析法
US6236731B1 (en) * 1997-04-16 2001-05-22 Dspfactory Ltd. Filterbank structure and method for filtering and separating an information signal into different bands, particularly for audio signal in hearing aids
US5907295A (en) * 1997-08-04 1999-05-25 Neomagic Corp. Audio sample-rate conversion using a linear-interpolation stage with a multi-tap low-pass filter requiring reduced coefficient storage
JP2002506603A (ja) * 1998-04-27 2002-02-26 コーニンクレッカ フィリップス エレクトロニクス エヌ ヴィ 多項式補間を用いたサンプルレート変換器
US6487573B1 (en) * 1999-03-26 2002-11-26 Texas Instruments Incorporated Multi-rate digital filter for audio sample-rate conversion
EP1104101A3 (en) * 1999-11-26 2005-02-02 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Digital signal sub-band separating / combining apparatus achieving band-separation and band-combining filtering processing with reduced amount of group delay
DE60131115T2 (de) * 2000-06-02 2008-08-14 Texas Instruments Inc., Dallas Abtastratenumwandler und Verfahren
US7002997B2 (en) * 2001-06-22 2006-02-21 Winbond Electronics Corp. Interpolation filter structure
US7007052B2 (en) * 2001-10-30 2006-02-28 Texas Instruments Incorporated Efficient real-time computation
US7253753B2 (en) * 2002-02-26 2007-08-07 Broadcom Corporation Method and apparatus of performing sample rate conversion of a multi-channel audio signal
JP2004120182A (ja) * 2002-09-25 2004-04-15 Sanyo Electric Co Ltd デシメーションフィルタおよびインターポレーションフィルタ
US7167112B2 (en) * 2003-03-21 2007-01-23 D2Audio Corporation Systems and methods for implementing a sample rate converter using hardware and software to maximize speed and flexibility
US7908306B1 (en) * 2003-03-21 2011-03-15 D2Audio Corp SRC with multiple sets of filter coefficients in memory and a high order coefficient interpolator
US7336793B2 (en) 2003-05-08 2008-02-26 Harman International Industries, Incorporated Loudspeaker system for virtual sound synthesis
JP2005217837A (ja) * 2004-01-30 2005-08-11 Sony Corp サンプリングレート変換装置およびその方法、並びに、オーディオ装置
EP1684428A1 (en) * 2005-01-13 2006-07-26 Deutsche Thomson-Brandt Gmbh Sample rate converter
US7599451B2 (en) * 2005-05-11 2009-10-06 Sigmatel, Inc. Sample rate conversion module and applications thereof
EP4372743A2 (en) * 2006-01-27 2024-05-22 Dolby International AB Efficient filtering with a complex modulated filterbank
US7831001B2 (en) * 2006-12-19 2010-11-09 Sigmatel, Inc. Digital audio processing system and method
CN101262662B (zh) * 2007-06-29 2011-02-09 浙江华立通信集团有限公司 用于3g和4g终端的音调生成方法及装置
JP2009128559A (ja) * 2007-11-22 2009-06-11 Casio Comput Co Ltd 残響効果付加装置
CN102132342B (zh) * 2008-07-29 2014-05-28 法国电信 一种通过内插滤波器更新编码器的方法
US8467891B2 (en) * 2009-01-21 2013-06-18 Utc Fire & Security Americas Corporation, Inc. Method and system for efficient optimization of audio sampling rate conversion
US8971551B2 (en) * 2009-09-18 2015-03-03 Dolby International Ab Virtual bass synthesis using harmonic transposition
CN101930736B (zh) 2009-06-24 2012-04-11 展讯通信（上海）有限公司 基于子带滤波框架的解码器的音频均衡方法
EP2341621A3 (en) 2009-12-12 2012-08-08 Telefonaktiebolaget LM Ericsson (publ) Method and arrangement for sampling rate conversion
CA2792452C (en) * 2010-03-09 2018-01-16 Fraunhofer-Gesellschaft Zur Foerderung Der Angewandten Forschung E.V. Apparatus and method for processing an input audio signal using cascaded filterbanks
US8755460B2 (en) * 2010-07-30 2014-06-17 National Instruments Corporation Phase aligned sampling of multiple data channels using a successive approximation register converter
US8644520B2 (en) * 2010-10-14 2014-02-04 Lockheed Martin Corporation Morphing of aural impulse response signatures to obtain intermediate aural impulse response signals
TWI517028B (zh) 2010-12-22 2016-01-11 傑奧笛爾公司 音訊空間定位和環境模擬
US8943117B1 (en) * 2011-04-18 2015-01-27 Arthur Torosyan Method and apparatus for hybrid digital filtering
WO2013049858A1 (en) * 2011-09-30 2013-04-04 Creative Technology Ltd A novel efficient digital microphone decimation filter architecture
US9531343B2 (en) * 2015-03-20 2016-12-27 Texas Instruments Incorporated Systems and methods of variable fractional rate digital resampling

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2008197284A (ja) * 2007-02-09 2008-08-28 Sharp Corp フィルタ係数算出装置、フィルタ係数算出方法、制御プログラム、コンピュータ読み取り可能な記録媒体、および、音声信号処理装置
US20090319065A1 (en) * 2008-06-19 2009-12-24 Texas Instruments Incorporated Efficient Asynchronous Sample Rate Conversion
WO2011063361A1 (en) * 2009-11-20 2011-05-26 Maxlinear, Inc. Integrated if saw filter in baseband digital design for analog tv (or hybrid) tuner

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