CN101262662B - 用于3g和4g终端的音调生成方法及装置 - Google Patents

Abstract

本发明提出一种用于TD-SCDMA、Beyond3G、4G终端的音调生成方法及装置。该音调生成装置采用基于IIR(无限冲击响应)滤波器的数字振荡器实现，可以产生两个任意振幅、频率和相位的正弦波的叠加信号，不仅可产生标准的DTMF信号，而且能产生任意双音信号。

Description

用于3G和4G终端的音调生成方法及装置 

技术领域

本发明提出一种用于TD-SCDMA、B3G(Beyond3G)、4G(第四代移动通信)终端的音调生成方法及装置，属移动通信技术制造领域。 

背景技术

为实现通信过程中终端可以发出DTMF(双音多频)信号的功能，终端中需要具备音调生成器。目前有很多实现音调生成器的算法；其中很多被修改定制以应用于广泛的众所周知的定点处理器的DSP处理器架构。一些常用算法有：相位累加器频率合成法，整型delta直接查表法，数字振荡器法和截断泰勒级数近似法。每种方法都有它们的优缺点。 

相位累加器频率合成算法运用了定点DSP累加器的溢出特性。因为音调生成器计算正弦序列的连续采样，连续的相位参量(正弦波的参数)之间的差是一个固定量，对该固定相位量要进行归一化使得当预期的正弦波的一个周期到达时，累加器溢出，并且该累加器被有效地复位成新周期开始相位。对于每一个要生成的样本，上述相位恒定参量被加入到累加器中。这里，必须计算这个相位的正弦。下列方法中任何一种都可以用于完成这项工作：直接查表法，基于三角计算的查表法，截断泰勒级数近似法。当周期结束时，累加器溢出，并有效复位成新周期的开始相位。 

在整型Delta直接查表算法中，一个大小为N的大表包含单位周期内均匀分布的采样的正弦值。这个表采用基于初始相位和期望频率为模的方法来寻址。用这种方法，在单个周期内计算预期的正弦函数的采样。 

数字振荡器方法中，计算一个正弦波作为线性时不变(LTI)系统的输出。这个线性时不变(LTI)系统的输入是一个脉冲，其输出脉冲响应为预期的正弦波。这个滤波器的系数决定预期的相位、频率和振幅。修改系数即可有效地定位出单位圆上一个特定弧度频率的复极点。 

截断泰勒级数近似算法中，如同多项式近似，采用因果的、实正弦级数表示有限的泰勒级数。普遍认为，用正弦表示截断(3或4阶)的泰勒级数的结果可以被接受。 

发明内容

本发明提出一种采用基于IIR(无限冲击响应)滤波器的数字振荡器，实现通用的任意相位的音调生成器的方法和装置。该方法和装置可以产生两个任意振幅、频率和相位的正弦波的叠加信号。不仅可产生标准的DTMF信号，而且能产生任意双音信号。 

一、音调生成系统构成

图1是本设计提出的用于TD-SCDMA、Beyond3G、4G终端的音调生成装置组成框图。该音调生成装置由以下部件构成： 

(1)终端数字基带的CPU(101)， 

(2)终端数字基带的数字信号处理器DSP(102)， 

(3)包含在DSP102内部的音调生成器(103)， 

(4)脉冲密度调制器PDM(104)， 

(5)脉冲密度调制器片外RC低通滤波器(105)， 

(6)振铃器(106)， 

(7)音频模拟前端VBAFE(107)， 

(8)扬声器(108)， 

(9)时钟生成器(109)， 

对上述组成说明如下： 

(1)CPU101与时钟发生器109、DSP102之间存在接口进行通信。其中：1)CPU101可向DSP102发出音调生成请求信号，该请求信号不仅请示DSP102用其中的音调生成器103发出音调信号，而且指示出DSP102用音调生成器103发出的音调信号的类型；2)CPU接收来自时钟发生器109输出的工作时钟信号。 

(2)DSP102与CPU101、时钟生成器109、脉冲密度调制器104、音频模拟前端VBAFE107之间存在接口进行通信。并且，DSP102内部包含音调生成器103(以DSP固件的形式实现)。其中：1)DSP102接收来自CPU101的音调生成请求信号；2)DSP102接收来自时钟发生器109的工作时钟信号；3)DSP102可将生成的音调信号的数字波形发给脉冲密度调制器104、音频模拟前端VBAFE107。 

(3)音调生成器103包含在DSP102的内部，以DSP固件的形式实现。 

(4)脉冲密度调制器PDM104与DSP102、时钟生成器109、片外RC低通滤波器105之间存在接口进行通信。其中：1)脉冲密度调制器PDM104接收来自DSP102的音调信号的数字波形；2)脉冲密度调制器PDM104接收来自时钟发生器109的工作时钟；3)脉冲密度调制器PDM104将音调信号的数字波形转换成密度调制的脉冲信号序列，发送到片外RC低通滤波器105。 

(5)脉冲密度调制器片外RC低通滤波器105与脉冲密度调制器PDM104、振铃器106之间存在接口进行通信。其中：1)RC低通滤波器105接收来自脉冲密度调制器PDM104输出的密度调制的脉冲信号序列；2)RC低通滤波器105将密度调制的脉冲信号序列转换成模拟波形发送到振铃器106。 

(6)音频模拟前端VBAFE107与DSP102、扬声器108之间存在接口进行通信。其中：1)音频模拟前端VBAFE107接收来自DSP102的音调信号的数字波形；2)音频模拟前端VBAFE107将音调信号的数字波形转换成模拟信号，发送到扬声器108。

(7)时钟生成器109与CPU101、DSP102、脉冲密度调制器104、音频模拟前端VBAFE107之间存在接口，为CPU101、DSP102、脉冲密度调制器104、音频模拟前端VBAFE107提供工作时钟信号。 

在此需要说明的是，对于本发明中提到的脉冲密度调制器PDM，其具体技术细节可以参见本发明设计人之前已提交的另一项发明专利申请《用于TD-SCDMA和4G终端的脉冲密度调制器》，申请号为：200710069083.X。 

二、音调生成器的实现方法 

将音调生成器在时刻n(n＝0，1，2，…)输出的音调信号记作y[n]，y[n]是具有随机初始相位参量、因果的正弦波信号。y[n]可用下式表示： 

$y\left[n\right]=g_0\sin [2\mathrm{\π}\frac{f_0}{F_s}n+{\mathrm{\φ}}_0]$     (式1) 

上式中，f₀表示音调信号的频率，F_s表示采样速率，φ₀表示初始相位。n为音调信号y[n]的输 

出时间，也即y[n]的序号，n＝0，1，2，…。 

采用基于IIR滤波器的数字振荡器实现音调生成器，产生上述音调信号。此时，对于该基于IIR滤波器的数字振荡器，其脉冲激励响应可用以下的差分方程表示为： 

y[n]＝2B₁y[n-1]-B₂y[n-2]-A₀x[n]-A₁x[n-1](式2) 

上式中，x[n]表示该基于IIR滤波器的数字振荡器的输入，x[n]是一个冲击脉冲，即x[0]＝1，且当n≠0时，x[n]＝0。 

同样，这里也隐含了假设上述脉冲激励响应是因果的，即当n<0时，y[n]＝0。 

同样需要说明的是，对于生成标准DTMF信号这种情况，相位不是关键的，所以φ₀一般设置为0，φ₀＝0。 

上述(式2)中的系数定义如下： 

$B_1=\cos \left(2\mathrm{\&pi;}\frac{f_0}{F_s}\right)$    (式3) 

B₂＝1     (式4) 

以及 

A₀＝-g₀sinφ₀(式5) 

$A_1=g_0\sin {\mathrm{\&phi;}}_0\cos \left(2\mathrm{\&pi;}\frac{f_0}{F_s}\right)-g_0\cos {\mathrm{\&phi;}}_0\sin \left(2\mathrm{\&pi;}\frac{f_0}{F_s}\right)$     (式6) 

图2是基于上述(式1)实现的音调生成器的组成框图。由图2可见，该音调生成器由以下部件构成： 

(1)保存x[n-1]的寄存器(201)， 

(2)保存y[n-1]的寄存器(202)， 

(3)保存y[n-2]的寄存器(203)，

(4)保存系数A₀的寄存器(204)， 

(5)保存系数A₁的寄存器(205)， 

(6)保存系数B₂的寄存器(206)， 

(7)保存中间计算结果的7个缓存单元207～213， 

(8)乘法器215、217、219、220、221， 

(9)加法器216、218、222， 

(10)时钟生成器109， 

对上述组成说明如下： 

(1)寄存器201与基于IIR滤波器的数字振荡器的输入端、时钟发生器109、乘法器217之间存在接口进行通信。其中：1)寄存器201接收来自时钟发生器109输出的工作时钟信号；2)寄存器201将保存的、基于IIR滤波器的数字振荡器的前一个时刻的输入x[n-1]发送到乘法器217；3)之后，寄存器201接收来自数字振荡器的输入端的输入； 

(2)寄存器202与寄存器203、时钟发生器109、乘法器220、加法器222之间存在接口进行通信。其中：1)寄存器202接收来自时钟发生器109输出的工作时钟信号；2)寄存器202将保存的y[n-1]发送到乘法器220；3)寄存器202将保存的y[n-1]发送到寄存器203；4)之后，寄存器202接收来自加法器222的输出。 

(3)寄存器203与寄存器202、时钟发生器109、加法器218之间存在接口进行通信。其中：1)寄存器203接收来自时钟发生器109输出的工作时钟信号；2)寄存器203将保存的y[n-2]发送到加法器218；3)之后，寄存器203接收来自寄存器202的输出。 

(4)寄存器204与时钟发生器109、乘法器215之间存在接口进行通信。其中：1)寄存器204接收来自时钟发生器109输出的工作时钟信号；2)寄存器204将保存的A₀发送到乘法器215。 

(5)寄存器205与时钟发生器109、乘法器217之间存在接口进行通信。其中：1)寄存器205接收来自时钟发生器109输出的工作时钟信号；2)寄存器205将保存的A₁发送到乘法器217。 

(6)寄存器206与时钟发生器109、乘法器220之间存在接口进行通信。其中：1)寄存器206接收来自时钟发生器109输出的工作时钟信号；2)寄存器206将保存的B₂发送到乘法器220。 

(7)缓存单元207与时钟发生器109、乘法器215、加法器216之间存在接口进行通信。其中：1)缓存单元207接收来自时钟发生器109输出的工作时钟信号；2)缓存单元207接收来自乘法器215的输出；3)缓存单元207将保存内容发送给加法器216。 

(8)缓存单元208与时钟发生器109、乘法器217、加法器216之间存在接口进行通信。其中：1)缓存单元208接收来自时钟发生器109输出的工作时钟信号；2)缓存单元208接收来自乘法器217的输出；3)缓存单元208将保存内容发送给加法器216。

(9)缓存单元209与时钟发生器109、加法器216、加法器218之间存在接口进行通信。其中：1)缓存单元209接收来自时钟发生器109输出的工作时钟信号；2)缓存单元209接收来自加法器216的输出；3)缓存单元209将保存内容发送给加法器218。 

(10)缓存单元210与时钟发生器109、加法器218、乘法器219之间存在接口进行通信。其中：1)缓存单元210接收来自时钟发生器109输出的工作时钟信号；2)缓存单元210接收来自加法器218的输出；3)缓存单元210将保存内容发送给乘法器219。 

(11)缓存单元211与时钟发生器109、乘法器219、加法器222之间存在接口进行通信。其中：1)缓存单元211接收来自时钟发生器109输出的工作时钟信号；2)缓存单元211接收来自乘法器219的输出；3)缓存单元211将保存内容发送给加法器222。 

(12)缓存单元212与时钟发生器109、乘法器220、乘法器221之间存在接口进行通信。其中：1)缓存单元212接收来自时钟发生器109输出的工作时钟信号；2)缓存单元212接收来自乘法器220的输出；3)缓存单元212将保存内容发送给乘法器221。 

(13)缓存单元213与时钟发生器109、乘法器221、加法器222之间存在接口进行通信。其中：1)缓存单元213接收来自时钟发生器109输出的工作时钟信号；2)缓存单元213接收来自乘法器221的输出；3)缓存单元213将保存内容发送给加法器222。 

三、基于IIR滤波器的数字振荡器实现的音调生成器的特性 

将音调生成器的频率分辨率记作Δf₀，频率分辨率定义为一个特定频率生成的准确率。基于IIR滤波器的数字振荡器的一个重要特性是：它的频率分辨率在整个生成范围内不是常量，而是取决于感兴趣的频率。作为生成频率的函数的频率分辨率定义如下： 

$\mathrm{\&Delta;}{f}_0=\frac{F_s}{2^{W-1}2\mathrm{\&pi;}\sin \left(2\mathrm{\&pi;}\frac{f_0}{F_s}\right)}$    (式7) 

其中W是字长。显然，这个方法对于0和(或)F_s/2附近的频率会产生错误结果。如图3所示。图3中，横坐标为归一化频率，纵坐标为频率分辨率。图中，平的直线所表示的频率分辨率，是用基于三角计算的相位累加器频率合成算法获得的结果。而曲线表示的频率分辨率，则是用基于IIR滤波器的数字振荡器方法获得的结果。 

显然，基于IIR滤波器的数字振荡器方法不能用在接近直流(DC)和1/2采样频率的情况中。然而，在实际使用中，不会采用基于IIR滤波器的数字振荡器方法生成上述2个频点的音调，因而上述情况不会出现。 

在本发明提出的基于IIR滤波器的数字振荡器方法中，我们选择查表方法带来的计算复杂度的少许增加为代价，换来频率分辨率的提高和灵活性的增加。 

基于IIR滤波器的数字振荡器方法的计算复杂度较低。为了产生一个正弦波样本，需要大约5-7个周期。这样，需要14个周期产生双音正弦波样本。在目前我们实现的系统中，音调生成器在每次调用(10ms)将产生80个样本，并且每帧(20ms)被调用两次。这样，音调生成 器的瞬时量化时长为10ms。在当前实现中还有一些额外开销，但当产生的样本数量比较大时(约为0或160)，其影响不显著。 

当前，在使用上述数字振荡器产生一个音调信号时，要求用一个模2(module2)缓存区(即上文提到的寄存器202和203)存储数字振荡器之前输出的值，即y[n-1]和y[n-2]。要产生双音信号，还需要用第2个模2缓存区计算另一个音调信号。为了正确地计算每个产生的音调的相位，至少需要存储3个16比特系数：A₀，A₁，B₁。需要指出的是，由于B₂是常量，所以不用存储。这样，要产生双音正弦波信号，需要存储6个16比特系数并保留2个模2缓存区。程序要尽量小，在小于50字节的水平。 

由于实时操作限制，需要调用音调生成器多次以得到想要的波形。在这种情况下，在音调生成器调用过程中，希望保持相位连续性。在这种情况下，音调生成器中的IIR滤波器的当前状态必须被保存并且在音调生成器重入时，将初始相位恢复成该相位。或许完成此项工作的最好方法是让音调生成器一直工作在同一组模2缓存区，并且确保音调生成器在调用过程中这些缓存区被合适地刷新。音调生成器确保子程序退出。在音调生成器连续调用过程中，如果请求同样的频率，模2缓存区中的值被合适地调整，以确保相位连续性。 

四、可以生成的音调信号 

对于移动终端设备，有以下二种情况要求必须产生标准的DTMF音调： 

第一，网络与终端通信过程中，网络要求终端产生并输出DTMF信号。这些DTMF信号被发送到音频模拟前端VBAFE107的扬声器108。 

第二，当按下终端键盘上的标准数字键{0-9，*和#}时，终端可能要求产生DTMF信号。在这种情况下，终端要将音调生成器产生的DTMF信号送到振铃器或扬声器，或者两个都送。我们本发明设计内容隐含了发送DTMF给振铃器。DTMF音调和所表示的相应数字如表1所示： 

1.网络要求的DTMF 

第一种情形是网络要求产生DTMF，所生成的音调的时长由控制字中的相应比特确定。这些信息被送到音频模拟前端VBAFE，由音频模拟前端VBAFE完成数模转换，将转换的模拟波形发送到扬声器。采样率F_s取8000Hz(8KHz)。DTMF持续时长可取{95ms，150ms，200ms，250ms，300ms，350ms}中的任一值；数字间最小间隔可取{60ms，100ms，150ms，200ms}中的任一值。 

DSP通过写一个映射到音频模拟前端(VBAFE)的控制寄存器的内存，配置扬声器产生的音量。在这种情况下，音调生成器被调用，以产生适当的14比特PCM校准样本；然后把这些样本写到适当的音频输入缓存区中。 

2.终端按键要求的DTMF 

在压下键盘的一个标准数字键按键时，终端应当能产生DTMF音调作为响应。音频处理子系统应当能将这个信号传送给振铃器、扬声器中的一个或全部。音频处理子系统也能禁止当压下一个键时产生声音(静音)。

振铃的接口将通过脉冲密度调节器(PDM)104。一种做法可以是通过适当配置PDM104产生一个数字波形，并将该波形发给片外RC低通滤波器105，产生一个和振铃相关联的模拟波形，再使振铃器接收该波形。另外一种做法是，PDM104的输出以及相应的转换波形直接发送给振铃电路。(对于本发明中提到的脉冲密度调制器PDM，其具体技术细节可以参见本发明设计人之前已提交的另一项发明专利申请《用于TD-SCDMA和4G终端的脉冲密度调制器》，申请号为：200710069083.X) 

3.用于生成DTMF的16比特系数 

表2给出的系数是采用基于IIR滤波器的数字振荡器实现的音调生成器，产生标准DTMF信号的规定系数。这些系数是基于无“扭曲”或两个正弦波的振幅无差别而得出，并产生14比特校准的音频编解码器PCM信号。对于VBAFE，对应于43m Vrms的最大PCM输入级(2¹⁴-1)被定义为3.14dB。根据这个定义，±5706的振幅被定义为0dB，并且被建议作为默认的输入级。±5706的振幅是单个音调的振幅；下面列出的系数将产生一个波形，该波形具有近似于用最低有效比特规整后的14比特VBAFE相同功率。假如VBAFE的规整改变，这些系数也要相应地改变。使用终端的音量控制按钮，可以将修改VBAFE控制寄存器的可变增益设置，使音量变化超过这个级别。可以容易地产生新的系数以计算音调间的扭曲。 

表2基于IIR滤波器的数字振荡器生成标准DTMF的16比特系数(针对于采样率F_s＝8000Hz的情况)。 

用于生成标准DTMF的音调生成器的系数集的详细表述如下： 

A_0L＝(-1)floor(32767g sinφ)(式8) 

A_0H＝(-1)floor(32767g sinφ)(式9) 

和 

$A_{1L}=\mathrm{floor}\left(32767(g\sin \mathrm{\&phi;}\cos \left(2\mathrm{\&pi;}\frac{f_L}{F_s}\right)-g\cos \mathrm{\&phi;}\sin \left(2\mathrm{\&pi;}\frac{f_L}{F_s}\right))\right)$   (式10) 

$A_{1H}=\mathrm{floor}\left(32767(g\sin \mathrm{\&phi;}\cos \left(2\mathrm{\&pi;}\frac{f_H}{F_s}\right)-g\cos \mathrm{\&phi;}\sin \left(2\mathrm{\&pi;}\frac{f_H}{F_s}\right))\right)$  (式11) 

以及 

$B_{1L}=\mathrm{floor}\left(32767\cos \left(2\mathrm{\&pi;}\frac{f_L}{F_s}\right)\right)$       (式12) 

$B_{1H}=\mathrm{floor}\left(32767\cos \left(2\mathrm{\&pi;}\frac{f_H}{F_s}\right)\right)$       (式13) 

上述(式8)～(式13)中的函数floor(Z)，表示取≤Z的最大整数。 

对于表2的情况，g≈0.12309。而对应于g≈1.0(0.999…)，将产生一个振幅接近±32767的数字正弦波。利用这种方法，音调生成器可通过改变系数而与一系列音频编解码器共同使用，或者是与一个给定的采用不同比特规整模式(采用最高有效比特规整或最低有效比特规整)的 音频编解码器共同使用。频谱分析曲线详细说明了采用上述参数所产生音调的频率准确性。所得的准确性看起来比DTMF更好。 

4.发送消息 

除了标准DTMF音，音调生成器还可以生成在网络和终端之间传递的音调消息。如，网络要求在终端上产生一个振铃或音调。这些信号类型可以是音调、振铃音。表3列出的是一些可能使用的音调信号。 

5.生成音消息的16比特系数 

表4给出用于生成CDMA中标准音频消息信号的系数。这些音频消息信号在CDMA技术标准中定义。 

图4所示是用本发明提出的基于IIR滤波器的数字振荡器方法产生振铃音时间序列图(校准成0dB)，图4中，横坐标为时间，纵坐标为采样序列样点值的幅度。图5是该振铃音时间序列图的频谱，图5中，横坐标为频率，纵坐标为频谱(各频率点)响应幅度。这些系数是用VBAFE的最低有效比特规整过的结果。所生成频率的偏差可忽略。 

附图及附表说明 

图1是本发明设计的音调生成装置组成框图。 

图2是基于IIR滤波器的数字振荡器实现的音调生成器构成框图。 

图3是IIR滤波器方法的频率分辨率。 

图4是用IIR滤波器方法产生的振铃音的时间序列图。 

图5是用IIR滤波器方法产生的振铃音的频谱图。 

表1是标准DTMF音调及其表示的数字。 

表2基于IIR滤波器的数字振荡器生成标准DTMF的16比特系数(针对于采样率F_s＝8000Hz的情况)。 

表3是一些可能使用的音调信号。 

表4是用于生成基于IIR滤波器的消息音的16比特系数(针对于采样率F_s＝8000Hz的情况)。 

具体实施方式

实施例1：图1是本设计提出的用于TD-SCDMA、Beyond3G、4G终端的音调生成装置组成框图。该音调生成装置由以下部件构成：终端数字基带的CPU—101，终端数字基带的数字信号处理器DSP—102，包含在DSP102内部的音调生成器103，脉冲密度调制器PDM—104，脉冲密度调制器片外RC低通滤波器105，振铃器106，音频模拟前端VBAFE—107，扬声器108，时钟生成器109； 

对上述组成说明如下： 

(1)CPU101与时钟发生器109、DSP102之间存在接口进行通信。其中：1)CPU101可向DSP102发出音调生成请求信号，该请求信号不仅请示DSP102用其中的音调生成器103发 出音调信号，而且指示出DSP102用音调生成器103发出的音调信号的类型；2)CPU接收来自时钟发生器109输出的工作时钟信号。 

(2)DSP102与CPU101、时钟生成器109、脉冲密度调制器104、音频模拟前端VBAFE107之间存在接口进行通信。并且，DSP102内部包含音调生成器103(以DSP固件的形式实现)。其中：1)DSP102接收来自CPU101的音调生成请求信号；2)DSP102接收来自时钟发生器109的工作时钟信号；3)DSP102可将生成的音调信号的数字波形发给脉冲密度调制器104、音频模拟前端VBAFE107。 

(3)音调生成器103包含在DSP102的内部，以DSP固件的形式实现。 

(4)脉冲密度调制器PDM104与DSP102、时钟生成器109、片外RC低通滤波器105之间存在接口进行通信。其中：1)脉冲密度调制器PDM104接收来自DSP102的音调信号的数字波形；2)脉冲密度调制器PDM104接收来自时钟发生器109的工作时钟；3)脉冲密度调制器PDM104将音调信号的数字波形转换成密度调制的脉冲信号序列，发送到片外RC低通滤波器105。 

(5)脉冲密度调制器片外RC低通滤波器105与脉冲密度调制器PDM104、振铃器106之间存在接口进行通信。其中：1)RC低通滤波器105接收来自脉冲密度调制器PDM104输出的密度调制的脉冲信号序列；2)RC低通滤波器105将密度调制的脉冲信号序列转换成模拟波形发送到振铃器106。 

(6)音频模拟前端VBAFE107与DSP102、扬声器108之间存在接口进行通信。其中：1)音频模拟前端VBAFE107接收来自DSP102的音调信号的数字波形；2)音频模拟前端VBAFE107将音调信号的数字波形转换成模拟信号，发送到扬声器108。 

(7)时钟生成器109与CPU101、DSP102、脉冲密度调制器104、音频模拟前端VBAFE107之间存在接口，为CPU101、DSP102、脉冲密度调制器104、音频模拟前端VBAFE107提供工作时钟信号。 

(对于本发明中提到的脉冲密度调制器PDM，其具体技术细节可以参见本发明设计人之前已提交的另一项发明专利申请《用于TD-SCDMA和4G终端的脉冲密度调制器》，申请号为：200710069083.X) 

实施例2：将音调生成器在时刻n(n＝0，1，2，…)输出的音调信号记作y[n]，y[n]是具有随机初始相位参量、因果的正弦波信号。y[n]可用下式表示： 

$y\left[n\right]=g_0\sin [2\mathrm{\&pi;}\frac{f_0}{F_s}n+{\mathrm{\&phi;}}_0]$        (式1) 

上式中，f₀表示音调信号的频率，F_s表示采样速率，φ₀表示初始相位。n为音调信号y[n]的输出时间，也即y[n]的序号，n＝0，1，2，…。 

采用基于IIR滤波器的数字振荡器实现音调生成器，产生上述音调信号。此时，对于该基 于IIR滤波器的数字振荡器，其脉冲激励响应可用以下的差分方程表示为： 

y[n]＝2B₁y[n-1]-B₂y[n-2]-A₀x[n]-A₁x[n-1](式2) 

上式中，x[n]表示该基于IIR滤波器的数字振荡器的输入，x[n]是一个冲击脉冲，即x[0]＝1，且当n≠0时，x[n]＝0。 

同样，这里也隐含了假设上述脉冲激励响应是因果的，即当n<0时，y[n]＝0。 

同样需要说明的是，对于生成标准DTMF信号这种情况，相位不是关键的，所以φ₀一般设置为0，φ₀＝0。 

上述(式2)中的系数定义如下： 

$B_1=\cos \left(2\mathrm{\&pi;}\frac{f_0}{F_s}\right)$ (式3) 

B₂＝1(式4) 

以及 

A₀＝-g₀sinφ₀(式5) 

$A_1=g_0\sin {\mathrm{\&phi;}}_0\cos \left(2\mathrm{\&pi;}\frac{f_0}{F_s}\right)-g_0\cos {\mathrm{\&phi;}}_0\sin \left(2\mathrm{\&pi;}\frac{f_0}{F_s}\right)$ (式6) 

图2是基于上述(式1)实现的音调生成器的组成框图。由图2可见，该音调生成器由以下部件构成： 

(1)保存x[n-1]的寄存器(编号201) 

(2)保存y[n-1]的寄存器(202) 

(3)保存y[n-2]的寄存器(203) 

(4)保存系数A₀的寄存器(204) 

(5)保存系数A₁的寄存器(205) 

(6)保存系数B₂的寄存器(206) 

(7)保存中间计算结果的7个缓存单元207～213； 

(8)乘法器215、217、219、220、221 

(9)加法器216、218、222 

(10)时钟生成器109 

对上述组成说明如下： 

(1)寄存器201与基于IIR滤波器的数字振荡器的输入端、时钟发生器109、乘法器217之间存在接口进行通信。其中：1)寄存器201接收来自时钟发生器109输出的工作时钟信号；2)寄存器201将保存的、基于IIR滤波器的数字振荡器的前一个时刻的输入x[n-1]发送到乘法器217；3)之后，寄存器201接收来自数字振荡器的输入端的输入； 

(2)寄存器202与寄存器203、时钟发生器109、乘法器220、加法器222之间存在接口进行通信。其中：1)寄存器202接收来自时钟发生器109输出的工作时钟信号；2)寄存器202 将保存的y[n-1]发送到乘法器220；3)寄存器202将保存的y[n-1]发送到寄存器203；4)之后，寄存器202接收来自加法器222的输出。 

(3)寄存器203与寄存器202、时钟发生器109、加法器218之间存在接口进行通信。其中：1)寄存器203接收来自时钟发生器109输出的工作时钟信号；2)寄存器203将保存的y[n-2]发送到加法器218；3)之后，寄存器203接收来自寄存器202的输出。 

(4)寄存器204与时钟发生器109、乘法器215之间存在接口进行通信。其中：1)寄存器204接收来自时钟发生器109输出的工作时钟信号；2)寄存器204将保存的A₀发送到乘法器215。 

(5)寄存器205与时钟发生器109、乘法器217之间存在接口进行通信。其中：1)寄存器205接收来自时钟发生器109输出的工作时钟信号；2)寄存器205将保存的A₁发送到乘法器217。 

(6)寄存器206与时钟发生器109、乘法器220之间存在接口进行通信。其中：1)寄存器206接收来自时钟发生器109输出的工作时钟信号；2)寄存器206将保存的B₂发送到乘法器220。 

(7)缓存单元207与时钟发生器109、乘法器215、加法器216之间存在接口进行通信。其中：1)缓存单元207接收来自时钟发生器109输出的工作时钟信号；2)缓存单元207接收来自乘法器215的输出；3)缓存单元207将保存内容发送给加法器216。 

(8)缓存单元208与时钟发生器109、乘法器217、加法器216之间存在接口进行通信。其中：1)缓存单元208接收来自时钟发生器109输出的工作时钟信号；2)缓存单元208接收来自乘法器217的输出；3)缓存单元208将保存内容发送给加法器216。 

(9)缓存单元209与时钟发生器109、加法器216、加法器218之间存在接口进行通信。其中：1)缓存单元209接收来自时钟发生器109输出的工作时钟信号；2)缓存单元209接收来自加法器216的输出；3)缓存单元209将保存内容发送给加法器218。 

(10)缓存单元210与时钟发生器109、加法器218、乘法器219之间存在接口进行通信。其中：1)缓存单元210接收来自时钟发生器109输出的工作时钟信号；2)缓存单元210接收来自加法器218的输出；3)缓存单元210将保存内容发送给乘法器219。 

(11)缓存单元211与时钟发生器109、乘法器219、加法器222之间存在接口进行通信。其中：1)缓存单元211接收来自时钟发生器109输出的工作时钟信号；2)缓存单元211接收来自乘法器219的输出；3)缓存单元211将保存内容发送给加法器222。 

(12)缓存单元212与时钟发生器109、乘法器220、乘法器221之间存在接口进行通信。其中：1)缓存单元212接收来自时钟发生器109输出的工作时钟信号；2)缓存单元212接收来自乘法器220的输出；3)缓存单元212将保存内容发送给乘法器221。 

(13)缓存单元213与时钟发生器109、乘法器221、加法器222之间存在接口进行通信。其中：1)缓存单元213接收来自时钟发生器109输出的工作时钟信号；2)缓存单元213接收 来自乘法器221的输出；3)缓存单元213将保存内容发送给加法器222。 

实施例3：在压下键盘的一个标准数字键按键时，终端应当能产生DTMF音调作为响应。音频处理子系统应当能将这个信号传送给振铃器、扬声器中的一个或全部。音频处理子系统也能禁止当压下一个键时产生声音(静音)。 

振铃的接口将通过脉冲密度调节器(PDM)104。一种做法可以是通过适当配置PDM104产生一个数字波形，并将该波形发给片外RC低通滤波器105，产生一个和振铃相关联的模拟波形，再使振铃器接收该波形。另外一种做法是，PDM104的输出以及相应的转换波形直接发送给振铃电路。(对于本发明中提到的脉冲密度调制器PDM，其具体技术细节可以参见本发明设计人之前已提交的另一项发明专利申请《用于TD-SCDMA和4G终端的脉冲密度调制器》，申请号为：200710069083.X) 

表2中给出的系数是采用基于IIR滤波器的数字振荡器实现的音调生成器，产生标准DTMF信号的规定系数。这些系数是基于无“扭曲”或两个正弦波的振幅无差别而得出，并产生14比特校准的音频编解码器PCM信号。对于VBAFE，对应于43m Vrms的最大PCM输入级(2¹⁴-1)被定义为3.14dB。根据这个定义，±5706的振幅被定义为0dB，并且被建议作为默认的输入级。±5706的振幅是单个音调的振幅；下面列出的系数将产生一个波形，该波形具有近似于用最低有效比特规整后的14比特VBAFE相同功率。假如VBAFE的规整改变，这些系数也要相应地改变。使用终端的音量控制按钮，可以将修改VBAFE控制寄存器的可变增益设置，使音量变化超过这个级别。可以容易地产生新的系数以计算音调间的扭曲。 

表2基于IIR滤波器的数字振荡器生成标准DTMF的16比特系数(针对于采样率F_s＝8000Hz的情况)。 

用于生成标准DTMF的音调生成器的系数集的详细表述如下： 

A_0L＝(-1)floor(32767g sinφ)(式8) 

A_0H＝(-1)floor(32767g sinφ)(式9) 

和 

$A_{1L}=\mathrm{floor}\left(32767(g\sin \mathrm{\&phi;}\cos \left(2\mathrm{\&pi;}\frac{f_L}{F_s}\right)-g\cos \mathrm{\&phi;}\sin \left(2\mathrm{\&pi;}\frac{f_L}{F_s}\right))\right)$ (式10) 

$A_{1H}=\mathrm{floor}\left(32767(g\sin \mathrm{\&phi;}\cos \left(2\mathrm{\&pi;}\frac{f_H}{F_s}\right)-g\cos \mathrm{\&phi;}\sin \left(2\mathrm{\&pi;}\frac{f_H}{F_s}\right))\right)$ (式11) 

以及 

$B_{1L}=\mathrm{floor}\left(32767\cos \left(2\mathrm{\&pi;}\frac{f_L}{F_s}\right)\right)$ (式12) 

$B_{1H}=\mathrm{floor}\left(32767\cos \left(2\mathrm{\&pi;}\frac{f_H}{F_s}\right)\right)$ (式13) 

上述(式8)～(式13)中的函数floor(Z)，表示取≤Z的最大整数。

对于表2的情况，g≈0.12309。而对应于g≈1.0(0.999)，将产生一个振幅接近±32767的数字正弦波。利用这种方法，音调生成器可通过改变系数而与一系列音频编解码器共同使用，或者是与一个给定的采用不同比特规整模式(采用最高有效比特规整或最低有效比特规整)的音频编解码器共同使用。频谱分析曲线详细说明了采用上述参数所产生音调的频率准确性。所得的准确性看起来比DTMF更好。 

实施例4：除了标准DTMF音，音调生成器还可以生成在网络和终端之间传递的音调消息。如，网络要求在终端上产生一个振铃或音调。这些信号类型可以是音调、振铃音。表3列出的是一些可能使用的音调信号。 

表4给出采用基于IIR滤波器的数字振荡器实现的音调生成器，生成CDMA中标准音频消息信号的系数。这些音频消息信号在CDMA技术标准中定义。 

图4所示是用本发明提出的基于IIR滤波器的数字振荡器方法产生振铃音时间序列图(校准成0dB)，图4中，横坐标为时间，纵坐标为采样序列样点值的幅度。图5是该振铃音时间序列图的频谱，图5中，横坐标为频率，纵坐标为频谱(各频率点)响应幅度。这些系数是用VBAFE的最低有效比特规整过的结果。所生成频率的偏差可忽略。 

表1 

  

Digit	FL，    Hz	A0L	A1L	B1L	FH，    Hz	A0H	A1H	B1H
									1	697	0	-2099	27978	1209	0	-3281	19072
2	697	0	-2099	27978	1336	0	-3497	16324
									3	697	0	-2099	27978	1477	0	-3698	13084
A	697	0	-2099	27978	1633	0	-3867	9314
									4	770	0	-2293	26955	1209	0	-3281	19072
5	770	0	-2293	26955	1336	0	-3497	16324
									6	770	0	-2293	26955	1477	0	-3698	13084
B	770	0	-2293	26955	1633	0	-3867	9314
									7	852	0	-2502	25700	1209	0	-3281	19072
8	852	0	-2502	25700	1336	0	-3497	16324
									9	852	0	-2502	25700	1477	0	-3698	13084
C	852	0	-2502	25700	1633	0	-3867	9314
									*	941	0	-2717	24218	1209	0	-3281	19072
0	941	0	-2717	24218	1336	0	-3497	16324
									#	941	0	-2717	24218	1447	0	-3698	13084
D	941	0	-2717	24218	1633	0	-3867	9314

表2

表3 

  

消息音名称	FL，Hz	A0L	A1L	B1L	FH，Hz	A0H	A1H	B1H
									拨号音	350	0	-1094	31536	0	0	-1366	30829
振铃音	440	0	-1366	30829	0	0	-1485	30465
									用于各种消息	440	0	-1366	30829	NA	NA	NA	NA
用于各种消息	620	0	-1887	28958	NA	NA	NA	NA
									忙音	480	0	-1485	30465	620	0	-1887	28958
确认音	350	0	-1094	31536	440	0	-1366	30829
									用于各种消息	440	0	-1366	30829	NA	NA	NA	NA
关闭所有音调	NA	0	0	0	NA	0	0	0

表4 

需要理解到的是：上述实施例虽然对本发明作了比较详细的说明，但是这些说明，只是对本发明的简单说明，而不是对本发明的限制，任何不超出本发明实质精神内的发明创造，均落入本发明的保护范围内。

Claims (1)

1.一种用于TD-SCDMA、Beyond 3G、4G终端的音调生成装置，其特征为，该音调生成装置由以下部件构成：

(1)终端数字基带的CPU，

(2)终端数字基带的数字信号处理器DSP，

(3)包含在上述DSP内部的音调生成器，

(4)脉冲密度调制器PDM，

(5)脉冲密度调制器片外RC低通滤波器，

(6)振铃器，

(7)音频模拟前端VBAFE，

(8)扬声器，

(9)时钟生成器；

对上述组成说明如下：

(1)CPU与时钟生成器、DSP之间存在接口进行通信；其中：1)CPU向DSP发出音调生成请求信号，该请求信号不仅请示DSP用其中的音调生成器发出音调信号，而且指示出DSP用音调生成器发出的音调信号的类型；2)CPU接收来自时钟生成器输出的工作时钟信号；

(2)DSP与CPU、时钟生成器、脉冲密度调制器、音频模拟前端VBAFE之间存在接口进行通信；并且，DSP内部包含以DSP固件的形式实现的音调生成器；其中：1)DSP接收来自CPU的音调生成请求信号；2)DSP接收来自时钟生成器输出的工作时钟信号；3)DSP将生成的音调信号的数字波形发给脉冲密度调制器、音频模拟前端VBAFE；

(3)音调生成器包含在DSP的内部，以DSP固件的形式实现；

(4)脉冲密度调制器PDM与DSP、时钟生成器、片外RC低通滤波器之间存在接口进行通信；其中：1)脉冲密度调制器PDM接收来自DSP的音调信号的数字波形；2)脉冲密度调制器PDM接收来自时钟生成器的工作时钟；3)脉冲密度调制器PDM将音调信号的数字波形转换成密度调制的脉冲信号序列，发送到片外RC低通滤波器；

(5)脉冲密度调制器片外RC低通滤波器与脉冲密度调制器PDM、振铃器之间存在接口进行通信；其中：1)片外RC低通滤波器接收来自脉冲密度调制器PDM输出的密度调制的脉冲信号序列；2)片外RC低通滤波器将密度调制的脉冲信号序列转换成模拟波形发送到振铃器；

(6)音频模拟前端VBAFE与DSP、扬声器之间存在接口进行通信；其中：1)音频模拟前端VBAFE接收来自DSP的音调信号的数字波形；2)音频模拟前端VBAFE将音调信号的数字波形转换成模拟信号，发送到扬声器；

(7)时钟生成器与CPU、DSP、脉冲密度调制器、音频模拟前端VBAFE之间存在接口，为CPU、DSP、脉冲密度调制器、音频模拟前端VBAFE提供工作时钟信号。

Images