CN102132342B - 一种通过内插滤波器更新编码器的方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及更新编码器或解码器处理能力的方法，以便于使用大于预确定初始长度的调制变换。更具体的，本发明涉及用于存储初始原型滤波器的编码器或解码器，该初始原型滤波器由初始长度系数的有序集合定义。步骤为通过在初始原型滤波器的两个连续系数之间插入至少一个系数以构建长度大于所述初始长度的原型滤波器。

Description

一种通过内插滤波器更新编码器的方法

本发明涉及信号处理，尤其适用于连续采样形式的音频信号(例如语音信号)和/或视频信号。本发明具体涉及通过变换的信号处理和调制变换的领域。

调制变换已应用于数字信号的分析和传输(即，在采样周期中随着时间连续采样)。调制变换还可应用于信号合成。例如，信号编码能使用分析滤波器组、量化器以及合成滤波器组。

一般来说，对于调制变换而言，原型的滤波器被定义为能够调制在不同频率的数值上。因此，能以信道组表示在不同“频率”位置的信号。

调制可通过下述操作类型进行操作：

h_k(n)＝h(n)·W(k，n)式中：

-n为表示对应于采样周期倍数的时间索引；

-k为表示频率信道的索引；以及，

-L为滤波器(和调制)的长度索引。

此外，在上述表达式中：

-h(n)(其中0≤n＜L)定义可具有复数数值的原型滤波器；

-W(k，n)(其中0≤n＜L)定义用于具有复数数值的信道k的调制函数；

-h_k(n)(其中0≤n＜L)定义用于信道k的调制滤波器。

为执行例如用于编码的信号分析，将被分析的信号x(n)通过标量积运算映射(project)在调制滤波器上，该标量积运算为：

$y_k=\⟨x,h_k\⟩=\underset{n=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}x\left(n\right)\·h_k\left(n\right).$

该分析信号可为多项映射产生的结果，例如以形式：y_k＝<x，h_k>+λ<x，h′_j>，其中λ，h′_j和j分别表示增益，调制以及频率索引，这些后述的数值可能不同于h_k和k。

这些分析操作可随着时间连续进行，以使系列信号y_k随着时间而变化。

因此，可以表示为：

$y_{k,m}=\&lang;x_m,h_k\&rang;=\underset{n=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}x(n+\mathrm{mT})\&CenterDot;h_k\left(n\right),$

其中：m表示连续采样(帧)块的索引并且T表示帧的持续时间(即采样的数量)。

调制变换还应用在信号合成中。对这种类型的应用，可以确定数量的频率信道来产生内容，并且将可这些信道一起用于重构数字信号。

信号

通过将变换信号y_k映射在M合成向量上进行合成。首先，

可表示为：

$\tilde{x}\left(n\right)=\&lang;y,h_k\&rang;=\underset{k-0}{\overset{M-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{y}_k\&CenterDot;h_k\left(n\right),0\&le;n<L.$

信号y_k随时间而变化，使得该合成能够产生任意长度的信号：

$\tilde{x}(n+\mathrm{mT})=\&lang;y_m,h_k\&rang;=\underset{k=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{y}_{k,m}\&CenterDot;h_k\left(n\right),0\&le;n<L.$

在0≤n＜L范围内，表达式

所定义向量可以移动M采样，并随后进行叠加，从而产生合成信号

这个步骤称为交叠相加。

调制变换已经有效地应用于信号的编码。

在频率编码的系统中，籍助于调制分析滤波器h_k来进行分析变换，其中：

$y_{k,m}=\&lang;x_m,h_k\&rang;=\underset{n=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}x(n+\mathrm{mT})\&CenterDot;h_k\left(n\right).$

然后，对载有有用信息的信号y_k，m(有用的部分可使用感知的失真准则判断)进行近似处理并以编码的形式发送。

在解码器处，对所接收到的近似分量y_k，m通过逆变换来恢复初始采样的近似数值。

籍助于调制合成滤波器f_k组来实现合成：

$\tilde{x}(n+\mathrm{mT})=\&lang;y_m,f_k\&rang;=\underset{k=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{y}_{k,m}\&CenterDot;f_k\left(n\right)$

然后，执行交叠相加操作，以便获得重构和解码的信号

调制变换关注(interesting)部分由完整重构变换所定义的。

这些变换从解码信号的解码中获得，在完整重构的情况下，当变换分量y_k没有修改时，解码信号除了偏移R外，部分对应或全部对应于初始信号，即：

当认为重构信号x与之间的差异可以忽略时，则重构还可为“近似完整”的重构。例如，在音频编码中，认为具有比处理信号x幅值小50dB的误差幅值的差异可以忽略不计。

最常用的变换是ELT(扩展重叠变换)，其可提供完整重构并且使用长度为L＝2·K·M的滤波器。MLT(调制重叠变换)的MDCT变换(修正离散余弦变换)是一种K＝1的特例。

正交镜像滤波器(QMF)或伪正交镜像滤波器(PQMF)是使用不同调制项的近似完整重构解决方法。

这些不同的变换可具有实数或复数的系数。它们可不一定使用合成原型滤波器。

为了满足完整或近似完整重构的条件，对任何类型的处理信号而言，调制分析和合成滤波器必须相互关联。因此，在分析和合成中所使用的调制项和原型滤波器需相互关联。例如，在余弦调制系统(MDCT，ELT，PQMF或其它系统)中，分析与合成的调制项都是相互关联的，例如，采用形式其中W和W′表示为分别分析与合成所使用的调制以及表示为相移项。

常用的特例是由

所定义的。因此，调制在分析和合成中都是相同的。

用于分析和合成的原型滤波器也是相互关联的，以保证(近似)完整重构，且具有下述常用的类型的限制：h(L-1-n)＝f(n)，其中h和f为分析和合成所使用的原型滤波器。

调制W是受限制的，以保证完整重构。例如，通常选择ELT变换：

$W(k,n)=\cos \left[\frac{\mathrm{\&pi;}}{M}(n+\left(\frac{1+M}{2}\right))(k+\frac{1}{2})\right]$

其中0≤n＜L，0≤k＜M，L＝2·K·M。

相类似的是，原型滤波器也是受限制的，以保证完整重构，具有例如下述类型的限制：

$\underset{i=0}{\overset{2K-2s-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}f(n+\mathrm{iM})h(n+\mathrm{iM}+2\mathrm{sM})=\mathrm{\&delta;}\left(s\right),s=\mathrm{0,1},...,K-1.$

具体地，原型滤波器在下述中选择：

-以方程式定义解析，在这种类型中，通常用于MDCT变换的滤波器(K＝1)可表示为：

其中L＝2·M

-根据不允许推导解析函数的标准由数字优化所产生的滤波器，例如，在完整重构约束下最小化数量所获得的滤波器(其中最小化数量可以是在截止频率中的衰减频带，或编码增益，或更通常的是与编码质量相关判断的数量)。

如上文所述，原型滤波器不一定是对称的。其对称关系可表示为：

        h(L-1-n)＝h(n)。

为了阐述的目的，提供了实施上述调制变换的模拟。在这些变换的实际实施中，并没有以这种形式来进行所有的上述计算。出于计算效率、时间和计算资源使用的原因，使用了“快速”执行的方法。这些实施方法没有具体应用在上述计算中，但是这些计算方法都是有效的。

以下所提出的调制变换可由快速算法来定义，以便计算资源的有效实施。这些算法基于快速傅里叶变换或由其演变的其它算法，例如快速余弦或正弦变换(例如IV类型的DCT变换)。

用于小于或等于频率分量数量M的快速算法的变换序列满足这些变换的实施。这些变换更为有效，因为其变换的复杂性与分量数量M的log₂(M)成比例。

在快速变换之前，执行将采样L减少至小于或等于M分量的操作。

从变换到分析的完整算法可包括：

●长度为L的采样与原型滤波器相乘；

●组合该乘积的结果，即根据加法与系数相乘的线性组合，从而从权重数值L中推导一个小于或等于M的数值；

●快速变换序列小于或等于M。

将这些操作反向执行可以实现合成变换。

图1示出上述的分析和合成。信号x输入至包括原型滤波器

的编码器COD。长度为L的信号的采样集在模块MULT1中与原型滤波器相乘。然后，在模块CL1中，执行与原型滤波器相乘的采样的线性组合，以将L个采样变换至M个分量。然后，在将采样发送至解码器DECOD之前执行快速变换TR1。

一旦接收到上述采样，解码器就执行快速变换TR2。然后，反向执行编码器的步骤，执行线性组合CL2，以恢复至采样的初始数量L。然后，这些采样通过与解码器DECOD的原型滤波器相乘以重构信号

并通过交叠相加该信号操作获得

原型滤波器、编码器或解码器的系数都必需存储在存储器中，以执行分析或合成的变换。显然，在使用不同长度的调制变换的具体系统中，必须在存储器中表现出所使用的各个不同长度的原型滤波器。

在滤波器是对称的有利情况下，仅需存储L/2的系数，其余L/2的系数可由这些存储系数所确定而无需任何算法操作。因此，对于MDCT(K＝1)，如果变换的长度需为M和2M，若原型为对称的则需存储(M+2M)＝3M个系数，否则就需要存储(2M+4M)＝6M个系数。音频编码器典型实例是M＝320或M＝1024。因此，在非对称的情况下，就需要分别存储1920和6144个系数。

根据系数的表达所需的准确性，对各个系数就需要16比特或甚至24比特。该执行方法对低价处理器提出来较高的内存要求。

如果使用变换长度为UM的原型滤波器，则可通过抽取(decimation)方式获得用于M长度变换的系数。通常，在该特例中，包括从U中获得滤波器的系数。

然而，如果只有用于长度为M变换的滤波器，就不宜于将滤波器拓展至使用MU系数。因为对于长度为M的基本变换而言，直接的多项式插值方法不能保证相同层级的重构精度。因此，这类方法不是最佳的。

当核心编码系统在编码器中实现时，这就将有利于对其进行拓展，例如在更新编码系统的标准版本时。例如，标准的ITU G.718和ITU G.729.1的编码器分别基于长度为M＝320和M＝160的MDCT调制变换。为在更高采样频率下操作编码器可对这些标准进行拓展，即称为超宽带拓展，就需要更长长度的MDCT。在这样的拓展情况下，就必需使用长度为M′＝640的MDCT。

在根据现有技术的拓展中，就必需拓展表示新原型滤波器系数的存储数量。此外，还需涉及编码器，以便于存储所述系数。

本发明通过提供在存储系数的ROM和/或用于变换计算的RAM中的节省存储器的方法来改善这类情况。

为此目的，提供用于更新编码或解码器处理能力的方法，以便使用长度大于预确定长度的调制变换，使得这类编码器或解码器能存储由初始长度系数有序集所定义的初始原型滤波器。所述方法提供通过在初始原型滤波器的两个连续系数之间插入至少一个系数来构建长度大于所述初始长度的原型滤波器的步骤，来实现长度大于预定长度的调制变换。

因此，已经在编码器中所表示的系数可替换用于变换的附加系数。

在该方法中，有可能仅通过存储用于长度M变换所设计的单一原型滤波器来定义UM长度的变换。

当然，附加的系数可在分析或合成中或在处理操作序列的两端使用。

本发明有利于在嵌入式系统中使用，在该系统中存储器的价格构成了整个系统成本中的重要部分。例如，在移动电话中，执行编码器/解码器的消耗量、小型化及价格必须被优化。本发明所提供的减小内存需求能达到这样的优化。

“更新”是指编码器/解码器从初始状态至不同的下一状态的操作过程(passage)。但是，本发明还涉及对不用于执行编码/解码的编码器/解码器的初始化。

有利地，该插入系数由初始滤波器的系数进行计算。

例如，在两个连续系数之间插入的系数可通过对至少两个连续系数加权进行计算。

此外，可提供使初始原型滤波器满足预确定重构关系的方法，例如完整重构的关系。在这种情况下，就能籍助于从重构关系中计算得到的至少一个权重函数来进行加权。

必须肯定的是，所增加的系数仍能确保编码器的功能正常。因此，附加的系数是根据初始原型系数的权重来确定的并且必须能实现完整的或近似完整的重构。

在一些实施例中，计算在插入连续系数之间系数的各个位置的权重函数。

在本发明的一个实施例中，所构建的滤波器h′的长度比原型滤波器h的长度M大U倍，其中U和M为必须为大于1的自然数。在这种情况下，可定义移动数值S为0≤S＜U，S为自然数，并且所构建的和初始的滤波器满足关系式：h′(Uxn+S)＝h(n)，其中0≤n＜M且n为自然数。

此外，可以定义两个权重函数P_δ和Q_δ.，δ为满足0＜δ＜U的任何自然数δ。因此，所插入的系数可由关系式定义：h′(Uxn+S+δ)＝P_δ(n)xh(n)+Q_δ(n)xh(n+1)，其中n＜M且n为整数。

两个权重函数也可相等。此外，初始原型滤波器可对称的或不对称的或增加零系数进行拓展。这些方法可用于定义初始滤波器中的缺失的系数，以构建原型滤波器。

可以理解的是，本发明所提出的原型滤波器结构允许当初始原型滤波器包括零时进一步减少系数的数量。内插的窗口因而在其脉冲响应中包含数值零，并且其范围包括相等的系数。因此，进一步降低了对存储器的需求。

根据使用的权重内插方法，上述的处理允许获得在其带宽中具有值得关注的频率响应的原型滤波器。

本发明还涉及计算程序，其包括当处理器执行所述程序时执行上述方法的指令。同时，本发明还涉及计算机可读介质，在所述可读介质中存储着计算机程序。

本发明还涉及适用于实现上述方法的编码器和解码器。

根据本发明实施例的编码器/解码器至少包括两个存储器部分，第一存储器部分用于存储定义确定长度的初始原型滤波器的第一系数集；第二存储器部分用于存储包括发送第二系数集指令的计算机程序，所述第二系数集由第一集中的系数所确定。通过在第一集的两个连续系数之间插入第二集的系数所形成的集，来定义长度大于初始原型滤波器长度的原型滤波器。

此外，该编码器/解码器可包括执行用于构建长度大于初始原型滤波器的原型滤波器的更新方法的装置。

此外，由编码器/解码器执行的通过调制变换的编码/解码方法可包括下述步骤：

-获得用于编码/解码的调制变换长度；

-如果变换长度大于编码器/解码器的初始原型滤波器的长度，则根据上述更新方法更新编码器/解码器的处理能力；

-籍助于所述调制变换方法，通过使用在所述更新步骤中构建的原型滤波器对信号进行编码/解码。

有利的是，编码/解码方法可通过上述的编码器/解码器实现。

通过调制变换的编码/解码为使用这种类型变换的编码和解码。

“获得调制变换长度”的步骤可例如对应接收包括指示所述长度信息的信号。这样的信号可例如指示编码的模式。这样，提供低精度的模式，用于减少长度的数据帧并因此只需要减小长度的变换；还提供高精度的模式，适用于需要较大长度变换的较大长度的数据帧。然而，该信息也可从计算机文件中读出。该项决定也对应于编码器/解码器的输入。

当然，更新编码器/解码器还可理解为初始化编码器/解码器。

调制变换的长度还可根据采样的数量来选择，例如根据由编码器/解码器处理的帧或子帧的大小。各个帧或子帧的采样数量越大，则变换的长度就越大。

因此，可根据初始原型，通过在不同时间对原型滤波器更新，在不同时间使用所需的不同长度的变换。

本发明的其它特性和优点将通过下文和附图(除图1以外)进行阐述，附图包括：

-图2示出在原型滤波器的两个连续系数之间插入系数，以构建原型滤波器；

-图3示出原型滤波器和由原型滤波器所构建的滤波器；

-图4和图5示出根据本发明不同实施例所构建的滤波器；

-图6示出包括恒定系数的滤波器子集；

-图7示出根据本发明实施例的编码器；

-图8示出根据本发明实施例的编码/解码处理步骤。

下文阐述了本发明的一个实施例，它允许由原型窗来构建对应较小长度变换的原型窗。这类情况通常发生在无论是否具有对称窗的ELT调制变换的情况中。在ELT情况中，原型滤波器的长度为L＝2KM，其中包括在其末端确定数量M_z个零，并且M定义了变换系数的数量。

分析变换可表示为：

$y_{k,m}=\&lang;x_m,h_k\&rang;=\underset{n=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}x(n+\mathrm{mM})\&CenterDot;h\left(n\right)\&CenterDot;W(k,n),0\&le;k<M$

其中：N为对应采样周期倍数的时间索引；

k为表示所考虑的频率信道；

h(n)(0≤n＜L)定义分析原型滤波器；

W(k，n)(0≤n＜L)定义对频率k的调制函数。

合成变换可表示为：

$\tilde{x}(n+\mathrm{mM})=\underset{k=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{y}_{k,m}\&CenterDot;f\left(n\right)\&CenterDot;W(k,n),0\&le;n<L$

其中：

f(n)(0≤n＜L)定义合成原型滤波器；

为包括伪项的长度为L的信号，所述伪项可通过交叠相加进行删除以获得与x(n)持续时间相同的信号

对ELT的调制W(k，n)可表示为：

$W(k,n)=\cos \left[\frac{\mathrm{\&pi;}}{M}(n+\frac{\&PlusMinus;M+1}{2})(k+\frac{1}{2})\right],0\&le;k<M,0\&le;n<L.$

这些变换保证完整重构，即

与x(n)一致(允许延迟)。

为保证完整重构，滤波器f和h必须满足下述限制：

$\underset{i=0}{\overset{2K-2s-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}f(n+\mathrm{iM})h(n+\mathrm{iM}+2\mathrm{sM})=\mathrm{\&delta;}\left(s\right),s=\mathrm{0,1},...,K-1$

其中函数δ定义为

关于MDCT的一个实施例中，ELT的子集具有长度为L＝2M的滤波器，即K＝1的情况下。于是，完整重构条件表示为：

f(n)h(n)+f(n+M)h(n+M)＝1，0≤n＜M。

一个可采用的解决方案为：

f(n)＝h(2M-1-n)，0≤n＜2M。

其中允许对分析和合成使用相同的原型滤波器系数。仅在合成算法中对时间进行反转，对应2M-1-n项。

在这种情况下，完整重构关系式表示为：

d(n)＝h(n)h(2M-1-n)+h(n+M)h(M-1-n)＝1，0≤n＜M.

根据这个长度为M的变换，可构建长度更大(M′＝U·M)的变换。因此，定义滤波器h′，其中一些参数从滤波器h中获得。

因此，如图2所示，以下述方法构建滤波器h′：

h′(U·n+S)＝h(n)，0≤n＜L。

其中S为移位数值且0≤S＜U。

为了保证完整的重构，长度L′＝2·M′＝2·U·M的原型滤波器必须满足与上述相似的重构关系式：

d′(n)＝h′(n)h′(2M′-1-n)+h′(n+M′)h′(M′-1-n)

      ＝h′(n)h′(2UM-1-n)+h′(n+UM)h′(UM-1-n)＝1，

记住：从h(n)中获得具有在位置S的U倍的索引的采样。

随后，在下文中阐述确定缺失数值h′的实施例。

通常的实施例：

图3示出确定重构滤波器的原理。该原理从长度为M的滤波器开始。接着，将该滤波器

的系数分配至更大长度2M的时间间隔中。最后，计算中间系数，以便完成最终的滤波器如图2所示的中间采样可由定义通常实施例的等式来构建：

        h′(U·n+S+δ)＝P_δ(n)h(n)+Q_δ(n)h(n+1).

P_δ(n)和Q_δ(n)为加权函数，其中n＜M且δ为整数和0＜δ＜U。

如果S＝0，则初始delta＝0且初始n n0＝0；

如果S！＝0，则初始delta＝U-S且初始n n0＝-1。

因此，定义P_δ(-1)和Q_δ(-1)以允许当S不为零时使得h′(0)＝h′(U·(-1)+S+δ)的计算是必需的。Delta的第一数值将为δ＝U-S。

值得注意的是，h′的表达式可使用未定义的点。例如，h′(U·(2M-1)+S+δ)使用了未定义的h(2M)。

为定义缺失的系数，滤波器h通过下述任一方法在方程式集中拓展：

●h(2M+n)≡-h(2M-1-n)，通过非对称；

●h(2M+n)≡+h(2M-1-n)，n≥0，通过对称；

●h(2M+n)≡0，通过增加零系数。

类似的，h可作负索引的拓展。例如，为定义h′(0)，必须定义h(-1)。因此，该系数可通过下述任一方法确定将h向负系数的拓展：

●h(-1-n)≡-h(n)，通过非对称；

●h(-1-n)≡+h(n)，n≥0，通过对称；

●h(-1-n)≡0，通过增加零系数。

在其它情况下，向负采样的拓展和大于L的拓展可通过多次重复节点在模中的大小(modulo sense)来完成。

为保证h′(n)的完整重构，d′(n)在特殊点上表示为：

d′(Un+S)＝h′(Un+S)h′(2UM-1-Un-S)+h′(UM+Un+S)h′(UM-1-Un-S)＝1，

其中：

d′(Un+S)＝

h′(Un+S)h′(U(2M-1-n)+U-1-S)+h′(U(M+n)+S)h′(U(M-n-1)+U-1-S)

因此：

h(n)[P_U-1-2S(M-1-n)h(2M-1-n)+Q_U-1-2S(M-1-n)h(2M-n)]

+h(M+n)[P_U-1-2S(M-1-n)h(M-1-n)+Q_U-1-2S(M-1-n)h(M-n)]＝1

$Q_{U-1-2S}(M-1-n)[h\left(n\right)h(2M-n)+h(M-n)h(M+n)]=1$

P_U-1-2S(M-1-n)＝1-Q_U-1-2S(M-1-n)[h(n)h(2M-n)+h(M-n)h(M+n)]

其等同于：

P_U-1-2S(n)＝1-Q_U-1-2S(n)[h(M-1-n)h(M+1+n)+h(n+1)h(2M-1-n)]

因此，当选择确定的Q，则可建立可获得完整重构的权重P。

单一权重的实施例：

一个包括P＝Q限制的特殊实施例。在这种情况下，可从权重函数中获得直接表达式：

P_U-1-2S(n)[1+h(n+1)h(2M-1-n)+h(M-1-n)h(M+1+n)]＝1

d′另一点可表示为：

d′(Un+S+1)＝

h′(Un+S+1)h′(2UM-1-Un-S-1)+h′(UM+Un+S+1)h′(UM-1-Un-S-1)＝1

d′(Un+S+1)＝

h′(Un+S+1)h′(U(2M-1-n)+U-S-2)+h′(U(M+n)+S+1)h′(U(M-1-n)+U-S-2)

＝1

P₁(n)[h(n)+h(n+1)]h′(U(2M-n-1)+U-S-2)+

P_-1(n)[h(M+n)+h(M+n+1)]h′(U(M-1-n)+U-S-2)＝1

P₁(n)P_U-2S-2(M-1-n)[h(n)+h(n+1)][h(2M-1-n)+h(2M-n)]

+P₁(n)P_U-2S-2(M-1-n)[h(M+n)+h(M+n+1)][h(M-1-n)+h(M-n)]＝1

$P_1\left(n\right)P_{U-2S-2}(M-1-n)=$

$\frac{1}{[h\left(n\right)+h(n+1)][h(2M-1-n)+h(2M-n)]+[h(M+n)+h(M+n+1)][h(M-1-n)+h(M-n)]}$

$P_1\left(n\right)P_{U-2S-2}(M-1-n)=$

$\frac{1}{1+h\left(n\right)h(2M-n)+h(n+1)[h(2M-1-n)+h(2M-n)]+h(M+n)h(M-n)+h(M+n+1)[h(M-1-n)+h(M-n)]}$

然后，可根据确定的P_U-2S-2(M-1-n)，获得允许构建能完整重构的权重序列P₁(n)的关系式。

加权函数的定义可根据该表达式进行概括。它们是成对出现的并且根据下述表达式(δ≠0)定义：

$P_{\mathrm{\&delta;}}\left(n\right)P_{U-2S-1-\mathrm{\&delta;}}(M-1-n)=$

$\frac{1}{1+h\left(n\right)h(2M-n)+h(n+1)[h(2M-1-n)+h(2M-n)]+h(M+n)h(M-n)+h(M+n+1)[h(M-1-n)+h(M-n)]}$

该表达式允许获得在定义标准下构建内插滤波器的权重。

例如，当最小化确定频率的阻带能量时和最大化具体信号中的连续性或编码增益时，则优先选择h′的频率响应。

第二序列插值实施例

U＝2，S＝0的特定实施例

滤波器利用下述公式进行插值：

h′(2·n+0)＝h(n)

h′(2·n+1)＝P₁(n)h(n)+P₁(n)h(n+1)

$P_1\left(n\right)=\frac{1}{1+h(n+1)h(2M-1-n)+h(M-1-n)h(M+1+n)}$

$h^{\&prime;}(2\&CenterDot;n+1)=\frac{h\left(n\right)+h(n+1)}{1+h(n+1)h(2M-1-n)+h(M-1-n)h(M+1+n)}.$

图4示出用于长度为320的MDCT变换的长度为640的正弦原型滤波器S1；以及用于根据上述特定实施例从S1中获得的长度为640的MDCT变换的长度为1280的原型滤波器S2(图中有意将S1居中在640附近，以比较S1和S2)。

在末端具有零的第二序列插值的实施例：

在具体的实施例中，h(n)在末端(即从n＝0或n＝L-1处开始的连续索引)包括数值零，其不丧失一般规律，当2M-mZ≤n＜2M时可获得h(n)＝0。由于所提出的插值，使得h′因此在对应的节点为零。所提出的插值的具体属性如下：

$h^{\&prime;}(2M-1-2n)=\frac{1}{h(M+n)}$

但是

所以

$h(M-1-n)=\frac{1}{h(M+n)}$

因此： $h^{\&prime;}(2M-1-2n)=\frac{1}{h(M+n)}=h(M-1-n)=h^{\&prime;}(2M-2-2n).$

当将0实施在这个滤波器h时，则这个特别选择的插值获得的系数范围是恒定的。在这个实施例中，这些范围为长度2。更常见的，对以索引n＝UM为中心的区域的序列U的插值，其范围具有长度U。

图5示出用于长度为320的MDCT变换的长度为640的″ald″类型原型滤波器A1；以及用于根据所述情况由A1构建的长度为640的MDCT变换的长度为1280的原型滤波器A2。如图4所示，对A1进行居中。滤波器A1包括在其末端Z处的80个零数值。因此A2包括恒定长度为2的采样范围，这是由于A1在其末端包括数值零。

图6示出包括恒定采样C的A2的局部放大图。

实施例：

根据上述方法所构建的原型滤波器可快速实施。

在现有技术中，在快速变换前，分析过程的第一步骤包括利用所讨论的变换窗对采样进行加权，正如以上所讨论的那样。

这里，由于插值，可以安排原型滤波器的系数由更低变换序列中的系数来补充。

例如，对于具有移位S的序列U的插值而言，可表示为：

$y_{k,m}^{\&prime;}=\&lang;x_m,h_k^{\&prime;}\&rang;=\underset{n=0}{\overset{\mathrm{UL}-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}x(n+\mathrm{mT})\&CenterDot;h^{\&prime;}\left(n\right)\&CenterDot;W^{\&prime;}(k,n)$

h′(U·n+S)＝h(n)

h′(U·n+S+δ)＝P_δ(n)h(n)+Q_δ(n)h(n+1)

$y_{k,m}^{\&prime;}=\&lang;x_m,h_k^{\&prime;}\&rang;=\underset{n=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}x(\mathrm{Un}+S+\mathrm{mT})\&CenterDot;h^{\&prime;}(\mathrm{Un}+S)\&CenterDot;W^{\&prime;}(k,\mathrm{Un}+S)+$

$\underset{\mathrm{\&delta;}\&NotEqual;S}{\underset{\mathrm{\&delta;}=0}{\overset{U-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}}\underset{n=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}x(\mathrm{Un}+S+\mathrm{\&delta;}+\mathrm{mT})\&CenterDot;h^{\&prime;}(\mathrm{Un}+S+\mathrm{\&delta;})\&CenterDot;W^{\&prime;}(k,\mathrm{Un}+S+\mathrm{\&delta;})$

$y_{k,m}^{\&prime;}=\&lang;x_m,h_k^{\&prime;}\&rang;=\underset{n=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}x(\mathrm{Un}+S+\mathrm{mT})\&CenterDot;h\left(n\right)\&CenterDot;W^{\&prime;}(k,\mathrm{Un}+S)+$

$\underset{\mathrm{\&delta;}\&NotEqual;S}{\overset{U-1}{\underset{\mathrm{\&delta;}=0}{\mathrm{\&Sigma;}}}}\underset{n=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}x(\mathrm{Un}+S+\mathrm{\&delta;}+\mathrm{mT})\&CenterDot;[P_{\mathrm{\&delta;}}\left(n\right)h\left(n\right)+Q_{\mathrm{\&delta;}}\left(n\right)h(n+1)]\&CenterDot;W^{\&prime;}(k,\mathrm{Un}+S+\mathrm{\&delta;}).$

因此，原型滤波器的编码器/解码器的存储器可有利地构成两部分：第一部分包括初始原型滤波器的系数且第一权重x(Un+S+mT)h(n)是基于所述初始原型滤波器的系数，以及第二部分包括插值的系数。这样避免了对所需的存储器的重复，同时又保留了快速算法。在逆转换的过程中，对子带的合成也保留了这样的特性。

在根据末端具有数值零的初始滤波器的插值的情况中，通过较大长度滤波器执行的加权可获得简化的操作。实际上，在n＝UM附近的中心部分，所获得的原型滤波器的系数具有恒定的采样。因此，可证明获得因子分解的表达式为：

$h(M+n)\underset{\mathrm{\&delta;}=0}{\overset{U-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}\left[W(k,\mathrm{UM}+\mathrm{Un}+S+\mathrm{\&delta;})x(\mathrm{UM}+\mathrm{Un}+S+\mathrm{\&delta;})\right]$

这样避免了必须存储与初始滤波器相同的插值采样，并且由于因子分解而减少了权重的操作。在所考虑的采样范围中，即以UM为中心的部分，每个权重采样可以减少(U-1)次乘法。

在下文中，参考图7阐述了适用于实现上述方法的编码器。解码器具有相同的结构。编码器COD包括已描述地适用于执行信号分析或合成的处理单元PROC。为了执行这些操作，编码器COD使用原型滤波器。编码器包括用于存储初始原型滤波器

的第一存储器MEM1。例如，该初始滤波器允许最大长度为M的调制变换。

为了执行较大长度的调制变换，编码器包括用于存储计算机程序的存储器MOD_EXT，该计算机程序包括用于构建长度大于

的原型滤波器

为此目的，采用上述方法计算附加的系数。然后，将这些附加的系数存储在存储器MEM2中。

图8示出了编码/解码的方法，其适用于调制变换所需长度的原型滤波器。

步骤S80开始，获得用于编码或解码信号的分析或合成使用的变换的长度。在检测步骤T82中，确定调制变换的长度是否大于存储在用于执行调制变换的存储器中的原型滤波器

的长度。

如果调制变换的长度大于原型滤波器的长度，则如上所述，转入步骤S84，以构建更大长度的原型滤波器。然后，在步骤S86中执行信号的编码或解码。

如果变换的长度与滤波器的长度相同，则可跳过步骤S82并直接执行步骤S86。

优选地，如果变换的长度小于滤波器的长度，则执行减小滤波器长度的步骤，例如在执行步骤S86前进行抽取(decimation)。

当然，本发明不仅只限于上述实施例及其拓展的其它变化例。例如，讨论了通过对两个连续系数权重的附加系数的计算，但也可假设能加权较大数量的系数的其它实施例。

Claims (8)

1.一种更新音频编码器或音频解码器处理能力的方法，以便使用大于预确定长度的调制变换，所述音频编码器或音频解码器适用存储以初始长度系数有序集所定义的初始原型滤波器，所述方法包括通过在初始原型滤波器的两个连续系数之间插入至少一个系数来构建长度大于所述初始长度的原型滤波器的步骤，以实现长度大于预确定长度的变换，其中，插入在两个连续系数之间的所述至少一个系数通过对至少所述两个连续系数的加权进行计算，并且所述初始原型滤波器满足预确定的重构关系，且籍助于从所述重构关系计算得到的至少一个权重函数来进行加权。

2.根据权利要求1所述方法，其特征在于，计算在插入所述两个连续系数之间系数的各个位置的权重函数。

3.根据权利要求1所述方法，其特征在于：

-构建原型滤波器h′的长度大于初始原型滤波器h的长度M的U倍，其中U和M必须为大于1的自然数；

-移位数值S定义为0≤S<U且S为自然数；以及，

-所述构建原型滤波器和所述初始原型滤波器满足关系式：h′(Uxn+S)=h(n)，其中n为在0≤n<M范围内的任意自然数。

4.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，

-所述构建原型滤波器h′的长度大于初始原型滤波器h的长度M的U倍，其中U和M必为大于1的自然数；

-移位数值S定义为0≤S<U；

-定义两个权重函数P_δ和Q_δ,δ为满足0<δ<U的任意自然数；

-在所述两个连续系数之间插入至少一个系数，该系数由关系式定义：h′(U xn+S+δ)=P_δ(n)xh(n)+Q_δ(n)xh(n+1)，n为满足n<M的任意自然数。

5.一种音频数字信号的编码器(COD)，其特征在于，包括至少两个存储器部分(MEM1，MOD_EXT)，其中一个存储器部分(MEM1)是用于存储定义确定长度的初始原型滤波器的第一系数集的装置，和另一个存储器部分(MOD_EXT)是用于存储包括发送第二系数集指令的计算机程序的装置，所述第二系数集由第一集中的系数所确定，且通过在第一系数集的两个连续系数之间插入第二系数集中的至少一个系数而形成的集，来定义长度大于所述初始原型滤波器长度的原型滤波器，其中，插入在两个连续系数之间的所述至少一个系数通过对至少所述两个连续系数的加权进行计算，并且所述初始原型滤波器满足预确定的重构关系，且籍助于从所述重构关系计算得到的至少一个权重函数来进行加权。

6.一种通过调制变换且由音频编码器实现的编码方法，包括步骤：

-获得步骤(S80)，获得用于编码的所述调制变换的长度；

-更新步骤(S84)，如果所述变换的长度大于存储在所述音频编码器的初始原型滤波器的长度，则根据权利要求1至4中任一所述方法更新所述音频编码器的处理能力；

-编码步骤(S86)，籍助于所述调制变换，通过使用在所述更新步骤中构建的原型滤波器对信号进行编码。

7.一种数字信号的音频解码器(DECOD)，其特征在于，包括至少两个存储器部分(MEM1，MOD_EXT)，其中一个存储器部分(MEM1)是用于存储定义确定长度的初始原型滤波器的第一系数集的装置，和另一个存储器部分(MOD_EXT)是用于存储包括发送第二系数集指令的计算机程序的装置，所述第二系数集由第一系数集中的系数所确定，通过在第一系数集两个连续系数之间插入第二系数集的至少一个系数而形成的集，来定义长度大于所述初始原型滤波器长度的原型滤波器，其中，插入在两个连续系数之间的所述至少一个系数通过对至少所述两个连续系数的加权进行计算，并且所述初始原型滤波器满足预确定的重构关系，且籍助于从所述重构关系计算得到的至少一个权重函数来进行加权。

8.一种通过调制变换且由音频解码器实现的解码方法，包括步骤：

-获得步骤(S80)，获得用于解码的所述调制变换的长度；

-更新步骤(S84)，如果所述变换的长度大于存储在所述音频解码器的初始原型滤波器的长度，则根据权利要求1至4中任一所述方法更新所述音频解码器的处理能力；

-解码步骤(S86)，籍助于所述调制变换，通过使用在所述更新步骤中构建的原型滤波器对信号进行解码。

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