JP2016116440A - 電力変換装置 - Google Patents

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Abstract

【課題】従来技術では、電力変換装置の出力電力を最大化できない。【解決手段】一次巻線と一次巻線と磁気結合される二次巻線とを含むトランスと、スイッチ素子を含むブリッジ回路と、インダクタと、を備え、ブリッジ回路のスイッチ素子のオンオフ動作により、直流電圧が交流電圧に変換され、交流電圧が一次巻線に供給されることで、二次巻線に出力電圧が誘起され、インダクタは、スイッチ素子と一次巻線とをつなぐ経路に配置され、トランスのリーケージインダクタンス値とインダクタのインダクタンス値とを含む共振インダクタンス値Ｌｒは、式１を満たす、電力変換装置。【選択図】図１

Description

本開示は、電力変換などに用いられる電力変換装置（例えば、スイッチング電源装置）に関するものである。
特許文献１には、コンデンサと共に共振回路を構成するインダクタを備えたスイッチング電源装置が提案されている。
特許第３６８２７７３号公報
従来技術では、電力変換装置の出力電力を最大化できない。
本開示の一様態における電力変換装置は、一次巻線と前記一次巻線と磁気結合される二次巻線とを含むトランスと、スイッチ素子を含むブリッジ回路と、インダクタと、を備え、前記ブリッジ回路の前記スイッチ素子のオンオフ動作により、直流電圧が交流電圧に変換され、前記交流電圧が前記一次巻線に供給されることで、前記二次巻線に出力電圧が誘起され、前記インダクタは、前記スイッチ素子と前記一次巻線とをつなぐ経路に配置され、前記トランスのリーケージインダクタンス値と前記インダクタのインダクタンス値とを含む共振インダクタンス値Ｌｒは、式１を満たす。
本開示によれば、電力変換装置の出力電力を最大化できる。
実施の形態１における電力変換装置１０００の概略構成を示す回路図である。 外付けの共振インダクタに流れる電流Ｉｒｅｓの時間波形を示す図である。 外付けの共振インダクタに流れる電流Ｉｒｅｓの時間波形を示す図である。 直流重畳特性を示す図である。 共振インダクタ２００の概略構成を示す図である。 実施の形態２における電力変換装置２０００の概略構成を示す回路図である。 実施の形態２におけるトランス３００の概略構成を示す図である。 実施の形態２におけるトランス４００の概略構成を示す側面図である。
以下、本開示の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。
まず、本発明の発明者の着眼点について説明する。特許文献１に記載の構成では、共振インダクタのインダクタンス値が、最低限必要な値に比べて、かなり大きな値をとってしまう。すなわち、特許文献１に記載の構成では、必要以上に共振インダクタのインダクタンス値が大きくなってしまう。この従来の課題を解決できる構成例が、実施の形態として、説明される。
（実施の形態１）
図１は、実施の形態１における電力変換装置１０００の概略構成を示す回路図である。
実施の形態１における電力変換装置１０００は、トランス１０９と、ブリッジ回路と、インダクタ１１８と、を備える。
トランス１０９は、一次巻線と、一次巻線と磁気結合される二次巻線と、を含む。
ブリッジ回路は、スイッチ素子を含む。
ブリッジ回路のスイッチ素子のオンオフ動作により、直流電圧が交流電圧に変換される。直流電圧は、直流電源からの入力電圧であってもよい。もしくは、直流電圧は、ＡＣ／ＤＣ回路またはＤＣ／ＤＣ回路などからの入力電圧であってもよい。
交流電圧が一次巻線に供給されることで、二次巻線に出力電圧が誘起される。
インダクタ１１８は、スイッチ素子と一次巻線とをつなぐ経路に配置される。
ここで、スイッチ素子の第１端と第２端の間の容量成分の値を、Ｃ（Ｆ）とする。
また、直流電圧の電圧値を、Ｖｉｎ（Ｖ）とする。
また、インダクタ１１８に流れる電流のピーク値をＩｐｅａｋ（Ａ）とする。
また、インダクタ１１８に流れる電流の平均値をＩａｖｅ（Ａ）とする。
このとき、トランス１０９のリーケージインダクタンス値とインダクタ１１８のインダクタンス値とを含む共振インダクタンス値Ｌｒ（Ｈ）は、下記の式１を満たす。
以上の構成によれば、共振インダクタンス値Ｌｒを小さくできる。これにより、共振インダクタから直流電圧入力側への電力回生の時間を短くできる。これにより、直流電圧入力側から負荷に電力を伝える時間が増加する。この結果、電力変換装置の出力電力を最大化できる。
また、共振インダクタンス値Ｌｒを小さくすることで、共振インダクタの充放電のため電力を低減できる。これにより、直流電圧入力側と共振インダクタンス間を往復する電流量を減らすことができる。このため、電力変換装置の電力変換効率の低下を抑制できる。
また、外付けの共振インダクタのサイズを小型化できる。これにより、電力変換装置のサイズを小型化できる。
図１に示されるように、実施の形態１における電力変換装置１０００は、ブリッジ回路のスイッチ素子として、第１のスイッチ素子１０１と、第２のスイッチ素子１０２と、第３のスイッチ素子１０３と、第４のスイッチ素子１０４と、を備えてもよい。
このとき、図１に示されるように、上アームに配置される第１のスイッチ素子と第３のスイッチ素子と、下アームに配置される第２のスイッチ素子と第４のスイッチ素子と、により、フルブリッジ回路が構成されてもよい。
なお、第１のスイッチ素子１０１、第２のスイッチ素子１０２、第３のスイッチ素子１０３、第４のスイッチ素子１０４は、それぞれ、ＭＯＳＦＥＴ（電界効果トランジスタ）であってもよい。もしくは、スイッチ素子として、ＭＯＳＦＥＴとは別の形式のスイッチ素子（例えば、三端子スイッチ素子など）が、用いられてもよい。
各スイッチ素子は、それぞれ、制御部１１５からの駆動電圧１２１によって、ＯＮとＯＦＦを制御されている。
なお、実施の形態１における電力変換装置１０００は、電流検出部１１４を備えていてもよい。また、実施の形態１における電力変換装置１０００は、電圧検出部１１９を備えていてもよい。
このとき、制御部１１５は、電流検出部１１４からの電流検出信号１２０と電圧検出部１１９からの電圧検出信号１２２とに基づいて、駆動電圧１２１を生成してもよい。
なお、ブリッジ回路は、ハーフブリッジ回路であってもよい。
図１における１０５〜１０８は、各スイッチ素子の第１端と第２端の間（例えば、ソースとドレインの間）の容量成分を示している。
図１における１０５〜１０８は、各スイッチ素子の第１端と第２端の間の寄生容量であってもよい。
もしくは、実施の形態１における電力変換装置１０００は、第１のコンデンサと、第２のコンデンサと、第３のコンデンサと、第４のコンデンサと、を備えていてもよい。
このとき、第１〜第４のコンデンサは、それぞれ、第１〜第４のスイッチ素子と並列に、第１〜第４のスイッチ素子の第１端と第２端とに接続されてもよい。
この場合、各スイッチ素子の第１端と第２端の間の容量成分（図１における１０５〜１０８）は、各スイッチの寄生容量と、各コンデンサの容量と、を含む。
以上の構成によれば、寄生容量だけでは容量不足の場合、または、容量を持たない三端子スイッチ素子を用いる場合などでも、各コンデンサの容量により、ＺＶＳを実現することができる。
スイッチ素子の第１端と第２端の間の容量成分は、トランス１０９のリーケージインダクタンス１１６、および、外付けの共振インダクタであるインダクタ１１８と共に、共振回路を構成する。
図１では、回路図上わかりやすくするために、リーケージインダクタンス１１６と理想トランス１１７に分けて、トランス１０９は図示されている。
図１に示されるように、実施の形態１における電力変換装置１０００は、ダイオードブリッジ１１０と、チョークコイル１１１と、平滑コンデンサ１１２とを、さらに備えていてもよい。
このとき、ダイオードブリッジ１１０は、トランス１０９の二次巻線からの出力電圧を整流する。チョークコイル１１１と平滑コンデンサ１１２は、整流された出力電圧を平滑する。
下記の式２に示す条件が成立すれば、共振インダクタンスに蓄えられたエネルギーにより、スイッチ素子のＯＮ／ＯＦＦ時に必要となる容量の充放電が行われる。これにより、ＺＶＳ（Ｚｅｒｏ Ｖｏｌｔａｇｅ Ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ）が実現される。このため、スイッチング損失を小さくすることができる。
なお、上記の式２中のＩｒｅｓ（Ａ）は、外付けの共振インダクタに流れる電流の値である。
図２および図３は、外付けの共振インダクタに流れる電流Ｉｒｅｓの時間波形を示す図である。
図２および図３は、スイッチ素子の駆動周波数の１周期分の電流波形を示している。
図２および図３における、期間Ｔ１および期間Ｔ３は、スイッチ素子のオン／オフの切り替わりの期間である。
図２および図３における、期間Ｔ２は、第１のスイッチ素子１０１と第４のスイッチ素子１０４とが、オン状態である期間である。
図２および図３における、期間Ｔ４は、第２のスイッチ素子１０２と第３のスイッチ素子１０３とが、オン状態である期間である。
図２および図３における、Ｉａｖｅは、｜Ｉｒｅｓ｜の平均値である。
図２からも分かるように、電力変換装置の出力電流が一定の場合であっても、Ｉｒｅｓの値は時間変化する。
Ｉｒｅｓの波形は、共振インダクタンス値Ｌｒに加え、電力変換装置の出力、チョークコイル１１１のインダクタンス値Ｌｃｈｋなどにより、変化する。
図２におけるＩｐｅａｋは、スイッチ素子のＯＮ、ＯＦＦが切り替わる期間のＩｒｅｓの値である。
Ｉｐｅａｋを用いて、上述の式２を書き換えると、下記の式３および式４となる。
すなわち、実施の形態１においては、共振インダクタンス値Ｌｒは、上記の式４から求まるＬｒ以上とする。
一方で、Ｌｒを大きくし過ぎると、下記の課題が生じる。
すなわち、外付けの共振インダクタのサイズが大型化する。また、共振インダクタに蓄えられたエネルギーを、電源側に回生するために、長い時間が必要となる。このため、電源から負荷に電力を伝える時間が制限される。この結果、電力変換装置の出力電力が制限される。また、共振インダクタの充放電のために、電源と電力変換装置との間で、電流の往復が増える。このため、電力変換効率が低下する。
そこで、回路の動作条件として、図３に示すように、出力電圧のリプルができるだけ小さくなるように、チョークコイル１１１のインダクタンス値Ｌｃｈｋを、できるだけ大きくとった場合を考える。
このとき、スイッチ素子のＯＮ期間に、電流が増加することがなくなる。このため、共振に必要なインダクタンス値Ｌｒが、最大となることがわかる。
よって、図３における、外付共振インダクタに流れる電流であるＩａｖｅを用いて、上述の式２を書き換えると、下記の式５および式６となる。
すなわち、実施の形態１においては、共振インダクタンス値Ｌｒの上限値を、上記の式６から求まるＬｒとする。
以上の式４と式６から、下記の式１が導かれる。
実施の形態１においては、上記の式１の関係を満たす、共振インダクタを設計し、用いる。
これにより、外付けの共振インダクタの小型化、および、出力電力の最大化、および、回路効率の改善を実現できる。
なお、各スイッチ素子の容量成分に、ばらつきがある場合、下記の構成としてもよい。
第１のスイッチ素子１０１の第１端と第２端の間の容量成分の値を、Ｃ１とする。
第２のスイッチ素子１０２の第１端と第２端の間の容量成分の値を、Ｃ２とする。
第３のスイッチ素子１０３の第１端と第２端の間の容量成分の値を、Ｃ３とする。
第４のスイッチ素子１０４の第１端と第２端の間の容量成分の値を、Ｃ４とする。
このとき、下記の式７および式８の両方を満たす共振インダクタンス値Ｌｒとなる、共振インダクタを設計し、用いてもよい。
以上の構成によれば、ブリッジ回路の備える第１〜第４のスイッチ素子のそれぞれに対して、ＺＶＳを実現しながら、共振インダクタンス値Ｌｒを小さくできる。
なお、実施の形態１においては、インダクタ１１８に流れる電流に応じて、インダクタ１１８のインダクタンス値が変化してもよい。
すなわち、外付けの共振インダクタが、電流に応じて、そのインダクタンス値が可変するインダクタで構成されていてもよい。
この場合、共振インダクタに流れる電流Ｉｒｅｓの変化に応じて、上述の式２の共振条件を満たす、インダクタンス値Ｌｒが得られる。
以上の構成によれば、共振インダクタに流れる電流Ｉｒｅｓに応じて、共振条件を満たす、最適なインダクタンス値が得られる。これにより、電力変換装置の幅広い動作領域において、効率を向上させることができる。
なお、実施の形態１においては、直流重畳により、インダクタ１１８のインダクタンス値が変化してもよい。
すなわち、外付けの共振インダクタが、共振インダクタの磁気コアの直流重畳特性により、そのインダクタンス値が変化する可変インダクタで構成されていてもよい。
図４は、直流重畳特性を示す図である。
図４に示すように、磁気コアを構成する磁性材料には、流れる電流の増加に伴って、インダクタンス値が低下する直流重畳特性がある。この特性を活用すれば、共振インダクタンスに流れる電流Ｉｒｅｓの増加に伴って、インダクタンス値を低減することができる。このため、Ｉｒｅｓの値に応じて、上述の式２を満たすインダクタンス値Ｌｒを有する、共振インダクタンスの設計が可能となる。
以上の構成によれば、共振インダクタのインダクタンス値を変化させるための制御回路などを設ける必要がない。これにより、スイッチング電源装置を、より小型化することができる。
図５は、共振インダクタ２００の概略構成を示す図である。
図５に示すように、外付けの共振インダクタ２００は、磁気コア２０１と巻線２０２で構成される。この共振インダクタ２００には、ギャップ調整部２０３が設けられている。ギャップ調整部２０３の形状を適当に選択することにより、共振インダクタ２００に流れる電流に応じて、そのインダクタンス値が変化する可変インダクタンスを構成することができる。
しかし、ギャップ調整部２０３において、磁性コア材の接触面積が小さくなっている。これにより、磁気コアの損失が大きくなる。
そこで、実施の形態１においては、磁気コア材にギャップを設けないように、外付けの共振インダクタが構成されてもよい。
以上の構成によれば、磁気コア材のギャップ挿入による磁気コア損失の増加が発生しない。このため、電力変換装置の電力変換効率を高めることができる。
（実施の形態２）
以下、実施の形態２が説明される。なお、実施の形態１と共通する部分については、適宜、詳細な説明は省略される。
図６は、実施の形態２における電力変換装置２０００の概略構成を示す回路図である。
実施の形態２における電力変換装置２０００は、トランス１０９と、ブリッジ回路と、を備える。
トランス１０９は、一次巻線と、一次巻線と磁気結合される二次巻線と、を含む。
ブリッジ回路は、スイッチ素子を含む。
ブリッジ回路のスイッチ素子のオンオフ動作により、直流電圧が交流電圧に変換される。直流電圧は、直流電源からの入力電圧であってもよい。もしくは、直流電圧は、ＡＣ／ＤＣ回路またはＤＣ／ＤＣ回路などからの入力電圧であってもよい。
交流電圧が一次巻線に供給されることで、二次巻線に出力電圧が誘起される。
ここで、スイッチ素子の第１端と第２端の間の容量成分の値を、Ｃ（Ｆ）とする。
また、直流電圧の電圧値を、Ｖｉｎ（Ｖ）とする。
トランス１０９の一次巻線に流れる電流のピーク値をＩｐｅａｋ（Ａ）とする。
トランス１０９の一次巻線に流れる電流の平均値をＩａｖｅ（Ａ）とする。
トランス１０９のリーケージインダクタンス値Ｌｅ（Ｈ）は、下記の式９を満たす。
以上の構成によれば、トランスのリーケージインダクタンス値Ｌｅを小さくできる。これにより、直流電圧入力側から負荷に電力を伝える時間が増加する。この結果、トランスから直流電圧入力側への電力回生の時間を短くできる。これにより、電力変換装置の出力電力を最大化できる。また、トランスのリーケージインダクタンス値Ｌｅを小さくすることで、トランスのリーケージ成分の充放電のため電力を低減できる。これにより、直流電圧入力側と共振インダクタンス間を往復する電流量を減らすことができる。このため、電力変換装置の電力変換効率の低下を抑制できる。また、外付けの共振インダクタを用いずに、ＺＶＳを実現できる。これにより、電力変換装置のサイズを小型化できる。
実施の形態２における電力変換装置２０００は、実施の形態１で説明されたインダクタ１１８を備えていない。
実施の形態２においては、スイッチ素子の第１端と第２端の間の容量成分は、トランス１０９のリーケージインダクタンス１１６と共に、共振回路を構成する。
図６では、回路図上わかりやすくするために、リーケージインダクタンス１１６と理想トランス１１７に分けて、トランス１０９は図示されている。
下記の式１０に示す条件が成立すれば、リーケージインダクタンスに蓄えられたエネルギーにより、スイッチ素子のＯＮ／ＯＦＦ時に必要となる容量の充放電が行われる。これにより、ＺＶＳ（Ｚｅｒｏ Ｖｏｌｔａｇｅ Ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ）が実現される。このため、スイッチング損失を小さくすることができる。
なお、上記の式１０中のＩｒｅｓ（Ａ）は、リーケージインダクタンスに流れる電流の値である。
実施の形態１と同様に、実施の形態２におけるリーケージインダクタンスの下限値と上限値が、下記の式９のように求まる。
実施の形態２においては、上記の式９の関係を満たす、リーケージインダクタンスを備えるトランスを設計し、用いる。
これにより、外付けの共振インダクタンスを用いることなく、共振条件を満たすことができる。このため、出力電力の最大化、および、回路効率の改善を実現できる。さらに、電力変換装置のより一層の小型化を実現することができる。
なお、各スイッチ素子の容量成分に、ばらつきがある場合、下記の構成としてもよい。
第１のスイッチ素子１０１の第１端と第２端の間の容量成分の値を、Ｃ１とする。
第２のスイッチ素子１０２の第１端と第２端の間の容量成分の値を、Ｃ２とする。
第３のスイッチ素子１０３の第１端と第２端の間の容量成分の値を、Ｃ３とする。
第４のスイッチ素子１０４の第１端と第２端の間の容量成分の値を、Ｃ４とする。
このとき、下記の式１１および式１２の両方を満たすリーケージインダクタンス値Ｌｅとなるトランスを設計し、用いてもよい。
以上の構成によれば、ブリッジ回路の備える第１〜第４のスイッチ素子のそれぞれに対して、ＺＶＳを実現しながら、トランスのリーケージインダクタンス値Ｌｅを小さくできる。
なお、実施の形態２においては、トランス１０９に流れる電流に応じて、トランス１０９のリーケージインダクタンス値Ｌｅが変化してもよい。
すなわち、トランスのリーケージインダクタが、リーケージインダクタに流れる電流に応じて、そのインダクタンス値Ｌｅが変化する可変インダクタとなるように構成されてもよい。
この場合、リーケージインダクタに流れる電流Ｉｒｅｓの変化に応じて、上述の式１０の共振条件を満たす、リーケージインダクタンス値Ｌｅが得られる。
以上の構成によれば、トランスに流れる電流Ｉｒｅｓに応じて、共振条件を満たす、最適なリーケージインダクタンス値Ｌｅが得られる。これにより、電力変換装置の幅広い動作領域において、効率を向上させることができる。
なお、実施の形態２においては、直流重畳により、トランス１０９のリーケージインダクタンス値Ｌｅが変化してもよい。
すなわち、トランスのリーケージインダクタが、直流重畳により、そのリーケージインダクタンス値が変化する可変インダクタとなるように構成されてもよい。
以上の構成によれば、トランスのリーケージインダクタンス値Ｌｅを変化させるための制御回路などを設ける必要がない。これにより、スイッチング電源装置を、より小型化することができる。
以下、具体的な構成例が、図７と図８とを用いて、説明される。
図７は、実施の形態２におけるトランス３００の概略構成を示す図である。図７（ａ）は、トランス３００の側面図である。図７（ｂ）は、トランス３００の平面図である。
図７に示されるトランス３００は、磁気コア３０１と、１次巻線３１１と、２次巻線３１２と、リーケージ調整用迂回路３０２と、を備える。
トランス３００は、磁気コアを流れる磁束をリーケージ調整用迂回路３０２で迂回させることにより、リーケージインダクタンスを形成することができる。
リーケージ調整用迂回路３０２の厚み、幅、材質を調整することで、リーケージインダクタンスを調整することができる。
図８は、実施の形態２におけるトランス４００の概略構成を示す側面図である。
図８に示されるトランス４００は、磁気コア４０１と、１次巻線４１１と、２次巻線４１２と、磁性体キャップ４０３と、を備える。
トランス４００は、磁気コアを流れる磁束を磁性体キャップで迂回させることにより、リーケージインダクタンスを形成することができる。
磁性体キャップ４０３の厚み、幅、材質を調整することで、リーケージインダクタンスを調整することができる。
以上のように、実施の形態２においては、図７のリーケージ調整用迂回路３０２の直流重畳特性、または、図８の磁性体キャップの直流重畳特性が活用されてもよい。これにより、リーケージインダクタに流れる電流Ｉｒｅｓの増加に伴って、リーケージインダクタのインダクタンス値を低減することができる。
この場合、リーケージインダクタに流れる電流Ｉｒｅｓの変化に応じて、上述の式１０の共振条件を満たす、リーケージインダクタンス値Ｌｅが得られる。
本開示は、例えば、車載用電源機器、パワーコンディショナーなどの様々なスイッチング電源装置に好適に利用できる。
１０１，１０２，１０３，１０４ スイッチ素子
１０５，１０６，１０７，１０８ 容量成分
１０９ トランス
１１０ ダイオードブリッジ
１１１ チョークコイル
１１２ 平滑コンデンサ
１１５ 制御部
１１６ リーケージインダクタンス
１１７ 理想トランス
１１８ インダクタ
１１９ 電圧検出部
１２０ 電流検出信号
１２１ 駆動電圧
１２２ 電圧検出信号
２００ 共振インダクタ
２０１ 磁気コア
２０２ 巻線
２０３ ギャップ調整部
３００ トランス
３０１ 磁気コア
３０２ リーケージ調整用迂回路
３１１ １次巻線
３１２ ２次巻線
４００ トランス
４０１ 磁気コア
４０３ 磁性体キャップ
４１１ １次巻線
４１２ ２次巻線

Claims (10)

  1. 一次巻線と前記一次巻線と磁気結合される二次巻線とを含むトランスと、
    スイッチ素子を含むブリッジ回路と、
    インダクタと、
    を備え、
    前記ブリッジ回路の前記スイッチ素子のオンオフ動作により、直流電圧が交流電圧に変換され、
    前記交流電圧が前記一次巻線に供給されることで、前記二次巻線に出力電圧が誘起され、
    前記インダクタは、前記スイッチ素子と前記一次巻線とをつなぐ経路に配置され、
    前記スイッチ素子の第１端と第２端の間の容量成分の値を、Ｃとし、
    前記直流電圧の電圧値を、Ｖｉｎとし、
    前記インダクタに流れる電流のピーク値をＩｐｅａｋとし、
    前記インダクタに流れる電流の平均値をＩａｖｅとすると、
    前記トランスのリーケージインダクタンス値と前記インダクタのインダクタンス値とを含む共振インダクタンス値Ｌｒは、下記の式１、
    を満たす、
    電力変換装置。
  2. 前記インダクタに流れる電流に応じて、前記インダクタのインダクタンス値が変化する、
    請求項１に記載の電力変換装置。
  3. 直流重畳により、前記インダクタのインダクタンス値が変化する、
    請求項２に記載の電力変換装置。
  4. 前記ブリッジ回路の前記スイッチ素子は、第１のスイッチ素子と、第２のスイッチ素子と、第３のスイッチ素子と、第４のスイッチ素子と、を含み、
    上アームに配置される前記第１のスイッチ素子と前記第３のスイッチ素子と、下アームに配置される前記第２のスイッチ素子と前記第４のスイッチ素子と、により、フルブリッジ回路が構成され、
    前記第１のスイッチ素子の第１端と第２端の間の容量成分の値を、Ｃ１とし、
    前記第２のスイッチ素子の第１端と第２端の間の容量成分の値を、Ｃ２とし、
    前記第３のスイッチ素子の第１端と第２端の間の容量成分の値を、Ｃ３とし、
    前記第４のスイッチ素子の第１端と第２端の間の容量成分の値を、Ｃ４とすると、
    前記共振インダクタンス値Ｌｒは、下記の式７および式８、
    を満たす、
    請求項１〜３のいずれかに記載の電力変換装置。
  5. 第１のコンデンサと、第２のコンデンサと、第３のコンデンサと、第４のコンデンサと、を備え、
    前記第１〜第４のコンデンサは、それぞれ、前記第１〜第４のスイッチ素子と並列に、前記第１〜第４のスイッチ素子の第１端と第２端とに接続され、
    前記Ｃ１は、前記第１のコンデンサの容量成分を含み、
    前記Ｃ２は、前記第２のコンデンサの容量成分を含み、
    前記Ｃ３は、前記第３のコンデンサの容量成分を含み、
    前記Ｃ４は、前記第４のコンデンサの容量成分を含む、
    請求項４に記載の電力変換装置。
  6. 一次巻線と前記一次巻線と磁気結合される二次巻線とを含むトランスと、
    スイッチ素子を含むブリッジ回路と、
    を備え、
    前記ブリッジ回路の前記スイッチ素子のオンオフ動作により、直流電圧が交流電圧に変換され、
    前記交流電圧が前記一次巻線に供給されることで、前記二次巻線に出力電圧が誘起され、
    前記スイッチ素子の第１端と第２端の間の容量成分の値を、Ｃとし、
    前記直流電圧の電圧値を、Ｖｉｎとし、
    前記トランスの前記一次巻線に流れる電流のピーク値をＩｐｅａｋとし、
    前記トランスの前記一次巻線に流れる電流の平均値をＩａｖｅとすると、
    前記トランスのリーケージインダクタンス値Ｌｅは、下記の式９、
    を満たす、
    電力変換装置。
  7. 前記トランスに流れる電流に応じて、前記トランスのリーケージインダクタンス値Ｌｅが変化する、
    請求項６に記載の電力変換装置。
  8. 直流重畳により、前記トランスのリーケージインダクタンス値Ｌｅが変化する、
    請求項７に記載の電力変換装置。
  9. 前記ブリッジ回路は、第２のスイッチ素子と、第３のスイッチ素子と、第４のスイッチ素子と、を含み、
    上アームに配置される前記第１のスイッチ素子と前記第３のスイッチ素子と、下アームに配置される前記第２のスイッチ素子と前記第４のスイッチ素子と、により、フルブリッジ回路が構成され、
    前記第１のスイッチ素子の第１端と第２端の間の容量成分の値を、Ｃ１とし、
    前記第２のスイッチ素子の第１端と第２端の間の容量成分の値を、Ｃ２とし、
    前記第３のスイッチ素子の第１端と第２端の間の容量成分の値を、Ｃ３とし、
    前記第４のスイッチ素子の第１端と第２端の間の容量成分の値を、Ｃ４とすると、
    前記トランスのリーケージインダクタンス値Ｌｅは、下記の式１１および式１２、
    を満たす、
    請求項６〜８のいずれかに記載の電力変換装置。
  10. 第１のコンデンサと、第２のコンデンサと、第３のコンデンサと、第４のコンデンサと、を備え、
    前記第１〜第４のコンデンサは、それぞれ、前記第１〜第４のスイッチ素子と並列に、前記第１〜第４のスイッチ素子の第１端と第２端とに接続され、
    前記Ｃ１は、前記第１のコンデンサの容量成分を含み、
    前記Ｃ２は、前記第２のコンデンサの容量成分を含み、
    前記Ｃ３は、前記第３のコンデンサの容量成分を含み、
    前記Ｃ４は、前記第４のコンデンサの容量成分を含む、
    請求項９に記載の電力変換装置。
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