JP2016059169A

JP2016059169A - 電源装置

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Publication number: JP2016059169A
Application number: JP2014183775A
Authority: JP
Inventors: 徳和八木; Tokukazu Yagi
Original assignee: Sharp Corp
Current assignee: Sharp Corp
Priority date: 2014-09-10
Filing date: 2014-09-10
Publication date: 2016-04-21
Anticipated expiration: 2034-09-10
Also published as: JP6288454B2

Abstract

【課題】入力側電圧と出力側電圧の電位差が小さい場合でも、安定した動作をすることができ、回路構成が簡略化できる電源装置を提供する。【解決手段】電源装置は、スイッチング素子６をオンすることでチョークコイル４にエネルギーを蓄え、スイッチング素子６をオフすることによって、チョークコイル４に蓄えたエネルギーをダイオード８を介してコンデンサ９に充電している。スイッチング素子６をオンさせるために、チョークコイル４に電磁結合された補助コイル５に生じる２次電圧Ｖｃと整流回路２の瞬時出力電圧Ｖ１に応じて変動する電圧ＶＲ３とを加算して判定電圧Ｖｓを得ている。この判定電圧Ｖｓと一定の閾値電圧Ｖthを比較し、判定電圧Ｖｓが閾値電圧Ｖthよりも小さくなった時にスイッチング素子６をオンさせる。【選択図】図１

Description

本発明は電源装置に関し、詳しくは、力率改善回路を搭載した電源装置に関する。

コンデンサ・インプット型整流方式を採用した電源装置は、平滑用コンデンサの端子間の電圧よりも交流入力電圧が小さい場合は電流が流れず、入力電圧のピーク値付近でのみ電流が流れる。このため、電圧波形が正弦波であっても電流波形がパルス波形となり、力率の悪化を招くとともに、電流には多くの高調波成分が含まれるためノイズ障害を発生させたり、機器の電力損失を増加させたりするおそれがある。

このため、力率改善（ＰＦＣ：Power Factor Correction）回路を搭載することにより、変換効率が改善された電源装置が様々な分野で用いられている。力率改善回路には、全波整流回路の後段にチョッパ回路を接続したものが一般的に利用されている。この力率改善回路は、全波整流回路の出力電圧とチョッパ回路の出力電圧（平滑用コンデンサの両端電圧）に基づいて、スイッチングトランジスタのオン時間とオフ時間を決定し、入力電流が正弦波状に近づくようにしている。

図６は、従来の力率改善回路を搭載した電源装置の構成を示す図であり、従来の電源装置は、商用交流電源１０１と、ダイオードブリッジ回路からなる全波整流回路１０２と、力率改善回路１３０、および、制御回路１４０を備えている。

力率改善回路１３０は、コンデンサ１０３、昇圧チョークコイル１０４、昇圧チョークコイルに設けた補助コイル１０５、スイッチング素子１０６、抵抗１０７、ダイオード１０８、および、平滑用コンデンサ１０９を備えている。平滑用コンデンサ１０９には電源装置の負荷１１０が接続される。

スイッチング素子１０６がオンされた場合、昇圧チョークコイル１０４、スイッチング素子１０６、および、抵抗１０７のパスが生じ、昇圧チョークコイル１０４に電流が流れエネルギーが蓄えられる。一方、スイッチング素子１０６がオフされた場合、昇圧コイル１０４、ダイオード１０８、および、平滑用コンデンサ１０９のパスが生じ、昇圧チョークコイル１０４に蓄えられたエネルギーは、ダイオード１０８を介して平滑用コンデンサ１０９に放出され、平滑用コンデンサ１０９を充電する。

昇圧チョークコイル１０４のエネルギーの放出によって、昇圧チョークコイル１０４を流れる電流が減少してゼロに近づく。昇圧チョークコイル１０４の電流変化は補助コイル１０５に誘起される２次電圧として検出することができ、補助コイル１０５の２次電圧を検出することによって、昇圧チョークコイル１０４の電流がゼロになったことが検出できる。

制御回路１４０は、コンパレータ１２１を有し、コンパレータ１２１のプラス端子には補助コイル１０５の一方の端子が抵抗１２０を介して接続され、コンパレータ１２１のマイナス端子には一定の参照電圧１２２が閾値電圧Ｖthとして入力される。そして、補助コイル１０５に誘起される２次電圧が閾値電圧と比較され、コンパレータ１２１は、２次電圧が閾値電圧より大きい場合にハイレベルの信号を出力し、その他の場合にローレベルの信号を出力する。コンパレータ１２１の出力信号は、セット信号としてＲＳフリップ・フロップ回路１２３に出力される。ＲＳフリップ・フロップ回路１２３は、コンパレータ１２１の出力信号がローレベルになった際、ハイレベルの信号をスイッチング素子１０６のゲートに出力し、スイッチング素子１０６をオンさせる。

平滑用コンデンサ１０９の端子電圧（出力側電圧に相当）は、２つの分圧抵抗１１１、１１２によって分圧され、分圧された電圧は誤差増幅器１１４の反転入力端子に入力される。誤差増幅器１１４の非反転入力端子には参照電圧１１３が入力され、誤差増幅器１１４の出力信号は参照電圧１１３と分圧された電圧との差電圧となり、次段のコンデンサ１１５によって平滑化される。

全波整流回路１０２の出力信号（入力側電圧に相当）が、２つの分圧抵抗１１６、１１７によって分圧され、この分圧された全波整流器１０２の出力信号と誤差増幅器１１４の出力信号とが乗算器１１８によって乗算される。乗算された信号はコンパレータ１１９のマイナス端子に出力される。一方、コンパレータ１１９のプラス端子には、スイッチング素子１０６のソース電流を抵抗１０７によって電圧に変換した信号が入力される。

コンパレータ１１９の出力信号は、リセット信号としてＲＳフリップ・フロップ回路１２３に出力される。ＲＳフリップ・フロップ回路１２３は、リセット信号が入力された場合、ローレベルの信号をスイッチング素子１０６のゲートに出力し、スイッチング素子１０６をオフさせる。このような構成の電源装置は、昇圧チョークコイル１０４に流れる電流に基づいてスイッチング素子１０６のオン・オフのタイミングを制御することで、電流及び電圧の位相を合わせて力率を向上させている。

上述した電源装置では、補助コイル１０５の電圧を検出することによって、昇圧チョークコイル１０４の電流を検出している。しかしながら、補助コイル１０４の電位は全波整流回路１０２の出力信号である入力側電圧によって変化し、入力側電圧と平滑用コンデンサ１０９の端子電圧である出力側電圧との電圧差が小さいときには、補助コイル１０５の電位が小さくなって閾値電圧以上の電圧にならない場合が生じ、その場合には、スイッチング素子１０６がオフ状態を維持することになるため、スイッチング動作が不安定になるという問題があった。

図７は、従来の力率改善回路を搭載した電源装置において設定される閾値電圧を説明するための図であり、図７（Ａ）に示すように、昇圧チョークコイル１０４の巻数をＮ１、補助コイル１０５の巻数をＮ２とし、全波整流器１０２の瞬時出力電圧（入力側電圧）をＶ１、平滑用コンデンサ１０９の端子電圧（出力側電圧）をＶ２とした場合、閾値電圧Ｖthが、（Ｖ２−√２×Ｖ１）×Ｎ２／Ｎ１より小さいときは、補助コイル１０５の全ての電圧振動の上限値が閾値電圧Ｖthを超えるため、全ての電圧振動ＶＳ１，ＶＳ２，…，ＶＳ１４においてスイッチング動作が行なわれる。

しかしながら、図７（Ｂ）に示すように、入力側電圧Ｖ１が高くなって、√２×Ｖ１≒Ｖ２となった場合のように、閾値電圧Ｖthが、（Ｖ２−√２×Ｖ１）×Ｎ２／Ｎ１より大きくなった場合は、電圧振動の上限値が閾値電圧Ｖthよりも小さくなる電圧振動ＶＳ６，ＶＳ７，…，ＶＳ９においてはスイッチング動作が行なわれないため、スイッチング動作が不安定になる。

この現象は、例えば、入力側電圧Ｖ１が１００Ｖであるときには、スイッチング動作が安定しているが、入力側電圧Ｖ１が２４０Ｖとなったときには、不安定なスイッチング動作として現れる。そして、日本国内（１００Ｖ系）では不具合が発生することはないが、日本国外（２４０Ｖ系）においては電源装置の動作が不安定になるため、国内用の電源装置を国外用に適用することが困難であり、国外用に新たに電源装置の設計を行なう必要があった。

このため、特許文献１に記載された電源装置では、全波整流回路の瞬時出力電圧を検出し、検出した瞬時出力電圧に応じて閾値電圧を変動させることにより変動する閾値電圧を設定し、すべての電圧振動においてスイッチング動作を確実行うようにしている。具体的には、図８に示すように、閾値電圧Ｖthを一定値ではなく、瞬時出力電圧Ｖ１および平滑用コンデンサ３７の端子電圧Ｖ２に応じて、（１／２（Ｖ２−２√２×Ｖ１）×Ｎ２／Ｎ１）となるように閾値電圧Ｖthを設定している。これにより、電圧振動の上限値及び下限値の中点が閾値電圧として設定されることになる。このため、電圧振動に対するマージンが広くなるたえ、入力側電圧が高くなって、入力側電圧及び出力側電圧の電圧差が小さくなった場合であっても、すべての電圧振動においてスイッチング動作が確実に行えるようになっている。

特開２００７−７４８１３号公報

しかしながら、特許文献１に開示された電源装置では、補助コイル電圧の検出閾値電圧Ｖthを入力側電圧によって可変となるように設定しているため、閾値電圧Ｖthをマイナス電圧にする必要が生じ、回路の構成が複雑となっていた。このため、閾値電圧Ｖthの設定手段として、例えばマイコンが用いられていた。

本発明は、これらの実情に鑑みてなされたものであり、入力側電圧と出力側電圧の電位差が小さい場合でも、安定した動作をすることができ、回路構成が簡略化できる電源装置を提供することをその目的とする。

上記課題を解決するために、本発明の第１の技術手段は、交流電圧を整流する整流回路と、該整流回路に接続されたチョークコイルと、該チョークコイルおよびダイオードを介して前記整流回路からの電流によって充電されるコンデンサと、該コンデンサおよび前記ダイオードに並列接続され前記整流回路から前記コンデンサへの電流をオン・オフ制御するスイッチング素子とを備える電源装置において、前記チョークコイルに電磁結合された補助コイルに生じる２次電圧と前記整流回路の瞬時出力電圧に応じて変動する電圧とを加算した電圧を判定電圧として出力する判定電圧出力回路と、前記判定電圧と所定の閾値電圧とを比較し、前記判定電圧が前記閾値電圧よりも低い場合に前記スイッチング素子をオンさせるスイッチング回路を備えたことを特徴としたものである。

第２の技術手段は、交流電圧を整流する整流回路と、該整流回路に接続されたチョークコイルと、該チョークコイルおよびダイオードを介して前記整流回路からの電流によって充電されるコンデンサと、該コンデンサおよび前記ダイオードに並列接続され前記整流回路から前記コンデンサへの電流をオン・オフ制御するスイッチング素子とを備える電源装置において、前記整流回路の瞬時出力電圧を検出する出力電圧検出回路と、前記出力電圧検出回路で検出した瞬時出力電圧から前記整流回路の実効出力電圧を算出する実効出力電圧算出回路と、前記コンデンサの端子電圧を検出する端子電圧検出回路と、前記コンデンサの端子電圧と前記実効出力電圧の電圧差を算出する電圧差算出回路と、前記電圧差を所定値と比較し、前記電圧差が所定値より高いか否かを判別する判別回路と、前記電圧差が前記所定値以下の場合に、前記チョークコイルに電磁結合された補助コイルに生じる２次電圧に前記整流回路の瞬時出力電圧に応じて変動する電圧を加算した電圧を判定電圧として出力し、前記電圧差が前記所定値より高い場合に、前記補助コイルに生じる２次電圧を判定電圧として出力する判定電圧出力回路と、前記判定電圧と所定の閾値電圧とを比較し、前記判定電圧が前記閾値電圧よりも低い場合に前記スイッチング素子をオンさせるスイッチング回路を備えたことを特徴としたものである。

第３の技術手段は、交流電圧を整流する整流回路と、該整流回路に接続されたチョークコイルと、該チョークコイルおよびダイオードを介して前記整流回路からの電流によって充電されるコンデンサと、該コンデンサおよび前記ダイオードに並列接続され前記整流回路から前記コンデンサへの電流をオン・オフ制御するスイッチング素子とを備える電源装置において、前記交流電圧の電圧値が所定値より高いか否かを判別する判別回路と、前記交流電圧の電圧値が前記所定値より高い場合に、前記チョークコイルに電磁結合された補助コイルに生じる２次電圧に前記整流回路の瞬時出力電圧に応じて変動する電圧を加算した電圧を判定電圧として出力し、前記交流電圧の電圧値が前記所定値以下の場合に、前記補助コイルに生じる２次電圧を判定電圧として出力する判定電圧出力回路と、前記判定電圧と所定の閾値電圧とを比較し、前記判定電圧が前記閾値電圧よりも低い場合に前記スイッチング素子をオンさせるスイッチング回路を備えたことを特徴としたものである。

第４の技術手段は、１から３のいずれか１の技術手段において、前記整流回路の瞬時出力電圧を分圧するための分圧抵抗を備え、該分圧抵抗の接続点の電圧を前記整流回路の瞬時出力電圧に応じて変動する電圧として検出することを特徴としたものである。

本発明によれば、力率改善回路の入力側電圧と出力側電圧の電位差が小さい場合でも、全ての電圧振動においてスイッチングが行われるため、力率改善回路が安定した動作をすることができる。また、閾値電圧をマイナスの値にする必要がないため、スイッチング素子のスイッチング回路を簡略化できる。さらに、電源装置の不安定な動作時に発生する昇圧チョークコイルからの騒音を低減することができる。

本発明の実施形態に係る電源装置の一構成例を示す図である。図１に示す電源装置の各部の波形を示す図である。図１に示す電源装置の補助コイルに生じた判定電圧を出力する方法を模式的に説明するための図である。本発明の実施形態に係る電源装置の他の構成例を示す図である。図４に示す電源装置に用いられる判定電圧出力回路を説明するための図である。従来の力率改善回路を搭載した電源装置の構成を示す図である。従来の力率改善回路を搭載した電源装置において設定される閾値電圧を説明するための図である。従来の力率改善回路を搭載した電源装置において設定される改良した閾値電圧を説明するための図である。

以下、図面を参照しながら、本発明の電源装置に係る好適な実施の形態について説明する。以下の説明において、異なる図面においても同じ符号を付した構成は同様のものであるとして、その説明を省略する場合がある。

（第１の実施形態）
図１は本発明の実施形態に係る電源装置の一構成例を示す図、図２は図１に示す電源装置の各部の波形を示す図である。
電源装置は、商用交流電源１と、全波整流回路２と、力率改善回路３０、および、制御回路４０を備えている。制御回路４０の１点鎖線で囲んだ構成をＩＣ（集積回路）で構成することも可能である。

全波整流回路２は、ブリッジ接続されたダイオード回路からなり、入力端ａ、ｂから入力された商用交流電源１からの単相の電圧を全波整流して出力端ｃ、ｄから出力する。全波整流回路２の出力端ｄは接地されている。力率改善回路３０は、全波整流回路２の出力端ｃ、ｄに接続されたコンデンサ３と、コンデンサ３の一方の直流ラインに接続された昇圧チョークコイル４と、昇圧チョークコイル４に電磁結合する補助コイル５と、昇圧チョークコイル４の後段に設けたスイッチング素子６と、電流検出用の抵抗７と、スイッチング素子６の後段に設けた逆流防止用のダイオード８と、平滑用コンデンサ９とを備えている。平滑用コンデンサ９の両端が電源装置の出力端子に相当し、負荷１０が接続される。

昇圧チョークコイル４は、整流回路２から供給された脈流電圧にしたがって流れる電流をエネルギーとして蓄え、起電力を発生させるためのインダクタンス要素である。補助コイル５は、昇圧チョークコイル４を流れる電流を検出するためのものである。スイッチング素子６は、例えばＮチャンネルの電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）で構成され、ゲートにハイレベルの信号が供給されてオンし、ゲートにローレベルの信号が供給されてオフする。そして、スイッチング素子６のゲートには、制御回路４０のＲＳフリップ・フロップ回路２３からの出力信号が供給されている。

制御回路４０は、全波整流回路２の瞬時出力電圧（入力側電圧）Ｖ１と平滑用コンデンサ９の端子電圧（出力側電圧）Ｖ２、および、スイッチング素子６を流れる電流に応じて、スイッチング素子６のオフタイミングを制御している。本実施形態では、平滑用コンデンサ９の端子電圧Ｖ２は、２つの分圧抵抗１１、１２によって分圧され、分圧された電圧ＶＲ２は誤差増幅器１４の反転入力端子に入力される。誤差増幅器１４の非反転入力端子には参照電圧１３が入力され、参照電圧１３と分圧された電圧との差電圧が誤差増幅器１４の出力信号として出力される。誤差増幅器１４の出力信号はコンデンサ１５によって平滑化され、加算器１８に入力される。
なお、分圧抵抗１１、１２は、平滑用コンデンサ９の端子電圧Ｖ２を検出するためのものであり、本発明の端子電圧検出回路に相当する。

一方、全波整流回路２の瞬時出力電圧Ｖ１は、２つの分圧抵抗１６、１７によって分圧され、この分圧された電圧ＶＲ１が乗算器１８に入力される。このように、入力側電圧Ｖ１および出力側電圧Ｖ２は一般に高電圧であることから、抵抗分圧によって電圧レベルを下げて処理を低電圧化して行なうことが好ましい。分圧抵抗１６、１７は、全波整流回路２の瞬時出力電圧Ｖ１を検出するためのものであり、本発明の出力電圧検出回路に相当する。

乗算器１８は、入力側電圧Ｖ１と出力側電圧Ｖ２の昇圧量（実効値）とに基づいて、スイッチング素子６を流れる電流の目標レベルを設定するためのものであり、乗算器１８の出力は、誤差増幅器１４の出力信号を正弦波の脈流の電圧ＶＲ１の振幅で増幅した信号となる。乗算器１８からの信号は、コンパレータ１９のマイナス端子に出力される。一方、コンパレータ１９のプラス端子には、スイッチング素子６のソース電流を抵抗７によって電圧に変換した信号が入力される。

コンパレータ１９の出力信号は、リセット信号としてＲＳフリップ・フロップ回路２３に出力される。ＲＳフリップ・フロップ回路２３は、リセット信号が入力された場合、ローレベルの信号をスイッチング素子６のゲートに出力し、スイッチング素子６をオフさせる。

制御回路４０は、補助コイル５の検出電圧と入力側電圧Ｖ１に基づいてスイッチング素子６のオンタイミングを制御している。本実施形態では、全波整流回路２の瞬時出力電圧Ｖ１を、２つの分圧抵抗２４，２５によって分圧し、この分圧した電圧ＶＲ３を誤差増幅器２６のプラス端子に入力している。誤差増幅器２６はボルテージフォロワとして用いられており、誤差増幅器２６の出力側には補助コイル６の一方の端子に接続され、補助コイル５の他方の端子は抵抗２０を介してコンパレータ２１のプラス端子に接続される。

ここで、分圧抵抗２４，２５は、全波整流回路２の瞬時出力電圧Ｖ１に応じて変動する電圧ＶＲ３を求めるためのものである。なお、本実施形態では、処理の低電圧化のために、全波整流回路２の瞬時出力電圧Ｖ１を分圧抵抗２４，２５で分圧した電圧ＶＲ３を求めているが、電圧ＶＲ３の代わりに、全波整流回路２の瞬時出力電圧Ｖ１を分圧抵抗１６，１７で分圧した電圧ＶＲ１を用いてもよい。この場合、回路構成はより簡単化できる。

一方、コンパレータ２１のマイナス端子には一定の参照電圧２２が閾値電圧Ｖthとして入力される。そして、全波整流回路２の瞬時出力電圧Ｖ１に応じて変動する電圧ＶＲ３と補助コイル５に誘起される２次電圧Ｖｃとを加算した判定電圧Ｖｓが閾値電圧Ｖthと比較され、コンパレータ２１は、判定電圧Ｖｓが閾値電圧Ｖthより大きくなった場合にハイレベルの信号を出力し、その他の場合にローレベルの信号を出力する。コンパレータ２１の出力信号は、セット信号としてＲＳフリップ・フロップ回路２３に出力される。ＲＳフリップ・フロップ回路２３は、コンパレータ２１の出力信号がローレベルになった際、ハイレベルの出力信号をスイッチング素子６のゲートに出力し、スイッチング素子６をオンさせる。なお、本実施形態では、分圧抵抗２４，２５、誤差増幅器２６、補助コイル５、および、抵抗２０によって判定電圧出力回路が構成されている。

次に、電源装置の各部の動作について図２を参照して説明する。図２では、ＲＳフリップ・フロップの出力Ｑ，セット信号Ｓ、リセット信号Ｒ，および、図１に示す各部の電流波形を記載しているが、セット信号Ｓとリセット信号Ｒとは、そのタイミングのみを示している。まず、図２の時刻t１においてスイッチング素子６がオンされた場合、全波整流回路２の出力端ｃ、昇圧チョークコイル４、スイッチング素子６、および、抵抗７のパスが生じる。このため、全波整流回路２の脈流電圧が昇圧チョークコイル４、スイッチング素子６、および、抵抗７に印加され、インダクタンス素子としての昇圧チョークコイル４の電流ＩＬが増加する。同様に、スイッチング素子６には電流ＩＳＷが流れる。電流ＩＬと電流ＩＳＷとは同じ大きさである。昇圧チョークコイル４の電流ＩＬの増加とともに、昇圧チョークコイル４に蓄えられるエネルギーは増加する。

スイッチング素子６を流れる電流ＩＳＷは抵抗７によって電圧に変換され、コンパレータ１９のプラス端子に入力される。このため、電流ＩＳＷが増加していき、時刻ｔ２において、乗算器１８によって設定されたスイッチング素子６を流れる電流の目標レベルよりも大きくなった際に、コンパレータ１９からはハイレベルの出力信号が出される。この出力信号によってＲＳフリップ・フロップ２３がリセットされる。ＲＳフリップ・フロップ２３がリセットすることによって、ローレベルの出力信号がスイッチング素子６のゲートに加わり、スイッチング素子６がオフする。

スイッチング素子６がオフすると、負荷１０を考慮しない場合、全波整流回路２の出力端ｃ、昇圧チョークコイル４、ダイオード８、および、平滑用コンデンサ９のパスが生じる。そして、昇圧チョークコイル４に蓄積されていたエネルギーに全波整流回路２からの電圧Ｖ１を加算した電圧がダイオード８を介して平滑用コンデンサ９に印加される。このため、平滑用コンデンサ９は、商用交流電源１で供給される電圧よりも高い電圧で充電される。昇圧チョークコイル４を流れていた電流ＩＬは、ダイオード８を介して平滑用コンデンサ９に流れる。スイッチング素子６がオフした後は、昇圧チョークコイル４の電流ＩＬはダイオード８を流れる電流ＩＤとして供給されるため、時間とともに平滑用コンデンサ９に充電されて減少していく。

図３は図１に示す電源装置の補助コイルに生じた判定電圧を出力する方法を模式的に説明するための図である。昇圧チョークコイル４に電磁結合している補助コイル５の両端には、昇圧チョークコイル４を流れる電流ＩＬの増減に伴って起電力が生じ、正負の電圧Ｖｃが発生する。この補助コイル５の電圧Ｖｃには、全波整流回路２の瞬時出力電圧Ｖ１を２つの分圧抵抗２４，２５によって分圧した電圧ＶＲ３が加算され、コンパレータ２１のプラス端子には、加算された電圧が判定電圧Ｖｓとして入力される。

図２に戻り、時刻ｔ２からの昇圧チョークコイル４を流れる電流ＩＬの減少によって、補助コイル５に発生する電圧Ｖｃは正電圧となる。そして、時刻ｔ３で昇圧チョークコイル４を流れる電流ＩＬが減少してほぼ零となった時には、補助コイル５には電圧が発生せず、電圧Ｖｃはゼロとなる。したがって、補助コイル５の電圧Ｖｃは、昇圧チョークコイル４を流れる電流ＩＬが減少して零になった時刻ｔ３の時点で、正電圧からゼロ電圧まで下降変化する。コンパレータ２１のプラス端子には補助コイル５の電圧に電圧ＶＲ３が加算された電圧が判定電圧Ｖｓとして入力されているが、判定電圧Ｖｓも時刻ｔ３で下降する。

判定電圧Ｖｓはコンパレータ２１によって参照電圧２２の閾値電圧Ｖthと比較されるが、閾値電圧Ｖthは、昇圧チョークコイル４を流れる電流ＩＬがゼロとなる時刻ｔ３で、判定電圧Ｖｓより大きくなるように設定される。このため、時刻t３でコンパレータ２１の出力はローレベルとなり、ＲＳフリップ・フロップ２３をセットする。ＲＳフリップ・フロップ２３がセットされることによって、スイッチング素子６のゲートにハイレベルの信号が入力され、スイッチング素子６が時刻ｔ３でオンされる。スイッチング素子６のオンによって、全波整流回路２の出力端ｃ、昇圧チョークコイル４、スイッチング素子６、および、抵抗７のパスが生じ、先述したように、昇圧チョークコイル４の電流ＩＬが再び増加し始めることになる。以降、スイッチング素子６は同様にしてオン・オフ制御される。

なお、昇圧チョークコイル４の電流ＩＬの増加に伴って、補助コイル５には正の電圧Ｖｃが励起されるが、この電圧変化によってコンパレータ２１の出力が変化することはない。このように、コンパレータ１９と２１とによって、昇圧チョークコイル４の電流ＩＬは三角波状のパルス波形となる。そして、各パルス波形の頂点を結んだ包絡線の形状が交流電源１の電圧の２分の１周期の波状の脈流となるため、力率を改善することができる。

本実施形態では、補助コイル５の電圧Ｖｃに整流回路の瞬時出力電圧に応じて変動する電圧ＶＲ３を加算して得られた電圧を判定電圧Ｖｓとしているため、昇圧チョークコイル４の電流ＩＬがゼロとなる時点で常に判定電圧Ｖｓを閾値電圧Ｖthよりも小さくすることができる。このため、安定した力率改善回路の動作が可能である。なお、先述したように、補助コイル５の電圧Ｖｃに加算する電圧としては、整流回路の瞬時出力電圧Ｖ１に応じて変動する電圧であればよく、分圧抵抗１６，１７によって得られる電圧ＶＲ１を用いてもよい。

（第２の実施形態）
第１の実施形態では、常に補助コイル５の電圧Ｖｃに整流回路の瞬時出力電圧に応じて変動する電圧を加算して得られた電圧を判定電圧Ｖｓとし、閾値電圧Ｖthとの比較を行ってスイッチング素子６をオンさせている。しかしながら、スイッチング動作にマージンがある場合、すなわち、入力側電圧と出力側電圧との差が大きい場合は、補助コイル５の電圧Ｖｃに整流回路の瞬時出力電圧を加算せずに、図６に示す従来技術と同様に、補助コイル５の電圧と閾値電圧Ｖthとの比較を行って、スイッチング素子６をオンさせてもよい。

図４は、本発明の実施形態に係る電源装置の他の構成例として第２の実施形態に係る構成を示す図である。第２の実施形態では、入力側電圧と出力側電圧との差が大きい場合は、補助コイルの電圧を閾値電圧と比較し、入力側電圧と出力側電圧との差が小さい場合は、補助コイルの電圧に整流回路の瞬時出力電圧に応じて変動する電圧を加算して得られた電圧を閾値電圧と比較するようにしている。

図４に示す電源装置は、昇圧チョークコイル４に電磁結合された補助コイル５の一端がスイッチＳ１に接続されており、他端が抵抗２０を介してコンパレータ２１のプラス端子に接続されている。図４に示す電源装置は、このスイッチＳ１を後述する方法で切換える点が、図１に示す電源装置の構成と異なっている。なお、図４に示す電源装置と図１に示す電源装置では、他の構成部分については同じであり、同じ構成部分についてはその説明を省略する。

図４に示すスイッチＳ１は、入力側電圧Ｖ１と出力側電圧Ｖ２との差が小さい場合は、接点ｅ側に接続される。これにより、補助コイル５の電圧Ｖｃに整流回路の瞬時出力電圧に応じて変動する電圧ＶＲ３を加算して得られた電圧が判定電圧Ｖｓとして閾値電圧Ｖthと比較される。また、入力側電圧Ｖ１と出力側電圧Ｖ２との差が大きい場合は、スイッチＳ１は、接点ｆ側に接続される。これにより、補助コイル５の電圧Ｖｃが判定電圧Ｖｓとして閾値電圧Ｖthと比較される。

図５は図４に示す電源装置に用いられるスイッチ切替回路を説明するための図である。図５に示すスイッチ切替回路５０は、ＣＰＵ５１、入力側電圧入力部５２、出力側電圧入力部５３、入力側実効電圧算出部５４、電圧差算出部５５、電圧差比較値設定部５６、判定部５７、および、スイッチ信号出力部５８を有している。また、スイッチ切替回路５０は図示しないメモリを有しており、予めメモリに記憶されたプログラムをＣＰＵ５１が実行することによって種々の機能を実現している。なお、スイッチ切替回路５０は、コンパレータ２６、スイッチＳ１、補助コイル５、抵抗２０とともに本実施形態における判定電圧出力回路を構成している。

入力側電圧入力部５２には、抵抗１６，１７によって入力側電圧Ｖ１が分圧された電圧ＶＲ１が入力され、出力側電圧入力部５３には、抵抗１１，１２によって出力側電圧Ｖ２が分圧された分圧された電圧ＶＲ２が入力される。抵抗１６，１７，１１，１２の各抵抗値Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３，Ｒ４は、予めメモリに記憶されており、ＣＰＵ５１は、Ｖ１＝（Ｒ１＋Ｒ２）／Ｒ２×ＶＲ１から入力側電圧Ｖ１を算出し、Ｖ２＝（Ｒ３＋Ｒ４）／Ｒ４×ＶＲ２から出力側電圧Ｖ２を算出する。なお、入力側電圧入力部５２に、抵抗２４，２５によって入力側電圧Ｖ１が分圧された電圧ＶＲ３を入力するようにしてもよい。その際は、抵抗２４，２５の抵抗値を用いて入力側電圧Ｖ１を算出すればよい。

入力側実効電圧算出部５４は、入力側電圧Ｖ１から入力側の実効電圧を算出する機能を有しており、例えば、入力側電圧Ｖ１をメモリしておき、そのうちの最大の入力側電圧から入力側の実効電圧を算出する。電圧差算出部５５は、出力側電圧Ｖ２と、入力側実効電圧算出部５４にて算出された入力側の実効電圧との電圧差を算出する。

電圧差比較値設定部５６は、電圧差算出部５５で算出した電圧差と比較するための所定値（比較値）を設定・記憶するための機能を有している。そして、判定部５７は、電圧差算出部５５にて算出した電圧差を電圧差比較値設定部５６で設定された所定値と比較し、電圧差が所定値より高いか否かを判定する。所定値とは、閾値Ｖthを固定した場合にスイッチング動作が不安定になる電圧差のことであり、入力側の実効電圧及び出力側電圧Ｖ２によって決定付けられるものである。

スイッチ信号出力部５８は、判定部５７にて電圧差が所定値より大きいと判定された場合、スイッチＳ１を接点ｆ側に接続する信号を出力し、電圧差が所定値以下であると判定された場合、スイッチＳ１を接点ｅ側に接続する信号を出力する。このように、入力側電圧Ｖ１と出力側電圧Ｖ２との差が大きい場合は、補助コイル５の電圧Ｖｃを閾値電圧Ｖthと比較することによりスイッチン素子６を制御するようにしてもスイッチング動作は不安定とならない。

なお、第２の実施形態で説明した入力側実行電圧算出部５４、電圧差算出部５５、および、判定部５６が、それぞれ本発明の実行出力電圧算出回路、電圧差算出回路、および、判別回路に相当する。また、本実施形態では、分圧抵抗２４，２５、差動増幅器２６、スイッチＳ１，補助コイル５、抵抗２０、および、スイッチ切替回路５０によって判定電圧出力回路が構成されている。

（第３の実施形態）
第２の実施形態では、入力側電圧と出力側電圧（実効値）との差が所定値よりも大きい場合に、補助コイル５の電圧と閾値電圧Ｖthとの比較を行って、スイッチング素子６をオンさせるようにしたが、電源装置では接続した商用交流電源の電圧に係わらず、出力側電圧は所望の電圧を得られるようにスイッチング素子をオン・オフ制御するようになっている。このため、入力側電圧の大きさのみを判別することによって、補助コイル５の電圧Ｖｃに整流回路の瞬時出力電圧に応じて変動する電圧を加算するかどうかを選択するようにしてもよい。

第３の実施形態では、図４に示した電源回路において、商用交流電源１の電源電圧値（波高値あるいは実効値）を検出し、電源電圧値が所定値以下の場合は、スイッチＳ１を接点ｆ側に接続するようにし、補助コイル５の電圧Ｖｃを判定電圧Ｖｓとして閾値電圧Ｖthと比較するようにしている。また、電源電圧値が所定より大きい場合は、スイッチＳ１を接点ｅ側に接続することにより、補助コイル５の電圧Ｖｃに整流回路の瞬時出力電圧Ｖ１に応じて変動する電圧ＶＲ３を加算して得られた電圧を判定電圧Ｖｓとし、この判定電圧Ｖｓを閾値電圧Ｖthと比較するようにしている。なお、商用交流電源１の電源電圧値の代わりに整流回路１の出力電圧Ｖ１の波高値あるいは実効値を所定値と比較するようにしてもよい。これにより、第３の実施形態では、第２の実施形態よりも回路構成を簡単にすることができる。

１，１０１…商用交流電源、２，１０２…全波整流回路、３，１５，１０３，１１５…コンデンサ、４，１０４…昇圧チョークコイル、５，１０５…補助コイル、６，１０６…スイッチング素子、７，１１，１２，１６，１７，２０，２４，２５，１０７，１１１，１１２，１１６，１１７，１２０…抵抗、８，１０８…ダイオード、９，１０９…平滑用コンデンサ、１０，１１０…負荷、１３，２２，１１３，１２２…参照電圧、１４，１１４…誤差増幅器、１８，１１８…乗算器、１９，２１，１１９，１２１…コンパレータ、２３，１２３…ＲＳフリップ・フロップ、２６…差動増幅器、３０，１３０…力率改善回路、４０，１４０…制御回路、５０…スイッチ切替回路、５１…ＣＰＵ、５２…入力側電圧入力部、５３…出力側電圧入力部、５４…入力側実行電圧算出部、５５…電圧差算出部、５６…電圧差比較値設定部、５７…判定部、５８…スイッチ信号出力部。

Claims

交流電圧を整流する整流回路と、該整流回路に接続されたチョークコイルと、該チョークコイルおよびダイオードを介して前記整流回路からの電流によって充電されるコンデンサと、該コンデンサおよび前記ダイオードに並列接続され前記整流回路から前記コンデンサへの電流をオン・オフ制御するスイッチング素子とを備える電源装置において、
前記チョークコイルに電磁結合された補助コイルに生じる２次電圧と前記整流回路の瞬時出力電圧に応じて変動する電圧とを加算した電圧を判定電圧として出力する判定電圧出力回路と、前記判定電圧と所定の閾値電圧とを比較し、前記判定電圧が前記閾値電圧よりも低い場合に前記スイッチング素子をオンさせるスイッチング回路を備えたことを特徴とする電源装置。
交流電圧を整流する整流回路と、該整流回路に接続されたチョークコイルと、該チョークコイルおよびダイオードを介して前記整流回路からの電流によって充電されるコンデンサと、該コンデンサおよび前記ダイオードに並列接続され前記整流回路から前記コンデンサへの電流をオン・オフ制御するスイッチング素子とを備える電源装置において、
前記整流回路の瞬時出力電圧を検出する出力電圧検出回路と、
前記出力電圧検出回路で検出した瞬時出力電圧から前記整流回路の実効出力電圧を算出する実効出力電圧算出回路と、
前記コンデンサの端子電圧を検出する端子電圧検出回路と、
前記コンデンサの端子電圧と前記実効出力電圧の電圧差を算出する電圧差算出回路と、
前記電圧差を所定値と比較し、前記電圧差が所定値より高いか否かを判別する判別回路と、
前記電圧差が前記所定値以下の場合に、前記チョークコイルに電磁結合された補助コイルに生じる２次電圧に前記整流回路の瞬時出力電圧に応じて変動する電圧を加算した電圧を判定電圧として出力し、前記電圧差が前記所定値より高い場合に、前記補助コイルに生じる２次電圧を判定電圧として出力する判定電圧出力回路と、
前記判定電圧と所定の閾値電圧とを比較し、前記判定電圧が前記閾値電圧よりも低い場合に前記スイッチング素子をオンさせるスイッチング回路を備えたことを特徴とする電源装置。
交流電圧を整流する整流回路と、該整流回路に接続されたチョークコイルと、該チョークコイルおよびダイオードを介して前記整流回路からの電流によって充電されるコンデンサと、該コンデンサおよび前記ダイオードに並列接続され前記整流回路から前記コンデンサへの電流をオン・オフ制御するスイッチング素子とを備える電源装置において、
前記交流電圧の電圧値が所定値より高いか否かを判別する判別回路と、
前記交流電圧の電圧値が前記所定値より高い場合に、前記チョークコイルに電磁結合された補助コイルに生じる２次電圧に前記整流回路の瞬時出力電圧に応じて変動する電圧を加算した電圧を判定電圧として出力し、前記交流電圧の電圧値が前記所定値以下の場合に、前記補助コイルに生じる２次電圧を判定電圧として出力する判定電圧出力回路と、
前記判定電圧と所定の閾値電圧とを比較し、前記判定電圧が前記閾値電圧よりも低い場合に前記スイッチング素子をオンさせるスイッチング回路を備えたことを特徴とする電源装置。
前記整流回路の瞬時出力電圧を分圧するための分圧抵抗を備え、該分圧抵抗の接続点の電圧を前記整流回路の瞬時出力電圧に応じて変動する電圧として検出することを特徴とする請求項１から３のいずれか１に記載の電源装置。