JP2016021824A - 電源装置 - Google Patents

Abstract

【課題】入力電圧を低減できる電源装置を提供する。【解決手段】第１電源線ＬＨには、第２電源線ＬＬよりも高い電位が印加される。第１コンデンサＣ２１は第１電源線ＬＨと接続点Ｘとの間に設けられる。第２コンデンサＣ２２は接続点Ｘと第２電源線ＬＬとの間に設けられる。第３コンデンサＣ１は第１電源線ＬＨと第２電源線ＬＬとの間に設けられる。負荷４は、第１電源線ＬＨおよび第２電源線ＬＬに接続される。第１電源回路２１には、第１コンデンサＣ２１の第１電圧Ｖ２１が入力される。第２電源回路２２には、第２コンデンサＣ２２の第２電圧Ｖ２２が入力される。【選択図】図１

Description

本発明は、電源装置に関する。

特許文献１では、主回路コンバータの出力側に主回路コンデンサが設けられている。主回路コンバータは交流電圧を入力し、これを直流電圧に変換して、当該直流電圧を主回路コンデンサに印加する。主回路コンデンサの電圧はＤＣ／ＤＣコンバータを介して駆動回路へと入力される。

なお本発明に関連する技術として、特許文献２〜４を示す。

特開平７−２２２４９０号公報 特開２０１４−０２７７９８号公報 特開平５−２３６７４３号公報 特開２００７−００６６５９号公報

しかしながら、特許文献１では、交流電圧を整流した直流電圧をＤＣ／ＤＣコンバータに入力している。よってＤＣ／ＤＣコンバータとしては、比較的高い耐圧が要求される。

そこで、本発明は、電源回路の入力電圧を低減できる電源装置を提供することを目的とする。

本発明にかかる電源装置の第１の態様は、互いの間に直流電圧が印加される第１電源線(LH)及び第２電源線(LL)と、前記第１電源線及び前記第２電源線の間において互いに直列に接続される第１コンデンサ(C21)及び第２コンデンサ(C22)と、前記第１電源線および前記第２電源線の間に設けられる第３コンデンサ(C1)と、前記第１電源線および前記第２電源線と接続される負荷(4)と、前記第１コンデンサに印加される第１電圧が入力される第１電源回路(21)と、前記第２コンデンサに印加される第２電圧が入力される第２電源回路(22)とを備える。

本発明にかかる電源装置の第２の態様は、第１の態様にかかる電源装置であって、前記第１コンデンサ(C21)の両端の間に設けられ、前記第１電圧(V21)が第１の所定値を超えるときに、前記第１コンデンサを迂回して電流を流す第１迂回部(51)と、前記第２コンデンサ(C22)の両端の間に設けられ、前記第２電圧(V22)が第２の所定値を超えるときに、前記第２コンデンサを迂回して電流を流す第２迂回部(52)とを備える。

本発明にかかる電源装置の第３の態様は、第２の態様にかかる電源装置であって、前記第１迂回部(51)は、前記第１コンデンサ(C21)の両端の間で互いに直列に接続される第１抵抗(51a)および第１スイッチ(51b)を有し、前記第２迂回部(52)は、前記第２コンデンサ(C22)の両端の間で互いに直列に接続される第２抵抗(52a)および第２スイッチ(52b)を有する。

本発明にかかる電源装置の第４の態様は、第２または第３の態様にかかる電源装置であって、前記第１電源回路(21)の入力電力と、前記第２電源回路(22)の入力電力との大小関係は、前記第１コンデンサ(C21)の静電容量と、前記第２コンデンサ(C22)の静電容量との大小関係と反対である。

本発明にかかる電源装置の第５の態様は、第４の態様にかかる電源装置であって、前記第１電源回路(21)の入力電力に対する前記第２電源回路(22)の入力電力の比は、前記第２コンデンサ(C22)の静電容量に対する前記第１コンデンサ(C21)の静電容量の比と等しい。

本発明にかかる電源装置の第６の態様は、第１の態様にかかる電源装置であって、前記第１コンデンサの両端の間に設けられ、前記第１電圧(V21)が所定値を超えるときに、前記第１コンデンサ(C21)を迂回して電流を流す迂回部(51)を備え、前記第１電源回路(21)に入力する電流(I21)が前記第２電源回路(22)に入力する電流(I22)よりも小さくなるように、前記第１コンデンサおよび前記第２コンデンサ(C22)の静電容量が設定される。

本発明にかかる電源装置の第７の態様は、第４から第６のいずれか一つの態様にかかる電源装置であって、前記第１電源線(LH)および前記第２電源線(LL)の間において、前記第１コンデンサ(C21)および前記第２コンデンサ(C22)と直列に接続され、前記第１電源線に近い側にアノードを有するダイオード(D1)を更に備える。

本発明にかかる電源装置の第８の態様は、第４の態様にかかる電源装置であって、前記第２電圧(V22)を検出する電圧検出部(72)と、前記第１スイッチ(51a)および前記第２スイッチ(52b)を制御する放電制御部(70)と、交流電圧を入力し、前記交流電圧を変換して前記第１電源線(LH)および前記第２電源線(LL)の間に直流電圧を出力する整流器(1)とを備え、前記第２電源回路(52)は前記負荷(4)を制御する制御部(32)へと電源を供給し、前記放電制御部は、前記整流器によって供給される直流電圧が所定電圧よりも低下した以後に、前記第２電圧が、前記第２電源回路(22)の動作に要する電圧の最小値を下回らないように、前記第２スイッチ(52b)をオフに維持しつつ前記第１スイッチ(51b)のオン／オフを制御する。

本発明にかかる電源装置の第９の態様は、第８の態様にかかる電源装置であって、前記放電制御部(70)は、前記整流器(1)によって供給される直流電圧が前記所定電圧よりも低下した以後に、前記第２電圧(V22)が、前記第２電源回路(22)の動作に要する電圧の最大値に近づくように前記第１スイッチ(51b)のオン／オフを制御する。

本発明にかかる電源装置の第１０の態様は、第８または第９の態様にかかる電源装置であって、前記第１電圧(V21)および前記第２電圧(V22)の和を検出する電圧検出部(71)を備え、前記放電制御部(70)は、前記第１電圧および前記第２電圧の和が、前記第２電源回路(22)の動作に要する電圧の最大値よりも小さくなるときに、前記第１スイッチ(51b)をオンに維持する。

本発明にかかる電源装置の第１１の態様は、第８から第１０のいずれか一つの態様にかかる電源装置であって、前記放電制御部(70)は、前記整流器(1)によって供給される直流電圧が前記所定電圧よりも低下してから所定時間が経過したときに、前記第１スイッチ(51b)および前記第２スイッチ(52b)の両方をオンに維持する。

本発明にかかる電源装置の第１２の態様は、第１から第１１のいずれか一つの態様にかかる電源装置であって、前記第１電源回路(21)または前記第２電源回路(22)は非絶縁型の電源回路である。

本発明にかかる電源装置の第１の態様によれば、第１コンデンサおよび第２コンデンサは第１電源線および第２電源線の間の直流電圧を第１電圧と第２電圧とに分圧する。よって第１電源回路および第２電源回路に入力される電圧を低減することができる。

本発明にかかる電源装置の第２の態様によれば、第１コンデンサから第１電源回路へと流れる電流が、第２コンデンサから第２電源回路へと流れる電流よりも大きいときには、第２コンデンサの第２電圧が時間の経過とともに増大するところ、この発明の第２の態様によれば、第２コンデンサの第２電圧が第２所定値を超えることを防止できるので、第２電源回路を過電圧から保護することができる。第１電源回路も同様である。

本発明にかかる電源装置の第３の態様によれば、第１スイッチおよび第２スイッチの制御により、第１コンデンサの第１電圧および第２コンデンサの第２電圧を制御することができる。

本発明にかかる電源装置の第４の態様によれば、入力電力が高い電源回路に対するコンデンサの電圧が初期的に高くなる。つまり、入力電力が高い電源回路の入力電圧が初期的に高くなる。よって、入力電力が高い電源回路への入力電流は小さくなる。つまり、第１電源回路および第２電源回路へと入力される電流の差を低減することができる。この入力電流の差が小さいほど、第１コンデンサの第１電圧または第２コンデンサの第２電圧は比較的緩やかに増大する。ひいては、第１電圧または第２電圧がそれぞれ第１所定値または第２所定値よりも大きくなるまでの期間を延ばすことができる。よって、第１迂回路または第２迂回路での電力損失を低減できる。

本発明にかかる電源装置の第５の態様によれば、理想的には、第１コンデンサから第１電源回路へと流れる電流と、第２コンデンサから第２電源回路へと流れる電流とを互いに一致させることができる。

本発明にかかる電源装置の第６の態様によれば、第２コンデンサに対する迂回部を設ける必要がない。

本発明にかかる電源装置の第７の態様によれば、第１電源回路、第２電源回路、負荷の入力電力および第１から第３のコンデンサの静電容量を適宜に設定することで、第１および第２のコンデンサへと流れる電流を不連続にすることができる。これにより、電源装置の通常運転においても、入力電力が大きい電源回路についてのコンデンサの電圧をより大きな量で増大させることができる。これは消費電力の低減に資する。

本発明にかかる電源装置の第８の態様によれば、制御部の機能を優先的に維持できる。

本発明にかかる電源装置の第９の態様によれば、制御部の機能を維持する期間を延ばすことができる。

本発明にかかる電源装置の第１０の態様によれば、第１コンデンサの電圧を最も小さくして、第２コンデンサの電圧を極力大きくできる。

本発明にかかる電源装置の第１１の態様によれば、所定期間の経過後には第１コンデンサおよび第２コンデンサの第１電圧および第２電圧を速やかに低減できる。

本発明にかかる電源装置の第１２の態様によれば、製造コストおよび回路規模を低減できる。

電源装置の概略的な構成の一例を示す図である。 電源装置の概略的な構成の一例を示す図である。 電圧の一例を模式的に示す図である。 電源装置の概略的な構成の一例を示す図である。 制御部の動作の一例を示すフローチャートである。 電源装置の概略的な構成の一例を示す図である。 負荷４への入力電力と、直流電圧Ｖｄｃと、電圧Ｖ２１，Ｖ２２の和と、電流Ｉ１との一例を概略的に示すグラフである。 直流電圧Ｖｄｃと、電圧Ｖ２１，Ｖ２２の和と、電圧Ｖ２１，Ｖ２２と、電流Ｉ１との一例を概略的に示すグラフである。 直流電圧Ｖｄｃと、電圧Ｖ２１，Ｖ２２の和と、電圧Ｖ２１，Ｖ２２と、電流Ｉ１との一例を概略的に示すグラフである。 電源装置の概略的な構成の一例を示す図である。 制御部の動作の一例を示すフローチャートである。 電圧の一例を模式的に示す図である。 制御部の動作の一例を示すフローチャートである。 電圧の一例を模式的に示す図である。 電源装置の概略的な構成の一例を示す図である。 第１電源回路または第２電源回路の概略的な内部構成の一例を示す図である。

第１の実施の形態．
図１は第１の実施の形態にかかる電源装置の概略的な構成の一例を示している。本電源装置は第１コンデンサＣ２１と第２コンデンサＣ２２と第１電源回路２１と第２電源回路２２と負荷４とを備えている。

第１コンデンサＣ２１および第２コンデンサＣ２２は、電源線ＬＨ，ＬＬの間において接続点Ｘを介して互いに直列に接続されている。電源線ＬＨ，ＬＬは例えば整流器１と接続されており、電源線ＬＨ，ＬＬの間には整流器１からの直流電圧（例えば数百Ｖ程度）が印加される。ここでは、電源線ＬＨの電位は電源線ＬＬの電位よりも高い。第１コンデンサＣ２１は電源線ＬＨと接続点Ｘとの間に設けられており、第２コンデンサＣ２２は接続点Ｘと電源線ＬＬとの間に設けられている。

整流器１は、その入力側において、交流電源Ｅ１と接続されている。交流電源Ｅ１は例えば三相交流電源である。交流電源Ｅ１の交流電圧は例えば４００Ｖ系の電圧である。交流電源Ｅ１は交流電圧を整流器１に出力し、整流器１は交流電圧を直流電圧に整流する。整流器１は例えばダイオード整流器であってもよく、あるいはスイッチ素子を有する任意のアクティブＡＣ／ＤＣコンバータであってもよい。

図１の例示では、第３コンデンサＣ１も設けられている。第３コンデンサＣ１は電源線ＬＨ，ＬＬの間に設けられており、第１コンデンサＣ２１および第２コンデンサＣ２２の一組に対して並列に接続される。第３コンデンサＣ１は、例えば第１コンデンサＣ２１および第２コンデンサＣ２２の静電容量よりも大きな静電容量を有しており、例えば電解コンデンサである。このような第３コンデンサＣ１は平滑コンデンサとして機能できる。

電源線ＬＨ，ＬＬは負荷４にも接続されており、負荷４は電源線ＬＨ，ＬＬの間の直流電圧Ｖｄｃを入力する。直流電圧Ｖｄｃは第３コンデンサＣ１の電圧と把握することもでき、第１コンデンサＣ２１および第２コンデンサＣ２２の電圧Ｖ２１，Ｖ２２の和と把握することもできる。

負荷４は入力された直流電圧Ｖｄｃに基づいて動作する。負荷４は例えばインバータを含む。インバータは直流電圧Ｖｄｃを交流電圧に変換して出力することができる。この交流電圧は例えばモータなどに与えられる。

第１コンデンサＣ２１には第１電源回路２１が接続されており、第１コンデンサＣ２１の電圧Ｖ２１が第１電源回路２１に入力される。第１電源回路２１は例えばＤＣ／ＤＣコンバータ（例えば降圧回路）であって、電圧Ｖ２１の電圧値を適宜に変更して負荷３１へと出力する。

第２コンデンサＣ２２には第２電源回路２２が接続されており、第２コンデンサＣ２２の電圧Ｖ２２が第２電源回路２２に入力される。第２電源回路２２は例えばＤＣ／ＤＣコンバータ（例えば降圧回路）であって、電圧Ｖ２２の電圧値を変更して負荷３２へと出力する。

かかる電源装置によれば、第１コンデンサＣ２１および第２コンデンサＣ２２が直流電圧Ｖｄｃをそれぞれ電圧Ｖ２１，Ｖ２２に分圧することができる。よって、第１電源回路２１および第２電源回路２２にそれぞれ入力される電圧Ｖ２１，Ｖ２２は直流電圧Ｖｄｃよりも小さい。したがって、第１電源回路２１および第２電源回路２２として、直流電圧Ｖｄｃよりも小さい耐電圧を有する電源回路を採用することができる。つまり、直流電圧Ｖｄｃが電源回路に入力される構造に比して、第１電源回路２１および第２電源回路２２の耐圧を低減することができる。これにより、製造コストおよび回路規模を低減できる。

第２の実施の形態．
図２は第２の実施の形態にかかる電源装置の概略的な構成の一例を示している。この電源装置においては、図１の電源装置に比して、迂回部５１，５２が更に設けられる。

迂回部５１は第１コンデンサＣ２１に対して並列に設けられる。即ち迂回部５１は第１コンデンサＣ２１の両端の間に設けられる。迂回部５１は、第１コンデンサＣ２１の電圧Ｖ２１が第１基準値Ｖｒｅｆ１よりも大きいときに、電源線ＬＨからの電流を、第１コンデンサＣ２１を迂回して接続点Ｘに流す。この迂回部５１は例えば過電圧防止回路であって、より具体的な一例としてはツェナダイオードである。このツェナダイオードは、アノードを電源線ＬＨ側に向けて、第１コンデンサＣ２１に並列に設けられる。

基準値Ｖｒｅｆ１としては、第１電源回路２１の入力電圧についての許容最大電圧以下の値を採用することができ、例えば許容最大電圧よりもわずかに小さい値を採用する。この許容最大電圧は例えば第１電源回路２１の仕様として決定されており、第１電源回路２１を動作させるのに要する電圧の最大値である。

迂回部５２は第２コンデンサＣ２２に対して並列に設けられる。即ち迂回部５２は第２コンデンサＣ２２の両端の間に設けられる。迂回部５２は、第２コンデンサＣ２２の電圧Ｖ２２が基準値Ｖｒｅｆ２よりも大きいときに、接続点Ｘからの電流を、第２コンデンサＣ２２を迂回して電源線ＬＬへと流す。この迂回部５２は例えば過電圧防止回路であって、より具体的な一例としてはツェナダイオードである。このツェナダイオードは、アノードを電源線ＬＨ側に向けて、第２コンデンサＣ２２に並列に設けられる。

基準値Ｖｒｅｆ２としては、第２電源回路２２の入力電圧についての許容最大電圧以下の値を採用することができ、例えば許容最大電圧よりもわずかに小さい値を採用する。この許容最大電圧は例えば第２電源回路２２の仕様にとして決定されており、第２電源回路２２を動作させるのに要する電圧の最大値である。

次に、第１コンデンサＣ２１の電圧Ｖ２１および第２コンデンサＣ２２の電圧Ｖ２２について述べる。ここでは、簡単のために第１コンデンサＣ２１および第２コンデンサＣ２２の静電容量ＥＣ２１，ＥＣ２２が互いに等しいと仮定する。また、電源装置の動作の初期状態では電圧Ｖ２１，Ｖ２２はいずれも基準値を超えておらず、迂回部５１，５２は動作していない。また、以下では、電圧Ｖ２１，Ｖ２２を低下させる要因と、電圧Ｖ２１，Ｖ２２を増大させる要因について分けて説明する。実際には、これらの要因は並行して生じ得る。

第１コンデンサＣ２１の電荷は第１電源回路２１によって費やされ、第２コンデンサＣ２２の電荷は第２電源回路２２によって費やされる。言い換えれば、第１コンデンサＣ２１から第１電源回路２１へと電流Ｉ２１が流れ、第２コンデンサＣ２２から第２電源回路２２へと電流Ｉ２２が流れる。これによって電圧Ｖ２１，Ｖ２２は低下する。

一方で、電源（整流器１または第３コンデンサＣ１）から第１コンデンサＣ２１および第２コンデンサＣ２２へと電流Ｉ２が流れ込むことで、電荷が補充される。これにより、電圧Ｖ２１，Ｖ２２は増大する。これにより、電圧Ｖ２１，Ｖ２２の和（直流電圧Ｖｄｃ）が所望の範囲に維持されることとなる。

さて、第１電源回路２１および第２電源回路２２による電荷の消費量は互いに相違し得る。つまり電流Ｉ２１，Ｉ２２は相違し得る。この場合、電圧Ｖ２１，Ｖ２２の低減量も互いに相違する。その一方で、第１コンデンサＣ２１および第２コンデンサＣ２２には互いに直列状態で電流Ｉ２が流れ込むので、電荷の補充量は互いに等しい。ここでは静電容量ＥＣ２１，ＥＣ２２が等しいので、電流Ｉ２による電圧Ｖ２１，Ｖ２２の増大量は互いに等しい。

よって例えば電流Ｉ２１が電流Ｉ２２よりも大きい場合には、第１電源回路２１に起因する電圧Ｖ２１の低減量が第２電源回路２２の動作に起因する電圧Ｖ２２の低減量よりも大きい。しかも、電圧Ｖ２１，Ｖ２２の和が所望の範囲に維持するように電圧Ｖ２１，Ｖ２２は電流Ｉ２に起因して互いに同量で増大する。したがって、電圧Ｖ２１は時間の経過と共に低減し、電圧Ｖ２２は時間の経過と共に増大することとなる。

逆に電流Ｉ２１が電流Ｉ２２よりも小さい場合には、電圧Ｖ２１は時間の経過と共に増大し、電圧Ｖ２２は時間の経過と共に低減することとなる。

本電源装置では、迂回部５１が設けられている。よって、電圧Ｖ２１が増大して第１基準値Ｖｒｅｆ１よりも大きくなれば、迂回部５１が第１コンデンサＣ２１を迂回して電流Ｉ２を流すので、電圧Ｖ２１のこれ以上の増大を回避することができる。図３は、このときの電圧Ｖ２１，Ｖ２２の変化を模式的に示している。図３に示すように、初期的には電圧Ｖ２１が増大し、電圧Ｖ２２が低減する。そして、時点ｔ１において電圧Ｖ２１が第１基準値Ｖｒｅｆ１よりも上回ると、時点ｔ１以後において迂回部５１が動作する。なお図３では電圧Ｖ２１，Ｖ２２の変化を直線的に示しているものの、実際には変動し得る。

また、電流Ｉ２２が電流Ｉ２１よりも大きいときには、電圧Ｖ２２が増大する。電圧Ｖ２２が基準値Ｖｒｅｆ２よりも大きくなれば、迂回部５２が第２コンデンサＣ２２を迂回して電流Ｉ２を流すので、電圧Ｖ２２のこれ以上の増大を回避することができる。

図４は第２の実施の形態にかかる電源装置の概略的な構成の他の一例を示す図である。図４の例示では、電源スイッチ８０が示されているものの、この電源スイッチ８０については第５の実施の形態で述べる。

図４の例示では、迂回部５１は抵抗５１ａとスイッチ素子５１ｂを備えている。スイッチ素子５１ｂは例えばトランジスタである。抵抗５１ａおよびスイッチ素子５１ｂは互いに直列に接続されており、これらの直列体が第１コンデンサＣ２１に並列に接続されている。

かかる迂回部５１において、スイッチ素子５１ｂをオンすると、第１コンデンサＣ２１は抵抗５１ａおよびスイッチ素子５１ｂを介して放電する。よって迂回部５１は放電回路としても機能する。そして、このスイッチ素子５１ｂのオンによって電圧Ｖ２１は低減する。一方で、スイッチ素子５１ｂがオンしているときには、整流器１または第３コンデンサＣ１からの電流Ｉ２は迂回部５１を通って第２コンデンサＣ２２へと流れる。よって電圧Ｖ２２は増大する。つまりスイッチ素子５１ｂのオンによって、電圧Ｖ２１は低減し、電圧Ｖ２２は増大する。

なお電源装置には、スイッチ素子５１ｂを駆動する駆動部が設けられる。図４の例示では、駆動部は抵抗５１２およびフォトカプラ５１１によって形成されている。フォトカプラ５１１は発光ダイオードと、発光ダイオードの発光によってオンするフォトトランジスタとを備えている。発光ダイオードは制御部７０と接続されており、制御部７０によって、この発光ダイオードに電流が供給される。発光ダイオードに電流が流れると、発光ダイオードは発光し、これに伴ってフォトトランジスタがオンする。

フォトトランジスタの一端は第１電源回路２１の高電位側の出力端に接続され、他端はスイッチ素子５１ｂの制御端子（ベース端子）に接続される。抵抗５１２は、スイッチ素子５１ｂの制御端子と、スイッチ素子５１ｂの低電位側の一端（エミッタ端子）との間に設けられる。第２電源回路の低電位側の出力端は、スイッチ素子５１ｂの低電位側の一端に接続される。

フォトカプラ５１１のフォトトランジスタがオンすると、第１電源回路２１から当該フォトトランジスタを介してスイッチ素子５１ｂの制御端子に電圧が印加されて、スイッチ素子５１ｂがオンする。また、当該フォトトランジスタのオフに伴ってスイッチ素子５１ｂもオフする。

このように、制御部７０はフォトカプラ５１１の発光ダイオードに電流を流すか否かによって、スイッチ素子５１ｂを制御することができる。

迂回部５２は抵抗５２ａとスイッチ素子５２ｂとを備えている。迂回部５２は迂回部５１と同様の構成を有している。このスイッチ素子５２ｂのオンによって、電圧Ｖ２１は増大し、電圧Ｖ２２は低減することとなる。

図４の例示では、スイッチ素子５２ｂを駆動する駆動部は、抵抗５２２およびスイッチ素子５２１によって形成されている。スイッチ素子５２１は例えばトランジスタであり、その高電位側の一端（コレクタ端子）は第２電源回路２２の高電位側の出力端に接続され、その低電位側の一端（エミッタ端子）はスイッチ素子５２ｂの制御端子（ベース端子）に接続される。抵抗５２２は、スイッチ素子５２ｂの制御端子とスイッチ素子５２ｂの低電位側の一端（エミッタ端子）との間に設けられる。

スイッチ素子５２１の制御端子（ベース端子）は制御部７０に接続されており、制御部７０によってスイッチ信号が入力される。スイッチ素子５２１がオンすると、第２電源回路２２からスイッチ素子５２１を介してスイッチ素子５２ｂの制御電極に電圧が印加されて、スイッチ素子５２ｂがオンする。また、スイッチ素子５２１のオフに伴ってスイッチ素子５２ｂもオフする。

このように、制御部７０はスイッチ素子５２１をオンするか否かによって、スイッチ素子５２ｂを制御することができる。スイッチ素子５１ｂ，５２ｂをそれぞれ有する迂回部５１，５２は、上述のように放電回路としても機能するので、制御部７０は放電制御部として把握することもできる。

また図４の例示では、電圧検出部７１，７２が設けられている。電圧検出部７１は例えば第３コンデンサＣ１の直流電圧Ｖｄｃを検出し、これを制御部７０に出力する。電圧検出部７１は、例えば電源線ＬＨ，ＬＬの間において互いに直列に接続される複数（図４では２つ）の分圧抵抗を有しており、その一つの分圧抵抗の電圧が制御部７０に入力される。

電圧検出部７２は例えば第２コンデンサＣ２２の電圧Ｖ２２を検出し、これを制御部７０に出力する。電圧検出部７２は例えば互いに直列に接続される複数（図４では２つ）の分圧抵抗を有しており、これらの分圧抵抗の直列体が第２コンデンサＣ２２に並列に接続される。そして電圧検出部７２の一つの分圧抵抗の電圧が制御部７０に入力される。

制御部７０は、電圧検出部７１によって検出された直流電圧Ｖｄｃから、電圧検出部７２によって検出された電圧Ｖ２２を減算することで、電圧Ｖ２１を算出することができる。制御部７０は電圧Ｖ２１，Ｖ２２に基づいて迂回部５１，５２のスイッチ素子５１ｂ，５２ｂを制御する。

なお制御部７０は電圧Ｖ２１，Ｖ２２を認識できればよいので、例えば電圧検出部７１が電圧Ｖ２１を検出し、電圧検出部７２が電圧Ｖ２２を検出してもよい。あるいは、電圧検出部７１が直流電圧Ｖｄｃを検出し、電圧検出部７２が電圧Ｖ２１を検出してもよい。なお直流電圧Ｖｄｃは後に述べる第５の実施の形態において用いられる。

図５は制御部７０が行うスイッチ素子５１ｂの制御動作の一例を示す図である。この一連の動作は例えば所定時間ごとに繰り返し実行される。まずステップＳ１にて、制御部７０は第１コンデンサＣ２１の電圧Ｖ２１が第１基準値Ｖｒｅｆ１よりも大きいか否かを判定する。この判定は例えば周知の比較器を用いて行うことができる。

ステップＳ１にて電圧Ｖ２１が第１基準値Ｖｒｅｆ１よりも小さいと判定したときには、動作を終了する。ステップＳ１にて電圧Ｖ２１が第１基準値Ｖｒｅｆ１よりも大きいと判定したときには、ステップＳ２にて制御部７０はスイッチ素子５１ｂをオンする。これにより、第１コンデンサＣ２１が放電するので、電圧Ｖ２１は低減する。一方で、第２コンデンサＣ２２には電源側から電流Ｉ２が流れ込むので、電圧Ｖ２２は増大する。

次に、ステップＳ３にて制御部７０は電圧Ｖ２１が第２基準値Ｖｒｅｆ１１（第１基準値Ｖｒｅｆ１よりも小さい）よりも小さいか否かを判定する。電圧Ｖ２１が第２基準値Ｖｒｅｆ１１よりも大きいと判定したときには、再びステップＳ３を実行する。電圧Ｖ２１が第２基準値Ｖｒｅｆ１１よりも小さいと判定したときには、ステップＳ４にて制御部７０はスイッチ素子５１ｂをオフし、動作を終了する。

以上のように、制御部７０は、電圧Ｖ２１が第１基準値Ｖｒｅｆ１よりも大きくなると、スイッチ素子５１ｂをオンするので、電圧Ｖ２１のこれ以上の増大を回避できる。

スイッチ素子５２ｂの制御についてもスイッチ素子５１ｂと同様であるので繰り返しの説明を省略する。ただし、スイッチ素子５１ｂ，５２ｂが同時にオンしないように、各基準値を設定する必要がある。

なお、スイッチ素子Ｓ５１ｂ，５２ｂは例えばＰＷＭ(Pulse Width Modulation)方式で制御されて、オン／オフが短い期間で繰り返されても構わない。

第３の実施の形態．
第２の実施の形態で述べたように、例えば電流Ｉ２１が電流Ｉ２２よりも大きい場合には、電圧Ｖ２１は時間の経過と共に低減し、電圧Ｖ２２は時間の経過と共に増大する。また、これらの電流Ｉ２１，Ｉ２２の差が大きいほど、電圧Ｖ２１はより速やかに低減し、電圧Ｖ２２はより速やかに増大する。電圧Ｖ２２が速やかに増大すれば、迂回部５２が動作するまでの期間が短い。迂回部５２での消費電力は少ない方がよいので、迂回部５２の動作は望ましくない。よって当該期間は長い方が望ましい。そこで第３の実施の形態では、電圧Ｖ２１，Ｖ２２が緩やかに変化するように、電流Ｉ２１，Ｉ２２の差を低減することを企図する。

第３の実施の形態にかかる電源装置は第２の実施の形態と同様である。ただし、第３の実施の形態では、第１コンデンサＣ２１の静電容量ＥＣ２１と第２コンデンサＣ２２の静電容量ＥＣ２２との大小関係が、第１電源回路２１の入力電力Ｐ２１と第２電源回路２２の入力電力Ｐ２２との大小関係と反対になるように設定する。

第１電源回路２１の入力電力Ｐ２１は第１電源回路２１および負荷３１の消費電力の和と等しく、第２電源回路２２の入力電力Ｐ２２は第２電源回路２２および負荷３２の消費電力の和と等しい。これらの消費電力の値としては、仕様上の値を採用することができ、あるいは、シミュレーションまたは実験等によって導かれた値を採用することもできる。なお負荷３１，３２が例えばリレー（電源スイッチ８０）または制御部（ＣＰＵなど）である場合には、負荷３１，３２の消費電力の時間に対する変動は小さい。よってここでいう消費電力として瞬時値ではなく、代表値（例えば平均値など）を採用しても、これらの消費電力を比較的精度よく認識できる。

第１電源回路２１に入力される電流Ｉ２１と、第２電源回路２２に入力される電流Ｉ２２とは、それぞれ以下の式で表される。

Ｉ２１＝Ｐ２１／Ｖ２１ ・・・（１）
Ｉ２２＝Ｐ２２／Ｖ２２ ・・・（２）

式（１），（２）に基づいて以下の式を導くことができる。

Ｉ２１／Ｉ２２＝（Ｐ２１／Ｐ２２）・（Ｖ２２／Ｖ２１）・・・（３）

よって、Ｐ２１＞Ｐ２２が成立する場合には、つまり乗数（Ｐ２１／Ｐ２２）において分子が分母よりも大きい場合には、乗数（Ｖ２２／Ｖ２１）において分子が分母よりも小さくなれば、電流Ｉ２１，Ｉ２２の差が低減する。つまりＶ２１＞Ｖ２２が成立すれば電流Ｉ２１，Ｉ２２の差が低減する。逆にＰ２１＜Ｐ２２が成立する場合には、Ｖ２１＜Ｖ２２が成立すれば、電流Ｉ２１，Ｉ２２の差が低減する。そこで、電圧Ｖ２１，Ｖ２２が初期的にこの条件を満足するように、静電容量ＥＣ２１，ＥＣ２２を設定することを企図する。

第１コンデンサＣ２１および第２コンデンサＣ２２は直流電圧Ｖｄｃを分圧するので、電圧Ｖ２１，Ｖ２２は電源装置の起動前には以下の式で表される。なお起動前には、負荷４、第１電源回路２１および第２電源回路２２は動作していない。

Ｖ２１＝Ｖｄｃ・ＥＣ２２／（ＥＣ２１＋ＥＣ２２） ・・・（４）
Ｖ２２＝Ｖｄｃ・ＥＣ２１／（ＥＣ２１＋ＥＣ２２） ・・・（５）

式（４），式（５）を用いると、以下の式が導かれる。

Ｖ２１／Ｖ２２＝ＥＣ２２／ＥＣ２１ ・・・（６）

上述したようにＰ２１＞Ｐ２２が成立するときには、Ｖ２１＞Ｖ２２が成立すれば、電流Ｉ２１，Ｉ２２差が低減するので、ＥＣ２２＞ＥＣ２１が成立するように、静電容量ＥＣ２１，ＥＣ２２を設定する。またＰ２１＜Ｐ２２が成立するときには、Ｖ２１＜Ｖ２２が成立すれば、電流Ｉ２１，Ｉ２２の差が低減するので、ＥＣ２２＜ＥＣ２１が成立するように、静電容量ＥＣ２１，ＥＣ２２を設定する。これにより、起動後の初期には電流Ｉ２１，Ｉ２２の差を低減することができる。

つまり、第１コンデンサＣ２１の静電容量ＥＣ２１と第２コンデンサＣ２２の静電容量ＥＣ２２との大小関係が、第１電源回路２１の入力電力Ｐ２１と第２電源回路２２の入力電力Ｐ２２との大小関係と反対になるように設定すれば、電流Ｉ２１，Ｉ２２の差を初期的には低減することができるのである。これにより、電圧Ｖ２１，Ｖ２２を初期的には比較的緩やかに変化させることができる。

したがって、負荷３１，３２の動作開始から迂回部５１，５２が動作するまでの期間を延ばすことができる。迂回部５１，５２で消費される電力は負荷４，３１，３２の動作に寄与しないので、迂回部５１，５２が動作するまでの期間は長い方がよい。

また式（３）から理解できるように、Ｐ２１／Ｐ２２＝Ｖ２１／Ｖ２２が成立すれば、Ｉ２１＝Ｉ２２が成立する。式（６）も考慮すれば、Ｐ２１／Ｐ２２＝ＥＣ２２／ＥＣ２１が成立すれば、Ｉ２１＝Ｉ２２が成立するのである。つまり、第１コンデンサＣ２１の静電容量ＥＣ２１に対する第２コンデンサＣ２２の静電容量ＥＣ２２の比が、第１電源回路２１の入力電力Ｐ２１に対する第２電源回路２２の入力電力Ｐ２１の比の逆数であることが望ましい。これによれば、理想的には電流Ｉ２１，Ｉ２２を互いに等しくできるのである。このとき、第１コンデンサＣ２１から流出する電流Ｉ２１と、第２コンデンサＣ２２から流出する電流Ｉ２２と、第１コンデンサＣ２１および第２コンデンサＣ２２へと流入する電流Ｉ２とのいずれもが、理想的には一致する。よって、理想的には迂回部５１，５２の動作を不要にできる。

ここで、通常運転（負荷４、第１電源回路２１および第２電源回路２２が動作する運転）での電圧Ｖ２１，Ｖ２２についても考察する。ここでは迂回部５１，５２が放電回路である場合に、スイッチ素子５１ｂ（または５２ｂ）がオンする期間の電流について、まず考察する。スイッチ素子５１ｂがオンすれば、第１コンデンサＣ２１の両端電圧は放電により低下する。これにより電源（整流器１または第３コンデンサＣ１、以下同様）から電流が流れる。その電流経路は、迂回部５１、第１コンデンサＣ２１、第１電源回路２１および負荷３１の並列接続と、第２コンデンサＣ２２、第２電源回路２２および負荷３２の並列接続と、を通る経路である。ここでは、スイッチ素子５１ｂ，５２ｂは例えばＰＷＭ方式で制御されて、そのオン／オフが制御されるものとする。このとき、スイッチ素子５１ｂ（または５２ｂ）のオンに伴って流れる当該電流は高調波成分である。

この電流に応じて電圧Ｖ２１，Ｖ２２が変動するところ、電圧Ｖ２１，Ｖ２２は第１コンデンサＣ２１、第１電源回路２１、負荷３１、第２コンデンサＣ２２、第２電源回路２２および負荷３２のインピーダンスに依存して変動する。ここでは簡単のために、第１電源回路２１および負荷３１の一組と第２電源回路２２および負荷３２の一組とを、それぞれ等価抵抗で考慮する。第１コンデンサＣ２１および第２コンデンサＣ２２のインピーダンスは周波数を分母に持つ式で表されるので、高調波成分の周波数が高いほど小さい。一方で、等価抵抗の周波数依存性は第１コンデンサＣ２１および第２コンデンサＣ２２のインピーダンスに比べて小さく、ほぼ一定と考えることができる。

したがって、例えばスイッチ素子５１ｂ，５２ｂのスイッチング周波数を高めれば、スイッチ素子５１ｂ，５２ｂのオン時に流れる電流を、主としてインピーダンスの小さい第１コンデンサＣ２１および第２コンデンサＣ２２へと流すことができる。言い換えれば、電圧Ｖ２１，Ｖ２２を主として静電容量ＥＣ２１，ＥＣ２２に応じて変動させることができる。

そして、上述の通り、静電容量ＥＣ２１，ＥＣ２２の大小関係は入力電力Ｐ２１，Ｐ２２の大小関係と反対である。例えば、入力電力Ｐ２１が入力電力Ｐ２２よりも小さいときには、静電容量ＥＣ２１が静電容量ＥＣ２２よりも大きく設定される。よってこのとき、当該電流に起因する電圧Ｖ２２の増大量が電圧Ｖ２１の増大量よりも大きくなる。つまり、大きい入力電力Ｐ２２を有する第２電源回路２２に対して、より大きな電圧Ｖ２２を印加しやすい。これにより、より大きな電力を第２コンデンサに蓄積することができる。このようにより大きな入力電力を必要とする電源回路についてのコンデンサに、より大きな電力を蓄積することができるので、その逆に比べて、迂回部５１，５２（スイッチ素子５１ｂ，５２ｂ）の動作頻度（動作期間）を低減することができるのである。これにより、迂回部５１，５２における消費電力を低減できる。

なお上述の内容は、通常運転において迂回部５１，５２（スイッチ素子５１ｂ，５２ｂ）の動作によって、電源から第１コンデンサＣ２１および第２コンデンサＣ２２へと流れる電流に着目した説明である。しかるに迂回部５１，５２が動作していないときにも、負荷３１，３２，４の動作によって、第１コンデンサＣ２１および第２コンデンサＣ２２には電流が流れ得る。

例えば負荷３１，３２，４の動作によって第１コンデンサＣ２１および第２コンデンサＣ２２は放電する。これにより、電圧Ｖ２１，Ｖ２２は低減する。一方で、整流器１からの電流によって、第１コンデンサＣ２１および第２コンデンサＣ２２が充電される。これにより、電圧Ｖ２１，Ｖ２２が増大する。このとき、電圧Ｖ２１，Ｖ２２は第１コンデンサＣ２１、第１電源回路２１、負荷３１、第２コンデンサＣ２２、第２電源回路２２および負荷３２のインピーダンスに依存して増大する。

そして、第１コンデンサＣ２１および第２コンデンサＣ２２へと流れる当該電流も、周波数の高い高調波成分で構成すれば、上述した説明と同様に、電圧Ｖ２１，Ｖ２２を主として静電容量ＥＣ２１，ＥＣ２２に応じて変動させることができる。つまり、当該電流を主としてインピーダンスの低い第１コンデンサＣ２１および第２コンデンサＣ２２へと流すことで、電圧Ｖ２１，Ｖ２２を主として静電容量ＥＣ２１，ＥＣ２２に応じて変動させるのである。

そこで、迂回部５１，５２が動作していないときに第１コンデンサＣ２１および第２コンデンサＣ２２を流れる電流を、不連続（つまり当該電流が零となる期間を有する）にすることを企図する。これにより、高調波成分を主体として電流を構成できるからである。

図６は、電源装置の概略的な構成の一例を示す図である。この電源装置においては、図４の電源装置に比して、ダイオードＤ１と抵抗Ｒ１と第４コンデンサＣ１１とが更に設けられている。ダイオードＤ１は、電源線ＬＨ，ＬＬの間において、第１コンデンサＣ２１および第２コンデンサＣ２２と直列に接続される。ダイオードＤ１は電源線ＬＨに近い側にアノードを有する。つまりダイオードＤ１の順方向は電源線ＬＨから電源線ＬＬへと向かう方向である。図６の例示では、ダイオードＤ１は例えば第１コンデンサＣ２１および第２コンデンサＣ２２よりも電源線ＬＨに近い側に位置する。

抵抗Ｒ１は、電源線ＬＨ，ＬＬの間において、ダイオードＤ１、第１コンデンサＣ２１および第２コンデンサＣ２２と直列に接続されており、第１コンデンサＣ２１および第２コンデンサＣ２２へと流れる突入電流を防止する。突入電流が流れない場合には抵抗Ｒ１は必要ではない。

第４コンデンサＣ１１は第１コンデンサＣ２１および第２コンデンサＣ２２の一組に対して並列に接続される。第４コンデンサＣ１１は第１コンデンサＣ２１の電圧Ｖ２１および第２コンデンサＣ２２の電圧Ｖ２２の急峻な変動を抑制する。そのような電圧変動の抑制が必要でない場合には第４コンデンサＣ１１は必要ではない。

このような構成において、電源から第１コンデンサＣ２１および第２コンデンサＣ２２への電流はダイオードＤ１を経由する。よってダイオードが非導通となる期間が存在すれば、電源から第１コンデンサＣ２１および第２コンデンサＣ２２へと流れる電流が不連続となる。これにより当該電流が高調波成分で構成される。

ダイオードＤ１の導通／非導通は、ダイオードＤ１のアノードの電位とカソードの電位の大小に依存する。より具体的には、カソードの電位がアノードの電位よりも大きいとき、すなわち直流電圧Ｖｄｃ（第３コンデンサＣ１に印加される電圧）が電圧Ｖ２１，Ｖ２２の和よりも小さいときには、ダイオードＤ１が導通しなくなる。よってこの期間においては、電源から第１コンデンサＣ２１および第２コンデンサＣ２２へと流れる電流が零になる。またダイオードＤ１のアノードの電位がカソードの電位よりも大きいとき、すなわち直流電圧Ｖｄｃが電圧Ｖ２１，Ｖ２２の和よりも大きいときには、ダイオードＤ１が導通する。よってこの期間においては、電源から第１コンデンサＣ２１および第２コンデンサＣ２２へと電流が流れる。

以上のように、直流電圧Ｖｄｃと電圧Ｖ２１，Ｖ２２の和との大小関係が時間の経過と共に切り替われば、電源から第１コンデンサＣ２１および第２コンデンサＣ２２へと流れる電流が不連続となる。以下、図７を参照して説明する。

図７は、交流電源Ｅ１の交流電圧の振幅実効値が３８０［Ｖ］、第３コンデンサＣ１の静電容量が３４０［μＦ］、負荷４の入力電力が約１ｋＷである条件の下で、第４コンデンサＣ１１の静電容量ＥＣ１１を異ならせた場合の、直流電圧Ｖｄｃ、電圧Ｖ２１，Ｖ２２の和、および、ダイオードＤ１を流れる電流を示している。図７の例示では、静電容量ＥＣ１１が０．１，１，５，１０［μＦ］であるときのグラフが、それぞれ二点鎖線、一点鎖線、破線および実線でそれぞれ示されている。

図７に示すように、直流電圧Ｖｄｃは変動する。より具体的には、直流電圧Ｖｄｃは負荷４（あるいは更に負荷３１，３２）の動作によって低減し、そして、整流器１の出力電圧（整流電圧）が直流電圧Ｖｄｃよりも大きくなると、その時点以後の整流器１の出力電圧によって第３コンデンサＣ１が充電されて、直流電圧Ｖｄｃが増大する。このとき整流器１の出力電圧と直流電圧Ｖｄｃとがほぼ一致する。またこのとき負荷４は整流器１から電力を受け取る。そして、整流器１の出力電圧が直流電圧Ｖｄｃよりも下回ると、直流電圧Ｖｄｃは再び負荷４（あるいは更に負荷３１，３２）の動作によって低減する。以後はこれを繰り返す。なお図７の例示では、直流電圧Ｖｄｃの脈動を拡大して示しているものの、実際にはその変動幅は、直流電圧Ｖｄｃの平均値の数％程度である。

一方で、電圧Ｖ２１，Ｖ２２の和も変動する。より具体的には、電圧Ｖ２１，Ｖ２２はそれぞれ負荷３１，３２の動作によって低減する。そして、整流器１の出力電圧が電圧Ｖ２１，Ｖ２２の和よりも大きくなると、その時点以後の出力電圧の増大に応じて増大する。そして、整流器１の出力電圧が電圧Ｖ２１，Ｖ２２の和よりも下回ると、電圧Ｖ２１，Ｖ２２は再び負荷３１，３２の動作によって低減する。以後はこれを繰り返す。

図７に示すように、第４コンデンサＣ１１の静電容量ＥＣ１１が大きくなるにしたがって、電圧Ｖ２１，Ｖ２２の和が緩やかに低減する。静電容量ＥＣ１１が０．１，１［μＦ］であるときには、直流電圧Ｖｄｃと電圧Ｖ２１，Ｖ２２の和が等しく、ダイオードＤ１には常に電流Ｉ１が流れている。よって、電流Ｉ１が比較的大きな直流成分を有することになる。この直流成分は、高調波成分に比べて、等価抵抗として考慮した第１電源回路２１、第２電源回路２２および負荷３１，３２を流れやすい。よって、このような直流成分は望ましくない。

一方で、静電容量ＥＣ１１が５，１０［μＦ］であるときには、電圧Ｖ２１，Ｖ２２の和が直流電圧Ｖｄｃを上回る期間が存在する。よって、この期間ではダイオードＤ１を流れる電流Ｉ１は零である。そして、整流器１の出力電圧が電圧Ｖ２１，Ｖ２２の和よりも大きくなると、その時点以後に電圧Ｖ２１，Ｖ２２の和は出力電圧の増大に応じて増大する。この期間では、ダイオードＤ１に電流Ｉ１が流れる。

以上のように静電容量ＥＣ１１が大きくなると、第１コンデンサＣ２１および第２コンデンサＣ２２への電流が不連続になる。したがって、第１コンデンサＣ２１および第２コンデンサＣ２２への電流は主として高調波成分で構成されることとなり、当該電流に基づく電圧Ｖ２１，Ｖ２２の変動が主として静電容量ＥＣ２１，ＥＣ２２に依存する。

よって、静電容量ＥＣ２２が静電容量ＥＣ２１よりも小さい場合には、この電流に起因する電圧Ｖ２２の増大量は電圧Ｖ２１よりも大きくなる。したがって、より大きい入力電力Ｐ２２を有する第２電源回路２２に対して、より大きな電圧Ｖ２１を印加しやすい。

なお図７の例では、第４コンデンサＣ１１の静電容量ＥＣ１１を異ならせて、電流Ｉ１を不連続にした。しかるに、電流Ｉ１が不連続になるかどうかは、第１コンデンサＣ２１、第２コンデンサＣ２２、第３コンデンサＣ１の静電容量、および、負荷３１，３２，４の消費電力にも依存する。直流電圧Ｖｄｃ、電圧Ｖ２１，Ｖ２２の変動がこれらのパラメータに依存するからである。

より一般化すると、第３コンデンサＣ１および負荷４からなる回路の時定数が、第１コンデンサＣ２１、第２コンデンサＣ２２、第４コンデンサＣ１１、第１電源回路２１、第２電源回路２２および負荷３１，３２からなる回路の時定数よりも小さければよい。これによって、直流電圧Ｖｄｃの低下速度を電圧Ｖ２１，Ｖ２２の和の低下速度よりも早くすることができる。よって、電圧Ｖ２１，Ｖ２２の和が直流電圧Ｖｄｃを上回る期間が存在するのである。これにより、電流Ｉ１が例えば図７に示すように不連続となる。

以上のように、図６の電源装置によれば、迂回部５１，５２が動作しない場合にも、第１コンデンサＣ２１および第２コンデンサＣ２２へと流れる電流を不連続にできる。よってより大きい入力電力Ｐ２２を有する第２電源回路２２に対して、より大きな電圧Ｖ２１を印加しやすい。よって迂回部５１，５２の動作頻度（動作期間）の低減に寄与し、消費電力を低減できる。

以下では、通常運転において消費電力を低減できる理由を、別の観点から説明する。図８は図６の電源回路において、Ｐ２２＝２・Ｐ２１かつＥＣ２１＝２・ＥＣ２２が成立するときの、電圧Ｖ２１，Ｖ２２、直流電圧Ｖｄｃおよび電流Ｉ１を示す図である。図８では、迂回部５１，５２は動作していない。図８によれば、負荷３１，３２によって消費される電力と同じ電力が、整流器１からの電流によって第１コンデンサＣ２１および第２コンデンサＣ２２に供給されるので、迂回部５１，５２が動作することなく、電圧Ｖ２１，Ｖ２２が平衡している。つまり、電圧Ｖ２１，Ｖ２２は上述のように充放電を繰り返して脈動するものの、長い期間で見れば平衡するのである。

ここで、静電容量ＥＣ２２を増大させて、ＥＣ２１＝ＥＣ２２を成立させることを考える。これにより、電圧Ｖ２１，Ｖ２２の増大量は等しくなる。したがって、電圧Ｖ２１，Ｖ２２は脈動しつつも、より長い期間でみると、電圧Ｖ２１は増大し、電圧Ｖ２２は低減する。よって電圧Ｖ２１，Ｖ２２の差が増大していく。

この状態で電圧Ｖ２１，Ｖ２２を平衡させようとすると、迂回部５１を動作させて第１コンデンサＣ２１の電圧Ｖ２１を低減させる必要がある。

以下では、電圧Ｖ２１，Ｖ２２を平衡させるのに要する迂回部５１の消費電力について考察する。この考察にあたって、まずは迂回部５１の消費電力ではなく、第１電源回路２１の入力電力Ｐ２１を増大させることによって、電圧Ｖ２１，Ｖ２２を平衡させることを考える。

ここではＥＣ２１＝ＥＣ２２が成立するので、もしＰ２１＝Ｐ２２が成立すれば、電圧Ｖ２１，Ｖ２２は理想的には平衡することになる。これが図９で示されている。つまり第１電源回路２１の入力電力Ｐ２１を入力電力Ｐ２２（＝２・Ｐ２１）まで増大させれば、電圧Ｖ２１，Ｖ２２が平衡することとなる。すなわち、入力電力Ｐ２１を２倍にすればよく、その増大量は入力電力Ｐ２１と同じ値である。

さて、第１コンデンサＣ２１の電圧Ｖ２１を低減させるという点では、迂回部５１で電力を消費しても、第１電源回路２１および負荷３１で電力を消費しても構わない。つまり上述の増大量を、迂回部５１で消費しても構わない。よって、ＥＣ２１＝ＥＣ２２かつＰ２２＝２・Ｐ２１が成立しているときには、上述の増大分（入力電力Ｐ２１の値の分）を迂回部５１で消費させれば、電圧Ｖ２１，Ｖ２２が平衡することとなるのである。

また、Ｐ２２＝２・Ｐ２１が成立している状態で、さらに静電容量ＥＣ２２を増大させてＥＣ２２＞ＥＣ２１（例えばＥＣ２２＝２・ＥＣ２１）を成立させることを考慮する。このとき、もしＰ２１＝２・Ｐ２２が成立すれば、つまり、入力電力Ｐ２１を入力電力Ｐ２２（＝２・Ｐ２１）の２倍まで増大させれば、電圧Ｖ２１，Ｖ２２は平衡する。つまり、第１電源回路２１の入力電力Ｐ２１を、（３・Ｐ２１）の分だけ増大させれば、電圧Ｖ２１，Ｖ２２は平衡する。逆に言えば、ＥＣ２２＝２・ＥＣ２１かつＰ２２＝２・Ｐ２１が成立しているときには、（３・Ｐ２１）の分を迂回部５１で消費させれば、電圧Ｖ２１，Ｖ２２が平衡することとなる。よって、このとき迂回部５１で消費すべき電力が増大することになる。

以上のように、Ｐ２２＞Ｐ２１の場合に、ＥＣ２２＞ＥＣ２１とすれば、迂回部５１の消費電力は大きくなる。したがって、静電容量ＥＣ２１，ＥＣ２２の大小関係を入力電力Ｐ２１，Ｐ２２の大小関係と反対に設定すれば、これらの大小関係が同じ場合に比べて、通常運転において、迂回部５１，５２の消費電力を低減することができるのである。

第４の実施の形態．
図１０は第４の実施の形態にかかる電源装置の概略的な構成の一例を示す図である。第４の実施の形態では、迂回部５１が設けられているものの迂回部５２は設けられていない。しかも、第４の実施の形態では、電流Ｉ２１が電流Ｉ２２よりも小さくなるように、第１コンデンサＣ２１の静電容量ＥＣ２１と第２コンデンサＣ２２の静電容量ＥＣ２２が設定される。

式（３）より、Ｉ２１／Ｉ２２＝（Ｐ２１／Ｐ２２）・（Ｖ２２／Ｖ２１）＜１が成立すれば、電流Ｉ２１は電流Ｉ２２よりも小さい。よって、これが成立するように、まず乗数（Ｖ２１／Ｖ２２）を、乗数（Ｐ２１／Ｐ２２）に基づいて設定する。入力電力Ｐ２１，Ｐ２２は時間の経過と共に変動し得るところ、入力電力Ｐ２１の瞬時値がその最大値Ｐ２１＿ｍａｘを採り、入力電力Ｐ２２の瞬時値がその最小値Ｐｍｉｎ＿ｍｉｎを採るときに、乗数（Ｉ２１／Ｉ２２）が最も大きくなる。このときＶ２１／Ｖ２２＞Ｐ２１＿ｍａｘ／Ｐ２２＿ｍｉｎが成立すれば、乗数（Ｉ２１／Ｉ２２）は１よりも小さくなる。つまり、入力電力Ｐ２１，Ｐ２２において最も電流Ｉ２１が電流Ｉ２２に対して大きくなるときであっても、電流Ｉ２１は電流Ｉ２２よりも小さくなる。

式（４），（５）を考慮すると、以下の式を満足すれば、たとえ電流Ｉ２１が電流Ｉ２２に対して最も大きくなる場合であっても、初期的には電流Ｉ２１を電流Ｉ２２よりも小さくできる。

ＥＣ２１／ＥＣ２２＜Ｐ２２＿ｍｉｎ／Ｐ２１＿ｍａｘ ・・・（７）
第２の実施の形態で述べたように、電流Ｉ２１が電流Ｉ２２よりも小さければ、電圧Ｖ２１は増大し、電圧Ｖ２２は低下することになる。そして電圧Ｖ２１が基準値Ｖｒｅｆ１よりも大きくなると、迂回部５１によって電圧Ｖ２１のこれ以上の増大を回避できる。

迂回部５１が過電圧防止回路である場合には、以降は、電圧Ｖ２１，Ｖ２２は一定値を維持する。

また、迂回部５１が放電回路である場合には、電圧Ｖ２１が第２基準値Ｖｒｅｆ１１よりも小さいときに、スイッチ素子５１ｂをオフする。なお放電回路によって電圧Ｖ２１は低下するものの、Ｖ２１／Ｖ２２＞Ｐ２１＿ｍａｘ／Ｐ２２＿ｍｉｎが不成立になるほど、電圧Ｖ２１が低下することは好ましくない。電流Ｉ２１が電流Ｉ２２よりも大きくなると、電圧Ｖ２２の増大を招くからである。

よって、この第２基準値Ｖｒｅｆ１１としては、式（４）で求まる電圧Ｖ２１の初期値以上の値を採用する。これにより、Ｖ２１／Ｖ２２＞Ｐ２１＿ｍａｘ／Ｐ２２＿ｍｉｎを満足した状態で、迂回部５１の動作を一旦停止することができる。よって迂回部５１の動作を一旦停止した以後も、電圧Ｖ２１が増大し、電圧Ｖ２２は低減することとなる。

以上のように電圧Ｖ２２は基準値Ｖｒｅｆ２よりも大きくなることはないので、迂回部５２は設けられる必要がない。したがって製造コストおよび回路規模を低減することができる。

なお第４の実施の形態では、迂回部５１のみを設けたが、迂回部５２のみを設けてもよい。この場合、入力電力Ｐ２１の瞬時値がその最小値を採り、入力電力Ｐ２２の瞬時値がその最大値を採るときに、電流Ｉ２１が電流Ｉ２２よりも大きくなるように、静電容量ＥＣ２１，ＥＣ２２を設定すればよい。

第５の実施の形態．
第５の実施の形態にかかる電力変換装置の概略的な構成は図４と同様である。よって迂回部５１，５２は放電回路としても機能する。ここでは、電源電圧が低下したときの、制御部７０による第１コンデンサＣ２１、第２コンデンサＣ２２を放電する制御について述べる。なおここでいう、電源電圧の低下は、整流器１によって第１コンデンサＣ２１、第２コンデンサＣ２２および第３コンデンサＣ１へと供給される直流電圧の低下を意味する。この電源電圧の低下は例えば交流電源Ｅ１の機能不全（例えば瞬時停電）、あるいは、電源スイッチ８０（図４）のオフによって生じる。

電源スイッチ８０は第１コンデンサＣ２１、第２コンデンサＣ２２および第３コンデンサＣ１への電圧を供給／遮断するためのスイッチである。図４の例示では、電源スイッチ８０は交流電源Ｅ１と整流器１との間に設けられている。この電源スイッチ８０は例えば制御部７０によって制御される。制御部７０は、例えば第１電源回路２１、第２電源回路２２または負荷３１，３２，４に異常が生じたとき、あるいは、負荷３１，３２，４の全ての動作を終了するときに、電源スイッチ８０をオフする。

なお異常の発生は、周知の異常検出部を設け、その検出結果を制御部７０に出力することで、制御部７０によって認識される。また、交流電源Ｅ１の機能不全に対しては、例えば整流器１に入力される交流電圧を検出し、これを制御部７０に出力する周知の入力電圧検出部を設ければよい。

第５の実施の形態では、負荷３２は負荷４を制御する負荷制御部である。例えば負荷４がインバータを含む場合には、負荷３２は、インバータが出力する交流電圧の指令値を求め、当該指令値に基づいて制御信号を生成し、当該制御信号をインバータへと与える。インバータは当該制御信号に基づいて動作して、直流電圧Ｖｄｃを交流電圧に変換する。

図１１は、第５の実施の形態にかかる制御部７０の動作の一例を示すフローチャートである。このフローは電源電圧が低下した以後の動作である。ステップＳ１１にて制御部７０はスイッチ素子５２ｂをオフに維持する。よって、第２コンデンサＣ２２の電圧Ｖ２２は、迂回部５２によっては低減せずに負荷３２の動作によって低減することとなる。

ステップＳ１２にて制御部７０はスイッチ素子５１ｂのオン／オフを制御して、第２コンデンサＣ２２の電圧Ｖ２２を所望の範囲内に制御する。スイッチ素子５１ｂをオンすると、第１コンデンサＣ２１が放電して電圧Ｖ２１が低下する。しかも第３コンデンサＣ１が放電して迂回部５１および第２コンデンサＣ２２へと電流Ｉ２が流れるので、第２コンデンサＣ２２の電圧Ｖ２２が増大する。つまり、負荷３２の動作によって電圧Ｖ２２が低減すると、スイッチ素子５１ｂをオンして電圧Ｖ２２を増大させるのである。

より具体的な一例として、電圧検出部７２によって検出された電圧Ｖ２１が、その指令値（所望の範囲内の値）に近づくように、制御部７０が例えばＰＷＭ方式によってスイッチ素子５１ｂの制御信号を生成し、スイッチ素子５１ｂを制御する。これにより、電源電圧が低下しても電圧Ｖ２２を所望の範囲内に維持する。

電圧Ｖ２２の所望の範囲としては、第２電源回路２２の入力電圧についての許容最小値から許容最大値までの範囲のうち、任意の範囲を採用することができる。

なおスイッチ素子５２ｂのオフ（ステップＳ１１）と、スイッチ素子５１ｂのオン／オフ制御の開始（ステップＳ１２）とはいずれを先に行ってもよい。

図１２は直流電圧Ｖｄｃと電圧Ｖ２１，Ｖ２２とを模式的に示している。図１２の時点ｔ２において電源電圧が低下する。よって時点ｔ２以後では、負荷３１，３２の動作に伴って直流電圧Ｖｄｃが低下する。なお図１２では比較のために、時点ｔ２以後にスイッチ素子５１ｂ，５２ｂの両方をオフに維持した場合に、電圧Ｖ２２が低下する状況を破線で示している。

図１１の動作によれば、時点ｔ２以後の所定期間において、電圧Ｖ２１（＝Ｖｄｃ−Ｖ２２）は、負荷３１の動作およびスイッチ素子５１ｂのオンによって、時間の経過と共に低減する。一方で、スイッチ素子５１ｂのオン／オフによって、電圧Ｖ２２は所望の範囲に維持されている。なお時点ｔ２以降において負荷３１の動作は終了してもよい。なぜなら、負荷３１の動作を終了しても、電圧Ｖ２２の低下を招くものではないからである。

他方、スイッチ素子５１ｂを制御せずに、オフに維持した比較例では、電圧Ｖ２２は時点ｔ２以後において時間の経過とともに低下する。よってこの場合には、負荷３２が電圧不足により、スイッチ素子５１ｂを制御した場合と比較して早くに停止する。

なお図１２の例示では、直流電圧Ｖｄｃおよび電圧Ｖ２２が模式的に時間に対して線形に低減している。実際には、これらは時間に対して線形で変化しないことが多い。例えば入力電力Ｐ２２が一定である場合には、電圧Ｖ２２が大きいほど電流Ｉ２１が小さくなるので、電圧Ｖ２２が大きいほど、電圧Ｖ２２は緩やかに低下する。

以上のように、ステップＳ１１，Ｓ１２によれば、第１コンデンサＣ２１の電圧Ｖ２１が低下することを代償として、第２コンデンサＣ２２の電圧Ｖ２２の低下を抑制することができる。これにより、負荷３２の機能を優先的に維持することができる。ここでは負荷３２は負荷４を制御する負荷制御部であるところ、電源電圧が低下したときに、比較的長い期間にわたって負荷４の制御を行うことができるのである。よって例えば負荷４を適切に停止させるなど、電源電圧が低下したときに特有の制御に必要な期間を確保しやすい。

なお上述したように、電圧Ｖ２２が大きいほど、負荷３２に起因する電圧Ｖ２２の低下は緩やかである。よって制御部７０は、ステップＳ１２において、電圧Ｖ２２が第２電源回路２２の入力電圧についての許容最大電圧に近づくように、スイッチ素子５１ｂを制御してもよい。これにより、負荷３２が動作可能な期間を延ばすことができる。

また図１１の例示では、ステップＳ１３において、制御部７０は、電源電圧の低下から所定時間が経過したか否かを判定する。この判定は例えば周知のタイマ回路を用いて行うことができる。所定時間が経過していないと判定すると、ステップＳ１３を再び実行する。所定時間が経過していると判定すると、ステップＳ１４において、スイッチ素子５１ｂ，５２ｂの両方をオンに維持する。これにより、第１コンデンサＣ２１、第２コンデンサＣ２２および第３コンデンサＣ１が迂回部５１，５２を介して放電する。図１２の例示では時点ｔ３においてスイッチ素子５１ｂ，５２ｂをオンさせており、時点ｔ３以後において、直流電圧Ｖｄｃおよび電圧Ｖ２１，Ｖ２２を速やかに低減させることができる。

図１３は、第５の実施の形態にかかる制御部７０の動作の他の一例を示すフローチャートである。このフローは電源電圧が低下した以後の動作である。ステップＳ２１にて制御部７０は第３コンデンサＣ１の直流電圧Ｖｄｃが第２電源回路２２の入力電圧の許容最大値よりも小さいか否かを判定する。直流電圧Ｖｄｃが当該許容最大値よりも大きいと判定されたときには、ステップＳ２１を実行する。直流電圧Ｖｄｃが当該許容最大値よりも小さいと判定したときには、ステップＳ２２においてスイッチ素子５１ｂをオンに維持する。

図１４は直流電圧Ｖｄｃと電圧Ｖ２１，Ｖ２２とを模式的に示している。時点ｔ２以後の所定期間において、スイッチ素子５１ｂ，５２ｂはオフを維持するので、直流電圧Ｖｄｃは負荷３１，３２の動作によって低減し、電圧Ｖ２１，Ｖ２２はそれぞれ負荷３１，３２の動作によって低減する。そして、時点ｔ４において直流電圧Ｖｄｃが第２電源回路２２の入力電圧についての許容最大値を下回ると、スイッチ素子５１ｂがオンに維持される。これに伴って電圧Ｖ２１は零に低減するとともに、電圧Ｖ２２は増大する。なお、時点ｔ４において直流電圧Ｖｄｃは許容最大電圧を下回るので、スイッチ素子５１ｂをオンに維持しても、電圧Ｖ２２は当該許容最大電圧を超えることはない。よって、電圧Ｖ２２を、許容最大電圧よりも小さい値まで増大することができる。これにより、負荷３２の動作可能期間を適切に延ばすことができる。

なおここでは負荷３２が制御部である場合を例にしたが、負荷３１が制御部である場合には、電圧Ｖ２２を低下させる代わりに電圧Ｖ２１の低下を抑制しても構わないし、直流電圧Ｖｄｃが第１電源回路２１の許容最大電圧よりも小さくなったときに、スイッチ素子５２ｂをオンに維持して電圧Ｖ２１を増大させても構わない。

第６の実施の形態．
図１５は第６の実施の形態にかかる電源装置の概略的な構成の一例を示す図である。ここでは、電源装置は例えばヒートポンプユニット（不図示）に搭載される。このヒートポンプユニットにおいては、圧縮機、熱交換器（凝縮器および蒸発器）および減圧機構（電磁弁）を有する公知の冷媒回路が設けられる。ヒートポンプユニットが搭載される装置としては例えば油冷却装置（オイルコン）を採用することができる。

負荷４は例えばインバータと圧縮機モータを有しており、圧縮機モータはインバータからの交流電圧を入力して動作する。制御部７０はインバータへと制御信号を出力することで、圧縮機を制御している。

第１電源回路２１はトランスを有さない非絶縁型の電源回路（例えばチョッパ方式の昇圧回路、降圧回路または昇降圧回路など）、その出力電圧が動作電源として電源スイッチ８０に供給される。電源スイッチ８０は高い絶縁耐力を有する電磁リレーであり、電磁スイッチ８１と、電磁スイッチ８１と直列に接続されるスイッチ８２とを有している。スイッチ８２は制御部７０の制御を受ける。スイッチ８２がオンすると、第１電源回路２１からの電流が電磁スイッチ８１へと流れて、電磁スイッチ８１がオンする。これにより、交流電源Ｅ１の交流電圧が整流器１に入力される。

第２電源回路２２もトランスを有さない非絶縁型の電源回路（例えばチョッパ方式の昇圧回路、降圧回路または昇降圧回路など）である。第２電源回路２２の出力電圧は、制御部７０、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ１１０および負荷１１２に入力されている。

絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ１１０の出力は負荷１１１に入力される。絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ１１０はトランスを有しており、入力側と出力側とを電気的に絶縁する。よって負荷１１１としては絶縁が必要な負荷を採用することができる。負荷１１１は例えば電磁弁または冷媒の圧力を計測する圧力センサなどのセンサである。

負荷１１２には第２電源回路２２の出力が直接に入力している。第２電源回路２２は非絶縁型の電源回路であるので、負荷１１２としては絶縁を要しない負荷を採用することが望ましい。例えば負荷１１２は電圧センサまたは電流センサなどである。

負荷１１１，１１２は制御部７０とも接続されている。負荷１１１，１１２がセンサである場合には、その検出値が制御部７０へと入力され、負荷１１１，１１２が制御を受けて動作する負荷であれば、制御部７０が制御信号を負荷１１１，１１２へと出力する。

なお負荷４に属するインバータが、電源線ＬＨ，ＬＬの間において互いに直列に接続される上アームスイッチング素子および下アームスイッチング素子を有している場合、負荷１１２は下アームスイッチング素子を駆動する駆動回路であっても構わない。このとき、下アームスイッチング素子の動作電圧の基準電位は電源線ＬＬの電位である。

一方で、上アームスイッチング素子の動作電圧の基準電位は、公知のように、インバータの負荷たるモータの駆動によって変動し、比較的高い電位を採る期間がある。よって、上アームスイッチング素子の動作電圧は絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ１１０の出力電圧を採用してもよい。言い換えれば、負荷１１１が、上アームスイッチング素子を駆動する駆動回路であってもよい。

また、上アームスイッチング素子の動作電圧を、下アームスイッチング素子の動作電源（第２電源回路２２）を用いて生成する公知の充電構成（例えばチャージポンプ回路）が設けられる場合がある。このときには、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ１１０の出力電圧を、上アームスイッチング素子の駆動回路に与える必要はない。この場合、上アームスイッチング素子の駆動回路は負荷１１１とはならない。

非絶縁型の第１電源回路２１および第２電源回路２２としては、例えばＩＣおよびその他の構成を用いて構成することができる。例えばPower Integrations（登録商標）社のLNK306、ON Semiconductor社のNCP1077、NXP（登録商標）社のTEA1723あるいはSTMicroelectronics（登録商標）社のVIPER06などのモノシリックICを採用することができる。図１６は、LNK306たるスイッチ素子２１０を採用した場合のＤＣ−ＤＣコンバータの一例である。図１６のコンバータは降圧回路であり、その構成は公知であるので、詳細な説明は省略する。本実施の形態では、第１電源回路２１および第２電源回路２２には、分圧された電圧Ｖ２１，Ｖ２２が入力されるので、耐圧が高い部品を使用せずに、標準的な部品を用いることができる。

以上のように、第１電源回路２１および第２電源回路２２として非絶縁型の電源回路を用いる。かかる非絶縁型の電源回路は回路規模が小さく、製造コストも小さい。

また、図１５の例示では、トランス９０、整流器９１、コンデンサ９２、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ９３、制御ＣＰＵ９４、負荷９５、および、絶縁回路９６が設けられている。

トランス９０は例えば交流電源Ｅ１に接続されており、図１５の例示では、交流電源Ｅ１の２つの出力線の間の単相交流電圧がトランス９０に入力される。トランス９０は入力された交流電圧の振幅を変換して整流器９１に入力する。整流器９１は入力された交流電圧を直流電圧に変換してコンデンサ９２に印加する。コンデンサ９２の直流電圧は絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ９３に入力される。絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ９３は例えば自励式フライバックコンバータ（ＲＣＣ）であり、その出力電圧は、制御ＣＰＵ９４および負荷９５に入力される。制御ＣＰＵ９４は絶縁回路９６を介して制御部７０と通信を行うことができる。絶縁回路９６は例えばフォトカプラである。負荷９５は例えば温度制御対象（例えば油）の温度を検出するアナログ方式の温度センサなどである。例えば制御ＣＰＵは、検出された温度に基づいて圧縮機モータの回転速度の指令値を求め、この指令値を制御部７０へと絶縁回路９６を介して出力する。

なお、本発明は、その発明の範囲内において、相互に矛盾しない限り、各実施の形態を適宜に組み合わせたり、変形、省略することが可能である。

４ 負荷
２１ 第１電源回路
２２ 第２電源回路
５１，５２ 迂回部
５１ａ，５２ａ 抵抗
５１ｂ，５２ｂ スイッチ素子
７０ 制御部
７１，７２ 電圧検出部
Ｃ１ 第３コンデンサ
Ｃ２１ 第１コンデンサ
Ｃ２２ 第２コンデンサ
ＬＨ，ＬＬ 電源線

Claims (12)

1. 互いの間に直流電圧が印加される第１電源線(LH)及び第２電源線(LL)と、
   前記第１電源線及び前記第２電源線の間において互いに直列に接続される第１コンデンサ(C21)及び第２コンデンサ(C22)と、
   前記第１電源線および前記第２電源線の間に設けられる第３コンデンサ(C1)と、
   前記第１電源線および前記第２電源線と接続される負荷(4)と、
   前記第１コンデンサに印加される第１電圧が入力される第１電源回路(21)と、
   前記第２コンデンサに印加される第２電圧が入力される第２電源回路(22)と
   を備える、電源装置。
2. 前記第１コンデンサ(C21)の両端の間に設けられ、前記第１電圧(V21)が第１の所定値を超えるときに、前記第１コンデンサを迂回して電流を流す第１迂回部(51)と、
   前記第２コンデンサ(C22)の両端の間に設けられ、前記第２電圧(V22)が第２の所定値を超えるときに、前記第２コンデンサを迂回して電流を流す第２迂回部(52)と
   を備える、請求項１に記載の電源装置。
3. 前記第１迂回部(51)は、前記第１コンデンサ(C21)の両端の間で互いに直列に接続される第１抵抗(51a)および第１スイッチ(51b)を有し、
   前記第２迂回部(52)は、前記第２コンデンサ(C22)の両端の間で互いに直列に接続される第２抵抗(52a)および第２スイッチ(52b)を有する、請求項２に記載の電源装置。
4. 前記第１電源回路(21)の入力電力と、前記第２電源回路(22)の入力電力との大小関係は、前記第１コンデンサ(C21)の静電容量と、前記第２コンデンサ(C22)の静電容量との大小関係と反対である、請求項２または３に記載の電源装置。
5. 前記第１電源回路(21)の入力電力に対する前記第２電源回路(22)の入力電力の比は、前記第２コンデンサ(C22)の静電容量に対する前記第１コンデンサ(C21)の静電容量の比と等しい、請求項４に記載の電源装置。
6. 前記第１コンデンサ(C21)の両端の間に設けられ、前記第１電圧が所定値を超えるときに、前記第１コンデンサ(C21)を迂回して電流を流す迂回部(51)を備え、
   前記第１電源回路(21)に入力する電流(I21)が前記第２電源回路(22)に入力する電流(I22)よりも小さくなるように、前記第１コンデンサおよび前記第２コンデンサ(C22)の静電容量が設定される、請求項１に記載の電源装置。
7. 前記第１電源線(LH)および前記第２電源線(LL)の間において、前記第１コンデンサ(C21)および前記第２コンデンサ(C22)と直列に接続され、前記第１電源線に近い側にアノードを有するダイオード(D1)を更に備える、請求項４から６のいずれか一つに記載の電源装置。
8. 前記第２電圧(V22)を検出する電圧検出部(72)と、
   前記第１スイッチ(51a)および前記第２スイッチ(52b)を制御する放電制御部(70)と、
   交流電圧を入力し、前記交流電圧を変換して前記第１電源線(LH)および前記第２電源線(LL)の間に直流電圧を出力する整流器(1)と
   を備え、
   前記第２電源回路(52)は前記負荷(4)を制御する制御部(32)へと電源を供給し、
   前記放電制御部は、前記整流器によって供給される直流電圧が所定電圧よりも低下した以後に、前記第２電圧が、前記第２電源回路(22)の動作に要する電圧の最小値を下回らないように、前記第２スイッチ(52b)をオフに維持しつつ前記第１スイッチ(51b)のオン／オフを制御する、請求項３に記載の電源装置。
9. 前記放電制御部(70)は、前記整流器(1)によって供給される直流電圧が前記所定電圧よりも低下した以後に、前記第２電圧(V22)が、前記第２電源回路(22)の動作に要する電圧の最大値に近づくように前記第１スイッチ(51b)のオン／オフを制御する、請求項８に記載の電源装置。
10. 前記第１電圧(V21)および前記第２電圧(V22)の和を検出する電圧検出部(71)を備え、
    前記放電制御部(70)は、前記第１電圧および前記第２電圧の和が、前記第２電源回路(22)の動作に要する電圧の最大値よりも小さくなるときに、前記第１スイッチ(51b)をオンに維持する、請求項８または９に記載の電源装置。
11. 前記放電制御部(70)は、前記整流器(1)によって供給される直流電圧が前記所定電圧よりも低下してから所定時間が経過したときに、前記第１スイッチ(51b)および前記第２スイッチ(52b)の両方をオンに維持する、請求項８から１０のいずれか一つに記載の電源装置。
12. 前記第１電源回路(21)または前記第２電源回路(22)は非絶縁型の電源回路である、請求項１から１１のいずれか一つに記載の電源装置。

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