JP2016017748A

JP2016017748A - レーダ装置

Info

Publication number: JP2016017748A
Application number: JP2014138451A
Authority: JP
Inventors: 森田　岳; Takeshi Morita; 岳森田
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2014-07-04
Filing date: 2014-07-04
Publication date: 2016-02-01

Abstract

【課題】従来のパルスドップラレーダは、受信信号に対して狭帯域フィルタを用いてＳＮ比を改善しているため、狭帯域フィルタ通過後の受信信号は、目標との相対速度に相当するドップラ周波数を有する正弦波となるが、パルス送信区間は受信することが出来ないため、エクリプスが発生する状況においては、狭帯域フィルタ通過後の受信信号の電力レベルが低下し目標検出性能が劣化する。
【解決手段】目標からの反射信号に対して狭帯域フィルタを介さず、送信パルス幅よりも十分に短い周期で受信信号をサンプリングすることにより、送信信号と受信信号の一部が重なる状態にある目標に対しても検出性能の劣化を抑圧することが可能となる。また、目標の相対速度とPRI内の距離を、送信信号の諸元にフィードバックすることにより、送信パルス信号と目標の受信パルス信号の全てが重なる状態を避けることが可能となる。
【選択図】図１

Description

本発明は、パルスドップラレーダにおいて、送信信号と受信信号の一部が重なる状況（以下、エクリプスという）においても、目標検出性能の劣化を抑圧することが可能なレーダ装置に関するものである。

航空機や飛しょう体搭載用のパルスドップラレーダは、目標信号とクラッタの分離能力に優れ、且つ、高い速度分解能を得ることができる（例えば、非特許文献１を参照）。

George W. Stimson，"Introduction to Airborne Radar second edition"，Scitech，pp.369-378，1998.

従来のパルスドップラレーダは、受信信号に対し狭帯域フィルタを用いることでＳＮ比を改善している。狭帯域フィルタ通過後の信号は、目標との相対速度に相当するドップラ周波数を有する正弦波の信号となる。ここで、パルス送信区間は目標からの反射信号を受信することが出来ないため、エクリプスが発生する状況では、狭帯域フィルタ通過後の正弦波の信号は電力レベルが低下し、結果として目標検出性能が劣化するという課題があった。

本発明は上記課題を解決するために成されたものであり、エクリプスが発生する状況であっても目標検出の性能劣化を抑圧することが可能なレーダ装置を提供することを目的とする。

この発明に係るレーダ装置は、
ＣＰＩ（Coherent Processing Interval）毎にＰＲＩ（Pulse Repetition Frequency）および送信デューティ比を変更しながらコヒーレントなパルス信号を空中に放射することが可能な送信手段と、
送信手段により放射されたパルス信号が、目標に反射して戻ってきた信号を受信信号として受信する受信手段と、
受信手段によって受信された受信信号に対し、パルス幅よりも十分に短い周期でサンプリングするサンプリング手段と、
上記サンプリング手段により得られた多数のデータから、演算負荷を低減することを目的として、以降の処理データを選択する処理データ選択手段と、
選択された処理データに対して周波数変換処理を行う周波数変換手段と、
得られた周波数データに対して閾値処理を実施することで目標を検出する目標検出手段と、得られた検出信号のPRI内の距離と相対速度を求める目標諸元算出手段
を備えるようにしたものである。

この発明に係るレーダ装置によれば、エクリプスが発生する状況においても正確に目標を検出することができる。

この発明の実施の形態１に係るレーダ装置１００の構成図である。この発明の実施の形態１に係るレーダ装置１００の動作フローを説明する図である。この発明の実施の形態１に係るレーダ装置１００の送信パルス信号と目標の受信パルス信号の時間関係を説明する図である。この発明の実施の形態に係るレーダ装置１００のサンプリング手段４、処理データ選択手段５、周波数変換手段６の動作を説明する図である。この発明の実施の形態によるレーダ装置１００の目標検出手段７、目標諸元算出手段８の動作を説明する図である。

実施の形態１．
図１は実施の形態１によるレーダ装置１００を示す構成図である。
図１においてレーダ装置１００は、送信手段１と、送受切替手段２と、受信手段３と、サンプリング手段４と、処理データ選択手段５と、周波数変換手段６と、目標検出手段７と、目標緒元算出手段８と、アンテナ９を備える。

送信手段１は、ＣＰＩ（Coherent Processing Interval：コヒーレント処理周期）毎に、ＰＲＩ（Pulse Repetition Frequency：パルス繰り返し周期）および送信デューティ比を変更可能で、コヒーレントな送信パルス信号２０を空中に放射する。
送受切替手段２は、送信パルス信号２０を送信する送信タイミングと、目標で反射された反射信号の受信する受信タイミングを時系列に切り替える。
受信手段３は、送信手段１により放射された送信パルス信号２０が、目標で反射して戻ってきた信号を受信信号として受信する。受信手段３は後述の送信パルス幅（τ）に相当する帯域通過フィルタを備え、当該帯域通過フィルタ通過後の受信信号をサンプリング手段４に出力する。
サンプリング手段４は、受信手段によって受信された受信信号に対し、送信パルス信号２０のパルス幅よりも十分に短い周期でサンプリングして、サンプリング後のデジタル信号を出力する。
処理データ選択手段５は、サンプリング手段４により得られた多数のデータから、演算負荷を低減することを目的として以降に処理を行うデータの選択を実行する。
周波数変換手段６は、処理データ選択手段５で選択された処理データに対して、周波数変換処理を行った周波数データを出力する。
目標検出手段７は、周波数変換手段６で得られた周波数データに対して閾値処理を実施することで目標を検出する。
目標諸元算出手段８は、目標検出手段７で目標として検出した検出信号を用いて、ＰＲＩ内の距離と相対速度を算出し、その検出結果を出力する。
アンテナ９は送受切替手段２と接続され、送信パルス信号Ｔｘ（ｔ）を送信し、目標からの反射信号である受信パルス信号Ｒｘ（ｔ）を受信する。

以下、図１〜５を用いて本実施の形態に係るレーダ装置１００の動作を説明する。
図２は、レーダ装置１００の動作フローを説明する図である。
図２において、まず、送信手段１はアンテナ９を介してコヒーレントな送信パルス信号Ｔｘ（ｔ）を空中に放射し、受信手段３は、送信手段１により放射された送信パルス信号が目標で反射した受信パルス信号Ｒｘ（ｔ）を受信する（Ｓ０１）。

ここで、送信パルス信号Ｔｘ（ｔ）の放射にあたり、送信手段１は目標諸元算出手段８から得られる１ＣＰＩ前の目標の速度（V_pre）と距離情報（R_pre）に基づいて、現ＣＰＩにおいて目標が存在するであろう目標の距離の予測値（R_pos）を、次式（１）により求める。

なお、目標諸元算出手段８において１ＣＰＩ前の目標の速度（V_pre）と距離情報（R_pre）が無い場合は、他のセンサ情報を利用する等により目標の速度（V_pre）と距離情報（R_pre）の初期値を設定する。

ここで、送信手段１は、算出した目標の距離の予測値（R_pos）に基づき、送信パルス信号Ｔｘ（ｔ）と受信パルス信号Ｒｘ（ｔ）が完全に重なる可能性があるか否かを判断する。送信パルス信号Ｔｘ（ｔ）と受信パルス信号Ｒｘ（ｔ）が完全に重なる場合には、ＰＲＩもしくは送信デューティ比を変更し、送信パルス信号Ｔｘ（ｔ）と受信パルス信号Ｒｘ（ｔ）が完全に重なることを回避する。送信手段１は、送信パルス信号Ｔｘ（t）を生成し、送受切替手段２へ出力する。ここでｔは連続時間を表し、デューティー比はＰＲＩに対する送信時間の割合を意味する。

図３は、送信パルス信号Ｔｘ（t）と受信パルス信号Ｒｘ（ｔ）の関係を時間軸（横軸）上に表した図である。
図３においてＣＰＩは目標の運動が等速直線運動とみなせる時間間隔を意味しており、この区間では目標信号の位相変化はリニアとみなすことができ、送信パルス信号Ｔｘ（ｔ）に基づく受信パルス信号Ｒｘ（ｔ）に対して位相を考慮した積分処理（コヒーレント積分）が実施可能である。
また、図３においてパルス繰り返し周期ＰＲＩは送信期間と受信期間からなり、送信期間に送信手段１が送信パルス信号Ｔｘ（ｔ）を送信し、受信期間において受信手段３が受信パルス信号Ｒｘ（ｔ）を受信する。一例として送信期間（送信パルス信号Ｔｘ（t）の送信パルス幅（τ）は１（us）、受信期間は２（us）、パルス繰り返し周期ＰＲＩは３（us）、コヒーレント処理周期ＣＰＩは２０（msec）である。

図３で、反射信号Ａはエクリプスが発生しない場合の受信パルス信号Ｒｘ（ｔ）を示したものであり、反射信号Ｂ、反射信号Ｃは、エクリプスが発生する場合の受信パルス信号Ｒｘ（ｔ）を示した図である。
反射信号Ｃは、送信パルス信号と受信パルス信号が完全に重なる状態を示している。

目標が移動することにより、１ＰＲＩにおける受信パルス信号Ｒｘ（ｔ）の位置が変化する。エクリプスの状態は時々変化するため、送信手段１は、１ＣＰＩ前の目標の速度（V_pre）と距離情報（R_pre）から、先の式（１）により、現ＣＰＩにおける目標距離（R_pos）を予測する。
そして、送信手段１は、算出した目標の距離の予測値（R_pos）に基づき、送信パルス信号と受信パルス信号が完全に重なる可能性があるか否かを判断する。
送信パルス信号と受信パルス信号が完全に重なると判断した場合には、ＰＲＩもしくは送信デューティ比を変更し、送信パルス信号と受信パルス信号が完全に重ならないＰＲＩもしくはデューティ比で、送信パルス信号Ｔｘ（t）を目標に向けて送信する。

送受切替手段２は、送信期間と受信期間でアンテナ９の接続先を切り替える。
送信パルス信号Ｔｘ（ｔ）がある間（送信期間）においては、アンテナ９を送信手段１に接続し、送信手段１から出力された送信パルス信号Ｔｘ（ｔ）をアンテナ９を介して空中に放射する。また、送受切替手段２は、アンテナ９の接続先を受信手段３に切り替えて、送信パルス信号Ｔｘ（ｔ）が空中に存在している目標で反射し戻ってくる受信パルス信号Ｒｘ（ｔ）を受信可能に設定する。

受信手段３は、送信パルス信号と受信パルス信号が完全に重ならないように予め調整された送信パルス信号Ｔｘ（t）の目標での反射信号を受信する。

ここで、受信手段３は、送信パルス幅（τ）に相当する帯域通過フィルタを備える。
受信手段３は、送受切替器２から出力された受信パルス信号Ｒｘ（ｔ）を入力し、受信パルス信号Ｒｘ（ｔ）をダウンコンバートした信号を、Ｓ／Ｎ改善を目的とした帯域通過フィルタに通し、当該帯域通過フィルタ通過後の受信パルス信号Ｒｘ_tgt（ｔ）を、サンプリング手段４に出力する（Ｓ０２）。

通常のレーダ装置では、目標との相対速度に相当するドップラ周波数に対応する狭帯域フィルタを適用して目標信号を抽出しているが、エクリプスが発生する状況では、当該狭帯域通過フィルタ通過後の受信信号の電力レベルが低下するため、目標検出性能が劣化するという課題があった。また、狭帯域フィルタを用いた場合、測距時の帯域が狭く、高い距離分解能を得ることは困難であった。

そこで本実施の形態に係るレーダ装置では、従来のエクリプスが発生する状況で狭帯域フィルタ通過後の信号の電力レベルが低下することを抑えるため、狭帯域フィルタは用いず、送信パルス幅（τ）に相当する帯域通過フィルタを適用することとした。
詳細には、狭帯域フィルタも帯域通過フィルタもどちらも時間方向に平均化する処理を行うものであるが、狭帯域フィルタの場合はより長時間の平均化処理相当を行うことからエクリプスによって受信領域が小さくなるにつれ、時間方向に平均化された後のレベルが顕著に低下する。これに対し、本実施の形態のように帯域通過フィルタを適用することによって、先述の通りＳ／Ｎを改善しつつ、エクリプスによって受信領域が小さくなった状態であっても、パルスの形状は残して高速でサンプリングすることにより瞬時電力のレベルを得ることが可能となる。
このように、パルスの形状を残した状態で受信するようにし、かつ、パルスの形状を残した受信信号に対して後述のように高速でサンプリングを行うことで、エクリプス状態における受信電力レベルの劣化を最小限に抑えて、目標までの距離情報を得ることが可能となる。

次に、サンプリング手段４では、受信手段３が出力する受信信号Ｒｘ_tgt（ｔ）を入力すると、送信パルス信号Ｔｘ（ｔ）の送信パルス幅（τ）よりも十分に短いサンプリング周期（ｔ_sample）でサンプリングを行う（図２のＳ０３）。
一例として、送信パルス幅（τ）が１（us）ではその１/１００以下の１０（ns）をサンプリング周期とし、サンプリング手段４はサンプリング周期１０（ns）で受信信号Ｒｘ_tgt（ｔ）のサンプリングを行う。
サンプリング手段４は、受信信号Ｒｘ_tgt（ｔ）をサンプリングしたサンプリング後の受信信号Ｒｘ_tgt’(n、m)を、処理データ選択手段５へ出力する。ここでｎはパルスヒット数、ｍはＰＲＩ内でのサンプリング番号を表す。

ここで図４を用いて、サンプリング手段４の動作を説明する。図４は、本実施の形態に係るレーダ装置１００のサンプリング手段４、処理データ選択手段５、周波数変換手段６の動作を説明する図である。
サンプリング手段４は、図４のように受信期間で受信した受信パルス信号Ｒｘ（ｔ）について、送信パルス幅(τ)よりも十分に短いサンプリング周期でサンプリングを行う。
このように送信パルス幅(τ)よりも十分に短いサンプリング周期でサンプリングを行うことで、エクリプスの状態にある受信パルス信号Ｒｘ（ｔ）であっても、受信パルス信号Ｒｘ（ｔ）についてサンプリングを行うことができる。

次に、計算負荷低減アルゴリズムについて説明する（図２のＳ０４）。
処理データ選択手段５は、サンプリング手段４が出力するサンプリング後の受信信号Ｒｘ_tgt’(n、m)を入力する。
ここで、サンプリング手段４が高速でサンプリングを行っていることにより、サンプリング手段４が出力するサンプリング後の受信信号Ｒｘ_tgt’(n、m)のデータ量は通常のものより増加しており、このままでは以降の処理の計算負荷が大き過ぎる。そこで、処理データ選択手段５では、以降の処理の計算負荷を低減するため、以下のことを実行する。
処理データ選択手段５は、目標諸元算出手段８から１ＣＰＩ前の目標の速度（V_pre）と距離情報（R_pre）を入力する。処理データ選択手段５は、当該目標の速度（V_pre）と距離情報（R_pre）に基づいて、先述の式（１）により現ＣＰＩにおいて目標が存在するであろう目標の距離の予測値（R_pos）を算出し、現ＣＰＩにおいて目標が検出される可能性の高い範囲を予測する。
図３では、処理データ選択手段５が予測した目標が検出される可能性の高い範囲を、目標予測範囲と記載し、それ以外の範囲を目標予測範囲外と記載している。
処理データ選択手段５は、サンプリング手段４から入力した受信信号Ｒｘ_tgt’ (n、m) の中から、図３の目標予測範囲にある受信信号Ｒｘ_tgt’ (n'、m')を抽出する。そして、抽出した受信信号Ｒｘ_tgt’ (n'、m')を周波数変換手段６へ出力する。

このように、処理データ選択手段５は、現ＣＰＩにおいて目標が検出される可能性の高い範囲にあるサンプリング後の受信信号Ｒｘ_tgt’ (n'、m')のみを抽出することで扱うデータ量の削減を行う。

次に、周波数変換手段６は、処理データ選択手段５が出力する削減後の受信信号Ｒｘ_tgt’ (n'、m') を入力する。そして、先の目標予測範囲に含まれる同一サンプリング番号ｍ'の受信信号Ｒｘ_tgt’（n’、m’）について、パルスヒット方向に高速フーリエ変換を実行する（図２のＳ０５）。

このようにして周波数変換手段６は、サンプリング数増による処理負荷の増加を抑制しつつ、受信信号Ｒｘ_tgt’（n’、m’）についてパルスヒット方向に高速フーリエ変換を行うことが可能となる。
周波数変換手段６は、パルスヒット方向の高速フーリエ変換により周波数情報に変換された周波数データＲｘ_tgt’’（k、m’）を目標検出手段７へ出力する。ここでｋは、周波数ビン番号を表す。

次に、周波数データＲｘ_tgt’’（k、m’）から目標検出を行う（図２のＳ０６）。
目標検出手段７は、周波数変換手段６から周波数情報に変換された周波数データＲｘ_tgt’’（k、m’）を入力すると、周波数データＲｘ_tgt’’（k、m’）に対して二乗平均平方根を計算する。このようにして、目標検出手段７は周波数データＲｘ_tgt’’（k、m’）の振幅を算出する。
次に目標検出手段７は、算出した振幅と予め定めた閾値レベルを比較し、当該周波数データの振幅が閾値レベルを超えた場合に、閾値レベルを超えた信号を目標の信号であると判断する。

図５は、目標検出手段７と目標諸元算出手段８の動作を説明する図である。図５の縦軸は周波数データＲｘ_tgt’’（k、m’）の振幅であり、振幅が閾値レベルを超えた信号１０を目標の信号であると判断する。
目標検出手段７は、目標と判断した振幅を有する周波数データＲｘ_tgt’’（k、m’）の周波数ビン番号（k_tgt）と、サンプリング番号（m_tgt）を目標諸元算出手段８に出力する。

次に、目標諸元算出手段８は、目標検出手段７から目標と判断した信号の周波数ビン番号（k_tgt）とサンプリング番号（m_tgt）を入力すると、以下の式（２）によりＰＲＩ内の目標距離Ｒを算出する。

ここで、t_sampleはサンプリング周期を表し、ｃは光速を表す。

また、目標諸元算出手段８は、以下の式（３）により目標との相対速度Ｖを算出する。

ここで、fd_k_tgt = k_tgt/ＣＰＩである。また、λは送信キャリア信号の波長、fd_k_tgtは目標のドップラ周波数を表す。

以上の一連の処理により、検出目標の諸元として、ＰＲＩ内の目標距離Ｒと、目標との相対速度Ｖを得ることができる。

以上のように、実施の形態１に係るレーダ装置１００は、送信手段１と、送受切替手段２と、受信手段３と、サンプリング手段４と、処理データ選択手段５と、周波数変換手段６と、目標検出手段７と、目標緒元算出手段８と、アンテナ９を備える。
受信手段３は、目標との相対速度に相当するドップラ周波数を通過する狭帯域フィルタでなく、送信パルス幅（τ）に相当する帯域通過フィルタを備え、エクリプスが発生する状況でフィルタ通過による信号の電力レベルの低下を抑えるようにした。
また、サンプリング手段４は、送信パルス信号Ｔｘ（ｔ）の送信パルス幅（τ）よりも十分に短いサンプリング周期（ｔ_sample）でサンプリングを行うようにした。
また、処理データ選択手段５は、サンプリング手段４が高速でサンプリングを行うことで増大したデータ処理量を低減するため、目標予測範囲を設定し、目標予測範囲にあるサンプリング後の受信信号Ｒｘ_tgt’(n、m)のみを以降の処理で扱うようにした。
また、送信手段は、目標の距離の予測値（R_pos）を算出し、送信パルス信号Ｔｘ（ｔ）と受信パルス信号Ｒｘ（ｔ）が完全に重なる場合には、ＰＲＩもしくは送信デューティ比を変更して、送信パルス信号Ｔｘ（ｔ）と受信パルス信号Ｒｘ（ｔ）が完全に重なることを回避するようにした。

このように本実施の形態に係るレーダ装置によれば、従来、エクリプスが発生する状況では、目標との相対速度に相当するドップラ周波数を通す狭帯域フィルタ通過後の信号の電力レベルが低下し、目標検出性能が劣化するという課題を解決して、エクリプスの状態であっても、検出性能を劣化させることなく、目標を確実に検出することが可能となる。

また、本実施の形態に係るレーダ装置によれば、目標の相対速度ＶとＰＲＩ内の距離Ｒがわかるので、送信パルス信号Ｔｘ（ｔ）の諸元であるＰＲＩやデューティ比にフィードバックすることができるので、送信パルス信号Ｔｘ（t）と目標からの受信パルス信号Ｒｘ（ｔ）が完全に重なる状況を避けることも可能となる。

さらに、本実施の形態に係るレーダ装置によれば、過去の目標の相対速度ＶとＰＲＩ内の距離情報Ｒから、現在の目標距離を予測して処理を行う処理データ範囲を制限することにより、本レーダ装置の処理負荷の増加を抑圧することが可能となる。

１送信手段、２送受切替手段、３受信手段、４サンプリング手段、５処理データ選択手段、６周波数変換手段、７目標検出手段、８目標諸元算出手段、９アンテナ、１０振幅が閾値レベルを超えた信号、１００レーダ装置、Ｔｘ（ｔ）送信パルス信号、Ｒｘ（ｔ）受信パルス信号。

Claims

パルス信号を空中に放射し、前記パルス信号が目標で反射された反射信号を受信する送受信手段と、
前記反射信号に対し、前記パルス信号のパルス幅より短い周期でサンプリングするサンプリング手段と、
前記目標までの距離を予測した目標予測範囲を設定し、前記サンプリング手段がサンプリングしたサンプリングデータの中から、前記目標予測範囲のサンプリングデータを選択する処理データ選択手段と、
前記処理データ選択手段で選択されたサンプリングデータに対して周波数変換処理を行う周波数変換手段と、
前記周波数変換処理後の周波数データの振幅値と予め定めた閾値とを比較し、前記閾値以上の振幅値を有する周波数データを前記目標の信号として検出する目標検出手段と、
前記目標の信号に基づき前記目標までの距離と前記目標との相対速度を算出する目標緒元算出手段と、
を備えることを特徴とするレーダ装置。
前記周波数変換処理は、前記処理データ選択手段で選択されたサンプリングデータに対して、ＰＲＩ（Pulse Repetition Frequency）内の同一サンプリング番号のデータをパルスヒット方向に高速フーリエ変換する周波数変換処理を行うことを特徴とする請求項１記載のレーダ装置。
前記処理データ選択手段は、１ＣＰＩ（Coherent Processing Interval）前の目標の速度と距離情報に基づいて、現ＣＰＩにおいて目標が存在するであろう目標の距離を予測し、当該予測した目標の距離から前記目標予測範囲を設定することを特徴とする請求項２記載のレーダ装置。
前記受信手段は、前記パルス信号の送信パルス幅に相当する帯域通過フィルタを備え、
前記サンプリング手段は、当該帯域通過フィルタ通過後の反射信号に対しサンプリングすることを特徴とする請求項１〜３いずれか記載のレーダ装置。
前記反射信号は、前記パルス信号と一部が時間軸上で重なるエクリプス状態にあることを特徴とする請求項１〜４いずれか記載のレーダ装置。