JP2015231182A

JP2015231182A - メタマテリアル受動素子

Info

Publication number: JP2015231182A
Application number: JP2014117356A
Authority: JP
Inventors: 大祐来山; Daisuke Kitayama; ホジンソン; Ho-Jin Song; 信矢板; Makoto Yaita
Original assignee: Nippon Telegraph and Telephone Corp
Current assignee: Nippon Telegraph and Telephone Corp
Priority date: 2014-06-06
Filing date: 2014-06-06
Publication date: 2015-12-21

Abstract

【課題】誘電体レンズを用いずに電磁波を制御する。【解決手段】各分割リング共振器３は、分割リング共振器３における２地点４、５に形成されたパターン（金属パターン）同士がギャップ６を介して近接し、かつ、当該パターン同士がギャップ６でない位置で接続される。【選択図】図２

Description

本発明は、メタマテリアル受動素子に関するものである。

波長がサブミリのオーダとなるテラヘルツ帯では、出力電力の大きな電子デバイスを製作するのが困難であり、例えば無線通信において十分な信号対雑音比を得るためには利得の大きなアンテナが必要である。テラヘルツ帯では波長がサブミリのオーダと小さいため、誘電体材料を用いたレンズを波長よりも大きなサイズで製作することが可能である。テラヘルツ帯のアンテナ利得を向上させる手段の一つとして、図１２のような誘電体レンズが挙げられる(特許文献１、２、非特許文献１)。誘電体レンズを用いて空間的に光路長の分布を形成することでアンテナから放射される電磁波をコリメートあるいはフォーカスし実効的にアンテナの利得を改善することができる。

特開２０００−０２２４２４号公報特開平１０−２８４９３０号公報

P. U. Jepsen, et. al., Opt. Lett., "Radiation patterns from lens-coupled terahertz antennas", vol. 20, pp. 807-809, (1995).

しかしながら、Si（シリコン）等の誘電体レンズは誘電体の物理的厚さにより電磁波の光路長を空間的に分布させる必要があるため、その占有体積が大きくなってしまうという問題や加工精度の問題がある。また高周波においては誘電体材料の誘電損失の増大により伝搬損失が大きくなることに加えて誘電体と大気との界面において反射が生じてしまう。さらに、任意の領域にてレンズによる利得向上効果を得るためには、それに合わせて誘電体レンズの形状を変更する必要があり、設計および加工が困難である。

本発明は、上記の課題に鑑みてなされたものであり、その目的とするところは、誘電体レンズを用いずに電磁波を制御できる技術を提供することにある。

上記の課題を解決するために、本発明のメタマテリアル受動素子は、基板と、該基板に形成された複数の同一形状の分割リング共振器とを備え、前記各分割リング共振器は、該分割リング共振器における２地点に形成されたパターン同士がギャップを介して近接し、かつ、当該パターン同士が前記ギャップでない位置で接続されることを特徴とする。

本発明によれば、誘電体レンズを用いずに電磁波を制御できる。

本実施の形態に係るメタマテリアル受動素子１の利用形態を示す図である。図２（ａ）は、メタマテリアル受動素子１の平面図であり、図２（ｂ）は、メタマテリアル受動素子１を構成する分割リング共振器３の平面図である。分割リング共振器３におけるＬＣ共振およびdipole共振の発生箇所を示す図である。共振周波数およびその前後での誘電率および透過損失を示す図である。メタマテリアル受動素子１の動作周波数の設定位置を示す図である。分割リング共振器３についての他の形状例を示す図である。メタマテリアル受動素子１に入射した平面波の方向を変える際の基板表面内における電磁波の位相シフト量の分布を示す図である。メタマテリアル受動素子１に入射した平面波をメタマテリアル受動素子１からの距離Z₀の位置に集めるために、メタマテリアル受動素子１の中心からの距離によって曲げ角（θ(ｘ)）を変化させていることを示す図である。メタマテリアル受動素子１における各寸法の一例を示す図である。図９のメタマテリアル受動素子１に平面波を入射した際に透過波が５°の角度で方向を変えることを電磁界解析により確認した結果である。基板２の表面が、積層されたメタマテリアル受動素子１に入射する電磁波と平行に配置される場合を示す図である。従来におけるテラヘルツ帯のアンテナ利得を向上させる手段の一例を示す図である。

以下、本発明の実施の形態について図面を参照して説明する。

図１は、本実施の形態に係るメタマテリアル受動素子１の利用形態を示す図である。図２（ａ）は、メタマテリアル受動素子１の平面図である。図２（ｂ）は、メタマテリアル受動素子１を構成する分割リング共振器３の平面図である。図２（ａ）において、ｋは電磁波の進行方向を示す軸、Ｈは電磁波の磁界変化の方向を示す軸、Ｅは電磁波の電界変化の方向を示す軸であり、他の図でも同じである。

メタマテリアル受動素子１は、例えば、誘電体基板である基板２と、基板２に形成された複数の同一形状の分割リング共振器３とを備える。分割リング共振器３は密に配置される。基板２としては、基板２による反射や誘電損失を抑えるため、誘電正接および誘電率が小さい材料を用いることが望ましい。

各分割リング共振器３は、分割リング共振器３における２地点４、５に形成されたパターン（金属パターン）同士がギャップ６を介して近接し、かつ、当該パターン同士がギャップ６でない位置で接続される。各分割リング共振器３は、例えば、メタマテリアル受動素子１を透過する電磁波の周波数における波長以下のサイズである。

例えば、図１に示すように、アンテナ１０から出射される電磁波は、メタマテリアル受動素子１を透過する際、方向が変化し、反対側に出射する。図１では、基板２の表面が、入射する電磁波に対して垂直に配置されている。

例えば、ギャップ６の間隔ｄ、幅Ｗ、パターン厚の１つ以上を制御要素とし、メタマテリアル受動素子１内で制御要素が均一でないように、つまり制御要素を分布させることにより、メタマテリアル受動素子１における電磁波に対して垂直な面内の誘電率分布が所望の誘電率分布になる。例えば、図２（ａ）に示すように、ギャップ６の間隔ｄは、右の分割リング共振器３ほど長くなっている。

これにより、メタマテリアル受動素子１において電磁波の方向を変えることができる。つまり、ギャップ６の容量を分布させることで、所望の誘電率分布が得られ、これにより、電磁波の方向が変化する。

なお、ギャップ６の容量を分布させるのでなく、各分割リング共振器３の形状を分布させることで、所望の誘電率分布を得てもよい。例えば、分割リング共振器３のインダクタンス成分を、分割リング共振器３のサイズを変えたり、分割リング共振器３をじゃばら形状にしたり、その二つを組み合わせたりし、これにより、所望の誘電率分布を得てもよい。また、容量とインダクタンスの組を制御要素とし、これを分布させ、誘電率分布を得てもよい。

例えば、基板２の表面に平行な電界成分をもつ電磁波が、基板２の表面に対して垂直に入射すると、パターン中の非対称性に起因する周回電流が流れる。

例えば、図３に示すように、特定の周波数において、第一次共振（ＬＣ共振）が発生する。また、第一次共振より高い周波数において、第二次共振（dipole共振）が発生する。dipole共振は、金属パターンの電界成分方向に誘起される電気双極子に起因する。

共振周波数は、金属パターンに含まれる形状の電界方向の長さや隣接するパターンとの間隔によって変化する。共振周波数においてメタマテリアル受動素子１の透過損失と誘電率は、それぞれローレンツ型の応答を示し、共振周波数近傍で透過損失が大きく、また誘電率の変化が大きい特性となる(図４)。

この共振周波数近傍の特性を利用して、空間的な誘電率の分布を形成すると、メタマテリアル受動素子１の透過損失が大きくなってしまう。

そこで、第一次共振と第二次共振の二つの共振周波数に見られる二つのローレンツ分布の間の周波数領域の特性を利用する。この領域では、ギャップ６の間隔や幅やパターン厚などを変えることにより、ギャップ６の容量値を互いに異なる値Ａ、Ｂに設定した際、大きな誘電率差を得られる。また、この領域を広くとることで、広い帯域で誘電率差を実現することができる(図５)。この領域は共振周波数から離れているので、透過損失を低減できる。

例えば、分割リング共振器３を円で近似した場合、その内径が変化しないように、分割リング共振器３の縦横比（アスペクト比）を変化させることにより、第一次共振周波数は一定の値に保ちつつ、第二次共振周波数を変化させることができる。入射する電磁波の電界成分に平行な辺を長くするほど、第二次共振周波数は低周波数側にシフトする。

また、分割リング共振器３の形状は変えずに、分割リング共振器３の配置間隔を変更することでも第一次共振周波数とは独立に第二次共振周波数を変化させることができる。分割リング共振器３間の間隔を狭くし、密に分割リング共振器３を配置するほど第二次共振周波数は低周波数側にシフトする。

なお、分割リング共振器３の形状は、周回電流を流すための非対称性パターンが含まれ、かつ、メタマテリアル受動素子１の動作周波数が、第一次共振周波数と第二次共振周波数の間に存在するような形状であれば、図２（ｂ）と異なった形状でも良い(図６)。

本実施の形態では、分割リング共振器３の容量と、その容量に対する誘電率、つまり電磁波がメタマテリアル受動素子１を透過する時の位相の変化量の対応関係を用いて、例えば、図７、図８のように、空間的な誘電率の分布に起因する位相シフト量の分布を形成すれば、メタマテリアル受動素子１によって電磁波の伝搬を制御できる。

図７は、メタマテリアル受動素子１に入射した平面波の方向を変える際の基板表面内における電磁波の位相シフト量の分布を示す図である。

λ、θ、ｘ、φはそれぞれ入射する電磁波の波長、曲げ角度、基板表面内における基板端からの距離、位相変化量である。θとｘの間には、式（１）の関係が成立し、すなわち、式（２）が成立する。

これら式が成立するような位相変化量分布であれば、電磁波の方向を変えることができる。

また、図８は、メタマテリアル受動素子１に入射した平面波をメタマテリアル受動素子１からの距離Z₀の位置に集めるために、メタマテリアル受動素子１の中心からの距離によって曲げ角角度（θ(ｘ)）を変化させていることを示す図である。θとｘの間には、式（３）の関係が成立し、すなわち、式（４）が成立する。

これら式が成立するような位相分布であれば、電磁波の幅（ビーム幅）を狭め、電磁波を１点に集めることができる。

なお、基板２を積層し、つまり、メタマテリアル受動素子１を立体的なものとした場合でも、一次の位相分布になるような誘電率分布とすることで電磁波を曲げることができ、さらに二次の位相分布になるような誘電率分布とすることで電磁波のビーム幅を広げたり狭めたりすることができる。

例えば、電磁波の周波数が１２０ＧＨｚの場合、一辺を７００μｍとした銅で形成された分割リング共振器３を８００μｍ間隔で配置し、８ｍｍの基板内でギャップの幅Ｗを３００μｍとし、ギャップ６の間隔ｄを７５μｍから２３０μｍまで分布させることで、電磁波の方向を５°変化させることができる（図９）。

図１０は、図９のメタマテリアル受動素子１に平面波を入射した際に透過波が５°の角度で方向を変えることを電磁界解析により確認した結果である。この角度を図８のようにメタマテリアル受動素子１内にて分布させればビーム幅の制御が可能である。

なお、図１では、基板２の表面が、メタマテリアル受動素子１に入射する電磁波に対して垂直に配置されるようにしたが、図１１に示すように、基板２の表面が、積層されたメタマテリアル受動素子１に入射する電磁波（白ぬき矢印）と平行に配置されるようにしてもよい。

この場合、誘電率分布でなく、所望の透磁率分布を得ることができ、図１の場合と同様に、電磁波を曲げることができ、また、ビーム幅の変更が可能となる。

１メタマテリアル受動素子
２基板
３分割リング共振器
６ギャップ

Claims

基板と、該基板に形成された複数の同一形状の分割リング共振器とを備え、
前記各分割リング共振器は、該分割リング共振器における２地点に形成されたパターン同士がギャップを介して近接し、かつ、当該パターン同士が前記ギャップでない位置で接続される
ことを特徴とするメタマテリアル受動素子。
前記基板の表面が、前記メタマテリアル受動素子に入射する電磁波に対して垂直に配置されている
ことを特徴とする請求項１記載のメタマテリアル受動素子。
前記分割リング共振器のパターン形状、寸法または特性を分布させることにより前記メタマテリアル受動素子における前記電磁波に対して垂直な面内の誘電率分布が所望の誘電率分布になっている
ことを特徴とする請求項２記載のメタマテリアル受動素子。
前記誘電率分布が、前記メタマテリアル受動素子におけるＬＣ共振の共振周波数よりdipole共振の共振周波数が高くなるような誘電率分布になっている
ことを特徴とする請求項３記載のメタマテリアル受動素子。
前記誘電率分布が、前記電磁波の方向を変えるような誘電率分布になっている
ことを特徴とする請求項３記載のメタマテリアル受動素子。
前記誘電率分布が、前記電磁波のビーム幅を変えるような誘電率分布になっている
ことを特徴とする請求項３記載のメタマテリアル受動素子。
請求項１記載のメタマテリアル受動素子が複数積層された
ことを特徴とする積層メタマテリアル受動素子。
前記基板の表面が、前記積層メタマテリアル受動素子に入射する電磁波と平行に配置されている
ことを特徴とする請求項７記載の積層メタマテリアル受動素子。