JP2019106662A

JP2019106662A - 分割リング共振器およびメタマテリアル動的素子

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Publication number: JP2019106662A
Application number: JP2017239418A
Authority: JP
Inventors: 大祐来山; Daisuke Kitayama; 秀之野坂; Hideyuki Nosaka
Original assignee: Nippon Telegraph and Telephone Corp
Current assignee: Nippon Telegraph and Telephone Corp
Priority date: 2017-12-14
Filing date: 2017-12-14
Publication date: 2019-06-27
Anticipated expiration: 2037-12-14
Also published as: JP6798970B2

Abstract

【課題】透過位相量の制御幅が大きい小型のメタマテリアル動的素子である分割リング共振器を提供する。【解決手段】分割リング共振器１０は、環状の第１の導体部１１と、第１の導体部によって囲まれた空間内に形成された第２の導体部１２と第３の導体部１３と、第２の導体部１２と第３の導体部１３の間に形成された分割部１４と、可変抵抗素子ＲVSを備える。第２の導体部１２および第３の導体部１３と、第１の導体部１１の間の電気的接続には、入射電磁波の電界面と平行な面に対して非対称の周回電流が励起される。非対称の周回電流により分割部に誘起される電気双極子による放射散乱波には、入射電磁波の電界成分方向と直交する第１の方向の電界成分を有する第１の状態と、第１の方向と逆向きの第２の方向の電界成分を有する第２の状態とが排他的に存在する。【選択図】図１

Description

本発明は、分割リング共振器を用いたメタマテリアル動的素子に関するものである。

ミリ波・テラヘルツ波は、その物質に対する透過性や高い分解能からイメージングやレーダー技術等への応用が期待されている。しかし、その高い周波数ゆえに、回路内での伝搬損失が大きい。例えば、非特許文献１では、１００ＧＨｚ以上の周波数で４×４の平面アレーアンテナを用いる場合１０ｄＢ以上の損失が生じる。そのため、ミリ波・テラヘルツ波帯の信号を低損失に取り扱う技術が求められている。

材料の屈折率を設計することにより、空間系にて低損失に超高周波信号を制御可能なメタマテリアル技術は、超高周波帯空間系デバイスを実現する技術として期待されている。例えば、非特許文献２では、メタマテリアル素子の単位セルとして用いられる分割リング共振器を用いて、分割部の寸法を変化させることにより共振周波数をシフトさせ、共振周波数から離れた周波数領域を動作周波数とする事で低損失に透過位相量分布を形成し、メタマテリアルを透過する電磁波の伝搬を設計している。

図９に従来方式で用いられる代表的な分割リング共振器の構造を示す。分割部と平行なｙ軸方向の電界成分を有する入射波により、分割リング共振器に周回電流が励起される。この周回電流は、分割部およびリング部に由来する容量成分および誘導成分により決定されるＬＣ共振周波数において最大となる。ここで、分割部のギャップＧを変化させることにより共振周波数をシフトさせる場合、分割部のギャップＧが大きい程容量成分が小さいため共振周波数は高い。一方、分割部のギャップＧが小さいと容量成分が大きくなるため共振周波数も低くなる。

こののように、分割リング共振器では、分割部のギャップＧを変化させ、共振周波数をシフトさせることにより、共振周波数近傍における透過位相量変化を実現し、共振周波数より高く損失の少ない周波数領域において２次元の透過位相量分布を形成している。

しかしながら、高利得のビームを形成する場合、波長に対して大きな開口面積が必要となり、任意の伝搬方向、ビーム幅、あるいは焦点距離を実現するのに必要な透過位相変化量が大きくなるため、２π［ｒａｄ］の透過位相変化量が求められる。原理的に、散乱波の位相変化量は散乱体の共振周波数近傍において最大でπ［ｒａｄ］であるため、散乱を受けずに透過する直接波と散乱波との足し合わせとして観測される透過波の位相変化量はπ［ｒａｄ］以下となる。そのため、２π［ｒａｄ］の透過位相量設計幅を実現するためにはメタマテリアルを、ある間隔で多層化しなければならないため、デバイスサイズが大きくなってしまうという問題がある。

W.Shin，et al.，"A 108-112 GHz 4×4 Wafer-Scale Phased Array Transmitter with High-Efficiency On-Chip Antennas"，proc.of IEEE RFIC，pp.199-202，2012 D.Kitayama，et.al.，"Laminated metamaterial flat lens at millimeter-wave frequencies"，OPTICS EXPRESS，Vol.23，No.18，pp.23348-23356，2015

そこで、特願２０１７−１５９０９４の発明（以下、「先願発明」という。）において、図７に示すような、捻じれ構造を導入した分割リング共振器２０を提案している。分割リング共振器２０に捻じれ構造を導入することで、分割部２４より再放射される散乱波が入射電磁波の電界成分（Ｅｉｎ）の方向と直交するようにし、散乱波のみを伝搬設計に用いることで、理論通りπ［ｒａｄ］の位相設計幅を実現している。

さらに、図８に示すように、捻じれ方向を逆転することにより分割部に形成される電気双極子の極性を反転できるため、捻じれ方向の異なる分割リング共振器２０を混在して配置することで、合計２π［ｒａｄ］の位相設計幅を実現している。例えば、先願発明の構造の分割部２４に可変容量素子を導入して、共振器の共振周波数を動的制御することによりπ［ｒａｄ］の位相制御幅で透過波面の動的制御が可能となる。

しかしながら、先願発明の構造をベースとして動的化する場合、捻じれ方向が片方向のみであるため位相制御幅はπ［ｒａｄ］が最大となってしまう。大きなビームステアリング角度や集光機能の動的化を実現するには２π［ｒａｄ］の透過位相量の制御幅を実現する必要があるので、先願発明の構造をベースとして動的化する場合には、単位セル構造を２層並べて積層する必要があり、これはデバイスサイズや実装難易度の点で不利益となる。

本発明は、上記課題を解決するためになされたものであり、従来に比べて透過位相量の制御幅が大きいメタマテリアル動的素子をより小さいデバイスサイズで実現し、実装容易性に優れるメタマテリアル動的素子を提供することを目的とする。

上記課題を解決するために、本願発明の分割リング共振器では、環状の第１の導体部と、前記第１の導体部によって囲まれた空間内に形成された第２の導体部および第３の導体部と、前記第２の導体部と前記第３の導体部の間に形成された分割部とを備え、前記第２および第３の導体部と前記第１の導体部の間の電気的接続は、前記分割部の分割方向に対して垂直な方向に電界成分方向を有する入射電磁波により、前記第１の導体部の中心を含む面であって、前記入射電磁波の電界面と平行な面に対して非対称の周回電流が励起され、前記非対称の周回電流により前記分割部に誘起される電気双極子によって放射される散乱波が、前記入射電磁波の前記電界成分方向と直交する第１の方向の電界成分を有する第１の状態と、前記第１の方向と逆向きの第２の方向の電界成分を有する第２の状態とが排他的に存在するように設定される。

上記課題を解決するために、本願発明の分割リング共振器では、環状の第１の導体部と、前記第１の導体部によって囲まれた空間内に、前記第１の導体部の２点と選択的に接続するように形成された第２の導体部および第３の導体部と、前記第２の導体部と前記第３の導体部の間に形成された分割部とを備え、第２の導体部および第３の導体部のそれぞれは、前記分割部を挟んで、前記第１の導体部の２点とそれぞれ第１のスイッチング素子、第２のスイッチング素子を介して選択的に接続され、前記第１および第２のスイッチング素子のそれぞれは、前記分割部を挟んで、第２の導体部および第３の導体部における対角の位置に配置されており、前記分割部の分割方向に対して垂直な方向に電界成分方向を有する入射電磁波により、前記第１の導体部の中心を含む面であって、前記入射電磁波の電界面と平行な面に対して非対称の周回電流が励起され、前記非対称の周回電流により前記分割部に誘起される電気双極子によって放射される散乱波が、前記入射電磁波の前記電界成分方向と直交する第１の方向の電界成分を有する第１の状態と、前記第１の方向と逆向きの第２の方向の電界成分を有する第２の状態とが排他的に存在するように、前記第１および第２のスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ状態が設定されることを特徴とする。

上記課題を解決するために、本願発明の分割リング共振器では、環状の第１の導体部と、前記第１の導体部によって囲まれた空間内に、前記第１の導体部の２点とを接続するように形成された第２の導体部および第３の導体部と、前記第２の導体部と前記第３の導体部の間に形成された分割部とを備え、第２の導体部および第３の導体部のそれぞれは、前記分割部を挟んで、前記第１の導体部の２点とそれぞれ第１の可変抵抗素子、第２の可変抵抗素子を介して接続され、前記第１および第２の可変抵抗素子のそれぞれは、前記分割部を挟んで、第２の導体部および第３の導体部における対角の位置に配置されており、前記分割部の分割方向に対して垂直な方向に電界成分方向を有する入射電磁波により、前記第１の導体部の中心を含む面であって、前記入射電磁波の電界面と平行な面に対して非対称の周回電流が励起され、前記非対称の周回電流により前記分割部に誘起される電気双極子によって放射される散乱波が、前記入射電磁波の前記電界成分方向と直交する第１の方向の電界成分を有する第１の状態と、前記第１の方向と逆向きの第２の方向の電界成分を有する第２の状態とが排他的に存在するように、前記第１および第２の可変抵抗素子の抵抗値が設定されることを特徴とする。

また、前記第１の状態において、前記第１のスイッチング素子または前記第１の可変抵抗素子が電気的短絡状態、前記第２のスイッチング素子または前記第２の可変抵抗素子が電気的絶縁状態となるように設定され、前記第２の状態において、前記第１のスイッチング素子または第１の可変抵抗素子が電気的絶縁状態、前記第２のスイッチング素子または前記第２の可変抵抗素子が電気的短絡状態となるように設定されていてもよい。

前記第１および第２のスイッチング素子または可変抵抗素子は、印加電圧または印加電流によってＯＮ状態又はＯＦＦ状態となるトランジスタで構成され、前記第１の状態において、前記第１のスイッチング素子または第１の可変抵抗素子を構成する前記トランジスタはＯＮ状態、前記第２のスイッチング素子または第２の可変抵抗素子を構成する前記トランジスタはＯＦＦ状態となるように構成され、前記第２の状態において、前記第１のスイッチング素子または第１の可変抵抗素子を構成するトランジスタはＯＦＦ状態、前記第２のスイッチング素子または第２の可変抵抗素子を構成するトランジスタはＯＮ状態となるように構成されていてもよい。

また、前記分割部は可変容量を備え、前記可変容量の容量値の値に応じて前記分割リング共振器の共振周波数が変更可能に構成されていてもよい。

上記課題を解決するために、本願発明のメタマテリアル動的素子では、分割リング共振器が単位セルを構成し、複数個の前記単位セルがアレー状に配置され、前記単位セルの各々における前記第１の状態または前記第２の状態を、前記単位セルの位置に応じて切り替え、前記可変容量の容量値を、前記単位セルの位置に応じて変化させるように構成されている。

上記課題を解決するために、本願発明のメタマテリアル動的素子では、請求項６に記載の分割リング共振器が単位セルを構成し、複数個の前記単位セルがアレー状に配置され、前記単位セルの各々における前記第１の状態または前記第２の状態を、前記単位セルの位置によらず一様に設定し、前記可変容量の容量値を、前記単位セルの位置によらず一様に変化させるように構成されている。

このように、本発明によれば、従来に比べて透過位相量の制御幅が大きいメタマテリアル動的素子をより小さいデバイスサイズで実現し、実装容易性に優れるメタマテリアル動的素子を提供することができる。

図１は、本発明の第１の実施形態に係る分割リング共振器の構造を示す図である。図２は、本発明の第１の実施形態に係る分割リング共振器のＺ型ＳＲＲとＳ型ＳＲＲの切り替えを説明するための図である。図３は、本発明の第１の実施形態に係る分割リング共振器の散乱波の強度および位相の特性を示す図である。図４は、本発明の第１の実施形態に係る分割リング共振器の他の構造を示す図である。図５は、本発明の第１の実施形態に係る分割リング共振器の散乱波の位相の特性を示す図である。図６は、本発明の他の実施形態に係るメタマテリアル動的素子の構造を示す図である。図７は、先願発明の捻じれ分割リング共振器の構造を示す図である。図８は、先願発明の捻じれ分割リング共振器の散乱波の強度および位相の特性を示す図である。図９は、従来の分割リング共振器の構造を示す図である。

以下、本願発明の実施の形態について図面を用いて説明する。但し、本願発明は、多くの異なる形態で実施することが可能であり、以下に説明する実施の形態の記載内容に限定して解釈されるものではない。

＜捻じれ構造を有する分割リング共振器＞
図９に示すように、従来の分割リング共振器３０は、環状の第１の導体部３１、第１の導体部内に形成された第２の導体部３２、第３の導体部、および第２の導体部３２と第３の導体部３３の間に形成された分割部３４によって構成されている。分割部３４には、分割リング共振器に対して垂直に入射される電磁波の電界成分Ｅ_inの方向に対して平行な方向の電解成分Ｅ_sが形成されている。周回電流ｉが誘起されるＬＣ共振モードが励起されると分割部に電気双極子が形成され、主に分割部３４より再放射される散乱波と、散乱されずに透過した電磁波とが足しあわされて透過波として観測される。

ここで、散乱されずに透過した電磁波と散乱波の電界成分の方向は一致しているため、両者を分離する事はできず、観測される透過波の位相変化は、散乱波の位相変化よりも小さくなってしまう。例えば、分割リング共振器の共振周波数近傍における散乱波の位相変化量はπ［ｒａｄ］であるが、非特許文献２では、散乱されずに透過した電磁波と散乱波との足し合わせである透過波の位相変化の設計幅はπ／３［ｒａｄ］となる。

これに対して、図７の先願発明の分割リング共振器２０の構造では、分割リング共振器２０における分割部２４が捻じれた構造をしており、分割部２４の分割方向は入射電磁波の電界成分Ｅ_inの方向に対して垂直となっている。

さらに、図７の構造では、第１の導体部２１の中心を含む面であって、入射電磁波の伝搬方向と電界成分Ｅ_inの方向が形成する面と平行な面に対して、周回電流ｉが流れる経路が非対称となるように周回電流の経路が構成されているため、分割部２４の分割方向と垂直な電界方向成分を有する電磁波によりＬＣ共振モードが励起され、分割部２４に電気双極子が誘起される。この電気双極子が放射する散乱波の電界成分の方向は入射電磁波の電界成分Ｅ_inの方向と直交しているため、例えば、偏光板や偏波依存性の大きなアンテナ等を用いることで散乱波のみを観測することが可能である。

先願発明における散乱波は共振周波数近傍においてπ［ｒａｄ］の位相変化を生じるため、散乱波のみを観測することで、従来の図９の構造に比べて位相設計幅を大きくすることができる。さらに、分割部の捻じれ方向が図７（ｂ）のように逆になると、分割部２４に形成される電気双極子の極性が図７（ａ）に対して反転するため、図７（ｂ）の分割部により再放射される散乱波の位相は図７（ａ）の分割部により再放射される散乱波の位相に対してπ［ｒａｄ］ずれる。これにより、先願発明では、図８に示すように、図７（ａ）Ｚ型ＳＲＲ（Sprit Ring Resonator）の分割共振器の構造と図７（ｂ）のＳ型ＳＲＲの分割共振器の構造の両方を用いることで、共振周波数近傍で２π［ｒａｄ］の位相設計幅を実現することができる。
＜第１の実施の形態＞

図１は、本発明の第１の実施形態に係る分割リング共振器の構造を示す図である。図１の分割リング共振器１０は、環状の第１の導体部１１、第１の導体部１１に囲まれた空間内に第１の導体部１１に接続するように形成された第２の導体部１２、第３の導体部１３、および第２の導体部１２と第３の導体部１３の間に形成された分割部１４によって構成されている。本発明は、第１の導体部１１と、第２の導体部１２および第３の導体部１３との間の電気的な接続状態を制御することで、１つのメタマテリアル素子で図７（ａ）のＺ型ＳＲＲと図７（ｂ）のＳ型ＳＲＲの両方の機能を実現するものである。

第２の導体部１２は、分割部１４を挟んで２つの可変抵抗素子１５ａ、１５ｂを介して第１の導体部１１と接続されており、同様に、第３の導体部１３は、分割部１４を挟んで２つの可変抵抗素子１５ｂ、１５ａを介して第１の導体部１１と接続されており、さらに、可変抵抗素子１５ａ、１５ｂは、分割部１４を挟んで、対角の位置に配置されている。図１では、第２、第３の導体部と第１の導体部の間に設置された可変抵抗素子の抵抗値を制御することによって、第２の導体部１２、第３の導体部１３と第１の導体部１１の間の電気的な接続状態を制御し、Ｚ型ＳＲＲとＳ型ＳＲＲを電気的に切り替えるように構成されている。

尚、図１では、分割リング共振器として、角環状の第１の導体部を用いた構成を説明したが、角環状の第１の導体部の代わりに、円環状の第１の導体部を用いても同様の機能を実現することができる。以下の説明においても同様である。

また、図１の構成例では、第２の導体部１２、第３の導体部１３を第１の導体部１１と可変抵抗素子を介して接続し、この可変抵抗素子の抵抗値を制御するように構成しているが、この可変抵抗素子の代わりにスイッチング素子を設置して、このスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ状態を制御することにより、Ｚ型ＳＲＲとＳ型ＳＲＲを電気的に切り替えるように構成してもよい。

図２は、本発明の第１の実施形態に係る分割リング共振器のＺ型ＳＲＲとＳ型ＳＲＲの切り替えを説明するための図である。図２において、対角の位置にある可変抵抗素子Ｒ_VZ（１５ａ）の値が、別の対角の位置にある可変抵抗素子Ｒ_VS（１５ｂ）の値に対して十分小さい場合、例えば、トランジスタ等のスイッチ素子を用いて、可変抵抗素子Ｒ_VZ（１５ａ）が電気的短絡状態、可変抵抗素子Ｒ_VS（１５ｂ）が電気的絶縁状態に設定した場合には、分割部１４と垂直な電界成分を有する入射電磁波Ｅ_inによって励起されるＬＣ共振時に流れる周回電流ｉは、図７（ａ）のＺ型ＳＲＲと同様となる。一方、Ｒ_VSがＲ_VZに対して十分小さい場合、例えば、可変抵抗素子Ｒ_VZ（１５ａ）が電気的絶縁状態、可変抵抗素子Ｒ_VS（１５ｂ）が電気的短絡状態に設定した場合には、ＬＣ共振時に流れる周回電流ｉが、図７（ｂ）で説明したＳ型ＳＲＲと同様となる。

図３は、本発明の第１の実施形態に係る分割リング共振器の散乱波の強度および位相の特性を示す図である。図３に示すように、Ｒ_VZ≪Ｒ_VSの時とＲ_VZ≫Ｒ_VSの時では、散乱波の位相がπ［ｒａｄ］ずれるので、第１の導体部と第２、３の導体の間に設置された可変抵抗素子の抵抗値を制御することで、１つのメタマテリアル素子でＺ型ＳＲＲとＳ型ＳＲＲの両方の機能を実現することができる。

さらに、図４、５に示すように、本実施形態の分割リング共振器１１の分割部１４に可変容量素子Ｃ_V（１６）を導入することで、分割リング共振器１１の共振周波数を変化させることができるので、Ｃ_VおよびＲ_VZ、Ｒ_VSを制御することにより、２π［ｒａｄ］の散乱波位相の制御幅を実現することができる。

ここで、可変抵抗素子Ｒ_VZ、Ｒ_VSは、例えば、電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）やバイポーラトランジスタ（ＢＪＴ）を用いて実現することができる。ＦＥＴを用いる場合には、ドレインとソース間の抵抗をゲートに印加する電圧により可変制御し、ＢＪＴを用いる場合には、コレクタとエミッタ間の抵抗をベースに流す電流により可変制御することができる。この場合、印加電圧または印加電流を制御することにより、可変抵抗素子Ｒ_VZ、Ｒ_VSの抵抗値を制御することができる。

また、可変抵抗素子の代わりに設けられるスイッチング素子についても、同様に、電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）やバイポーラトランジスタ（ＢＪＴ）を用いて実現することができる、この場合には、印加電圧等によって、電界効果トランジスタ等のＯＮ／ＯＦＦ状態を制御すればよい。

また、可変容量素子Ｃ_Vは、例えば、ダイオードを用いて実現することができる。ダイオードのアノードとカソードに逆バイアスを印加することにより空乏層を発生させ、アノードとカソード間の電圧を制御することにより空乏層を変化させ、静電容量を可変制御することができる。

なお、電磁波の発生および検出には直線偏波の電磁波を放出可能なアンテナ（Ｔｘアンテナ）および検出可能なアンテナ（Ｒｘアンテナ）を用いればよい。本発明のメタマテリアル素子は、Ｔｘアンテナの前方において、Ｔｘアンテナが放出する入射波が本発明のメタマテリアル素子が形成されている面に対して垂直に入射するように配置する。入射波は本発明の素子により散乱され、当該散乱波は入射波の偏波と直交した偏波成分を有する。

本発明では、この入射波の偏波と直交した偏波成分の散乱波を伝搬制御に用いる。Ｒｘアンテナは、当該散乱波を検出するため、入射波の偏波と直交した偏波成分を検出可能な角度で配置する。Ｒｘアンテナは、本発明のメタマテリアル素子を透過型として用いる場合は、本発明の素子を挟んでＴｘアンテナと反対側に配置すればよい。すなわち「Ｔｘアンテナ」−「メタマテリアル素子」−「Ｒｘアンテナ」の順に配置すればよい。また、本発明の素子を反射型として用いる場合は、Ｔｘアンテナを挟んで本発明の素子と反対側に配置すればよい。すなわち「Ｒｘアンテナ」−「Ｔｘアンテナ」−「メタマテリアル素子」の順に配置すればよい。

以上述べたように、本発明の第１の実施の形態によれば、散乱波のみを検出することが可能な分割リング共振器の構造においてＺ型とＳ型を電気的に切り替える事が可能となり、さらに、分割リング共振器の共振周波数を可変容量素子により変化させることで、散乱波位相を２π［ｒａｄ］の範囲で動的に制御することが可能となる。これにより、１つの分割リング共振器により、２π［ｒａｄ］の位相設計幅を実現することができるので、デバイスサイズが小さく、実装容易性に優れるメタマテリアル動的素子を提供することができる。

＜その他の実施の形態＞
図６に示すように、本発明の分割リング共振器を端子セルとして、複数の単位セルを基板５０上にアレー状に配置することにより２次元アレーを形成し、散乱波位相がπ［ｒａｄ］異なる領域を動的に制御することにより、０／πのフレネルゾーンプレート型回折レンズの特性を制御できるメタマテリアル動的素子を実現することができる。

また、本発明の分割リング共振器の構造を用いて２次元アレーを形成し、散乱波位相が式（１）になるように、可変容量素子およびＳ型ＳＲＲ／Ｚ型ＳＲＲの切り替えを制御すれば、２次元アレーにおいて入射電磁波の伝搬方向を偏向可能なメタマテリアル動的素子を実現することができる。ここで、ｘおよびｙは本発明の単位セルがアレー化されている面における座標、Φ(ｘ，ｙ)は、座標(ｘ，ｙ)における散乱波位相、λは入射波の波長、θは偏向角である。

また、散乱波の位相が式（２）になるように可変容量素子およびＳ型ＳＲＲ／Ｚ型ＳＲＲの切り替えを制御すると、本発明の構造がアレー化されている面から距離ｆ０の位置に散乱波が集光するレンズ機能を動的に制御できるメタマテリアル動的素子を実現できる。

また、２次元アレーにおける単位セルの各々を座標によらず一様に電圧制御し、共振周波数をシフトさせることで、共振周波数においては入射電磁波の偏波が９０°回転し、共振周波数から外れた周波数領域においては偏波が回転しないといった動的偏波スイッチ機能を有するメタマテリアル動的素子を実現できる。

本発明は、分割リング共振器を用いたメタマテリアル動的素子に適用することができる。

１０、１０ａ〜１０ｄ、２０、３０…分割リング共振器、１１、１２、１３…第１の導体部、１２、２２、３２…第２の導体部、１３、２３、３３…第３の導体部、１４、２４、３４…分割部、１５ａ、１５ｂ…可変抵抗素子、１６…可変容量素子、５０…基板。

Claims

環状の第１の導体部と、前記第１の導体部によって囲まれた空間内に形成された第２の導体部および第３の導体部と、前記第２の導体部と前記第３の導体部の間に形成された分割部とを備え、
前記第２および第３の導体部と前記第１の導体部の間の電気的接続は、
前記分割部の分割方向に対して垂直な方向に電界成分方向を有する入射電磁波により、前記第１の導体部の中心を含む面であって、前記入射電磁波の電界面と平行な面に対して非対称の周回電流が励起され、
前記非対称の周回電流により前記分割部に誘起される電気双極子によって放射される散乱波が、前記入射電磁波の前記電界成分方向と直交する第１の方向の電界成分を有する第１の状態と、前記第１の方向と逆向きの第２の方向の電界成分を有する第２の状態とが排他的に存在するように設定される
分割リング共振器。
環状の第１の導体部と、
前記第１の導体部によって囲まれた空間内に、前記第１の導体部の２点と選択的に接続するように形成された第２の導体部および第３の導体部と、
前記第２の導体部と前記第３の導体部の間に形成された分割部とを備え、
第２の導体部および第３の導体部のそれぞれは、前記分割部を挟んで、前記第１の導体部の２点とそれぞれ第１のスイッチング素子、第２のスイッチング素子を介して選択的に接続され、
前記第１および第２のスイッチング素子のそれぞれは、前記分割部を挟んで、第２の導体部および第３の導体部における対角の位置に配置されており、
前記分割部の分割方向に対して垂直な方向に電界成分方向を有する入射電磁波により、前記第１の導体部の中心を含む面であって、前記入射電磁波の電界面と平行な面に対して非対称の周回電流が励起され、
前記非対称の周回電流により前記分割部に誘起される電気双極子によって放射される散乱波が、前記入射電磁波の前記電界成分方向と直交する第１の方向の電界成分を有する第１の状態と、前記第１の方向と逆向きの第２の方向の電界成分を有する第２の状態とが排他的に存在するように、前記第１および第２のスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ状態が設定されること
を特徴とする分割リング共振器。
環状の第１の導体部と、
前記第１の導体部によって囲まれた空間内に、前記第１の導体部の２点とを接続するように形成された第２の導体部および第３の導体部と、
前記第２の導体部と前記第３の導体部の間に形成された分割部とを備え、
第２の導体部および第３の導体部のそれぞれは、前記分割部を挟んで、前記第１の導体部の２点とそれぞれ第１の可変抵抗素子、第２の可変抵抗素子を介して接続され、
前記第１および第２の可変抵抗素子のそれぞれは、前記分割部を挟んで、第２の導体部および第３の導体部における対角の位置に配置されており、
前記分割部の分割方向に対して垂直な方向に電界成分方向を有する入射電磁波により、前記第１の導体部の中心を含む面であって、前記入射電磁波の電界面と平行な面に対して非対称の周回電流が励起され、
前記非対称の周回電流により前記分割部に誘起される電気双極子によって放射される散乱波が、前記入射電磁波の前記電界成分方向と直交する第１の方向の電界成分を有する第１の状態と、前記第１の方向と逆向きの第２の方向の電界成分を有する第２の状態とが排他的に存在するように、前記第１および第２の可変抵抗素子の抵抗値が設定されること
を特徴とする分割リング共振器。
前記第１の状態において、前記第１のスイッチング素子または前記第１の可変抵抗素子が電気的短絡状態、前記第２のスイッチング素子または前記第２の可変抵抗素子が電気的絶縁状態となるように設定され、前記第２の状態において、前記第１のスイッチング素子または第１の可変抵抗素子が電気的絶縁状態、前記第２のスイッチング素子または前記第２の可変抵抗素子が電気的短絡状態となるように設定されていること
を特徴とする請求項２または３記載の分割リング共振器。
前記第１および第２のスイッチング素子または可変抵抗素子は、印加電圧または印加電流によってＯＮ状態又はＯＦＦ状態となるトランジスタで構成され、
前記第１の状態において、前記第１のスイッチング素子または第１の可変抵抗素子を構成する前記トランジスタはＯＮ状態、前記第２のスイッチング素子または第２の可変抵抗素子を構成する前記トランジスタはＯＦＦ状態となるように構成され、前記第２の状態において、前記第１のスイッチング素子または第１の可変抵抗素子を構成するトランジスタはＯＦＦ状態、前記第２のスイッチング素子または第２の可変抵抗素子を構成するトランジスタはＯＮ状態となるように構成されていること、
を特徴とする請求項４記載の分割リング共振器。
前記分割部は可変容量を備え、前記可変容量の容量値の値に応じて前記分割リング共振器の共振周波数が変更可能に構成されていること
を特徴とする請求項１乃至５のいずれか１項に記載の分割リング共振器。
請求項６に記載の分割リング共振器が単位セルを構成し、複数個の前記単位セルがアレー状に配置され、
前記単位セルの各々における前記第１の状態または前記第２の状態を、前記単位セルの位置に応じて切り替え、前記可変容量の容量値を、前記単位セルの位置に応じて変化させるように構成されていること
を特徴とするメタマテリアル動的素子。
請求項６に記載の分割リング共振器が単位セルを構成し、複数個の前記単位セルがアレー状に配置され、
前記単位セルの各々における前記第１の状態または前記第２の状態を、前記単位セルの位置によらず一様に設定し、前記可変容量の容量値を、前記単位セルの位置によらず一様に変化させるように構成されていること
を特徴とするメタマテリアル動的素子。