JP6538881B2 - 受動素子 - Google Patents

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Description

本発明は、分割リング共振器を用いたメタマテリアル受動素子に関するものである。
ミリ波／テラヘルツ波は、その物質に対する透過性や高い分解能からイメージングやレーダー技術への応用が期待されている。また、波長がサブミリメートルのオーダとなるため、アンテナサイズもサブミリオーダと小さくて良く、シリコンＩＣ（Integrated Circuit）にアンテナを集積したオンチップアンテナの研究が盛んに行われている。しかし、その高い周波数ゆえに、回路内での伝送損失が大きく、ミリ波／テラヘルツ波帯の回路内での伝送損失を抑える技術が求められる。例えば非特許文献１では、１００ＧＨｚ以上の周波数で４×４の平面アレーアンテナを用いる場合、ディバイダー等で構成されるアンテナへの給電ネットワークにおけるオーミック損失が１０ｄＢ以上生じている。
材料の屈折率を設計し、空間系にて超高周波信号の伝搬を制御可能なメタマテリアル技術は、超高周波帯空間系デバイスを実現する技術として期待されている。例えば非特許文献２では、分割リング共振器をメタマテリアルデバイスの単位セルとして用い、分割リング共振器のギャップの寸法を変化させることにより共振周波数をシフトさせている。この共振周波数のシフトにより、低損失な透過特性を示す周波数領域における透過移相量を変化させ、メタマテリアルデバイスを透過する電磁波の伝搬を制御している。以上のように、回路内での伝送損失が大きい超高周波の波面形成手法として、電磁波の波面を、回路内ではなく空間系デバイスにて形成する技術は、伝送損失を抑制する上で効果的である。
図９に、関連する代表的な分割リング共振器の構造を示す。分割リング共振器は、金属からなる導体部１００と、導体部１００に設けられたギャップ１０１とから構成される。ギャップ１０１と平行なｙ軸方向の電界成分を有する入射電磁波により、ギャップ１０１に起電力が励起され周回電流ＩCが生じる。この周回電流ＩCは、ギャップ１０１および導体部１００に由来する容量成分および誘導成分により決定されるＬＣ共振周波数において最大となる。
ギャップ１０１の寸法Ｇを変化させることにより、共振周波数をシフトさせる場合、寸法Ｇが大きい程、容量成分が小さいため、共振周波数は高くなり、また入射電磁波により励起される起電力Ｖ1は大きくなる。一方でギャップ１０１の寸法Ｇが小さいと容量成分が大きくなるため、共振周波数も低くなり、また入射電磁波により励起される起電力Ｖ1は小さくなる。
よって、図１０の（ａ）に示すように、ギャップ１０１の寸法Ｇが大きく、共振周波数（Frequency）が高く、ギャップ１０１の容量Ｃ1が小さい分割リング共振器ほど、共振のピーク強度（共振強度Ｓ）が大きく、電磁波の透過率（Transmittance）が小さい特性になる。それに伴い、図１０の（ｂ）に示すように、透過移相量（Transmission phase）の特性も共振周波数が高い分割リング共振器の方がより大きな位相変化特性を示すため、共振周波数より高い損失の少ない周波数領域を動作周波数ＯＦとすると、周波数が変化しても透過移相量分布が変化しない広帯域特性となる。
以上のように分割リング共振器のギャップ１０１の寸法Ｇを変化させ、分割リング共振器の共振周波数をシフトさせる方式を用いると、共振周波数より高い損失の少ない周波数領域では原理的に、周波数変化による透過移相量の変化が少ない特性となり、非特許文献２においては１５％以上の広帯域特性を実現している。
１５％以上の広帯域な特性を有する単位セルを用いたメタマテリアルデバイスは、一般的に１０％程度の比帯域が求められる無線システム等において集光／偏向レンズとして用いることができる。
一方で透過移相量特性が入射電磁波周波数に強く依存する単位セル構造を用いると、プリズムのように入射電磁波周波数によって偏向角度が異なるような、周波数掃引型のビームステアラーを実現でき、レーダーやイメージング等のシステムに適用できる。しかしながら、図９に示した関連する単位セルでは、ギャップ１０１の寸法Ｇを大きくするほど共振強度が大きくなるため、原理的に１５％程度の広帯域な透過移相量特性となる。よって、関連する単位セルを用いたメタマテリアルデバイスを周波数掃引型のビームステアラーとして用いる場合、少なくとも１５％以上の周波数掃引が必要となってしまうという問題点があった。
W.Shin,et.al.，"A 108-112 GHz 4x4 Wafer-Scale Phased Array Transmitter with High-Efficiency On-Chip Antennas"，IEEE JOURNAL OF SOLID-STATE CIRCUITS，Vol.48，No.9，pp.2041-2055，2013 D.Kitayama，et.al.，"Laminated metamaterial flat lens at millimeter-wave frequencies"，OPTICS EXPRESS，Vol.23，No.18，2015
本発明は、上記課題を解決するためになされたもので、入射電磁波の透過移相量を狭帯域で変化させることができる受動素子を提供することを目的とする。
本発明の受動素子は、第１のギャップおよび前記第１のギャップと異なる第２のギャップによって分断された環状の金属からなる第１の導体部と、前記第１の導体部によって囲まれた空間内に、前記第１の導体部の複数点の方向に延伸するように形成された金属からなる第２の導体部とを備え、前記第１のギャップと前記第２のギャップとは、前記第１の導体部と前記第２の導体部との交差点に設けられ、前記第１の導体部を分割すると共に、前記第１の導体部と前記第２の導体部とを隔て、前記第１のギャップによって生じる第１の容量は、前記第２のギャップによって生じる第２の容量と異なることを特徴とするものである。
本発明によれば、導体部と第１のギャップとを備えた受動素子において、第２のギャップを追加することにより、電磁波の透過移相量を狭帯域で変化させることができる。また、受動素子の共振強度を極端に小さくすることにより入射電磁場の散乱源とならない素子も実現可能である。
図１は、本発明の参考例に係る分割リング共振器の構造を示す平面図である。 図２は、分割リング共振器をアレイ状に配置した構造を示す平面図である。 図３は、本発明の参考例に係る分割リング共振器の透過特性を示す図である。 図４Ａ−図４Ｂは、電磁界シミュレーションで用いた分割リング共振器の構造を示す平面図である。 図５Ａ−図５Ｄは、周波数掃引による電磁波の偏向角制御の概念を説明する図である。 図６Ａ−図６Ｄは、周波数掃引による電磁波の偏向角制御の概念を説明する図である。 図７Ａ−図７Ｅは、本発明の第１の実施例に係る分割リング共振器の構造を示す平面図である。 図８Ａ−図８Ｂは、本発明の第２の実施例に係る分割リング共振器の構造を示す平面図である。 図９は、関連する分割リング共振器の構造を示す平面図である。 図１０は、関連する分割リング共振器の透過特性を示す図である。
［発明の原理］
図１は本発明の参考例に係る分割リング共振器の構造を示す平面図であるが、この図１を用いて本発明の原理を説明する。本発明の分割リング共振器１０は、分断された環状の金属からなる導体部１と導体部１に設けられた第１のギャップ２とを備えている。さらに、本発明の分割リング共振器１０は、外部電場（入射電磁波）によって第１のギャップ２に励起される起電力に起因した周回電流ＩCの経路において、第１のギャップ２における起電力とは逆方向の起電力を励起するための第２のギャップ３を１つ以上設けたものである。図１におけるｘ，ｙ，ｚは座標軸を表し、Ｈは磁場の方向、Ｅは電場の方向、ｋは波数の方向を表している。
本発明では、図２に示すように、例えば誘電体からなる誘電体基板４上に図１に示したような分割リング共振器１０（単位セル）を周期的にアレイ状に形成する。このとき、第２のギャップ３によって生じる容量成分Ｃ2が第１のギャップ２によって生じる容量成分Ｃ1に比べて小さくなるようにして（例えば第２のギャップ３の寸法Ｇsが第１のギャップ２の寸法Ｇよりも大）、複数個の分割リング共振器１０を誘電体基板４上に配置する。
あるいは、第２のギャップ３によって生じる容量成分Ｃ2が第１のギャップ２によって生じる容量成分Ｃ1に比べて大きくなるようにして（例えば第２のギャップ３の寸法Ｇsが第１のギャップ２の寸法Ｇよりも小）、複数個の分割リング共振器１０を誘電体基板４上に配置する。
本発明では、分割リング共振器１０を金属パターンにより形成しているため、アレイ状に配置した分割リング共振器１０の多層化（図１、図２のｚ軸方向を積層方向とする分割リング共振器１０の多層化）が可能である。
本発明では、以下のような効果を実現可能なフラット形状のデバイスを、金属パターンの作製により実現できる。
（I）本発明では、第１のギャップ２の寸法Ｇを大きくするほど共振強度が弱くなる周波数領域を形成することが可能で、移相量特性を狭帯域で変化させることができる（狭帯域な周波数掃引でも移相量が変化する）。また、共振強度を極端に小さくすることにより入射電磁場の散乱源とならない金属パターンも実現可能である。
（II）本発明では、共振周波数より高い周波数領域を動作周波数とすることで、空間的な移相量分布が入射電磁波の周波数に強く依存する特性を実現することができる。動作周波数において式（１）のような偏向型の移相量分布を形成すると、動作周波数から入射電磁波周波数をずらすことで透過波の偏向角度が変化する。式（１）においてφ（ｘ，ｙ）は移相量、ｘはｘ軸方向における分割リング共振器１０の位置、θは分割リング共振器１０を透過した電磁波の偏向角度、λは動作周波数の波長である。
Figure 0006538881
また、動作周波数において式（２）のようなレンズ型の移相量分布を形成すると、動作周波数から入射電磁波周波数をずらすことで焦点距離や透過ビーム幅が変化する。式（２）におけるｙはｙ軸方向における分割リング共振器１０の位置、ｆ0はレンズの焦点距離である。
Figure 0006538881
（III）本発明では、共振周波数より高い周波数領域を動作周波数とすることで、空間的な移相量分布の入射電磁波周波数依存性が弱い特性を実現できる。動作周波数において式（１）のような偏向型の移相量分布を形成すると、透過波の偏向角度の入射電磁波依存性が弱い特性を実現できる。動作周波数において式（２）のようなレンズ型の移相量分布を形成すると、焦点距離やビーム幅の入射電磁波依存性が弱い特性を実現できる。
（IV）また、本発明では、分割リング共振器１０を多層化する層数により、透過電磁波伝搬特性の周波数掃引による変化量を変えることができる。
なお、本発明の分断された環状の導体部は、複数片に分割された導体部でもよいし、後述のように一箇所のみギャップが存在する一体型の導体部であってもよい。
［参考例］
以下、本発明の参考例について図面を参照して説明する。図１に、本参考例に係るメタマテリアル受動素子の単位セルとなる分割リング共振器の平面図を示す。
図９に示した関連する分割リング共振器は、導体部１００とギャップ１０１とから構成されている。この分割リング共振器では、外部電場によりギャップ１０１に励起される起電力Ｖ1に起因して導体部１００に周回電流ＩCが流れ、ＬＣ共振周波数の電磁波が入射することにより周回電流ＩCは最大となる。
関連する分割リング共振器の構造では、導体部１００の周方向に沿ったギャップ１０１の寸法Ｇが大きくなるほど、ギャップ１０１によって生じる容量成分Ｃ1が小さくなり、共振周波数が高くなる。また、ギャップ１０１に励起される起電力Ｖ1も大きくなるため、共振周波数が高いほど共振強度も大きい。そのため、損失の少ない動作周波数における移相量差も原理的に広帯域となってしまう。
一方で、図１に示した本参考例の分割リング共振器１０では、外部電場により誘起される周回電流ＩCは、第１のギャップ２および第２のギャップ３の両方に励起される起電力Ｖ1，Ｖ2によって決まる。第２のギャップ３に励起される起電力Ｖ2を用いることにより、関連する技術とは異なる特性、すなわち共振周波数が高いほど共振強度が弱くなるような特性を実現し、移相量特性を狭帯域で変化させることが可能となる。
ここで、第２のギャップ３によって生じる容量Ｃ2を固定した場合を考える。第１のギャップ２によって生じる容量Ｃ1がＣ2より小さい範囲で徐々に大きくなるとき、ＬＣ共振周波数は徐々に低くなり、第１のギャップ２に励起される起電力Ｖ1が第２のギャップ３に励起される起電力Ｖ2に近づくため共振強度も弱くなる。そして、Ｃ1＝Ｃ2となった時に第１のギャップ２と第２のギャップ３に励起される起電力Ｖ1，Ｖ2が釣り合って周回電流ＩCが流れなくなり、共振強度が最小となる。
さらに容量Ｃ1を大きくしていくとＬＣ共振周波数が低くなるが、第１のギャップ２に励起される起電力Ｖ1も小さくなるため、第２のギャップ３に励起される起電力Ｖ2の方が大きくなり周回電流ＩCが誘起される。この、Ｃ1＞Ｃ2の領域において、関連する分割リング共振器では得られない、共振周波数が高いほど共振強度が弱くなる透過特性を実現できる。共振強度の周波数特性は、そのまま透過移相量の周波数特性に反映され、共振周波数よりわずかに高い周波数領域にて狭帯域に透過移相量が変化する特性を得られる。
図３の（ａ）に電磁界シミュレーションにより本参考例の分割リング共振器の電磁波の透過率（Transmittance）を計算した結果を示し、図３の（ｂ）に本参考例の分割リング共振器の電磁波の透過移相量（Transmission phase）を計算した結果を示す。本シミュレーションにおいては、本参考例の分割リング共振器の具体例である、図４Ａに示したような構造の分割リング共振器１０Ａを用いた。
図４Ａに示した分割リング共振器１０Ａは、分断された環状の金属からなる導体部１と、導体部１によって囲まれた空間内に、導体部１の複数点（ここでは２点）と繋がるように形成された金属からなる導体部５と、導体部５に設けられた第１のギャップ２と、導体部１に設けられた２つの第２のギャップ３とから構成される。ここでは、同一パターンの分割リング共振器１０Ａを図２と同様に二次元に無限かつ周期的に配置した平面に垂直に平面波が入射された際の透過率および透過移相量特性を計算した。
図４Ａに示した構造は、入射電磁波の電界面に対して対称の構造を有する分割リング共振器であり、導体部１の２点を結ぶ導体部５によって２分割される導体部１の右側と左側に同じ大きさで逆向きの周回電流ＩCが流れるため、磁気的な応答はキャンセルされる。
図４Ｂに示すように、導体部１のｘ軸方向の外径寸法をＡx、ｙ軸方向の外径寸法をＡy、導体部１の幅をＷ、第２のギャップ３の寸法をＧsとし、Ａx＝５ｍｍ、Ａy＝５ｍｍ、Ｗ＝０．５ｍｍ、Ｇs＝０．０５ｍｍとした。そして、分割リング共振器１０Ａを配置するｘ軸方向およびｙ軸方向の周期を５．５ｍｍとし、寸法Ｇ＝１ｍｍの第１のギャップ２に生じる容量Ｃ1の値を０〜４ｐＦの範囲で変化させた。図３の（ａ）、（ｂ）に示すように、およそ１４ＧＨｚよりも低い周波数領域にてＣ1＞Ｃ2となり、この周波数領域では、共振周波数が高いほど共振強度が弱い特性が得られていることが分かる（動作周波数において狭帯域特性）。反対に１４ＧＨｚよりも高い周波数領域にてＣ1＜Ｃ2となり、この周波数領域では、共振周波数が高いほど共振が強くなる特性が得られている（動作周波数において広帯域特性）。
上記に基づき、例えば式（１）のような透過移相量分布を形成するように本参考例の分割リング共振器１０Ａを誘電体基板上に２次元的に配置することを考える。図５Ａ〜図５Ｄは本参考例の分割リング共振器１０ＡにおいてＣ1＜Ｃ2の場合の周波数掃引による電磁波の偏向角制御の概念を説明する図である。
ここでは、図５Ｂに示すように誘電体からなる誘電体基板４上にＣ1＜Ｃ2の条件を満たす本参考例の分割リング共振器１０Ａを２次元的に配置する。このとき、図５Ｂの領域ａの分割リング共振器１０Ａについては図５Ａの５０ａのような透過移相量を有するように分割リング共振器１０Ａの構造を設定する。図５Ｂの領域ｂの分割リング共振器１０Ａについては図５Ａの５０ｂのような透過移相量を有するように分割リング共振器１０Ａの構造を設定する。図５Ｂの領域ｃの分割リング共振器１０Ａについては図５Ａの５０ｃのような透過移相量を有するように分割リング共振器１０Ａの構造を設定する。
このように、Ｃ1＜Ｃ2とし、共振周波数より高い周波数領域を動作周波数ｆ1〜ｆ2とすれば、動作周波数ｆ1〜ｆ2の領域内の入射電磁波の透過移相量分布、つまり透過波の偏向角が入射電磁波の周波数にほとんど依存しないメタマテリアルデバイスを得ることができる。図５Ｃは動作周波数ｆ1の入射電磁波の波面ＷＳが偏向する様子を表し、図５Ｄは動作周波数ｆ2の入射電磁波の波面ＷＳが偏向する様子を表している。図５Ｃ、図５Ｄの矢印ＥＷは電磁波の伝搬方向を表している。
一方、図６Ａ〜図６Ｄは本参考例の分割リング共振器１０ＡにおいてＣ1＞Ｃ2の場合の周波数掃引による電磁波の偏向角制御の概念を説明する図である。図５Ｂの場合と同様に、誘電体からなる誘電体基板４上にＣ1＞Ｃ2の条件を満たす本参考例の分割リング共振器１０Ａを２次元的に配置する（図６Ｂ）。このとき、図６Ｂの領域ｄの分割リング共振器１０Ａについては図６Ａの６０ｄのような透過移相量を有するように分割リング共振器１０Ａの構造を設定する。図６Ｂの領域ｅの分割リング共振器１０Ａについては図６Ａの６０ｅのような透過移相量を有するように分割リング共振器１０Ａの構造を設定する。図６Ｂの領域ｆの分割リング共振器１０Ａについては図６Ａの６０ｆのような透過移相量を有するように分割リング共振器１０Ａの構造を設定する。
このように、Ｃ1＞Ｃ2とし、共振周波数より高い周波数領域を動作周波数ｆ1〜ｆ2とすれば、動作周波数ｆ1〜ｆ2の領域内の入射電磁波の透過移相量分布、つまり透過波の偏向角が入射電磁波の周波数に依存するメタマテリアルデバイスを得ることができる。図６Ｃは動作周波数ｆ1の入射電磁波の波面が偏向する様子を表し、図６Ｄは動作周波数ｆ2の入射電磁波の波面が偏向しない様子を表している。このように、Ｃ1＞Ｃ2の条件を満たす分割リング共振器１０Ａは、イメージングやレーダーシステム応用において、周波数掃引によるビームステアリングを実現するデバイスとして用いることができる。
なお、図３、図５Ａ〜図５Ｄ、図６Ａ〜図６Ｄでは、分割リング共振器１０Ａの特性について説明したが、本参考例の基本形である分割リング共振器１０においても同様の特性を得ることが可能である。
［第１の実施例］
本発明の分割リング共振器の構造は、第１のギャップ２を有した金属リング構造において、外部電場によって誘起される周回電流ＩCの経路に第２のギャップ３を追加した構造を有していればよい。図１、図４Ａ、図４Ｂに示した構造は、入射電磁波の偏波依存性が強い構造（すなわち、入射電磁波の偏波の方向が特定の方向のときに所望の透過特性が得られる構造）となるが、本発明はこのような構造に限るものではない。
図７Ａ〜図７Ｅは本発明の第１の実施例に係る分割リング共振器の構造を示す平面図である。図７Ａに示す分割リング共振器１０Ｂは、平面視四角形の導体部１に第１のギャップ２を４箇所設け、さらに導体部１の４点に接続された導体部５に第２のギャップ３を４箇所設けた例である。
図７Ｂに示す分割リング共振器１０Ｃは、平面視四角形の導体部１と、導体部１の４点の方向に延伸するように形成された導体部５とを設け、導体部１と導体部５との４箇所の交差点のうち２箇所に第１のギャップ２を設け、残りの２箇所に第２のギャップ３を設けた例である。したがって、第１のギャップ２と第２のギャップ３とは、導体部１を分割すると共に、導体部１と導体部５とを隔てることになる。
図７Ｃに示す分割リング共振器１０Ｄは、平面視六角形の導体部１に第１のギャップ２を６箇所設け、さらに導体部１の６点に接続された導体部５の中心部に第２のギャップ３を設けた例である。図７Ｄに示す分割リング共振器１０Ｅは、平面視円形の導体部１に第１のギャップ２を４箇所設け、さらに導体部１の４点に接続された導体部５に第２のギャップ３を４箇所設けた例である。図７Ｅに示す分割リング共振器１０Ｆは、平面視三角形の導体部１に第１のギャップ２を３箇所設け、さらに導体部１の３点に接続された導体部５の中心部に第２のギャップ３を設けた例である。
以上のような図７Ａ〜図７Ｅの構造によれば、偏波の向きを変えても同様の形状となるような偏波依存性の弱い構造（すなわち、入射電磁波の偏波の方向が変わっても所望の透過特性が得られる構造）を実現することができる。
なお、図１、図４Ａ、図４Ｂ、図７Ａ〜図７Ｅにおいて、第１のギャップ２と第２のギャップ３の位置を入れ替えてもよい。また、上記のとおり、Ｃ1＜Ｃ2としてもよいし、Ｃ1＞Ｃ2としてもよい。
［第２の実施例］
参考例および第１の実施例では、複数の第２のギャップ３が存在する場合に、これら第２のギャップ３によって生じる容量Ｃ2が全て同一（複数の第２のギャップ３の寸法が同一）の場合について説明したが、複数の第２のギャップ３のうち少なくとも１つの第２のギャップ３によって生じる容量が他の第２のギャップ３によって生じる容量と異なるようにしてもよい。
図８Ａ、図８Ｂは本発明の第２の実施例に係る分割リング共振器の構造を示す平面図である。図８Ａに示す分割リング共振器１０Ｇは、図１に示した分割リング共振器１０において導体部１に２つの第２のギャップ３ａ，３ｂを設け、第２のギャップ３ａの寸法Ｇsaと第２のギャップ３ｂの寸法Ｇsbを変えることにより、２つの第２のギャップ３ａ，３ｂによって生じる容量を異なる値に設定したものである。
図８Ｂに示す分割リング共振器１０Ｈは、図４Ａに示した分割リング共振器１０Ａにおいて導体部１に２つの第２のギャップ３ｃ，３ｄを設け、第２のギャップ３ｃの寸法Ｇscと第２のギャップ３ｄの寸法Ｇsdを変えることにより、２つの第２のギャップ３ｃ，３ｄによって生じる容量を異なる値に設定したものである。
図８Ａ、図８Ｂに示した構造において第２のギャップ３を３つ以上設けるようにしてもよい。
また、図７Ａ〜図７Ｅに示した構造において、複数の第２のギャップ３のうち少なくとも１つの第２のギャップ３によって生じる容量が他の第２のギャップ３によって生じる容量と異なるようにしてもよい。
本発明の受動素子の単位セル（分割リング共振器）は、導体部１と第１のギャップ２と第２のギャップ３とを含む面内で回転させたとき、または導体部１，５と第１のギャップ２と第２のギャップ３とを含む面内で回転させたときに、元の形と重なる回転対称の形状であってもよい。また、受動素子の単位セルは、上記の面内に対称軸が存在する線対称の形状であってもよいし、回転対称かつ線対称の形状であってもよい。また、受動素子の単位セルは、上記の面内で回転させたときに元の形と重なることがなく、かつ上記の面内に線対称の対称軸が存在しない非対称形状であってもよい。
また、本発明の受動素子の単位セル（分割リング共振器）は、導体部１が第１のギャップ２または第２のギャップ３によって複数片に分割されていてもよいし、分割されていなくてもよい。例えば図４Ａに示した導体部１の構造において左右２つの第２のギャップ３のうちどちらか一方が無い構造は、平面視四角形の一箇所に第２のギャップ３による欠けが存在する一体型の導体部１となる。
本発明は、分割リング共振器を用いたメタマテリアル受動素子に適用することができる。
１…導体部、２…第１のギャップ、３，３ａ〜３ｄ…第２のギャップ、４…誘電体基板、５…導体部、１０，１０Ａ〜１０Ｈ…分割リング共振器。

Claims (6)

  1. 第１のギャップおよび前記第１のギャップと異なる第２のギャップによって分断された環状の金属からなる第１の導体部と、
    前記第１の導体部によって囲まれた空間内に、前記第１の導体部の複数点の方向に延伸するように形成された金属からなる第２の導体部とを備え、
    前記第１のギャップと前記第２のギャップとは、前記第１の導体部と前記第２の導体部との交差点に設けられ、前記第１の導体部を分割すると共に、前記第１の導体部と前記第２の導体部とを隔て、
    前記第１のギャップによって生じる第１の容量は、前記第２のギャップによって生じる第２の容量と異なることを特徴とする受動素子。
  2. 請求項１記載の受動素子において、
    複数の前記第２のギャップのうち少なくとも１つの第２のギャップによって生じる第２の容量が、他の第２のギャップによって生じる第２の容量と異なることを特徴とする受動素子。
  3. 請求項１または２記載の受動素子において、
    前記第１の導体部と前記第２の導体部と前記第１のギャップと前記第２のギャップとを各々含む複数の単位セルを備え、
    前記複数の単位セルは、アレイ状に配置され、
    前記複数の単位セルの各々は、入射電磁波に対する所望の透過移相量を有するように前記第１のギャップおよび前記第２のギャップの寸法が単位セル毎に設定されることを特徴とする受動素子。
  4. 請求項３記載の受動素子において、
    前記第１の導体部が配置される平面と垂直な方向を積層方向として、前記単位セルを複数積層したことを特徴とする受動素子。
  5. 請求項１乃至４のいずれか１項に記載の受動素子において、
    前記第２のギャップによって生じる第２の容量が前記第１のギャップによって生じる第１の容量に比べて小さいことを特徴とする受動素子。
  6. 請求項１乃至４のいずれか１項に記載の受動素子において、
    前記第２のギャップによって生じる第２の容量が前記第１のギャップによって生じる第１の容量に比べて大きいことを特徴とする受動素子。
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