JP2015216761A - 絶縁型直流電源装置 - Google Patents

Abstract

【課題】 絶縁型直流電源装置において、複数の出力電圧のいずれかを選択して切り替えるように構成した場合に、選択された出力電圧の大小によって著しく電力効率が低下したり偏った制御が実行されるのを防止する。
【解決手段】 トランスの一次側巻線に流れる電流を電流検出素子により変換された電圧とトランスの二次側からの出力電圧検出信号が入力されることでスイッチング素子をオン、オフ制御する一次側制御回路と、出力電圧に基づいて出力電圧検出信号を生成する信号生成回路を含む二次側回路とを有する絶縁型直流電源装置において、トランスの二次側巻線と同一極性の補助巻線と該補助巻線の誘起電圧を分圧する手段とを設け、トランスの一次側に、入力抵抗素子を介して電流検出素子と並列に接続された抵抗調整用素子を有する切替手段を設け、切替手段は補助巻線に誘起される電圧の電位に応じて抵抗調整用素子の電流経路を切り替えるようにした。
【選択図】 図１

Description

本発明は、絶縁型直流電源装置に関し、特に出力電圧切り替え機能を備えた絶縁型直流電源装置に利用して有効な技術に関する。

直流電源装置には、交流電源を整流し平滑する整流・平滑回路と、該回路で整流、平滑された直流電圧を降圧して所望の電位の直流電圧に変換するＤＣ−ＤＣコンバータなどで構成された絶縁型ＡＣ−ＤＣコンバータ（ＡＣアダプタ）がある。
近年、マイコン周辺機器等の多様化に伴い、ＡＣ−ＤＣコンバータに対して、例えば２０Ｖ／５Ａや５Ｖ／２Ａのような複数の出力電力の直流電圧のいずれかに切り替えて使用できる機能を有することが望まれており、例えばＵＳＢ−ＰＤ仕様において要求されている。

ところで、従来の絶縁型直流電源装置は、例えば２０Ｖ／５Ａのような大きな出力電力と５Ｖ／２Ａのような小さな出力電力を出力したい場合、電力効率を高めるためにそれぞれトランスの巻数比や電流検出用抵抗の値などの回路定数が最適となるように別々に設計されていた。具体的には、出力電力が低い場合には電流検出用抵抗を大きな値に、出力電力が高い場合には電流検出用抵抗を小さな値に設定することが行われていた。したがって、何らの対策もせずに１つの直流電源装置で複数の出力電力のいずれかに切り替えるように構成した場合には、出力電力によっては著しく電力効率が低下したり、軽負荷から重負荷まで広い範囲で制御を行う場合、偏った制御となってしまうおそれがあった。

例えば、スイッチング制御方式の電源装置には、軽負荷時はスイッチング素子を間欠的に動作させる間欠発振モードを有する制御ＩＣ（半導体集積回路）を使用するものがあるが、そのような制御ＩＣを使用した電源装置において複数の出力電力の切り替えを行なうように構成した場合、低出力電力の動作時に軽負荷から重負荷までの全範囲で間欠発振モードの制御となってしまう。その結果、出力電圧のリップルが大きくなってしまうという問題がある。
そこで、スイッチング素子と直列に接続されている電流検出用の抵抗と並列に切り替え用の抵抗を設け、出力電力を切り替える際には、制御ＩＣに帰還する電流検出値のレベルを切り替えるようにした直流電源装置に関する発明が提案されている（例えば特許文献１参照）。

特開２０００−３５８３７５号公報

しかしながら、特許文献１に開示されている電源装置は、外部信号によって電流検出用抵抗と並列に設けた調整用抵抗の接続状態を切り換えるようにしており、その外部信号の出力タイミングつまり切換ポイントは、負荷（回路１）の軽重に応じて任意的に設定変更するとしているものの、自ら負荷の軽重を判定して切換え信号を生成することについては特許文献１に記載されていない。しかも、特許文献１の電源装置は、絶縁型直流電源装置ではなくスイッチングレギュレータであり、本願とは発明の対象が異なる。

本発明は上記のような背景の下になされたもので、その目的とするところは、電圧変換用のトランスを備え一次側巻線に流れる電流をオン、オフして出力を制御する絶縁型直流電源装置において、複数の出力電圧のいずれかを選択して切り替えるように構成した場合に、選択された出力電圧が大きいか小さいかによって電力効率が著しく異なったり、偏った制御が実行されてしまうのを防止することができる技術を提供することにある。
また、本発明の他の目的は、出力電圧が大きいか小さいかを自ら判定して電流検出用抵抗の調整用抵抗の接続状態を切り替えることができる絶縁型直流電源装置を提供することにある。

上記目的を達成するため本発明は、
電圧変換用のトランスと、該トランスの一次側巻線に電流を流すためのスイッチング素子と、前記トランスの一次側巻線に流れる電流を検出するための電流検出素子と、該電流検出素子により変換された電圧と前記トランスの二次側からのフィードバック電圧が入力されることで前記スイッチング素子をオン、オフ制御する駆動パルスを生成し出力する一次側制御回路と、出力電圧に基づいて前記一次側制御回路へ供給するフィードバック電圧を生成するフィードバック電圧生成手段を含む二次側回路と、を有する絶縁型直流電源装置であって、
前記トランスは、前記二次側巻線と同一極性の電圧を誘起する補助巻線を備え、
前記トランスの一次側には、
前記電流検出素子により変換された電圧が入力される前記一次側制御回路の電流検出端子と、前記電流検出素子の電圧取り出し側の端子との間に接続された抵抗素子と、
前記抵抗素子を介して前記電流検出素子と並列に接続された１または２以上の抵抗調整用素子を備えた切替手段と、が設けられ、
前記切替手段は、前記補助巻線に誘起される電圧の電位に応じて前記抵抗調整用素子の電流経路を切り替えて、前記一次側制御回路へ入力される電圧を変化させるように構成した。

ここで、上記「電流経路を切り替えて」には、抵抗調整用素子に電流を流さないようにすることが含まれる。
上記のような構成を有する絶縁型直流電源装置によれば、複数の出力電圧のいずれかを選択して切り替えた場合に、電流検出用抵抗を最適化したのと同等の結果が得られるため、選択された出力電圧が大きいか小さいかによって電力効率が著しく異なったり、偏った制御が実行されてしまうのを防止することができる。

また、一次側制御回路の電流検出端子と電流検出素子の電圧取り出し側の端子との間に接続された抵抗素子（入力抵抗素子）を設けて、該抵抗素子を介して電流検出素子と並列に接続された１または２以上の抵抗調整用素子を備えた切替手段を設けているため、抵抗調整用素子に大きな電流が流れないようにしてスイッチングノイズを低減することができる。これとともに、電流検出端子に入力される電圧は２つの直列抵抗の抵抗比で決定されることになるため、使用する抵抗素子の抵抗値にばらつきがあっても、抵抗比が所定の値になるように設定することで、抵抗調整用素子として抵抗値の精度の高い高価なものを使用しなくても電流検出端子に入力される電圧の精度を高くすることができる。

ここで、望ましくは、前記切替手段は、
前記補助巻線の一方の端子に接続された整流・平滑回路の出力端と接地点との間に接続された分圧回路と、
前記抵抗調整用素子と直列形態に接続され前記分圧回路で分圧された電圧によってオン状態またはオフ状態にされるスイッチ手段と、を備え、
前記トランスの二次側から出力すべき電圧の値に応じて、
二次側から出力すべき電圧が第１の値である場合に前記スイッチ手段がオン状態にされ、二次側から出力すべき電圧が第２の値である場合に前記スイッチ手段がオフ状態にされるように、前記分圧回路の分圧比が設定されているように構成する。
このような構成によれば、切替手段を比較的簡単な回路で実現することができ、素子数の増加を抑えるとともに所望の機能を有する回路を容易に設計することができる。

また、望ましくは、前記フィードバック電圧生成手段は、
前記トランスの二次側の電圧を分圧する直列形態の分圧用抵抗素子と、
前記分圧用抵抗素子のいずれかの素子と並列に接続された１または２以上の抵抗調整素子および該抵抗調整素子に接続された二次側切替手段と、を備え、前記分圧用抵抗素子により分圧された電圧に基づいて前記一次側制御回路へ供給するフィードバック電圧を生成し、
前記二次側切替手段は、外部からの信号に基づいて前記抵抗調整素子の電流経路を切り替えて、前記一次側制御回路へ供給される前記フィードバック電圧を変化させるようにする。

このような構成によれば、一次側制御回路は、出力電圧の切替え信号を受けることなく、フィードバック電圧が変化したことに基づいて出力電圧が切り替わったことを認識することができ、切り替え後の出力電圧に応じた制御を自動的に行うことができるとともに、出力電圧の切替え信号を二次側から一次側制御回路へ供給するためのフォトカプラのような伝達手段を設ける必要がない。

また、望ましくは、前記抵抗調整素子を２以上備え、
前記二次側切替手段が、外部からの信号に基づいて前記２以上の抵抗調整素子の電流経路を切り替えることにより、複数の電圧の中のいずれか１つを選択して出力可能に構成する。
このような構成によれば、出力電圧を３段階以上の電圧値のいずれかに切り替えて出力させることができる。

また、望ましくは、前記二次側回路には、外部装置との間で信号を送受信する通信手段と、前記二次側回路で生成された直流電圧を出力するための端子との間に接続された容量素子と、が設けられ、
前記通信手段は、前記容量素子を介して交流信号で外部装置と通信可能に構成する。
かかる構成によれば、直流電圧を出力するための端子とは別に通信用の端子を設けることなく外部装置と通信を行うことができ、該通信機能を用いて外部より二次側回路から出力すべき電圧値に関する情報を取得することができる。

本発明によれば、電圧変換用のトランスを備え一次側巻線に流れる電流をオン、オフして出力を制御する絶縁型直流電源装置において、複数の出力電圧のいずれかに切り替えるように構成した場合に、選択された出力電圧が大きいか小さいかによって電力効率が著しく異なったり、偏った制御が実行されてしまうのを防止することができる。また、出力電圧が大きいか小さいかを自ら判定して電流検出用抵抗の調整用抵抗の接続状態を切り替えることができる絶縁型直流電源装置を実現することができるという効果がある。

本発明に係る絶縁型直流電源装置としてのＡＣ−ＤＣコンバータの一実施形態を示す回路構成図である。 図１に示す実施形態のＡＣ−ＤＣコンバータにおける切替回路の具体例を示す回路図である。 実施形態のＡＣ−ＤＣコンバータにおける二次側制御回路の具体例を示す回路構成図である。 実施形態のＡＣ−ＤＣコンバータの第１の変形例を示す回路構成図である。 実施形態のＡＣ−ＤＣコンバータの第２の変形例を示す回路構成図である。 本発明を適用したＡＣ−ＤＣコンバータの第２の実施形態を示す回路構成図である。

以下、本発明の好適な実施形態を図面に基づいて説明する。
図１は、本発明を適用した絶縁型直流電源装置としてのＡＣ−ＤＣコンバータの一実施形態を示す回路構成図である。

この実施形態のＡＣ−ＤＣコンバータは、コモンモードコイルなどからなるノイズ遮断用のフィルタ１１と、交流電圧（ＡＣ）を整流するダイオード・ブリッジ回路１２と、整流後の電圧を平滑する平滑用コンデンサＣ１と、一次側巻線Ｎｐと二次側巻線Ｎｓおよび補助巻線Ｎｂとを有する電圧変換用のトランスＴ１と、このトランスＴ１の一次側巻線Ｎｐと直列に接続されたＮチャネルＭＯＳＦＥＴからなるスイッチングトランジスタＳＷ１と、該スイッチングトランジスタＳＷ１を駆動する一次側制御回路１３を有する。この実施形態では、一次側制御回路１３は、単結晶シリコンのような１個の半導体チップ上に半導体集積回路（制御用ＩＣ）として形成されている。

上記補助巻線Ｎｂは、二次側巻線Ｎｓと同一極性となる方向に巻いたコイルであり、二次側巻線Ｎｓに誘起される交流電圧と同相で巻数比に比例した交流電圧が誘起されるように構成されている。
トランスＴ１の二次側には、二次側巻線Ｎｓと直列に接続された整流用ダイオードＤ２と、このダイオードＤ２のカソード端子と二次側巻線Ｎｓの他方の端子との間に接続された平滑用コンデンサＣ２とが設けられ、一次側巻線Ｎｐに間歇的に電流を流すことで二次側巻線Ｎｓに誘起される交流電圧を整流し平滑することによって、一次側巻線Ｎｐと二次側巻線Ｎｓとの巻数比に応じた直流電圧を出力する。また、二次側には、一次側のスイッチング動作で生じたスイッチングリップル・ノイズ等を遮断するためのフィルタを構成するコイルＬ３およびコンデンサＣ３が設けられており、このフィルタ用コイルＬ３と出力端子ＯＵＴ１との間に、出力遮断用ＭＯＳトランジスタＱ２とアイソレーション用コイルＬ４が直列に接続され、これらの素子を介して出力端子ＯＵＴ１より直流電圧Ｖｏｕｔが出力される

また、トランスＴ１の二次側には、出力電圧Ｖｏｕｔに比例したフィードバック電圧を一次側制御用ＩＣ１３へ伝達するフォトカプラの発光側素子としてのフォトダイオード１５ａと、出力電圧Ｖｏｕｔに応じて上記フォトダイオード１５ａを駆動する二次側制御回路２０とが設けられている。
そして、トランスＴ１の一次側には、上記一次側制御用ＩＣ１３のフィードバック端子ＦＢと接地点との間に接続されフォトダイオード１５ａからの信号を受信する受光側素子としてのフォトトランジスタ１５ｂが設けられている。一次側制御用ＩＣ１３は、フィードバック端子ＦＢへのフィードバック電圧ＶFBに応じて、スイッチング素子ＳＷ１のオン時間を制御する。

また、この実施形態のＡＣ−ＤＣコンバータの一次側には、上記補助巻線Ｎｂと直列に接続された整流用ダイオードＤ０と、このダイオードＤ０のカソード端子と接地点ＧＮＤとの間に接続された平滑用コンデンサＣ０とからなる整流平滑回路１６が設けられ、該整流平滑回路１６で整流、平滑された電圧が上記一次側制御用ＩＣ１３の電源電圧端子ＶCC1に印加されている。これとともに、ダイオード・ブリッジ回路１２で整流される前の電圧または整流された後の直流電圧が、ダイオードＤ１および抵抗Ｒ１を介して一次側制御用ＩＣ１３の高圧起動端子ＶCC0に印加され、電源起動時の補助巻線Ｎｂに電圧が誘起される前に一次側制御用ＩＣ１３を動作させることができるように構成されている。

さらに、本実施形態においては、スイッチングトランジスタＳＷ１のソース端子と接地点ＧＮＤとの間に電流検出用の抵抗Ｒｓｎｓが接続されているとともに、スイッチングトランジスタＳＷ１と電流検出用抵抗Ｒｓｎｓとの接続ノードＮ１と、一次側制御用ＩＣ１３の電流検出端子ＣＳとの間に抵抗Ｒ２が接続され、抵抗Ｒ２を介して電流検出用抵抗Ｒｓｎｓで生じた電圧が一次側制御用ＩＣ１３の電流検出端子ＣＳに印加されている。一次側制御用ＩＣ１３は、電流検出端子ＣＳの電圧すなわち電流検出用抵抗Ｒｓｎｓに流れる電流の変化に応じて、スイッチング素子ＳＷ１のオフタイミングを制御する。また、電流検出端子ＣＳと接地点との間には、コンデンサＣ４が接続されており、上記入力用の抵抗Ｒ２とコンデンサＣ４とによって、高周波成分を除去もしくは低減するローパスフィルタが構成されている。

なお、本実施例の一次側制御用ＩＣ１３における電流検出端子ＣＳの電圧およびフィードバック端子ＦＢの電圧に基づくスイッチング素子ＳＷ１の制御信号の生成の仕方は、従来の一般的な一次側制御用ＩＣと同様であるので、一次側制御用ＩＣ１３の内部回路の具体的な構成については、図示及び説明を省略する。
本実施形態のＡＣ−ＤＣコンバータにおいては、電流検出用抵抗Ｒｓｎｓの抵抗値が、二次側の出力電圧Ｖｏｕｔが５Ｖのように小さい場合に最適となるように設定されている。そして、電流検出端子ＣＳと抵抗Ｒ２との接続ノードＮ２と接地点との間に、電流検出用抵抗Ｒｓｎｓの見掛け上の抵抗値を切り替えるための切替回路１４が設けられている。

図２には、上記切替回路１４の具体的な回路例が示されている。
図２に示すように、切替回路１４は、電流検出端子ＣＳと接地点との間に、抵抗Ｒ３およびスイッチとして機能するＭＯＳトランジスタＱ１が直列形態に接続されている。さらに、前記補助巻線Ｎｂに誘起される電圧を平滑して一次側制御用ＩＣ１３の動作電圧を生成する平滑用コンデンサＣ０と並列に、整流用ダイオードＤ０のカソード端子と接地点ＧＮＤとの間に接続された分圧用の抵抗Ｒ４，Ｒ５が設けられ、該抵抗Ｒ４とＲ５の接続ノードＮ３の電位が、上記スイッチＭＯＳトランジスタＱ１のゲート端子に印加されるように構成されている。
なお、抵抗Ｒ４とＲ５の抵抗比は、二次側の出力電圧Ｖｏｕｔが小さい場合にはノードＮ３の電位によってスイッチＭＯＳトランジスタＱ１がオンされないような値に設定されている。したがって、出力電圧Ｖｏｕｔが小さい場合には抵抗Ｒ３には電流が流れず、電流検出用抵抗Ｒｓｎｓで生じた電圧がそのまま一次側制御用ＩＣ１３の電流検出端子ＣＳに印加される。

次に、上記切替回路１４内のスイッチＭＯＳトランジスタＱ１の動作について説明する。
前述したように、補助巻線Ｎｂには、二次側巻線Ｎｓに誘起される交流電圧に比例した大きさの交流電圧が誘起される。そのため、二次側の出力レベルが切り替えられて出力電圧Ｖｏｕｔが変化すると、補助巻線Ｎｂに誘起される電圧もこれに比例して変化することとなる。また、抵抗Ｒ４とＲ５の抵抗比は、二次側の出力電圧Ｖｏｕｔが小さい場合にはノードＮ３の電位によってスイッチＭＯＳトランジスタＱ１がオンされないような値に設定されているので、出力電圧Ｖｏｕｔが小さい場合にはＱ１はオフである。この状態で、二次側の出力レベルが高い方へ切り替えられて出力電圧Ｖｏｕｔが高くなったとすると、補助巻線Ｎｂに誘起される電圧も高くなる。

本実施例では、出力電圧Ｖｏｕｔが１２Ｖに変化されるとノードＮ３の電位によってスイッチＭＯＳトランジスタＱ１がオンされるように抵抗Ｒ４とＲ５の抵抗比が設定されている。そのため、抵抗Ｒ３に電流が流れ、一次側制御用ＩＣ１３の電流検出端子ＣＳには、電流検出用抵抗Ｒｓｎｓの電圧を抵抗Ｒ２とＲ３の抵抗比で分圧したような電圧が印加され、電流検出電圧（電流検出端子ＣＳの電圧）は低くなる。したがって、抵抗Ｒ２とＲ３の抵抗比を適宜設定することで、電流検出端子ＣＳに印加される電流検出用抵抗Ｒｓｎｓの電圧を調整することができ、間接的に電流検出用抵抗Ｒｓｎｓを最適化したのと同等の結果が得られる。

また、本実施例では、電流検出用抵抗Ｒｓｎｓで検出された電圧が入力される電流検出端子ＣＳとノードＮ１との間に上記入力用の抵抗Ｒ２が設けられていることにより、切替回路１４を構成する抵抗Ｒ３に流れる電流を小さくすることができる。つまり、電力損失を抑えるため電流検出用抵抗Ｒｓｎｓはその抵抗値が小さく設定されるため、抵抗Ｒ２を設けずに、トランジスタＱ１をオンさせて電流検出用抵抗Ｒｓｎｓと並列に設けられた抵抗Ｒ３に電流を流すことで、所望のレベルの電圧を電流検出端子ＣＳに入力させる場合、抵抗Ｒ３の抵抗値を小さくしなければならず、それによって、Ｑ１をオン、オフに伴って大きなスイッチングノイズが発生してしまう。一方、抵抗Ｒ２を設けた実施例のような構成によれば、電流検出端子ＣＳに入力される電圧は２つの直列抵抗Ｒ２，Ｒ３の抵抗比で決定されることになるため、抵抗Ｒ２の抵抗値を大きくすることで抵抗Ｒ３に大きな電流が流れないようにしてスイッチングノイズを低減することができるとともに、電流検出端子に入力される電圧は２つの直列抵抗の抵抗比で決定されることになるため、使用する抵抗素子の抵抗値にばらつきがあっても、抵抗比が所定の値になるように設定することで、抵抗調整用素子（Ｒ２，Ｒ３）として抵抗値の精度の高い高価なものを使用しなくても電流検出端子に入力される電圧の精度を高くすることができる。

次に、本実施形態のＡＣ−ＤＣコンバータの二次側制御回路２０について説明する。
本実施形態のＡＣ−ＤＣコンバータは、ＵＳＢ規格のＵＳＢ−ＰＤ仕様に対応したＡＣ−ＤＣコンバータであり、二次側のフィルタ用のコイルＬ３と出力端子ＯＵＴ１との間に設けられ、二次側に誘起された電力の出力を遮断したり許容したりするためのスイッチとして機能するＭＯＳトランジスタＱ２およびアイソレーション用コイルＬ４と、出力端子ＯＵＴ１に接続されるＵＳＢ機器３０に設けられる通信用チップ３１と通信するための通信機能および上記ＭＯＳトランジスタＱ２をオン、オフ制御する機能等を有する通信＆制御回路２１とが設けられている。

上記通信＆制御回路２１は、通信用チップ、デコーダ、ＣＰＵ（マイクロプロセッサ）など２以上のＩＣによって構成しても良い。アイソレーション用コイルＬ４を設けることで、後述のように、出力端子ＯＵＴ１を介してＵＳＢ−ＰＤ規格のＶbusを介して通信を行うように構成した際に、通信信号（ディジタル信号）によるフィードバック電圧ＶFBへの影響を低減することができる。なお、通信＆制御回路２１へ制御信号を直接入力する場合には、アイソレーション用コイルＬ４を省略することができる。

また、二次側制御回路２０には、出力電圧Ｖｏｕｔを分圧して一次側制御用ＩＣ１３へ供給するフィードバック電圧ＶFBを生成するための直列抵抗Ｒ１１，Ｒ１２と、該抵抗Ｒ１１，Ｒ１２で分圧された電圧を受けて上記フォトダイオード１５ａを駆動する電流引き抜き用の誤差アンプ２２ａと、逆流防止用のダイオードＤ２１とが設けられている。
そして、上記フィードバック電圧ＶFBを生成するための分圧抵抗Ｒ１１，Ｒ１２のうち抵抗Ｒ１２と並列に、調整用の抵抗Ｒ１３，Ｒ１４が設けられ、調整用抵抗Ｒ１３，Ｒ１４にはＭＯＳトランジスタなどからなるスイッチＳ１３，Ｓ１４が接続され、該スイッチＳ１３，Ｓ１４は通信＆制御回路２１によってオンまたはオフ状態に制御されるように構成されている。

さらに、フォトダイオード１５ａを駆動する第２の電流引き抜き用の誤差アンプ２２ｂと、逆流防止用のダイオードＤ２２と、出力端子ＯＵＴ２と接地点との間に接続された出力電流検出用のセンス抵抗Ｒsns2とが設けられ、該センス抵抗Ｒsns2で変換された電圧が抵抗Ｒ１０を介して誤差アンプ２２ｂの反転入力端子に入力されるとともに、誤差アンプ２２ｂの非反転入力端子には基準電圧Ｖrefを抵抗Ｒ２０とＲ２１とで分圧した電圧が入力されている。また、抵抗Ｒ２１と並列に調整用の抵抗Ｒ２３，Ｒ２４が設けられ、調整用抵抗Ｒ２３，Ｒ２４にはスイッチＳ２３，Ｓ２４が接続され、Ｓ２３，Ｓ２４は通信＆制御回路２１によってオンまたはオフ状態に制御されるように構成されている。

上記調整用抵抗のうちＲ１３とＲ１４は出力電圧調整用、Ｒ２３とＲ２４は出力電流調整用であり、電力の供給を受ける機器の側から要求される出力電圧と出力電流の値に応じて、スイッチＳ１３，Ｓ１４とＳ２３，Ｓ２４のオン、オフ状態が決定される。Ｓ１３とＳ１４のいずれかオン状態されると、分圧抵抗Ｒ１１とＲ１２の接続ノードの電位が下がり、一次側制御用ＩＣ１３へ供給されるフィードバック電圧ＶFBの電位が下がることによって、一次側制御用ＩＣ１３は要求される電圧が切り替わったことを認識することができ、要求された電圧が出力されるようにスイッチング素子ＳＷ１を駆動する。そして、一次側の回路では、フィードバック電圧の電位が変化したことに応じて、前述したように補助巻線Ｎｂに誘起される電圧が変化し、自動的に切替回路１４内のスイッチＭＯＳトランジスタＱ１（図２）のオン、オン状態が切り替わって電流検出用抵抗（Ｒｓｎｓ）の見掛け上の抵抗値が切り替わるようになる。

一方、スイッチＳ２３とＳ２４のいずれかオン状態されると、分圧抵抗Ｒ２０とＲ２１の接続ノードの電位すなわち誤差アンプ２２ｂの非反転入力端子の電圧が下がり、一次側制御用ＩＣ１３へ供給されるフィードバック電圧ＶFBの電位が下がることによって、一次側制御用ＩＣ１３は要求される電流が切り替わったことを認識することができ、要求された電流が出力されるようにスイッチング素子ＳＷ１を駆動する。
なお、この実施形態では、一次側の回路は、二次側制御回路２０において出力電流調整用抵抗Ｒ２３，Ｒ２４の電流経路が切り替わってフィードバック電圧ＶFBの電位が変化しても切替回路１４内のスイッチＭＯＳトランジスタＱ１（図２）のオン、オン状態を切り替えることはない、つまり電流検出用抵抗（Ｒｓｎｓ）の見掛け上の抵抗値が切り替わることがないように、各回路や素子の定数が設定されている。出力電流の増減は、出力電圧の増減と異なり電流検出用抵抗（Ｒｓｎｓ）の抵抗値を変えることなく切り替えても電力効率等が大きく変化することがないような回路定数の設計が可能なためである。

次に、通信＆制御回路２１の具体的な機能と動作について説明する。
本実施形態のＡＣ−ＤＣコンバータの二次側出力端子ＯＵＴ１は、ＵＳＢ規格で規定するＶバス（ＶBUS）に接続される。そこで、通信＆制御回路２１は、カップリングコンデンサＣ１１を介して出力端子ＯＵＴ１に接続されるとともに、ＵＳＢ機器側の通信用チップ３１もカップリングコンデンサＣ１２を介してＶバス端子ＶＢｕｓに接続され、交流信号によるシリアル通信が行えるように構成されている。

通信＆制御回路２１は、出力端子ＯＵＴ１にＵＳＢ機器が接続されたことを検出すると、上記通信機能を使用して通信用チップ３１と通信を行い、ＵＳＢ機器３０が必要とする電圧／電流を取得する。そして、取得した値に基づいてスイッチＳ１３，Ｓ１４のオン、オフ状態を決定し、制御する信号を出力する。そして、出力電圧Ｖｏｕｔが要求された電圧になると、ＭＯＳトランジスタＱ２をオン状態に制御して、出力端子ＯＵＴ１に接続されているＵＳＢ機器へ電力を供給する。
本実施形態のＡＣ−ＤＣコンバータにおいては、上記のような構成を採用することで、例えば５Ｖ／２Ａ（１０Ｗ）、１２Ｖ／３Ａ（３６Ｗ）、１２Ｖ／５Ａ（６０Ｗ）、２０Ｖ／３Ａ（６０Ｗ）、２０Ｖ／５Ａ（１００Ｗ）のような複数の出力電圧／出力電流の中からいずれかを選択して出力できるようになっている。

次に、上記実施形態のＡＣ−ＤＣコンバータの変形例について説明する。
第１の変形例は、図４に示すように、図２に示す分圧用の抵抗Ｒ４をツェナーダイオードＤ４に置き換えたものである。なお、それ以外の構成は、図１に示すＡＣ−ＤＣコンバータと同じであり、動作も図１に示すＡＣ−ＤＣコンバータとほぼ同じである。

第２の変形例は、図５に示すように、一次側回路において図２に示す分圧用の抵抗Ｒ４，Ｒ５とスイッチＭＯＳトランジスタＱ２とからなる切替回路を２組設けたものである。なお、図５の切替回路１４における分圧用の抵抗Ｒ４，Ｒ５の抵抗比と抵抗Ｒ４’，Ｒ５’の抵抗比は異なる値に設定される。また、抵抗Ｒ３とＲ３’の抵抗値も異なる値に設定される。
本変形例のように、調整用の抵抗と該抵抗の電流経路を切り替える切替手段を２組設けることによって、例えば出力電圧のレベルが５Ｖ、１２Ｖ、２０Ｖのように３段階あるような場合に、各出力レベルに応じて電流検出端子ＣＳに印加される電流検出電圧を調整することができ、電流検出用抵抗Ｒｓｎｓを最適化したのと同等の結果が得られるという利点がある。

次に、本発明に係るＡＣ−ＤＣコンバータの第２の実施形態について説明する。
第２の実施形態は、図６に示すように、ダイオード・ブリッジ回路１２とトランスＴ１との間に、力率改善用ＩＣ４１と、該力率改善用ＩＣ４１によってオン、オフ制御されるスイッチング素子ＳＷ２と、該スイッチング素子ＳＷ２と直列に接続された電流検出用抵抗Ｒｓなどからなる力率改善回路４０を設けたものである。
本実施形態のように力率改善回路を設けることによって、例えば出力電圧のレベルに応じてトランスを切り替えるようなことをせずに、それぞれトランスの定数を最適設定したＡＣ−ＤＣコンバータに近い電力効率を得ることができるという利点がある。

なお、上記力率改善回路４０は、出力電力が大きい場合に高効率となるようにトランスの巻数比が設計されている場合には出力電力が小さい動作時に力率改善回路を動作させ、出力電力が小さい場合に高効率となるようにトランスの巻数比が設計されている場合には出力電力が大きい動作時に力率改善回路を動作させるようにしても良い。これにより、力率改善回路を設けたことに伴う消費電力の増加を抑制しつつコンバータの電力効率を高めることができる。

以上本発明者によってなされた発明を実施形態に基づき具体的に説明したが、本発明は前記実施形態に限定されるものではない。例えば、前記実施形態では、トランスの二次側の整流回路としてダイオード整流方式の回路を示して説明したが、二次側の整流回路として同期整流方式の回路を使用してもよい。
また、前記実施形態では、二次側制御回路がカップンリングコンデンサを介した交流信号による外部装置との通信で、出力すべき電圧の値を取得するようにしたものを説明したが、直流信号や無線による通信で出力すべき電圧の値を取得するように構成しても良い。

さらに、本発明は、前述したようなＵＳＢ−ＰＤ仕様で規定されている５Ｖ、１２Ｖ、２０Ｖのような複数の出力電圧を切り替えて出力するＡＣ−ＤＣコンバータに限定されず、マルチ出力のＡＣ−ＤＣコンバータ一般に広く適用することができる。

１２ ダイオード・ブリッジ回路（整流回路）
１３ 一次側制御回路（一次側制御用ＩＣ）
１４ 切替回路
１５ａ フォトカプラの発光側ダイオード
１５ｂ フォトカプラの受光側トランジスタ
２０ 二次側制御回路
２１ 通信＆制御回路
３０ ＵＳＢ機器
３１ 通信用チップ

Claims (5)

1. 電圧変換用のトランスと、該トランスの一次側巻線に電流を流すためのスイッチング素子と、前記トランスの一次側巻線に流れる電流を検出するための電流検出素子と、該電流検出素子により変換された電圧と前記トランスの二次側からのフィードバック電圧が入力されることで前記スイッチング素子をオン、オフ制御する駆動パルスを生成し出力する一次側制御回路と、出力電圧に基づいて前記一次側制御回路へ供給するフィードバック電圧を生成するフィードバック電圧生成手段を含む二次側回路と、を有する絶縁型直流電源装置であって、
   前記トランスは、前記二次側巻線と同一極性の電圧を誘起する補助巻線を備え、
   前記トランスの一次側には、
   前記電流検出素子により変換された電圧が入力される前記一次側制御回路の電流検出端子と、前記電流検出素子の電圧取り出し側の端子との間に接続された抵抗素子と、
   前記抵抗素子を介して前記電流検出素子と並列に接続された１または２以上の抵抗調整用素子を備えた切替手段と、が設けられ、
   前記切替手段は、前記補助巻線に誘起される電圧の電位に応じて前記抵抗調整用素子の電流経路を切り替えて、前記一次側制御回路へ入力される電圧を変化させることを特徴とする絶縁型直流電源装置。
2. 前記切替手段は、
   前記補助巻線の一方の端子に接続された整流・平滑回路の出力端と接地点との間に接続された分圧回路と、
   前記抵抗調整用素子と直列形態に接続され前記分圧回路で分圧された電圧によってオン状態またはオフ状態にされるスイッチ手段と、を備え、
   前記トランスの二次側から出力すべき電圧の値に応じて、
   二次側から出力すべき電圧が第１の値である場合に前記スイッチ手段がオン状態にされ、二次側から出力すべき電圧が第２の値である場合に前記スイッチ手段がオフ状態にされるように、前記分圧回路の分圧比が設定されていることを特徴とする請求項１に記載の絶縁型直流電源装置。
3. 前記フィードバック電圧生成手段は、
   前記トランスの二次側の電圧を分圧する直列形態の分圧用抵抗素子と、
   前記分圧用抵抗素子のいずれかの素子と並列に接続された１または２以上の抵抗調整素子および該抵抗調整素子に接続された二次側切替手段と、を備え、前記分圧用抵抗素子により分圧された電圧に基づいて前記一次側制御回路へ供給するフィードバック電圧を生成し、
   前記二次側切替手段は、外部からの信号に基づいて前記抵抗調整素子の電流経路を切り替えて、前記一次側制御回路へ供給される前記フィードバック電圧を変化させることを特徴とする請求項１または２に記載の絶縁型直流電源装置。
4. 前記抵抗調整素子を２以上備え、
   前記二次側切替手段が、外部からの信号に基づいて前記２以上の抵抗調整素子の電流経路を切り替えることにより、複数の電圧の中のいずれか１つを選択して出力可能に構成されていることを特徴とする請求項３に記載の絶縁型直流電源装置。
5. 前記二次側回路には、外部装置との間で信号を送受信する通信手段と、前記二次側回路で生成された直流電圧を出力するための端子との間に接続された容量素子と、が設けられ、
   前記通信手段は、前記容量素子を介して交流信号で外部装置と通信可能に構成されていることを特徴とする請求項４に記載の絶縁型直流電源装置。

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