JP2015216606A - 歪補償装置の製造方法 - Google Patents

Abstract

【課題】信号特性劣化を効果的に抑制することができる歪補償装置を得ることができる歪補償装置の製造方法を提供する。【解決手段】歪補償部１０は、ＤＳＭ６が出力した１ｂｉｔパルス列から得られる出力信号であるアナログ信号と、ＤＳＭ６に入力される入力信号であるＩＱ信号とに基づいて、１ｂｉｔパルス列が有する非対称成分を取得し、前記非対称成分に基づいて歪補償を行う歪補償部１０に、取得した非対称成分を示す非対称成分データを記憶させることで得られる。歪補償部１０は、非対称成分を取得する際、出力信号であるアナログ信号を直交復調した出力ベースバンド信号と、直交変調前の入力ベースバンド信号との差分を非対称成分として取得する。【選択図】図１

Description

本発明は、歪補償装置の製造方法に関するものであり、特に、入力信号を、アナログ信号を表現する１ｂｉｔパルス列に変換して出力する信号変換装置に対して歪補償を行う歪補償装置を製造する方法に関する。

アナログ波形を表現する１ｂｉｔのパルス列（１ ｂｉｔ ｐｌｕｓ ｔｒａｉｎ）を生成する技術として、例えば、ΔΣ変調（Ｄｅｌｔａ Ｓｉｇｍａ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）がある。

ΔΣ変調は、オーバサンプリング変調の一種である。ΔΣ変調器は、ループフィルタと量子化器とを備えて構成される。量子化器は、量子化信号として１ｂｉｔのパルス列を出力することができる。

ΔΣ変調器から出力された１ｂｉｔのパルス列は、アナログフィルタを通過するだけで、元のアナログ波形となる。つまり、ΔΣ変調器から出力された１ｂｉｔのパルス列は、デジタル信号であるが、アナログ波形を表現したものとなっており、デジタル信号としての性質とアナログ信号としての性質を両方有している。

上記のような性質を有する１ｂｉｔパルス列を利用して、アナログ信号をデジタル信号として送信することが考えられるが、この場合、１ｂｉｔパルス列によるアナログ信号の信号特性の劣化が問題となることがあった。

本発明者は、アナログ信号としての性質も有する１ｂｉｔパルス列において、パルスの立ち上がり波形と立ち下り波形の非対称性が、アナログ信号としての信号特性劣化の原因であることを見出した（特許文献１参照）。
つまり、１ｂｉｔパルス列の波形に含まれる、パルスの立ち上がり波形と立ち下り波形の非対称性を生じさせる歪成分（非対称成分）を抑圧すれば、１ｂｉｔパルス列が表現するアナログ信号としての信号特性劣化を抑制することができる。

特開２０１４−１４０５９号公報

１ｂｉｔパルス列の波形に含まれる非対称成分を抑圧するためには、１ｂｉｔパルス列から非対称成分を抽出し、この非対称成分を相殺するための補償信号を生成することが考えられる。この補償信号を１ｂｉｔパルス列に加算すれば、１ｂｉｔパルス列の波形に含まれる非対称成分が抑圧され、１ｂｉｔパルス列が表現するアナログ信号としての信号特性劣化を抑制することができる。

ここで、１ｂｉｔパルス列から非対称成分を抽出するためには、サンプリングオシロスコープを用いて１ｂｉｔパルス列を観測し、そのアイパターンを取得する。次いで、この取得したアイパターンの立ち上がり波形及び立ち下がり波形から非対称成分を抽出することが考えられる。

しかし、アイパターンを観測する過程で当該アイパターンに含まれてしまう雑音によって、非対称成分を精度よく抽出することができず、１ｂｉｔパルス列が表現するアナログ信号としての信号特性劣化を効果的に抑制することができないという問題を有していた。

本発明はこのような事情に鑑みてなされたものであり、１ｂｉｔパルス列が表現するアナログ信号としての信号特性劣化を効果的に抑制することができる歪補償装置の製造方法を提供することを目的とする。

本発明は、入力信号を１ｂｉｔパルス列に変換する信号変換装置の歪補償を行う歪補償装置の製造方法であって、前記１ｂｉｔパルス列は、パルスの立ち上がり波形が理想的なパルス立ち上がり波形に対して第１の歪成分を有し、かつ、パルスの立ち下がり波形が理想的なパルスの立ち下がり波形に対して第２の歪成分を有し、前記信号変換装置が出力した前記１ｂｉｔパルス列から得られる出力信号と、前記入力信号とに基づいて、前記１ｂｉｔパルス列が有する前記第１の歪成分と前記第２の歪成分とを時間軸に対して非対称にする非対称成分を取得する取得工程と、前記非対称成分に基づいて歪補償を行う前記歪補償装置に、前記取得工程で取得した非対称成分を記憶させる記憶工程と、を含み、前記入力信号は変調された上で前記信号変換装置によって１ｂｉｔパルス列に変換され、前記取得工程は、前記出力信号を復調した出力ベースバンド信号と、変調前の前記入力信号である入力ベースバンド信号との差分を前記非対称成分として取得する。

本発明の歪補償装置の製造方法によれば、信号特性劣化を効果的に抑制することができる歪補償装置を得ることができる。

１ｂｉｔパルス列で表現されたＲＦ信号を出力するシステムのブロック図である。 ΔΣ変調器が出力する１ｂｉｔパルス列のパルス波形（対称波形）の一例を示す図であり、（ａ）は、そのアイパターンを示しており、（ｂ）は、このパルス波形Ｓ_ｏｕｔ（ｔ）の時間軸波形を示している。（ｃ）は、対称波形についての理想的なパルス波形Ｓ_{Ｉｄｅａｌ}（ｔ）を示しており、（ｄ）は、対称波形における立ち上がり波形ｆ_ｒｉｓｅ（ｔ）と立ち下がり波形ｆ_ｆａｌｌ（ｔ）における対称成分ｆ_ｓｙｍ（ｔ）を示しており、（ｅ）は、対称波形における立ち上がり波形ｆ_ｒｉｓｅ（ｔ）と立ち下がり波形ｆ_ｆａｌｌ（ｔ）における非対称成分ｆ_Ａｓｙｍ（ｔ）を示している。 １ｂｉｔパルス列のパルス波形（非対称波形）の一例を示す図であり、（ａ）は、非対称波形Ｓ_ｏｕｔ（ｔ）のアイパターンを示しており、（ｂ）は、非対称波形Ｓ_ｏｕｔ（ｔ）の時間軸波形を示し、（ｃ）は、対称波形についての理想的な波形Ｓ_{Ｉｄｅａｌ}（ｔ）を示し、（ｄ）は、非対称波形における立ち上がり波形ｆ_ｒｉｓｅ（ｔ）と立ち下がり波形ｆ_ｆａｌｌ（ｔ）における対称成分ｆ_ｓｙｍ（ｔ）を示し、（ｅ）は、非対称波形における立ち上がり波形ｆ_ｒｉｓｅ（ｔ）と立ち下がり波形ｆ_ｆａｌｌ（ｔ）における非対称成分ｆ_Ａｓｙｍ（ｔ）を示している。 （ａ）は、デジタル信号処理部２が出力する１ｂｉｔパルス列の周波数スペクトルの一例を示す図、（ｂ）は、第１ＢＰＦ３の中心周波数を調整しつつ、非対称成分の取得処理を実行する際の態様を示す図、（ｃ）は、取得した非対称成分を示す図である。 他の実施形態に係るシステムの非対称成分取得モードにおける構成を示すブロック図である。 補償信号供給部が通常モードにおける歪補償を実行する際の信号の入出力の関係を示す図である。 他の実施形態に係るシステムの通常モードにおける構成を示すブロック図である。 推定した非対称成分の推定精度を評価した結果を示すグラフである。 雑音成分を含んだアイパターンの一例を示す図である。

［本願発明の実施形態の説明］
上述のように、１ｂｉｔパルス列が表現するアナログ信号としての信号特性劣化を抑制すべく、１ｂｉｔパルス列から非対称成分を抽出するためには、まず、オシロスコープを用いて１ｂｉｔパルス列の波形を観測し、そのアイパターンを取得する。次いで、この取得したアイパターンにおける立ち上がり波形及び立ち下がり波形から非対称成分を抽出することが考えられる。

しかし、仮に、１Ｇｂｐｓ程度の１ｂｉｔパルス列のアイパターンを観測するためには、サンプリングオシロスコープのサンプリング周波数を数ＧＨｚとする必要がある。
一方、１ｂｉｔパルス列に含まれるアナログ信号は、数１０ＭＨｚの帯域であるため、アイパターンには、数ＧＨｚの帯域幅による雑音が含まれてしまう。

例えば、図９に示すように、本来は、線状の波形として観測されるべきアイパターンが、雑音成分によって帯状に観測されることとなり、実際のアイパターンの波形を精度よく特定することができず、この結果、非対称成分を精度よく抽出することができなかった。

以上のように、アイパターンを観測する過程で含まれてしまう雑音が、非対称成分を精度よく抽出することを困難にしていた。
本願発明者らは、この点に着目して本願発明を完成させた。

まず最初に本願発明の実施形態の内容を列記して説明する。
（１）本発明は、入力信号を１ｂｉｔパルス列に変換する信号変換装置の歪補償を行う歪補償装置の製造方法であって、前記１ｂｉｔパルス列は、パルスの立ち上がり波形が理想的なパルス立ち上がり波形に対して第１の歪成分を有し、かつ、パルスの立ち下がり波形が理想的なパルスの立ち下がり波形に対して第２の歪成分を有し、前記信号変換装置が出力した前記１ｂｉｔパルス列から得られる出力信号と、前記入力信号とに基づいて、前記１ｂｉｔパルス列が有する前記第１の歪成分と前記第２の歪成分とを時間軸に対して非対称にする非対称成分を取得する取得工程と、前記非対称成分に基づいて歪補償を行う前記歪補償装置に、前記取得工程で取得した非対称成分を記憶させる記憶工程と、を含み、前記入力信号は変調された上で前記信号変換装置によって１ｂｉｔパルス列に変換され、前記取得工程は、前記出力信号を復調した出力ベースバンド信号と、変調前の前記入力信号である入力ベースバンド信号との差分を前記非対称成分として取得する。

上記のように構成された歪補償装置の製造方法によれば、出力信号を復調した出力ベースバンド信号と、入力信号を変調する前の入力ベースバンド信号との差分を非対称成分として取得するので、非対称成分を精度よく取得することができる。
さらに、精度よく取得した非対称成分を歪補償装置に記憶させるので、当該歪補償装置は、高い精度で歪補償を行うことができる。
この結果、１ｂｉｔパルス列が表現するアナログ信号としての信号特性劣化を効果的に抑制することができる歪補償装置を得ることができる。

（２）上記製造方法において、 前記取得工程は、前記１ｂｉｔパルス列の帯域において前記入力信号の信号成分を含む信号帯域を含んだ所定帯域幅から、前記所定帯域幅の内の一部の帯域成分を取得可能なバンドパスフィルタを用いて前記一部の帯域ごとに前記非対称成分を取得し、前記バンドパスフィルタの中心周波数を調整しつつ、前記一部の帯域ごとに前記非対称成分を取得することで、前記所定帯域幅の全域から前記非対称成分を取得することが好ましい。

（３）また、前記取得工程は、前記１ｂｉｔパルス列の帯域の内の一部の帯域成分を取得可能なバンドパスフィルタを用いて前記１ｂｉｔパルス列の帯域の内の一部の帯域に含まれる信号成分を取得することで、前記一部の帯域に含まれる非対称成分を取得し、
前記一部の帯域に含まれる非対称成分に基づいて、前記一部の帯域外に含まれる非対称成分を推定してもよい。
この場合、一部の帯域に含まれる非対称成分から一部の帯域外の非対称成分を推定するので、容易に広帯域の非対称成分を取得することができる。

（４）より具体的に、前記一部の帯域外に含まれる非対称成分の推定は、前記一部の帯域に含まれる非対称成分と、前記一部の帯域に含まれる信号成分とを用いた時間領域の畳み込み処理を利用するものであってもよく、これにより広帯域の非対称成分を取得することができる。

［本願発明の実施形態の詳細］
以下、好ましい実施形態について図面を参照しつつ説明する。
〔１ システムの全体構成について〕
図１は、１ｂｉｔパルス列で表現されたＲＦ（Ｒａｄｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）信号を出力するシステムのブロック図である。図中、システム１は、デジタル信号処理部２と、アナログのバンドパスフィルタである第１バンドパスフィルタ（第１ＢＰＦ）３とを備えている。

デジタル信号処理部２は、所定の無線周波数の信号である、出力すべきＲＦ信号を表現する１ｂｉｔパルス列からなる信号を出力する。ＲＦ信号は無線波として空間に放射されるべき信号であり、例えば、移動体通信のためのＲＦ信号、テレビ／ラジオなどの放送サービスのためのＲＦ信号である。

デジタル信号処理部２から出力された１ｂｉｔパルス列は、第１ＢＰＦ３に与えられる。第１ＢＰＦ３は、与えられた１ｂｉｔパルス列をアナログの信号（出力信号）として出力する。
１ｂｉｔパルス列は、ＲＦ信号の周波数帯域に存在する信号成分の他、ＲＦ信号の周波数帯域以外の帯域に雑音成分を含んでいる。
第１ＢＰＦ３の通過帯域幅が、ＲＦ信号の周波数帯域を含むように設定されている場合、第１ＢＰＦ３は、ＲＦ信号の通過を許容し、上記雑音成分の通過を阻止する。よってこの場合、１ｂｉｔパルス列が与えられた第１ＢＰＦ３は、アナログのＲＦ信号を出力する。
このように、デジタル信号処理部２は、デジタル信号処理によって１ｂｉｔパルス列を生成することで、実質的にＲＦ信号を生成することができる。

一方、第１ＢＰＦ３の通過帯域がＲＦ信号の周波数帯域以外の帯域に設定されている場合、１ｂｉｔパルス列が与えられた第１ＢＰＦ３は、雑音成分をアナログ信号として出力する。

デジタル信号処理部２は、ベースバンド信号（ＩＱ信号）を出力するベースバンド部４と、ベースバンド信号に対して必要な処理を行う処理部５と、ΔΣ変調器（ＤＳＭ）６とを備えている。

ベースバンド部４は、ＩＱ信号（Ｉ信号、Ｑ信号それぞれ）をデジタルデータとして出力し、処理部５に与える。
処理部５は、ベースバンド部４から与えられるＩＱ信号に対してデジタル直交変調等の処理を行い、デジタル信号形式のＲＦ信号（デジタルＲＦ信号）を出力する。
処理部５は、デジタルＲＦ信号をＤＳＭ６に与える。つまり、ＩＱ信号は、デジタルＲＦ信号に直交変調された上でＤＳＭ６に与えられ、ＩＱ信号、及び当該ＩＱ信号を直交変調したデジタルＲＦ信号は、ＤＳＭ６に与えられる入力信号を構成している。

ＤＳＭ６は、バンドパス型ΔΣ変調器を構成しており、処理部５から与えられるデジタルＲＦ信号に対して、ΔΣ変調を行って１ビットの量子化信号（１ｂｉｔパルス列）を出力する。ＤＳＭ６から出力された１ｂｉｔパルス列は、デジタル信号であるが、アナログのＲＦ信号を表現している。
つまり、ＤＳＭ６は、入力信号としてのデジタルＲＦ信号を１ｂｉｔパルス列に変換して出力する信号変換装置を構成している。
ＤＳＭ６は、１ビットの量子化信号（１ｂｉｔパルス列）を第１ＢＰＦ３に与える。これにより、１ｂｉｔパルス列は、第１ＢＰＦ３を通過し、アナログ信号（出力信号）となる。

また、本実施形態のシステム１は、ＤＳＭ６の出力に対して歪補償を行う歪補償部１０と、この歪補償部１０を制御する制御部７とを備えている。
歪補償部１０は、後述するように１ｂｉｔパルス列を構成する波形に含まれる歪成分である非対称成分を抑圧する機能を有している。

制御部７は、歪補償部１０を制御することで、当該歪補償部１０に１ｂｉｔパルス列の歪補償を行わせるための通常モード、又は、歪補償に用いる非対称成分（後に説明する）を歪補償部１０に取得させるための非対称成分取得モードのいずれかの動作モードを選択して切り替える機能を有している。
また、制御部７は、上記モードを実行するために歪補償部１０や、他のデジタル信号処理部２の各部を制御することができるとともに、第１ＢＰＦ３の中心周波数の制御を行うことができる。
これら歪補償部１０及び制御部７については、後に詳述する。

〔２ １ｂｉｔパルス列を構成する波形に含まれる歪成分〕
図２は、ＤＳＭ６が出力する１ｂｉｔパルス列のパルス波形の一例を示す図であり、図２（ａ）は、そのアイパターンを示しており、図２（ｂ）は、このパルス波形Ｓ_ｏｕｔ（ｔ）の時間軸波形を示している。
図２に示すパルス波形は、アイパターン及び時間軸波形が示すように、時間軸に対して線対称となっている。以下、このような時間軸に対して線対称なパルス波形を対称波形ともいう。また、時間軸に対して非対称なパルス波形を非対称波形ともいう。
なお、時間軸は、パルスのＬｏｗレベル（−１）とＨｉｇｈレベル（＋１）の中間（０）にあるものとする（以下、同様）。

また、図２（ｃ）は、対称波形についての理想的なパルス波形Ｓ_{Ｉｄｅａｌ}（ｔ）を示している。ここで、理想的なパルス波形とは、完全な矩形波を構成する際の波形であり、理想的なパルス立ち上がり波形とは、完全な矩形波を構成する際の立ち上がり波形と実質的に同一の波形を指し、理想的なパルス立ち下がり波形とは、完全な矩形波を構成する際の立ち下がり波形と実質的に同一の波形を指す。

ここで、上記パルス波形の立ち上がり波形をｆ_ｒｉｓｅ（ｔ）、立ち下がり波形をｆ_ｒｉｓｅ（ｔ）とすると、ｆ_ｒｉｓｅ（ｔ）とｆ_ｆａｌｌ（ｔ）は、式（１）（２）に示すように、対称成分ｆ_ｓｙｍ（ｔ）と非対称成分ｆ_Ａｓｙｍ（ｔ）に分解することができる。
ｆ_ｒｉｓｅ（ｔ）＝ｆ_Ａｓｙｍ（ｔ）＋ｆ_Ｓｙｍ（ｔ） ・・・（１）
ｆ_ｆａｌｌ（ｔ）＝ｆ_Ａｓｙｍ（ｔ）−ｆ_Ｓｙｍ（ｔ） ・・・（２）

非対称成分ｆ_Ａｓｙｍ（ｔ）は、上記式（１）、（２）より、下記式（３）によって表すことができる。

式（３）は、立ち上がり波形ｆ_ｒｉｓｅ（ｔ）と立ち下がり波形ｆ_ｆａｌｌ（ｔ）とが、下記式（４）の関係を有している場合に、非対称成分ｆ_Ａｓｙｍ（ｔ）が無くなることを示している。
ｆ_ｒｉｓｅ（ｔ）＝−ｆ_ｆａｌｌ（ｔ） ・・・（４）

式（４）を満たす場合、立ち上がり波形ｆ_ｒｉｓｅ（ｔ）と立ち下がり波形ｆ_ｆａｌｌ（ｔ）とは、時間軸に対して線対称となる。つまり、式（４）を満たすパルス波形をアイパターンで示した場合、そのアイパターンは時間軸に対して線対称となる。

図２（ｄ）は、対称波形における立ち上がり波形ｆ_ｒｉｓｅ（ｔ）と立ち下がり波形ｆ_ｆａｌｌ（ｔ）における対称成分ｆ_ｓｙｍ（ｔ）を示し、図２（ｅ）は、対称波形における立ち上がり波形ｆ_ｒｉｓｅ（ｔ）と立ち下がり波形ｆ_ｆａｌｌ（ｔ）における非対称成分ｆ_Ａｓｙｍ（ｔ）を示している。

図２（ｂ）に示すように、対称波形は、理想的な波形Ｓ_{Ｉｄｅａｌ}（ｔ）に対して歪んでおり、パルスの立ち上がり波形ｆ_ｒｉｓｅ（ｔ）及びパルスの立ち下がり波形ｆ_ｆａｌｌ（ｔ）それぞれに歪成分を有している。

式（４）を満たす場合、歪成分は、対称成分ｆ_ｓｙｍ（ｔ）を含んでいるが（図２（ｄ）参照）、非対称成分ｆ_Ａｓｙｍ（ｔ）は含んでいない（図２（ｅ）参照）。

対称波形において、立ち上がり波形ｆ_ｒｉｓｅ（ｔ）と立ち下がり波形ｆ_ｆａｌｌ（ｔ）とを、アイパターンのように、立ち上がり開始時点と立ち下がり開始時点とを時間軸上で一致させて重ねた場合、立ち上がり波形ｆ_ｒｉｓｅ（ｔ）と立ち下がり波形ｆ_ｆａｌｌ（ｔ）とは、遷移時間（立ち上がり時間、立ち下がり時間）が同一であるため、時間軸に対して線対称となる。
換言すると、立ち上がり波形ｆ_ｒｉｓｅ（ｔ）における歪成分（第１歪成分）と、立ち下がり波形ｆ_ｆａｌｌ（ｔ）における歪成分（第２歪成分）とは、時間軸に対して線対称となっており、非対称成分ｆ_Ａｓｙｍ（ｔ）はゼロとなる。

図３は、式（４）を満たさないパルス波形（非対称波形）を示している。図３（ａ）は、非対称波形Ｓ_ｏｕｔ（ｔ）のアイパターンを示している。このアイパターンは、時間軸に対して非対称となっている。具体的には、図３に示す非対称波形は、パルスの立ち上がり時間よりも、パルスの立ち下がり時間の方が長い波形となっている。

図３（ｂ）は、非対称波形Ｓ_ｏｕｔ（ｔ）の時間軸波形を示し、図３（ｃ）は、対称波形についての理想的な波形Ｓ_{Ｉｄｅａｌ}（ｔ）を示し、図３（ｄ）は、非対称波形における立ち上がり波形ｆ_ｒｉｓｅ（ｔ）と立ち下がり波形ｆ_ｆａｌｌ（ｔ）における対称成分ｆ_ｓｙｍ（ｔ）を示し、図３（ｅ）は、非対称波形における立ち上がり波形ｆ_ｒｉｓｅ（ｔ）と立ち下がり波形ｆ_ｆａｌｌ（ｔ）における非対称成分ｆ_Ａｓｙｍ（ｔ）を示している。

図３に示すように、非対称波形も、理想的な波形Ｓ_{Ｉｄｅａｌ}（ｔ）に対して歪んでおり、パルスの立ち上がり波形ｆ_ｒｉｓｅ（ｔ）及びパルスの立ち下がり波形ｆ_ｆａｌｌ（ｔ）それぞれに歪成分を有している。

式（４）を満たさない場合、歪成分は、対称成分ｆ_ｓｙｍ（ｔ）とともに、非対称成分ｆ_Ａｓｙｍ（ｔ）を有する（図３（ｄ）、図３（ｅ）参照）。

以上のように、非対称成分ｆ_Ａｓｙｍ（ｔ）は、１ｂｉｔパルス列が有する立ち上がり波形ｆ_ｒｉｓｅ（ｔ）における歪成分（第１歪成分）と、立ち下がり波形ｆ_ｆａｌｌ（ｔ）における歪成分（第２歪成分）とを時間軸に対して非対称にする成分である。

１ｂｉｔパルス列のパルス波形に含まれる上記非対称成分ｆ_Ａｓｙｍ（ｔ）は、歪補償部１０から与えられる補償信号によって抑圧される。

〔３ 歪補償部について〕
〔３．１ 歪補償部の構成〕
図１に戻って、本実施形態の歪補償部１０は、上述したように、ＤＳＭ６が出力する１ｂｉｔパルス列の波形に含まれる歪成分である非対称成分ｆ_Ａｓｙｍ（ｔ）を抑圧する機能を有している。歪補償部１０は、１ｂｉｔパルス列の波形に含まれる歪成分である非対称成分ｆ_Ａｓｙｍ（ｔ）を抑圧することで、１ｂｉｔパルス列のパルス波形を時間軸に対して対称となるように当該１ｂｉｔパルス列に対して歪補償を行うように構成されている。

歪補償部１０は、補償信号供給部１１と、記憶部１２とを備えている。
補償信号供給部１１は、デジタル信号処理部２（のＤＳＭ６）が出力する１ｂｉｔパルス列に含まれる非対称成分の補償に用いる補償信号（補償成分）を出力する機能を有している。

補償信号供給部１１には、ＤＳＭ６が出力する１ｂｉｔパルス列が与えられる。
記憶部１２には、上述の非対称成分取得モードで取得された非対称成分を示す非対称成分データが記憶されている。
補償信号供給部１１は、記憶部１２に記憶されている非対称成分データと、ＤＳＭ６から与えられる１ｂｉｔパルス列とに基づいて補償信号を出力する。
より具体的に、補償信号供給部１１は、ＤＳＭ６から１ｂｉｔパルス列が与えられると、その１ｂｉｔパルス列の波形の立ち上がり又は立ち下がりのタイミングに応じて、非対称成分を補償信号として出力する。

非対称成分である補償信号は、反転増幅器１３を経て１ｂｉｔパルス列に与えられることで、当該１ｂｉｔパルス列に含まれる非対称成分を打ち消し、当該非対称成分を抑圧する。

補償信号供給部１１は、補償信号を、当該補償信号供給部１１と加算器１４との間に設けられた反転増幅器１３を介して加算器１４に与える。
これによって、ＤＳＭ６から出力された１ｂｉｔパルス列は、補償信号が加算されることで非対称成分が抑圧され、歪である非対称成分が補償される。
補償信号が与えられた１ｂｉｔパルス列は、その後、第１ＢＰＦ３を通過してアナログ信号として出力される。

〔３．２ 非対称成分の取得について〕
上記補償信号を求めるために取得される非対称成分は、上述したように、制御部７が非対称成分取得モードを選択することで、補償信号供給部１１によって取得される。

以下、補償信号供給部１１が非対称成分を取得する処理について説明する。
まず、制御部７は、歪補償部１０に１ｂｉｔパルス列の歪補償を行わせるための通常モード、又は、補償信号供給部１１に非対称成分を取得させる非対称成分取得モードのいずれの動作モードを選択するかを決定する。

通常モードを選択した場合、制御部７は、ＤＳＭ６が出力する１ｂｉｔパルス列を補償信号供給部１１に取得させるとともに、記憶部１２に記憶されている非対称成分データと、ＤＳＭ６からの１ｂｉｔパルス列とに基づいて補償信号を補償信号供給部１１に出力させる。補償信号供給部１１は、補償信号を加算器１４に与えてＤＳＭ６が出力した１ｂｉｔパルス列に加算する。これによって、ＤＳＭ６から出力された１ｂｉｔパルス列は非対称成分が抑圧され、非対称成分が補償される。

一方、非対称成分取得モードを選択した場合、制御部７は、非対称成分を取得するために予め設定された試験信号を、ベースバンド部４、処理部５及びＤＳＭ６に出力させる。これによって、ＤＳＭ６は、試験信号による１ｂｉｔパルス列を出力する。
なお、制御部７は、非対称成分取得モードを選択した場合、補償信号供給部１１による補償信号の演算及び出力を停止させる。

ＤＳＭ６が出力した試験信号による１ｂｉｔパルス列は、第１ＢＰＦ３を通過することで帯域制限されたアナログ信号となる。よって、システム１はアナログ信号を出力信号として出力する。

さらに、制御部７は、システム１にアナログ信号を出力させた上で、システム１が出力するアナログ信号を復調した復調信号（出力ベースバンド信号）と、ベースバンド部４によるＩＱ信号（入力ベースバンド信号）との差分を補償信号供給部１１に取得させる（取得工程）。
つまり、制御部７は、ＤＳＭ６が出力した１ｂｉｔパルス列を帯域制限することで得られた出力信号であるアナログ信号を直交復調した復調信号と、ＤＳＭ６に与えられるデジタルＲＦ信号の直交変調前のＩＱ信号との差分を補償信号供給部１１に取得させる。

ここで、システム１は、システム１が出力するアナログ信号が与えられるアナログ／デジタル変換器（ＡＤＣ）２０と、直交復調部２１と、加算器２２と、直交変調部２３とを備えている。
ＡＤＣ２０は、システム１が出力するアナログ信号をデジタル信号に変換して直交復調部２１に与える。
直交復調部２１は、ＡＤＣ２０から与えられるデジタル信号を直交復調して得られる復調信号（出力ベースバンド信号）を出力する。直交復調部２１は、復調信号を加算器２２に与える。

加算器２２は、直交復調部２１からの復調信号の他、ＤＳＭ６に与えられるデジタルＲＦ信号の直交変調前の信号であるＩＱ信号（入力ベースバンド信号）が与えられる。
加算器２２は、復調信号とＩＱ信号との差分を求める。加算器２２が求めた差分は、直交変調部２３に与えられる。

直交変調部２３は、復調信号とＩＱ信号との差分を直交変調し、補償信号供給部１１に与える。
これによって、制御部７は、ＤＳＭ６が出力した１ｂｉｔパルス列から得られるアナログの出力信号を直交復調した復調信号と、ＤＳＭ６に与えられるデジタルＲＦ信号の直交変調前のＩＱ信号との差分を補償信号供給部１１に取得させることができる。

ところで、復調信号（出力ベースバンド信号）とＩＱ信号（入力ベースバンド信号）との差分は、非対称成分と考えることができる。つまり、復調信号と、ＩＱ信号とが一致していれば、システム１は信号特性を劣化させることなく、ＲＦ信号を出力していることとなる。つまり、復調信号とＩＱ信号との差分は、ＲＦ信号の信号特性を劣化させている成分であり、非対称成分と考えることができる。
よって、本実施形態の補償信号供給部１１は、復調信号とＩＱ信号との差分を、非対称成分として取得する。

以上のようにして制御部７は、補償信号供給部１１に非対称成分の取得処理を実行させる。

ここで、制御部７は、第１ＢＰＦ３の中心周波数ｆ_０を調整可能であり、第１ＢＰＦ３の中心周波数ｆ_０を調整することで、１ｂｉｔパルス列の帯域の内の所定帯域幅から非対称成分を取得する。

図４（ａ）は、デジタル信号処理部２が出力する１ｂｉｔパルス列の周波数スペクトルの一例を示す図である。なお、図中、ｆｓは、ＤＳＭ６のサンプリング周波数であり、このサンプリング周波数ｆｓにおいて成分強度がゼロになるノッチ部が生じている。

図に示すように、１ｂｉｔパルス列は、ＲＦ信号の周波数帯域に存在する信号成分の他、ＲＦ信号の周波数帯域以外の帯域（雑音帯域）に雑音成分を含んでいる。
また、１ｂｉｔパルス列は、その帯域内に非対称成分も含んでいる。
図において、周波数が０からノッチ部までの帯域において、入力信号を変調したＲＦ信号の信号成分を含んでいる。
本実施形態では、制御部７は、周波数が０からノッチ部までの帯域を、１ｂｉｔパルス列の帯域において入力信号の信号成分を含む信号帯域を含んだ所定帯域幅とし、周波数が０からノッチ部までの所定帯域から非対称成分を取得する。

例えば、第１ＢＰＦ３の通過帯域は、ＲＦ信号の周波数帯域幅の３〜５倍程度に設定される。よってＲＦ信号の周波数帯域幅が１０ＭＨｚであるとすると、第１ＢＰＦ３の通過帯域幅は３０〜５０ＭＨｚ程度に設定される。
ここで、ＤＳＭ６のサンプリング周波数ｆｓが１ＧＨｚであるとすると、第１ＢＰＦ３は、所定帯域幅の内の一部の帯域成分を取得することができ、補償信号供給部１１は、第１ＢＰＦ３の通過帯域ごとに、非対称成分の取得処理を実行することができる。
制御部７は、第１ＢＰＦ３の中心周波数を調整しつつ、第１ＢＰＦ３の通過帯域ごとに非対称成分の取得処理を補償信号供給部１１に実行させる。

図４（ｂ）は、第１ＢＰＦ３の中心周波数を調整しつつ、非対称成分の取得処理を実行する際の態様を示す図である。
図に示すように、制御部７は、第１ＢＰＦ３の中心周波数ｆ_０をｆ_０，１、ｆ_０，２、ｆ_０，３と調整することで、当該第１ＢＰＦ３の通過帯域を順次移動させ、移動させるごとにその通過帯域に含まれる非対称成分を取得する。
制御部７は、第１ＢＰＦ３の通過帯域の調整と、非対称成分の取得を繰り返すことで、前記所定帯域幅の全域から非対称成分を取得する。

なお、第１ＢＰＦ３の通過帯域の移動量は、移動前と移動後で適度に重複するように設定される。これにより、通過帯域を移動させた前後で、もれなく非対称成分を取得することができる。

前記所定帯域幅から、第１ＢＰＦ３の通過帯域ごとに非対称成分を取得すると、補償信号供給部１１は、図４（ｃ）に示すように、取得した第１ＢＰＦ３の通過帯域ごとの非対称成分を用いて前記所定帯域幅の全域に亘る非対称成分を取得することができる。

前記所定帯域の全域に亘る非対称成分の取得を終えると、制御部７は、補償信号供給部１１に、当該補償信号供給部１１が取得した非対称成分を非対称成分データとして記憶部１２に記憶させる。

以上により、制御部７は、非対称成分取得モードに関する処理を終え、通常モードに移行する。

なお、制御部７は、システム１を実際に使用する前の試験動作時において非対称成分取得モードを選択することを決定する。
よって、システム１を使用する際には、制御部７は、記憶部１２に非対称成分データが記憶された状態で通常モードを選択し、歪補償部１０に歪補償を実行させる。

〔４ 効果について〕
本実施形態によれば、ＤＳＭ６が出力した１ｂｉｔパルス列から得られる出力信号であるアナログ信号と、ＤＳＭ６に入力される入力信号であるＩＱ信号とに基づいて、１ｂｉｔパルス列が有する非対称成分を取得し（取得工程）、前記非対称成分に基づいて歪補償を行う歪補償部１０（歪補償装置）に、取得した非対称成分を示す非対称成分データを記憶させる（記憶工程）。これにより、歪補償部１０は、歪補償を実行可能となる。

歪補償部１０の補償信号供給部１１は、非対称成分を取得する際、出力信号であるアナログ信号を直交復調した復調信号（出力ベースバンド信号）と、直交変調前のＩＱ信号（入力ベースバンド信号）との差分を非対称成分として取得する。これにより、非対称成分を精度よく取得することができる。
さらに、精度よく取得した非対称成分を記憶部１２に記憶させるので、歪補償部１０は、高い精度で歪補償を行うことができる。
この結果、１ｂｉｔパルス列が表現するアナログ信号としての信号特性劣化を効果的に抑制することができる歪補償部１０を得ることができる。

また、本実施形態では、ＤＳＭ６が出力する１ｂｉｔパルス列の帯域の内広帯域に亘って非対称成分を取得するので、ＲＦ信号の周波数帯域に関係なく適切に歪補償を行うことができる。

なお、上記実施形態では、制御部７は、システム１を実際に使用する前の試験動作時において非対称成分取得モードを選択する場合を例示したが、制御部７は、システム１を実際に使用してから所定時間が経過した後に、通常モードから非対称成分取得モードを選択することを決定し、新たに非対称成分を取得して非対称成分データを更新するように構成してもよい。
この場合、システム１を使用したことによる経時的変化によって、非対称成分に変化が生じたとしても、その変化に応じて、再度記憶部１２に記憶される非対称成分データを更新することで、歪補償の精度を維持することができる。

また、上記実施形態では、歪補償部１０が、補償信号供給部１１と、記憶部１２とを備えて構成されている場合を例示したが、歪補償部１０は、補償信号供給部１１及び記憶部１２に加えて、制御部７、ＡＤＣ２０、直交復調部２１、加算器２２、及び直交変調部２３を備えて構成されていてもよい。

〔５ 他の実施形態について〕
図５は、他の実施形態に係るシステム１の非対称成分取得モードにおける構成を示すブロック図である。
本実施形態では、非対称成分を取得する際、前記所定帯域の内の一部の帯域成分を取得することで、その一部の帯域に含まれる非対称成分を取得し、取得した一部の帯域に含まれる非対称成分に基づいて、前記一部の帯域外に含まれる非対称成分を推定し取得するように構成されている。

本実施形態のシステム１は、非対称成分取得モードにおいて、図に示すように、ＤＳＭ６と、補償信号供給部１１との間に第２ＢＰＦ３０が設けられている。
この第２ＢＰＦ３０の通過帯域は、第１ＢＰＦ３と同様に設定されている。
例えば、第１ＢＰＦ３及び第２ＢＰＦ３０は、その通過帯域がＲＦ信号の周波数帯域（信号成分を含む帯域）を含むように設定されている。

この状態で、非対称成分取得モードを選択すると、制御部７は、各部に予め設定された試験信号を出力させ、ＤＳＭ６に１ｂｉｔパルス列を出力させる。

補償信号供給部１１は、１ｂｉｔパルス列が第１ＢＰＦ３を通過した後のアナログ信号を直交復調した復調信号と、ＩＱ信号との差分から、第１ＢＰＦ３の通過帯域に含まれる非対称成分を取得する。
また、補償信号供給部１１は、１ｂｉｔパルス列が第２ＢＰＦ３０を通過した後の信号成分を取得する。

以上のようにして、補償信号供給部１１は、１ｂｉｔパルス列の帯域の内の一部の帯域（第１ＢＰＦ３の通過帯域）に含まれる非対称成分と、１ｂｉｔパルス列の帯域の内の一部の帯域（第２ＢＰＦ３０の通過帯域）に含まれる信号成分とを取得する。なお、第１ＢＰＦ３の通過帯域と第２ＢＰＦ３０の通過帯域とは同様に設定されており、これら第１ＢＰＦ３及び第２ＢＰＦ３０の通過帯域を以下、所定通過帯域ともいう。補償信号供給部１１が取得した上記非対称成分と信号成分とは、前記所定通過帯域に含まれる成分である。

次いで、補償信号供給部１１は、前記所定通過帯域に含まれる非対称成分と、前記所定通過帯域に含まれる信号成分とに基づいて、前記所定通過帯域外に含まれる非対称成分を推定する。

ここで、補償信号供給部１１が通常モードにおいて歪補償を実行する際の信号の入出力について検討する。

図６は、補償信号供給部１１が通常モードにおける歪補償を実行する際の信号の入出力の関係を示す図である。
図に示すように、補償信号供給部１１は、入力として１ｂｉｔパルス列が与えられると、出力として補償信号である非対称成分を出力する。
このとき、補償信号供給部１１をフィルタとみなすことで、入力と出力とに基づいて、補償信号供給部１１のフィルタとしての特性値を求めることができる。

ここで、補償信号供給部１１が取得した前記所定通過帯域に含まれる信号成分を入力、前記所定通過帯域に含まれる非対称成分を出力として、補償信号供給部１１のフィルタとしての特性値を求めようとすると、前記所定通過帯域に含まれる信号成分及び前記所定通過帯域に含まれる非対称成分は狭帯域の信号なので、周波数領域の処理では、所定通過帯域外の特性値を推定することができない。
そこで、補償信号供給部１１は、時間領域の畳み込み処理を利用して所定通過帯域の非対称成分から所定通過帯域外の非対称成分を推定する。

補償信号供給部１１が取得した、前記所定通過帯域に含まれる非対称成分を出力Ｙ（Ｙ＝ｙ_１，ｙ_２，・・・ｙ_ｎ）、前記所定通過帯域に含まれる信号成分を入力Ｘ（Ｘ＝ｘ_１，ｘ_２，ｘ_３，・・・）とする。なお、出力Ｙ及び入力Ｘそれぞれの各要素に付されている数値は、離散的に並ぶ信号成分を構成する信号データの順番を示す番号を表している。

補償信号供給部１１のフィルタとしての特性値をインパルス応答Ｈ（Ｈ＝ｈ_１，ｈ_２，・・ｈ_ｍ）とすると、出力Ｙ及び入力Ｘを時間領域の畳み込みで表すと下記式（５）のようになる。

なお、式（５）中、ｍ、ｎは自然数であり、ｍはインパルス応答の長さである。
補償信号供給部１１は、下記式（６）に示すように、上記式（５）の左辺と右辺との残差の二乗和εを求め、残差の二乗和εを最小とするインパルス応答Ｈを求める。

ここで、上記式（６）に基づいてインパルス応答Ｈを求めるにあたって、上記式（７）で表される条件を満たすように求める。なお、式（７）中、ｊは自然数である。
式（７）は、単位時間当たりに変化し得るインパルス応答の値を値ａ未満に制限している。この値ａは、補償信号供給部１１のフィルタ回路としてのスルーレートに相当する値であり、このような制限条件を設けることで、適切にインパルス応答Ｈを求めることができる。

補償信号供給部１１は、求めたインパルス応答Ｈと、ＤＳＭ６から与えられる１ｂｉｔパルス列とに基づいて、前記所定通過帯域外に含まれる非対称成分を求めることができる。
つまり、補償信号供給部１１は、前記所定通過帯域に含まれる非対称成分と、前記所定通過帯域に含まれる信号成分とに基づいてインパルス応答Ｈを求めることで、前記所定通過帯域外に含まれる非対称成分を推定することができる。

補償信号供給部１１は、求めたインパルス応答Ｈを１ｂｉｔパルス列の非対称成分を示す非対称成分データとして記憶部１２に記憶する。

図７は、本実施形態に係るシステムの通常モードにおける構成を示すブロック図である。
上述のようにインパルス応答Ｈを求めた後、制御部７が、通常モードを選択すると、図に示すように、図５において設けられていた第２ＢＰＦ３０が除かれ、補償信号供給部１１には、ＤＳＭ６からの１ｂｉｔパルス列が与えられる。これによって、補償信号供給部１１は、与えられた１ｂｉｔパルス列と、記憶部１２に記憶されたインパルス応答Ｈとに基づいて、前記所定通過帯域外に含まれる非対称成分を求め、求めた非対称成分を所定通過帯域の非対称成分とともに補償信号として出力する。
この補償信号を１ｂｉｔパルス列に与えることで、当該１ｂｉｔパルス列に含まれる非対称成分を抑圧することができる。

なお、推定される前記所定通過帯域外に含まれる非対称成分の帯域幅は、例えば、前記所定帯域に設定することもできるし、任意の値に設定することができる。

以上のように、本実施形態では、一部の帯域としての前記所定通過帯域に含まれる非対称成分から、前記所定通過帯域外に含まれる非対称成分を推定することができるので、広帯域に亘って非対称成分を取得する際にその一部の帯域ごとに非対称成分の取得を繰り返して広帯域の非対称成分を取得する場合よりも、より容易に広帯域の非対称成分を取得することができる。

なお、上記方法で求めたインパルス応答Ｈの推定精度を評価する場合、前記所定通過帯域の近隣の別の周波数帯域の信号によって歪補償を実行すればよい。
このときのシステム１が出力する信号の信号特性の劣化の度合を、前記所定通過帯域の信号に対して歪補償を行った際の信号特性の劣化の度合と比較することで、非対称成分の推定精度を判断することができる。

図８は、推定した非対称成分の推定精度を評価した結果を示すグラフである。図８では、前記所定通過帯域の中心周波数を３００ＭＨｚに設定した上で、前記所定通過帯域外に含まれる非対称成分を推定し、この推定した非対称成分による歪補償を他の周波数の信号に対して実施し、そのときのＡＣＬＲを求めることで推定精度を評価した。
その結果、図８に示すように、歪補償に使用した信号の周波数が、所定通過帯域の中心周波数（３００ＭＨｚ）よりも高くなると、ＡＣＬＲが徐々に低下し、若干の精度劣化が見られるが、少なくとも５０ｄＢ以上を維持することができることが確認できた。

〔６ その他〕
なお、今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は、上記した意味ではなく、特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味、及び範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

１ システム
２ デジタル信号処理部
３ 第１ＢＰＦ
４ ベースバンド部
５ 処理部
６ ΔΣ変調器（ＤＳＭ）
７ 制御部
１０ 歪補償部
１１ 補償信号供給部
１２ 記憶部
１３ 反転増幅器
１４ 加算器
２０ アナログ／デジタル変換器（ＡＤＣ）
２１ 直交復調部
２２ 加算器
２３ 直交変調部
３０ 第２ＢＰＦ

Claims (4)

1. 入力信号を１ｂｉｔパルス列に変換する信号変換装置の歪補償を行う歪補償装置の製造方法であって、
   前記１ｂｉｔパルス列は、パルスの立ち上がり波形が理想的なパルス立ち上がり波形に対して第１の歪成分を有し、かつ、パルスの立ち下がり波形が理想的なパルスの立ち下がり波形に対して第２の歪成分を有し、
   前記信号変換装置が出力した前記１ｂｉｔパルス列から得られる出力信号と、前記入力信号とに基づいて、前記１ｂｉｔパルス列が有する前記第１の歪成分と前記第２の歪成分とを時間軸に対して非対称にする非対称成分を取得する取得工程と、
   前記非対称成分に基づいて歪補償を行う前記歪補償装置に、前記取得工程で取得した非対称成分を記憶させる記憶工程と、
   を含み、
   前記入力信号は変調された上で前記信号変換装置によって１ｂｉｔパルス列に変換され、
   前記取得工程は、前記出力信号を復調した出力ベースバンド信号と、変調前の前記入力信号である入力ベースバンド信号との差分を前記非対称成分として取得する
   歪補償装置の製造方法。
2. 前記取得工程は、前記１ｂｉｔパルス列の帯域において前記入力信号の信号成分を含む信号帯域を含んだ所定帯域幅から、前記所定帯域幅の内の一部の帯域成分を取得可能なバンドパスフィルタを用いて前記一部の帯域ごとに前記非対称成分を取得し、
   前記バンドパスフィルタの中心周波数を調整しつつ、前記一部の帯域ごとに前記非対称成分を取得することで、前記所定帯域幅の全域から前記非対称成分を取得する請求項１に記載の歪補償装置の製造方法。
3. 前記取得工程は、前記１ｂｉｔパルス列の帯域の内の一部の帯域成分を取得可能なバンドパスフィルタを用いて前記１ｂｉｔパルス列の帯域の内の一部の帯域に含まれる信号成分を取得することで、前記一部の帯域に含まれる非対称成分を取得し、
   前記一部の帯域に含まれる非対称成分に基づいて、前記一部の帯域外に含まれる非対称成分を推定する請求項１に記載の歪補償装置の製造方法。
4. 前記一部の帯域外に含まれる非対称成分の推定は、前記一部の帯域に含まれる非対称成分と、前記一部の帯域に含まれる信号成分とを用いた時間領域の畳み込み処理を利用する請求項３に記載の歪補償装置の製造方法。