JP2015192206A - 光位相同期ループ回路及び光位相同期方法 - Google Patents

Abstract

【課題】デジタルフィルタを用いることなく、安定して周波数弁別を行う。【解決手段】局部発振光を用いて、２値位相変調信号である光位相変調信号を復調してＩ軸信号及びＱ軸信号を生成する復調部と、Ｉ軸信号及びＱ軸信号から、ｓｉｎ２θｋの情報を含む位相誤差信号と、ｓｉｎ（ω０ｔｋ＋２θｋ）の情報を含む位相変調成分信号を生成するデジタル処理部と、位相誤差信号に含まれる位相誤差θと、位相変調成分信号に含まれる位相誤差θの時間微分とから、局部発振制御信号を生成するフィルタ部と、局部発振制御信号に基づいて、前記局部発振光を生成する局部発振光生成部とを備える。【選択図】図１

Description

この発明は、コヒーレント光通信で用いて好適な、光位相同期ループ回路及び光位相同期方法に関するものである。

昨今の光通信の大容量化に伴い、従来の強度変調と比べて多値化による帯域利用効率の向上が容易な、位相変調などを用いたコヒーレント通信が注目されている。位相変調を用いた通信では、位相に情報を重畳して送信する。

コヒーレント通信での受信方法には、ホモダイン検波による受信方法や、ヘテロダイン検波による受信方法がある。ホモダイン検波では、位相変調された受信信号の搬送波と周波数及び位相が一致した局部発振光を受信端で生成し、受信信号の搬送波と局部発振光とを干渉させることにより復調を行う。ヘテロダイン検波では、位相変調された受信信号の搬送波と、周波数がわずかに異なる局部発振光を受信端で生成し、受信信号の搬送波と局部発振光とを干渉させることによりダウンコンバートして復調を行う。ホモダイン検波及びヘテロダイン検波は、いずれも、受信信号と局部発振光の位相同期回路を用いて実現可能である。

このような位相同期技術を用いて位相変調（ＰＳＫ：Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）信号を復調するには、ＰＳＫ信号に搬送波のスペクトル成分が含まれないため、ＰＳＫ信号である受信信号の搬送波と局部発振光の位相誤差を抽出する手段が必要である。この位相誤差を抽出する手段として、逓倍法やコスタスループが知られている。

例えば、２値位相変調（ＢＰＳＫ：Ｂｉｎａｒｙ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）信号では、搬送波に対して位相がπだけずれた２値で位相変調が施されている。搬送波を単純に逓倍する逓倍法を用いると、例えば２逓倍の場合、搬送波の位相０又はπが２逓倍されて、０又は２πとなって現れる。三角関数の周期性により、それぞれのタイムスロットでの波形は同形になるので、結果的に搬送波の２逓倍の周波数を持つ信号の抽出が可能になる。しかしながら、光信号を直接逓倍する手法が確立されていないため、逓倍法を光信号に適用することは困難である。

非特許文献１に開示されているコスタスループの場合、搬送波と局部発振光の位相誤差の２倍を抽出することが可能となる。このコスタスループでは、Ｉ軸信号はｓｉｎ（θ＋ｄ）、Ｑ軸信号は−ｃｏｓ（θ＋ｄ）となる。ここで、θは受信信号の搬送波と局部発振光との位相誤差を表す。また、ｄは、データ列を表し、タイムスロットごとに、π／２又は−π／２をとる。これらを乗算すると、データ列ｄの変化はキャンセルされ、ｓｉｎ２θが出力される。このため、この乗算信号を位相同期ループの制御信号とすることができる。この場合θが０になるようにフィードバック制御が施される。

非特許文献２又は３には、局部発振光を生成するための光ＶＣＯ（Ｖｏｌｔａｇｅ Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ Ｏｃｓｉｌｌａｔｏｒ）を用いるコスタスループが開示されている。コスタスループでは、搬送波と局部発振光の周波数の差が、時間的に変動する場合に、復調が困難になることが知られている。例えば、信号光や局部発振光の光源に半導体レーザを用いる場合、一般に両者の揺らぎは数百Ｈｚから数十ＭＨｚまでとなる（例えば、特許文献１参照）。光位相同期ループ回路の安定動作のため要求される周波数引込範囲を実現するためには、回路を構成する各素子の動作帯域は、最大で数１０ＧＨｚ程度まで必要とされる。しかし、これらの動作帯域の要求を満たす各素子で回路を構成することは容易ではない。

特開平１１−１３３４７２号公報

Ｙ．Ｃｈｉｏｕ ａｎｄ Ｌ．Ｗａｎｇ，"Ｅｆｆｅｃｔ ｏｆ Ｏｐｔｉｃａｌ Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ Ｎｏｉｓｅ ｏｎ Ｌａｓｅｒ Ｌｉｎｅｗｉｄｔｈ Ｒｅｑｕｉｒｅｍｅｎｔｓ ｉｎ Ｌｏｎｇ Ｈａｕｌ Ｏｐｔｉｃａｌ Ｆｉｂｅｒ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ Ｓｙｓｔｅｍｓ ｗｉｔｈ Ｃｏｓｔａｓ ＰＬＬ Ｒｅｃｅｉｖｅｒｓ"Ｊｏｕｒｎａｌ ｏｆ Ｌｉｇｈｔｗａｖｅ Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ，Ｖｏｌ．１４，Ｎｏ．１０，ｐｐ．２１２６−２１３４（１９９６） Ｔａｋａｈｉｄｅ Ｓａｋａｍｏｔｏ ｅｔ ａｌ．，"Ｒｅａｌ−Ｔｉｍｅ Ｈｏｍｏｄｙｎｅ Ｒｅｃｅｐｔｉｏｎ ｏｆ ４０−Ｇｂ／ｓ ＢＰＳＫ Ｓｉｇｎａｌ ｂｙ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｏｐｔｉｃａｌ Ｐｈａｓｅ−Ｌｏｃｋｅｄ Ｌｏｏｐ" ＥＣＯＣ２０１０、１９−２３ Ｓｅｐｔｅｍｂｅｒ， ２０１０， Ｔｏｒｉｎｏ， Ｉｔａｌｙ Ｔａｋａｈｉｄｅ Ｓａｋａｍｏｔｏ ｅｔ ａｌ．，"Ｄｅｇｉｔａｌ Ｏｐｔｉｃａｌ Ｐｈａｓｅ Ｌｏｃｋｅｄ Ｌｏｏｐ ｆｏｒ Ｒｅａｌ−Ｔｉｍｅ Ｃｏｈｅｒｅｎｔ Ｄｅｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ ｏｆ Ｍｕｌｔｉｌｅｖｅｌ ＰＳＫ／ＱＡＭ"、 ＯＳＡ／ＯＦＣ／ＮＦＯＥＣ ２０１０ ＯＭＳ５．ｐｄｆ

非特許文献２は、実験系での報告であり、搬送波及び局部発振光の間に存在する周波数変動を相殺するために、両者に対して同一光源から出力された光波を用いている。

しかしながら、実環境下において、信号光を生成する送信器と、局部発振光を生成する受信器は別地点に存在する。従って、非特許文献２の技術を、現実のネットワークに適用することは困難である。

また、非特許文献３では、デジタル演算処理により抽出された位相誤差に対して、周波数弁別器を使用している。

しかしながら、この場合、位相同期が確立された時点で位相誤差信号はわずかなオフセットを除き０Ｖとなる。一般に周波数弁別器は、ある一定の振幅を持った正弦波に対して用いられる。非特許文献３に開示された手法では、ある一定値以内の周波数誤差に対しては、位相誤差信号の平均パワーが小さくなるため、安定して周波数弁別を行うことが困難になる。

また、２値位相変調（ＢＰＳＫ）信号又は４値位相変調（ＱＰＳＫ：Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）信号のデジタル復調に用いられるクロスプロダクト型周波数弁別器が存在する。

しかしながら、このクロスプロダクト型周波数弁別器を用いる場合には、雑音を減らすために、周波数弁別器の前段にデジタルフィルタなどの平滑化フィルタを挿入する必要がある。デジタルフィルタとして例えば有限インパルス応答（ＦＩＲ：Ｆｉｎｉｔｅ Ｉｎｐｕｌｓｅ Ｒｅｓｐｏｎｓｅ）フィルタを用いると、タップ数に比例した乗算処理や加算処理が必要になるため、デジタル演算に起因する処理時間が顕在化し、ループ伝播遅延時間が増加する。位相同期ループ回路では、ループ伝搬遅延時間が大きくなると、復調性能が劣化することが知られている。このため、位相同期ループ回路に、デジタルフィルタを用いることは望ましくない。

この発明は、上述の問題点に鑑みてなされたものである。この発明の目的は、デジタルフィルタを用いることなく、安定して周波数弁別を行うことができる、光位相同期ループ回路及び光位相同期方法を提供することにある。

上述した目的を達成するために、この発明の光位相同期ループ回路は、局部発振光を用いて、２値位相変調信号である光位相変調信号を復調してＩ軸信号及びＱ軸信号を生成する復調部と、Ｉ軸信号及びＱ軸信号から、ｓｉｎ２θ_ｋの情報を含む位相誤差信号と、ｓｉｎ（ω_０ｔ_ｋ＋２θ_ｋ）の情報を含む位相変調成分信号を生成するデジタル処理部と、位相誤差信号に含まれる位相誤差θ_ｋと、位相変調成分信号に含まれる位相誤差θ_ｋの時間微分から、局部発振制御信号を生成するフィルタ部と、局部発振制御信号に基づいて、局部発振光を生成する局部発振光生成部とを備える。

また、この発明の光位相同期方法は、局部発振光を用いて、２値位相変調信号である光位相変調信号を復調してＩ軸信号及びＱ軸信号を生成する過程と、Ｉ軸信号及びＱ軸信号から、ｓｉｎ２θ_ｋの情報を含む位相誤差信号と、ｓｉｎ（ω_０ｔ_ｋ＋２θ_ｋ）の情報を含む位相変調成分信号を生成する過程と、位相誤差信号に含まれる位相誤差θ_ｋと、位相変調成分信号に含まれる位相誤差θ_ｋの時間微分から、局部発振制御信号を生成する過程と、局部発振制御信号に基づいて、局部発振光を生成する過程とを備える。

なお、光位相変調信号が4値位相変調信号である時は、デジタル処理部は、Ｉ軸信号及びＱ軸信号から、ｓｉｎ４θ_ｋの情報を含む位相誤差信号と、ｓｉｎ（ω_０ｔ_ｋ＋４θ_ｋ）の情報を含む位相変調成分信号を生成する。

この発明の光位相同期ループ回路及び光位相同期方法によれば、光位相変調信号が2値位相変調信号の場合は、ｓｉｎ（ω_０ｔ_ｋ＋２θ_ｋ）の情報を含む位相変調成分信号を生成し、光位相変調信号が４値位相変調信号の場合は、ｓｉｎ（ω_０ｔ_ｋ＋４θ_ｋ）の情報を含む位相変調成分信号を位相誤差信号とは別に生成する。この位相変調成分信号を周波数弁別器に入力することで、周波数の時間変動に対応する位相誤差θ_ｋの時間微分が得られる。この位相誤差θ_ｋの時間微分を用いた周波数同期を行うと、デジタルフィルタを用いることなく、安定して周波数弁別を行うことができる。

光位相同期ループ回路を概略的に説明するための模式図である。 光位相同期ループ回路が備えるサンプルホールド回路を説明するための模式図である。 光位相変調信号がＢＰＳＫ信号であるときのデジタル演算部を説明するための模式図である。 光位相変調信号がＱＰＳＫ信号であるときのデジタル演算部を説明するための模式図である。

以下、図を参照して、この発明の実施の形態について説明するが、各図は、この発明が理解できる程度に概略的に示したものに過ぎない。また、以下、この発明の好適な構成例につき説明するが、単なる好適例にすぎない。従って、この発明は以下の実施の形態に限定されるものではなく、この発明の構成の範囲を逸脱せずにこの発明の効果を達成できる多くの変更又は変形を行うことができる。なお、各図において光信号を太線で示し、電気信号を細線で示してある。

（光位相同期ループ回路の概略）
図１を参照して、この発明の光位相同期ループ回路の概略について説明する。図１は、光位相同期ループ回路を概略的に説明するための模式図である。

光位相同期ループ回路１０は、復調部１００、デジタル処理部２００、フィルタ部３００及び局部発振光生成部４００、クロック信号生成部５００と、第１及び第２の遅延器５５０−１及び５５０−２を備えて構成される。

光位相同期ループ回路１０には、光位相変調信号（図中、矢印Ｓ１０で示す。）として、例えば、２値位相変調（ＢＰＳＫ）信号又は４値位相変調（ＱＰＳＫ）信号が入力される。

光位相同期ループ回路１０に入力された光位相変調信号Ｓ１０は、復調部１００に送られる。復調部１００には、さらに、局部発振光生成部４００で生成された局部発振光（図中、矢印Ｓ４００で示す。）が入力される。復調部１００は、入力される光位相変調信号Ｓ１０と局部発振光Ｓ４００から、Ｉ軸信号とＱ軸信号を生成する。復調部１００は、生成したＩ軸信号とＱ軸信号を復調信号として出力するとともに、デジタル処理部２００へ送る。

デジタル処理部２００は、Ｉ軸信号及びＱ軸信号から、位相誤差信号と位相変調成分信号を生成する。

光位相変調信号Ｓ１０がＢＰＳＫ信号の場合、この光位相同期ループ回路１０では、Ｉ軸信号はｓｉｎ（θ_ｋ＋ｄ_ｋ）、Ｑ軸信号は−ｃｏｓ（θ_ｋ＋ｄ_ｋ）となる。ここで、θ_ｋは受信信号の搬送波と局部発振光との位相誤差を表す。また、ｄ_ｋは、データ列を表し、タイムスロットごとに、π／２又は−π／２をとる。これらを乗算すると、データ列ｄ_ｋの変化はキャンセルされ、ｓｉｎ２θ_ｋが出力される。この位相誤差信号Ｓ２６０−１をフィードバック制御信号とすることにより、ＢＰＳＫ用の位相同期ループが構成できる。デジタル処理部２００で生成された位相誤差信号Ｓ２６０−１は、フィルタ部３００に送られる。また、位相変調成分信号Ｓ２６０−２は、ｓｉｎ（ω_０ｔ_ｋ＋２θ_ｋ）で与えられ、フィルタ部３００に送られる。

光位相変調信号Ｓ１０がＱＰＳＫ信号の場合、データ列ｄ_ｋは、ｄ_ｋ＝ｋπ／２（ｋ＝０、１、２、３）となる。従って、位相誤差信号Ｓ２６０−１はｓｉｎ４θ_ｋとなる。この位相誤差信号をフィードバック制御信号とすることにより、ＱＰＳＫ用の位相同期ループが構成できる。デジタル処理部２００で生成された位相誤差信号Ｓ２６０−１は、フィルタ部３００に送られる。また、位相変調成分信号Ｓ２６０−２は、ｓｉｎ（ω_０ｔ_ｋ＋４θ_ｋ）で与えられ、フィルタ部３００に送られる。

フィルタ部３００は、位相誤差信号Ｓ２６０−１に含まれる位相誤差θ_ｋと、周波数弁別器を用いて得られる位相変調成分信号Ｓ２６０−２に含まれる位相誤差θ_ｋの時間微分とから、局部発振制御信号（図中、矢印Ｓ３００で示す。）を生成する。フィルタ部３００により、位相誤差信号を用いて位相同期ループが構成され、位相変調成分信号を用いて周波数同期ループが構成される。

局部発振光生成部４００は、局部発振制御信号Ｓ３００に基づいて、局部発振光Ｓ４００を生成する手段であって、光電圧制御発振器（光ＶＣＯ）として機能する部分である。この局部発振光生成部４００では、局部発振制御信号Ｓ３００に基づいて、局部発振光Ｓ４００の位相又は周波数が設定される。

（光位相同期ループ回路）
図１及び２を参照して、この発明の光位相同期ループ回路の構成例について説明する。図２は、光位相同期ループ回路が備えるサンプルホールド回路を説明するための模式図である。

復調部１００は、９０°ハイブリッドカプラ１２０、第１及び第２のバランス検波器１２２−１及び１２２−２を備えて構成される。

干渉信号生成手段である９０°ハイブリッドカプラ１２０は、非特許文献２と同様に構成でき、内部に、第１及び第２のビームコンバイナと、９０°位相器とを備えている。なお、第１及び第２のビームコンバイナと、９０°位相器の図示を省略している。

受信信号として入力された光位相変調信号Ｓ１０は２分岐されて、一方が９０°ハイブリッドカプラ１２０に送られ（図中、矢印Ｓ１２で示す）、他方がクロック信号生成部５００に送られる（図中、矢印Ｓ１４で示す）。光位相変調信号Ｓ１２と、局部発振光生成部４００で生成された局部発振光Ｓ４００は、偏波面が一致した状態で、９０°ハイブリッドカプラ１２０に入力される。９０°ハイブリッドカプラ１２０は、光位相変調信号Ｓ１２と局部発振光Ｓ４００とを干渉させて、両信号の位相誤差を反映した第１の干渉信号Ｓ１２０−１及び第２の干渉信号Ｓ１２０−２を生成する。なお、９０°ハイブリッドカプラ１２０に入力される光位相変調信号Ｓ１２と局部発振光Ｓ４００の偏波面を一致させるために、従来周知の偏波面コントローラを用いることができるが、ここでは、説明及び図示を省略する。

第１のビームコンバイナは、光位相変調信号Ｓ１２と局部発振光Ｓ４００とを合波することにより、第１の干渉信号Ｓ１２０−１として、これらの和成分と差成分を得る。また、第２のビームコンバイナは、光位相変調信号Ｓ１２と、局部発振光Ｓ４００をπ／２（９０°）だけ移相した光信号とを合波することにより、第２の干渉信号Ｓ１２０−２として、これらの和成分と差成分を得る。

９０°ハイブリッドカプラ１２０で生成された第１の干渉信号Ｓ１２０−１及び第２の干渉信号Ｓ１２０−２は、それぞれ、第１及び第２のバランス検波器１２２−１及び１２２−２に送られる。

第１のバランス検波器１２２−１は、内部に２つのフォトディテクタを備えている。第１のバランス検波器１２２−１は、第１の干渉信号Ｓ１２０−１に含まれる和成分及び差成分をそれぞれ光電変換した後、和成分の光電変換信号から差成分の光電変換信号を減算した信号を、第１の変調電気信号Ｓ１２２−１として生成する。

第２のバランス検波器１２２−２は、内部に２つのフォトディテクタを備えている。第２のバランス検波器１２２−２は、第２の干渉信号Ｓ１２０−２に含まれる和成分及び差成分をそれぞれ光電変換した後、和成分の光電変換信号から差成分の光電変換信号を減算した信号を、第２の変調電気信号Ｓ１２２−２として生成する。

以下の説明では、第１の変調電気信号Ｓ１２２−１をＩ軸信号と称し、第２の変調電気信号Ｓ１２２−２をＱ軸信号と称することもある。

Ｉ軸信号Ｓ１２２−１は２分岐され、その一方が復調信号Ｓ１２４−１として、光位相同期ループ回路１０から出力され、他方は、デジタル処理部２００に送られる（図中、矢印Ｓ１２６−１で示す）。また、Ｑ軸信号Ｓ１２２−２は、２分岐され、その一方が復調信号Ｓ１２４−２として、光位相同期ループ回路１０から出力され、他方は、デジタル処理部２００に送られる（図中、矢印Ｓ１２６−２で示す）。なお、光位相変調信号Ｓ１０がＢＰＳＫ信号の場合は、Ｑ軸信号が光位相同期ループ回路１０から出力されない構成にしても良い。

デジタル処理部２００は、第１及び第２のサンプルホールド回路２３０−１及び２３０−２、第１及び第２のアナログ−デジタル変換器（Ａ／Ｄ）２４０−１及び２４０−２、デジタル演算部２５０、並びに、第１及び第２のデジタル−アナログ変換器（Ｄ／Ａ）２６０−１及び２６０−２を備えて構成される。

第１のサンプルホールド回路２３０−１は、Ｉ軸信号Ｓ１２６−１の強度を所定の期間保持する。第１のサンプルホールド回路２３０−１が保持する期間は、クロック信号生成部５００で生成されたクロック信号Ｓ５００の周期Ｔに対応して定められる。

ここで、第１のサンプルホールド回路２３０−１について、図２を参照して説明する。この構成例のサンプルホールド回路２３０−１は、第１のバッファ２３２、第２のバッファ２３６、キャパシタ２３８及びスイッチ２３４を備えて構成される。スイッチ２３４が、クロック信号の周期Ｔに対応して開閉し、それによりキャパシタ２３８に信号強度に対応する電圧が、周期Ｔで定まる期間保持される。なお、サンプルホールド回路２３０−１は、所定の期間強度を保持する機能を有していればよく、この構成例には限定されない。また、第２の強度保持手段としての第２のサンプルホールド回路２３０−２は、第１のサンプルホールド回路２３０−１と同様に構成することができるので説明を省略する。

第１及び第２のサンプルホールド回路２３０−１及び２３０−２は、それぞれ、Ｉ軸信号及びＱ軸信号の強度を所定の期間保持した、すなわち、サンプルホールドした第１の強度保持信号Ｓ２３０−１及び第２の強度保持信号Ｓ２３０−２を生成する。第１及び第２の強度保持信号Ｓ２３０−１及びＳ２３０−２は、第１及び第２のＡ／Ｄ２４０−１及び２４０−２に送られて、ＡＤ変換が施される。ＡＤ変換が施された第１及び第２の強度保持信号Ｓ２３０−１及びＳ２３０−２は、デジタル演算部２５０に送られる。デジタル演算部２５０は、第１及び第２の強度保持信号Ｓ２３０−１及びＳ２３０−２から位相誤差信号Ｓ２６０−１と位相変調成分信号Ｓ２６０−２を生成する。位相誤差信号Ｓ２６０−１は、第１のＤ／Ａ２６０−１で、ＤＡ変換が施された後、フィルタ部３００に送られる。また、位相変調成分信号Ｓ２６０−２は、第２のＤ／Ａ２６０−２で、ＤＡ変換が施された後、フィルタ部３００に送られる。デジタル演算部２５０の構成については、後述する。

次に、フィルタ部３００について説明する。フィルタ部３００は、上述したように、位相誤差信号Ｓ２６０−１に含まれる位相誤差θ_ｋと、位相変調成分信号Ｓ２６０−２に含まれる位相誤差θ_ｋの時間微分とから、局部発振制御信号Ｓ３００を生成する。

フィルタ部３００は第１及び第２のループフィルタ３２０及び３３０、平滑化フィルタ３２２、周波数弁別器３２４及び加算器３４０を備えて構成される。第１のＤ／Ａ２６０−１でＤＡ変換された位相誤差信号Ｓ２６０−１は第１のループフィルタ３２０を経て加算器３４０に送られる。この第１のループフィルタ３２０は、位相同期ループのループフィルタとして機能する。

また、第２のＤ／Ａ２６０−２でＤＡ変換された位相変調成分信号Ｓ２６０−２は、平滑化フィルタ３２２、周波数弁別器３２４及び第２のループフィルタ３３０を経て加算器３４０に送られる。位相変調成分信号Ｓ２６０−２が、中心周波数ω_０の周波数弁別器３２４に入力されると、θ_ｋの時間微分に対応する出力が得られる。この、平滑化フィルタ３２２、周波数弁別器３２４及び第２のループフィルタ３３０は、周波数変動を抑制する周波数同期ループの構成要素となる。

加算器３４０は、第１及び第２のループフィルタ３２０及び３３０の出力を加算して局部発振制御信号Ｓ３００を生成する。第１のループフィルタ３２０の出力と第２のループフィルタ３３０の出力を加算することは、位相同期ループに周波数同期ループを付加することに対応する。加算器３４０で生成された局部発振制御信号Ｓ３００は、局部発振光生成部４００に送られる。

次に、局部発振光生成部４００について説明する。局部発振光生成部４００は、電圧制御発振器（ＶＣＯ）４１０、光源４２０及び変調器４３０を備える。ＶＣＯ４１０は、局部発振制御信号Ｓ３００に応じて、自己の発振周波数ｆＶＣＯを変更して発振信号Ｓ４１０を生成する。光源４２０は、光位相変調信号Ｓ１０の搬送波周波数ｆ０の連続光Ｓ４２０を生成する、いわゆる連続光源（ＣＷ光源）である。変調器４３０は、ＶＣＯ４１０が生成した発振信号Ｓ４１０に応じて、連続光Ｓ４２０を変調して、局部発振光Ｓ４００を得る。局部発振光生成部４００が生成した局部発振光Ｓ４００は、９０°ハイブリッドカプラ１２０に送られる。

ここで、変調器４３０として、例えば、単側波帯（ＳＳＢ：ｓｉｎｇｌｅ ｓｉｄｅ ｂａｎｄ）変調器を用いることができる。ＳＳＢ変調器は、単側波帯のみを出力する変調器である。このため、ＳＳＢ変調器を用いると、余分な側波帯を除去するバンドパスフィルタが不要となる。なお、変調器４３０としてマッハツェンダ型強度変調器を用い、さらに光バンドパスフィルタを備える構成としても良い。

クロック信号生成部５００は、１ビット遅延干渉器５１０、光電変換器５２０、クロック抽出器５３０及び分周器５４０を備えて構成される。

１ビット遅延干渉器５１０は、光位相変調信号Ｓ１４を２分岐して、一方を１ビット遅延させた後干渉させて、１ビット遅延干渉信号Ｓ５１０を生成する。干渉の際、両者の位相誤差が０の場合は強め合い、πの場合は弱め合う。この結果、１ビット遅延干渉信号Ｓ５１０は、光強度変調信号と同様の信号として生成される。

光電変換器５２０は、１ビット遅延干渉信号Ｓ５１０を光電変換して遅延干渉電気信号Ｓ５２０を生成する。

クロック抽出器５３０は、遅延干渉電気信号Ｓ５２０から、周期ＴｓのクロックＳ５３０を抽出する。

分周器５４０は、クロック抽出器５３０で抽出された、周期ＴｓのクロックＳ５３０を分周して周期Ｔのクロック信号Ｓ５００を生成する。このクロック信号Ｓ５００の周期Ｔが、サンプルホールド回路２３０での保持期間を規定する。従って、分周することにより、デジタル演算部２５０で処理可能な周波数とする。なお、位相誤差の変動成分は数ＭＨｚ程度になることがあるので、クロック信号Ｓ５００の周波数は、これより十分高い周波数とするのが良い。

なお、クロック信号生成部５００の各構成要素は、任意好適な従来周知のものとすることができる。

クロック信号Ｓ５００は２分岐されて、一方（図中、矢印Ｓ５００−１で示す。）が第１の遅延器５５０−１に送られ、他方（図中、矢印Ｓ５００−２で示す。）が第２の遅延器５５０−２に送られる。第１及び第２の遅延器５５０−１及び５５０−２で、それぞれタイミングが調整されたクロック信号Ｓ５５０−１及びＳ５５０−２は、第１及び第２のサンプルホールド回路２３０−１及び２３０−２に送られる。

なお、復調部１００、局部発振光生成部４００及びクロック信号生成部５００の構成は、上述の構成に限定されず、任意好適な従来と同様の構成にしてもよい。

（第１実施形態のデジタル演算部）
図３を参照して、光位相変調信号がＢＰＳＫ信号であるときのデジタル演算部を説明する。図３は、光位相同期ループ回路が備えるデジタル処理部のうち、光位相変調信号がＢＰＳＫ信号であるときのデジタル演算部を説明するための模式図である。

デジタル演算部６００は、第１及び第２の２乗演算器６０２及び６０４、第１〜３の加算器６１２、６１４及び６１６、第１〜３の乗算器６２２、６２４及び６２６、第１及び第２の除算器６４２及び６４４、並びに、２倍演算器６３０を備えて構成される。

Ｉ軸成分を有する第１の強度保持信号は、２分岐されて、一方が第１の２乗演算器６０２に送られ、他方が第１の乗算器６２２に送られる。Ｑ軸成分を有する第２の強度保持信号は、２分岐されて、一方が第２の２乗演算器６０４に送られ、他方が第１の乗算器６２２に送られる。

第１の２乗演算器６０２は、Ｉ軸成分を有する第１の強度保持信号に対して２乗の演算を施す。第１の強度保持信号がＫｄ_ｋｓｉｎθ_ｋで表されるので、第１の２乗演算器６０２の出力は、Ｋ^２ｓｉｎ^２θ_ｋとなる。第１の２乗演算器６０２の出力は、第１及び第２の加算器６１２及び６１４に送られる。ここで、Ｋは、例えば、光位相同期ループ回路の利得を示す。また、ここでは、ｄ_ｋ ^２＝１として考える。

第２の２乗演算器６０４は、Ｑ軸成分を有する第２の強度保持信号に対して２乗の演算を施す。第２の強度保持信号がＫｄ_ｋｃｏｓθ_ｋで表されるので、第２の２乗演算器６０４の出力は、Ｋ^２ｃｏｓ^２θ_ｋとなる。第２の２乗演算器６０４の出力は、第１及び第２の加算器６１２及び６１４に送られる。

第１の加算器６１２は、第１の２乗演算器６０２の出力の符号を反転させて、第２の２乗演算器６０４の出力と加算する。第１の２乗演算器６０２の出力がＫ^２ｓｉｎ^２θ_ｋであり、第２の２乗演算器６０４の出力がＫ^２ｃｏｓ^２θ_ｋであるので、第１の加算器６１２の出力は、Ｋ^２ｃｏｓ^２θ_ｋ−Ｋ^２ｓｉｎ^２θ_ｋ＝Ｋ^２ｃｏｓ２θ_ｋとなる。この第１の加算器６１２の出力は、第１の除算器６４２に送られる。

第２の加算器６１４は、第１の２乗演算器６０２の出力と、第２の２乗演算器６０４の出力とを加算する。第１の２乗演算器６０２の出力がＫ^２ｓｉｎ^２θ_ｋであり、第２の２乗演算器６０４の出力がＫ^２ｃｏｓ^２θ_ｋであるので、第２の加算器６１４の出力は、Ｋ^２ｃｏｓ^２θ_ｋ＋Ｋ^２ｓｉｎ^２θ_ｋ＝Ｋ^２となる。この第２の加算器６１４の出力は、第１の除算器６４２及び第２の除算器６４４に送られる。

第１の乗算器６２２は、Ｉ軸成分を有する第１の強度保持信号と、Ｑ軸成分を有する第２の強度保持信号の積を計算する。第１の乗算器６２２の出力は、Ｋｄ_ｋｓｉｎθ_ｋ＊Ｋｄ_ｋｃｏｓθ_ｋ＝Ｋ^２ｓｉｎ２θ_ｋ／２となる。この第１の乗算器６２２の出力は、２倍演算器６３０に送られる。

２倍演算器６３０は、第１の乗算器６２２の出力を２倍する。第１の乗算器６２２の出力は、Ｋ^２ｓｉｎ２θ_ｋ／２であるので、２倍演算器６３０の出力はＫ^２ｓｉｎ２θ_ｋとなる。２倍演算器６３０の出力は、第２の除算器６４４に送られる。

第１の除算器６４２は、第１の加算器６１２の出力を第２の加算器６１４の出力で除算する。すなわち、第１の除算器６４２の出力は、Ｋ^２ｃｏｓ２θ_ｋ／Ｋ^２＝ｃｏｓ２θ_ｋである。第１の除算器６４２の出力は、第２の乗算器６２４に送られる。

第２の除算器６４４は、２倍演算器６３０の出力を第２の加算器６１４の出力で除算する。すなわち、第２の除算器６４４の出力は、Ｋ^２ｓｉｎ２θ_ｋ／Ｋ^２＝ｓｉｎ２θ_ｋである。第２の除算器６４４の出力は、２分岐されて、一方が第３の乗算器６２６に送られ、他方が位相誤差信号として出力される。この位相誤差信号は、第１のＤ／Ａ２６０−１に送られる。

第２の乗算器６２４は、第１の除算器６４２の出力とｓｉｎω_０ｔ_ｋとを乗算する。また、第３の乗算器６２６は、第２の除算器６４４の出力とｃｏｓω_０ｔ_ｋとを乗算する。ここで、ω_０は、乗算される正弦波又は余弦波の周波数であり、サンプリングレートより十分小さい。また、ｓｉｎω_０ｔ_ｋとｃｏｓω_０ｔ_ｋは、互いに直交する。これら、ｓｉｎω_０ｔ_ｋとｃｏｓω_０ｔ_ｋは、任意好適な発振器を用いて生成すればよい。

第２の乗算器６２４の出力はｃｏｓ２θ_ｋ＊ｓｉｎω_０ｔ_ｋとなる。また、第３の乗算器６２６の出力は、ｓｉｎ２θ_ｋ＊ｃｏｓω_０ｔ_ｋとなる。第２の乗算器６２４の出力と第３の乗算器６２６の出力は、第３の加算器６１６で加算される。すなわち、第３の加算器６１６の出力は、ｃｏｓ２θ_ｋ＊ｓｉｎω_０ｔ_ｋ＋ｓｉｎ２θ_ｋ＊ｃｏｓω_０ｔ_ｋ＝ｓｉｎ（ω_０ｔ_ｋ＋２θ_ｋ）となる。この第３の加算器６１６の出力は、位相変調成分信号として出力される。この位相変調成分信号は、第２のＤ／Ａ２６０−２に送られる。

なお、デジタル演算部の構成は、上述の例に限定されない。位相誤差信号としてｓｉｎ２θ_ｋを生成し、位相変調成分信号として、ｓｉｎ（ω_０ｔ_ｋ＋２θ_ｋ）を生成する任意好適な構成にすることができる。

また、この構成例では、第１の除算器６４２及び第２の除算器６４４により位相誤差信号及び位相変調成分信号が規格化されている。このため、光位相同期ループ回路の利得が変動するなど、Ｉ軸信号やＱ軸信号の強度が変動する場合であっても、位相誤差信号や位相変調成分信号の振幅は一定に保たれる。このため、より安定した位相ループ同期及び周波数ループ同期が実現できる。

一方、Ｉ軸信号やＱ軸信号の強度変動が問題にならない場合は、規格化しない構成にしても良い。規格化しない場合、第２の加算器６１４、第１及び第２の除算器６４２及び６４４は不要となる。

（第２実施形態のデジタル演算部）
図４を参照して、光位相変調信号がＱＰＳＫ信号であるときのデジタル演算部を説明する。図４は、光位相同期ループ回路が備えるデジタル処理部のうち、光位相変調信号がＱＰＳＫ信号であるときのデジタル演算部を説明するための模式図である。

デジタル演算部７００は、第１〜第５の２乗演算器７０２、７０４、７０６，７０８及び７１０、第１〜４の加算器７１２、７１４、７１６及び７１８、第１〜４の乗算器７２２、７２４、７２６及び７２８、第１及び第２の除算器７４２及び７４４、並びに、第１及び第２の１／２倍演算器７３２及び７３４を備えて構成される。

Ｉ軸成分を有する第１の強度保持信号は、２分岐されて、一方が第１の２乗演算器７０２に送られ、他方が第１の乗算器７２２に送られる。Ｑ軸成分を有する第２の強度保持信号は、２分岐されて、一方が第２の２乗演算器７０４に送られ、他方が第１の乗算器７２２に送られる。

第１の２乗演算器７０２は、Ｉ軸成分を有する第１の強度保持信号に対して２乗の演算を施す。第１の強度保持信号がＫ（ｄ_１ｋｃｏｓθ_ｋ−ｄ_２ｋｓｉｎθ_ｋ）で表されるので、第１の２乗演算器７０２の出力は、Ｋ^２（１−ｄ_１ｋｄ_２ｋｓｉｎ２θ_ｋ）となる。第１の２乗演算器７０２の出力は、第１及び第２の加算器７１２及び７１４に送られる。ここでは、ｄ_１ｋ ^２＝１及びｄ_２ｋ ^２＝１として考える。

第２の２乗演算器７０４は、Ｑ軸成分を有する第２の強度保持信号に対して２乗の演算を施す。第２の強度保持信号がＫ（ｄ_１ｋｓｉｎθ_ｋ＋ｄ_２ｋｃｏｓθ_ｋ）で表されるので、第２の２乗演算器の出力は、Ｋ^２（１＋ｄ_１ｋｄ_２ｋｓｉｎ２θ_ｋ）となる。第２の２乗演算器７０４の出力は、第１及び第２の加算器７１２及び７１４に送られる。

第１の加算器７１２は、第１の２乗演算器７０２の出力の符号を反転させて、第２の２乗演算器７０４の出力と加算する。第１の２乗演算器７０２の出力がＫ^２（１−ｄ_１ｋｄ_２ｋｓｉｎ２θ_ｋ）であり、第２の２乗演算器７０４の出力がＫ^２（１＋ｄ_１ｋｄ_２ｋｓｉｎ２θ_ｋ）であるので、第１の加算器７１２の出力は、−Ｋ^２（１−ｄ_１ｋｄ_２ｋｓｉｎ２θ_ｋ）＋Ｋ^２（１＋ｄ_１ｋｄ_２ｋｓｉｎ２θ_ｋ）＝２Ｋ^２ｄ_１ｋｄ_２ｋｓｉｎ２θ_ｋとなる。この第１の加算器７１２の出力は、第２の１／２倍演算器７３４と第２の乗算器７２４に送られる。

第２の加算器７１４は、第１の２乗演算器７０２の出力と、第２の２乗演算器７０４の出力とを加算する。第１の２乗演算器７０２の出力がＫ^２（１−ｄ_１ｋｄ_２ｋｓｉｎ２θ_ｋ）であり、第２の２乗演算器７０４の出力がＫ^２（１＋ｄ_１ｋｄ_２ｋｓｉｎ２θ_ｋ）であるので、第２の加算器７１４の出力は、Ｋ^２（１−ｄ_１ｋｄ_２ｋｓｉｎ２θ_ｋ）＋Ｋ^２（１＋ｄ_１ｋｄ_２ｋｓｉｎ２θ_ｋ）＝２Ｋ^２となる。この第２の加算器７１４の出力は、第１の１／２演算器７３２に送られる。第１の１／２演算器７３２の出力は、Ｋ^２となり、第５の２乗演算器７１０に送られる。第５の２乗演算器７１０の出力はＫ^４となり、第１及び第２の除算器７４２及び７４４に送られる。

第２の１／２倍演算器７３４は、第１の加算器７１２の出力を１／２倍する。第１の加算器７１２の出力は、２Ｋ^２ｄ_１ｋｄ_２ｋｓｉｎ２θ_ｋであるので、第２の１／２倍演算器７３４の出力は、Ｋ^２ｄ_１ｋｄ_２ｋｓｉｎ２θ_ｋとなり、第３の２乗演算器７０６に送られる。

第３の２乗演算器７０６は、１／２倍演算器７３４の出力に対して２乗の演算を施す。１／２倍演算器７３４の出力が、Ｋ^２ｄ_１ｋｄ_２ｋｓｉｎ２θ_ｋであるので、第３の２乗演算器７０６の出力は、Ｋ^４ｓｉｎ^２２θ_ｋとなり、第３の加算器７１６に送られる。

第１の乗算器７２２は、Ｉ軸成分を有する第１の強度保持信号と、Ｑ軸成分を有する第２の強度保持信号の積を計算する。第１の乗算器７２２の出力は、Ｋ（ｄ_１ｋｃｏｓθ_ｋ−ｄ_２ｋｓｉｎθ_ｋ）＊Ｋ（ｄ_１ｋｓｉｎθ_ｋ＋ｄ_２ｋｃｏｓθ_ｋ）＝Ｋ^２ｄ_１ｋｄ_２ｋｃｏｓ２θ_ｋとなる。この第１の乗算器７２２の出力は、第２の乗算器７２４及び第４の２乗演算器７０８に送られる。

第２の乗算器７２４は、第１の加算器７１２の出力と第１の乗算器７２２の出力を乗算する。第２の乗算器７２４の出力は、２Ｋ^２ｄ_１ｋｄ_２ｋｓｉｎ２θ_ｋ
＊Ｋ^２ｄ_１ｋｄ_２ｋｃｏｓ２θ_ｋ＝Ｋ^４ｓｉｎ４θ_ｋとなり、第１の除算器７４２及び第４の乗算器７２８に送られる。

第１の除算器７４２は、第２の乗算器７２４の出力を第５の２乗演算器７１０の出力で除算する。すなわち、第１の除算器７４２の出力は、Ｋ^４ｓｉｎ４θ／Ｋ^４＝ｓｉｎ４θである。第１の除算器７４２の出力は、位相誤差信号として出力される。この位相誤差信号は、第１のＤ／Ａ２６０−１に送られる。

第４の２乗演算器７０８は、第１の乗算器７２２の出力に対して２乗の演算を施す。第１の乗算器７２２の出力がＫ^２ｄ_１ｋｄ_２ｋｃｏｓ２θ_ｋであるので、第４の２乗演算器７０８の出力は、Ｋ^４ｃｏｓ^２２θ_ｋとなり、第３の加算器７１６に送られる。

第３の加算器７１６は、第３の２乗演算器７０６の出力の符号を反転させて、と第４の２乗演算器７０８の出力と加算する。第３の加算器７１６の出力は、−Ｋ^４ｓｉｎ^２２θ_ｋ＋Ｋ^４ｃｏｓ^２２θ_ｋ＝Ｋ^４ｃｏｓ４θ_ｋとなり、第３の乗算器７２６に送られる。

第３の乗算器７２６は、第３の加算器７１６の出力とｓｉｎω_０ｔ_ｋとを乗算する。また、第４の乗算器７２８は、第２の乗算器７２４の出力とｃｏｓω_０ｔ_ｋとを乗算する。ここで、ω_０は、乗算される正弦波又は余弦波の周波数であり、サンプリングレートより十分小さい。また、ｓｉｎω_０ｔ_ｋとｃｏｓω_０ｔ_ｋは、互いに直交する。これら、ｓｉｎω_０ｔ_ｋとｃｏｓω_０ｔ_ｋは、任意好適な発振器を用いて生成すればよい。

第３の乗算器７２６の出力はＫ^４ｃｏｓ４θ＊ｓｉｎω_０ｔ_ｋとなる。また、第４の乗算器７２８の出力は、Ｋ^４ｓｉｎ４θ_ｋ＊ｃｏｓω_０ｔ_ｋとなる。第３の乗算器７２６の出力と第４の乗算器７２８の出力は、第４の加算器７１８で加算される。すなわち、第４の加算器７１８の出力は、Ｋ^４ｃｏｓ４θ_ｋ＊ｓｉｎω_０ｔ_ｋ＋Ｋ^４ｓｉｎ４θ_ｋ＊ｃｏｓω_０ｔ_ｋ＝Ｋ^４ｓｉｎ（ω_０ｔ_ｋ＋４θ_ｋ）となる。この第４の加算器７１８の出力は、第２の除算器７４４に送られる。

第２の除算器７４４は、第４の加算器７１８の出力を第５の２乗演算器７１０の出力で除算する。すなわち、第２の除算器７４４の出力は、Ｋ^４ｓｉｎ（ω_０ｔ_ｋ＋４θ_ｋ）／Ｋ^４＝ｓｉｎ（ω_０ｔ_ｋ＋４θ_ｋ）である。この第２の除算器７４４の出力は、位相変調成分信号として、第２のＤ／Ａ２６０−２に送られる。

なお、デジタル演算部の構成は、上述の例に限定されない。位相誤差信号としてｓｉｎ４θ_ｋを生成し、位相変調成分信号として、ｓｉｎ（ω_０ｔ_ｋ＋４θ_ｋ）を生成する任意好適な構成にすることができる。

また、この構成例では、第１の除算器及び第２の除算器により規格化されている。このため、光位相同期ループ回路の利得が変動するなど、Ｉ軸信号やＱ軸信号の強度が変動する場合であっても、位相誤差信号や位相変調成分信号の振幅は一定に保たれる。このため、より安定した位相ループ同期及び周波数ループ同期が実現できる。

一方、Ｉ軸信号やＱ軸信号の強度変動が問題にならない場合は、規格化しない構成にしても良い。

以上説明したように、この発明の光位相同期ループ回路及び光位相同期方法によれば、光位相変調信号がＢＰＳＫ信号の場合は、ｓｉｎ（ω_０ｔ_ｋ＋２θ_ｋ）の情報を含む位相変調成分信号を生成し、光位相変調信号がＱＰＳＫ信号の場合は、ｓｉｎ（ω_０ｔ_ｋ＋４θ_ｋ）の情報を含む位相変調成分信号を位相誤差信号とは別に生成する。この位相変調成分信号を周波数弁別器に入力することで、周波数の時間変動に対応する位相誤差θ_ｋの時間微分が得られる。この位相誤差θ_ｋの時間微分を用いた周波数同期を行うと、デジタルフィルタを用いることなく、安定して周波数弁別を行うことができる。

１０ 光位相同期ループ回路
１００ 復調部
１２０ ９０°ハイブリッドカプラ
１２２ バランス検波器
２００ デジタル処理部
２３０ サンプルホールド回路
２３２、２３６ バッファ
２３４ スイッチ
２３８ キャパシタ
２４０ アナログ−デジタル変換器（Ａ／Ｄ）
２５０、６００、７００ デジタル演算部
２６０ デジタル−アナログ変換器（Ｄ／Ａ）
３００ フィルタ部
３２０、３３０ ループフィルタ
３２２ 平滑化フィルタ
３２４ 周波数弁別器
３４０ 加算器
４００ 局部発振光生成部
４１０ 電圧制御発振器（ＶＣＯ）
４２０ 光源
４３０ 変調器
５００ クロック信号生成部
５１０ １ビット遅延干渉器
５２０ 光電変換器
５３０ クロック抽出器
５４０ 分周器
５５０ 遅延器
６０２、６０４、７０２、７０４、７０６、７０８、７１０ ２乗演算器
６１２、６１４，６１６、７１２、７１４、７１６，７１８ 加算器
６２２、６２４、６２６、７２２、７２４、７２６、７２８ 乗算器
６３０ ２倍演算器
６４２、６４４、７４２、７４４ 除算器
７３２、７３４ １／２倍演算器

Claims (9)

1. 局部発振光を用いて、２値位相変調信号である光位相変調信号を復調してＩ軸信号及びＱ軸信号を生成する復調部と、
   前記Ｉ軸信号及び前記Ｑ軸信号から、位相誤差θ_ｋに対してｓｉｎ２θ_ｋの情報を含む位相誤差信号と、ｓｉｎ（ω_０ｔ_ｋ＋２θ_ｋ）の情報を含む位相変調成分信号を生成するデジタル処理部と、
   前記位相誤差信号に含まれる位相誤差θ_ｋと、前記位相変調成分信号に含まれる位相誤差θ_ｋの時間微分とから、局部発振制御信号を生成するフィルタ部と、
   前記局部発振制御信号に基づいて、前記局部発振光を生成する局部発振光生成部と
   を備えることを特徴とする光位相同期ループ回路。
2. 前記位相誤差信号及び前記位相変調成分信号の振幅が規格化されている
   ことを特徴とする請求項１に記載の光位相同期ループ回路。
3. 前記デジタル処理部は、
   デジタル信号に変換された前記Ｉ軸信号を２乗する第１の２乗演算器と、
   デジタル信号に変換された前記Ｑ軸信号を２乗する第２の２乗演算器と、
   前記第１の２乗演算器の出力の符号を反転させて、前記第２の２乗演算器の出力と加算する第１の加算器と、
   前記第１の２乗演算器の出力と、前記第２の２乗演算器の出力とを加算する第２の加算器と、
   デジタル信号に変換された前記Ｉ軸信号と、デジタル信号に変換された前記Ｑ軸信号を乗算する第１の乗算器と、
   前記第１の乗算器の出力を２倍する２倍演算器と、
   前記第１の加算器の出力を前記第２の加算器の出力で除算する第１の除算器と、
   前記２倍演算器の出力を前記第２の加算器の出力で除算する第２の除算器と、
   前記第１の除算器の出力とｓｉｎω_０ｔ_ｋとを乗算する第２の乗算器と、
   前記第２の除算器の出力とｃｏｓω_０ｔ_ｋとを乗算する第３の乗算器と、
   前記第２の乗算器の出力と前記第３の乗算器の出力を加算して、位相変調成分信号を生成する第３の加算器と
   を備え、
   前記第２の除算器の出力は２分岐され、一方が前記第３の乗算器に送られ、他方が位相誤差信号として当該デジタル処理部から出力される
   ことを特徴とする請求項２に記載の光位相同期ループ回路。
4. 局部発振光を用いて、４値位相変調信号である光位相変調信号を復調してＩ軸信号及びＱ軸信号を生成する復調部と、
   Ｉ軸信号及びＱ軸信号から、ｓｉｎ４θ_ｋの情報を含む位相誤差信号と、ｓｉｎ（ω_０ｔ_ｋ＋４θ_ｋ）の情報を含む位相変調成分信号を生成するデジタル処理部と、
   前記位相誤差信号に含まれる位相誤差θ_ｋと、前記位相変調成分信号に含まれる位相誤差θ_ｋの時間微分とから、局部発振制御信号を生成するフィルタ部と、
   前記局部発振制御信号に基づいて、前記局部発振光を生成する局部発振光生成部と
   を備えることを特徴とする光位相同期ループ回路。
5. 前記位相誤差信号及び前記位相変調成分信号の振幅が規格化されている
   ことを特徴とする請求項４に記載の光位相同期ループ回路。
6. 前記デジタル処理部は、
   デジタル信号に変換された前記Ｉ軸信号を２乗する第１の２乗演算器と、
   デジタル信号に変換された前記Ｑ軸信号を２乗する第２の２乗演算器と、
   前記第１の２乗演算器の出力の符号を反転させて、前記第２の２乗演算器の出力と加算する第１の加算器と、
   前記第１の２乗演算器の出力と、前記第２の２乗演算器の出力とを加算する第２の加算器と、
   前記第１の加算器の出力を１／２倍する第２の１／２倍演算器と、
   前記第２の１／２倍演算器の出力に対して２乗の演算を施す第３の２乗演算器と、
   デジタル信号に変換された前記Ｉ軸信号と、デジタル信号に変換された前記Ｑ軸信号との積を計算する第１の乗算器と、
   前記第１の加算器の出力と前記第１の乗算器の出力を乗算する第２の乗算器と、
   前記第２の加算器の出力を１／２倍する第１の１／２倍演算器と、
   前記第１の１／２倍演算器の出力に対して２乗の演算を施す第５の２乗演算器と、
   前記第２の乗算器の出力を前記第５の２乗演算器の出力で除算して位相誤差信号を生成する第１の除算器と、
   前記第１の乗算器の出力に対して２乗の演算を施す第４の２乗演算器と、
   前記第３の２乗演算器の出力の符号を反転させて、前記第４の２乗演算器の出力と加算する第３の加算器と、
   前記第３の加算器の出力とｓｉｎω_０ｔ_ｋとを乗算する第３の乗算器と、
   前記第２の乗算器の出力とｃｏｓω_０ｔ_ｋとを乗算する第４の乗算器と、
   前記第３の乗算器の出力と前記第４の乗算器の出力を加算する第４の加算器と、
   前記第４の加算器の出力を前記第５の２乗演算器の出力で除算して、位相変調成分信号を生成する第２の除算器と
   を備えることを特徴とする請求項５に記載の光位相同期ループ回路。
7. 局部発振光を用いて、２値位相変調信号である光位相変調信号を復調してＩ軸信号及びＱ軸信号を生成する過程と、
   Ｉ軸信号及びＱ軸信号から、ｓｉｎ２θ_ｋの情報を含む位相誤差信号と、ｓｉｎ（ω_０ｔ_ｋ＋２θ_ｋ）の情報を含む位相変調成分信号を生成する過程と、
   前記位相誤差信号に含まれる位相誤差θ_ｋと、前記位相変調成分信号に含まれる位相誤差θ_ｋの時間微分とから、局部発振制御信号を生成する過程と、
   前記局部発振制御信号に基づいて、前記局部発振光を生成する過程と
   を備えることを特徴とする光位相同期方法。
8. 局部発振光を用いて、４値位相変調信号である光位相変調信号を復調してＩ軸信号及びＱ軸信号を生成する過程と、
   Ｉ軸信号及びＱ軸信号から、ｓｉｎ４θ_ｋの情報を含む位相誤差信号と、ｓｉｎ（ω_０ｔ_ｋ＋４θ_ｋ）の情報を含む位相変調成分信号を生成する過程と、
   前記位相誤差信号に含まれる位相誤差θ_ｋと、前記位相変調成分信号に含まれる位相誤差θ_ｋの時間微分とから、局部発振制御信号を生成する過程と、
   前記局部発振制御信号に基づいて、前記局部発振光を生成する過程と
   を備えることを特徴とする光位相同期方法。
9. 前記位相誤差信号及び前記位相変調成分信号を生成する過程では、前記位相誤差信号及び前記位相変調成分信号の振幅が規格化されている
   ことを特徴とする請求項７又は８に記載の光位相同期方法。

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