JP2015152505A

JP2015152505A - 磁気検出装置

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Publication number: JP2015152505A
Application number: JP2014028183A
Authority: JP
Inventors: 宮崎　秀樹; Hideki Miyazaki; 秀樹宮崎; 進輔加藤; Shinsuke Kato
Original assignee: Fujidenolo Co Ltd
Current assignee: Fujidenolo Co Ltd
Priority date: 2014-02-18
Filing date: 2014-02-18
Publication date: 2015-08-24
Anticipated expiration: 2034-02-18
Also published as: JP6422012B2

Abstract

【課題】繰り返し周波数を有する電流パルスによって駆動される磁気センサの出力信号に対しては、エイリアスノイズの影響を低減することのできる磁気検出装置を提供する。【解決手段】繰り返し周波数を有する電流パルスによって駆動される磁気センサ１２と、磁気センサ１２からの出力信号を処理する検出回路部２０とを有する磁気検出装置１０であって、検出回路部２０は、繰り返し周波数ｆｓａｍｐｌｅ近傍のノイズがシャノンのサンプリング定理に従ってエイリアス信号となって繰り返し周波数よりも低周波のノイズとなる場合に、その低周波のノイズの振幅が半分以下となるように、繰り返し周波数の周期内において平均化区間を設け、その平均化区間において平均化処理を行う平均化処理部３０とを有する【選択図】図２

Description

本発明は、磁気センサの出力信号におけるノイズの低減を図ることのできる磁気検出装置に関するものであり、特に、繰り返し周波数を有する電流パルスによって駆動される磁気センサを有する磁気検出装置に関するものである。

繰り返し周波数を有する電流パルスによって駆動される磁気センサを有する磁気検出装置が知られている。例えば、特許文献１に記載の磁気検出装置がそれである。特許文献１に記載の磁気検出センサは、いわゆる磁気インピーダンスセンサ（ＭＩセンサ）であり、アモルファスワイヤに高周波のパルス状の電流を印加することに磁気の検出を行なうものである。

一般に、アナログ信号を出力するセンサからの出力信号は、一定の時間間隔で数値化（サンプリング）されて信号処理が行なわれることとなる。このとき、その時間間隔よりも短い周期の信号、より正確には、その時間間隔の２倍よりも短い周期の信号は、サンプリング周波数以下の信号に変化してしまう。これをエイリアスノイズ（ａｌｉａｓｎｏｉｓｅ、折り返し雑音）といい、このような関係は標本化定理によるものである。このエイリアスノイズが元の信号に含まれることにより、元の信号を破壊してしまうこととなる。かかる問題に対し、一般的にはかかるエイリアスノイズを回避するため、センサの出力信号を、サンプリング周波数の１／２以上の周波数成分を除去するローパスフィルタに通過させたのち、サンプリングを行なうことが広く行なわれている。

特開２０１２−１８５１０３号公報

ところで、特許文献１に記載された磁気インピーダンスセンサは、サンプリング周波数に相当する周波数が、アモルファスワイヤに印可されるパルス電流の周波数となる。そして、そのパルス電流の周期中に極めて鋭い矩形波を与えるものである。そのため、磁気インピーダンスセンサにおける検出コイルの出力も、少なくともサンプリング周波数以上の、あるいはその数倍以上の高周波成分を含む。そのため、上述のように検出コイルの出力をサンプリング周波数の１／２以上の周波数成分を除去するローパスフィルタに通過させてしまうと、本来の信号以外の高周波成分が全て除去されてしまうため、分解能の低下の大きな要因となりうる。

このように、繰り返し周波数を有する電流パルスによって駆動される磁気センサの出力信号に対しては、エイリアスノイズを除去するための従来技術の適用が困難な場合があり、エイリアスノイズの除去についての新たな方法が必要であった。

本発明は以上の事情を背景として為されたもので、その目的とするところは、繰り返し周波数を有する電流パルスによって駆動される磁気センサの出力信号に対して、エイリアスノイズの除去を有効に行なうことにより精度のよい計測が可能な磁気検出装置を提供することにある。

かかる目的を達成するため発明は、（ａ）繰り返し周波数を有する電流パルスによって駆動される磁気センサと、該磁気センサからの出力信号を処理する信号処理部とを有する磁気検出装置であって、（ｂ）該信号処理部は、該繰り返し周波数近傍のノイズがシャノンのサンプリング定理に従ってエイリアス信号となって繰り返し周波数よりも低周波のノイズとなる場合に、該低周波のノイズの振幅が半分以下となるように、該繰り返し周波数の周期内において平均化区間を設け、該平均化区間において平均化処理を行う平均化処理部とを有すること、を特徴とする。

かかる発明によれば、設定された平均化区間に対して平均化処理部による平均化処理が行なわれるので、エイリアスノイズの振幅を半分以下とすることができるので、エイリアスノイズの影響を低減することができる。ひいては磁気検出装置の分解能を向上させることができる。

また、好適には、（ａ）前記繰り返し周波数またはその近傍の周波数を中心周波数とするアナログノッチフィルタ、もしくは前記繰り返し周波数またはその近傍の周波数以上の周波数成分を通過させるはハイパスフィルタを有し、（ｂ）前記平均化処理部による平均化処理に代えてもしくは加えて該アナログノッチフィルタもしくはハイパスフィルタにより前記磁気センサの出力を処理すること、を特徴とする。このようにすれば、アナログノッチフィルタあるいはハイパスフィルタによって磁気センサの出力が処理されるので、前記平均化処理によってはノイズの低減ができない場合においてもエイリアスノイズの低減について一定の効果が得られる。

本発明の一実施例における磁気検出装置の概要を説明する図である。図１の磁気検出装置における磁気センサおよび回路部の構成を説明する図である。アモルファスワイヤに印可されるパルス信号の繰り返し周波数とセンサの感度との関係の一例を説明する図である。アモルファスワイヤに印加されるパルス信号と検出コイルに発生する誘導電圧の波形を説明する図である。平均化処理部による処理野結果、周波数比に対するノイズの低減度合いを周期比ごとに表した図である。図１の磁気検出装置における別の実施例に係る磁気センサおよび回路部の構成を説明する図であって、図２に対応する図である。磁気センサの出力とノッチフィルタによる処理後の出力とを比較する図である。磁気センサの出力のスペクトル図と、ノッチフィルタによる制限帯域を説明する図である。ノッチフィルタの構成を説明する図である。ノッチフィルタの有無によるノイズの低減度合いを説明する図であって、異なる中間周波数のノッチフィルタとノッチフィルタを設けない場合とを比較する図である。磁気センサの出力のスペクトルズと、実際のノッチフィルタによるフィルタゲインをノッチフィルタの中心周波数ごとに説明する図であって、図８に対応する図である。本発明の別の実施例における磁気センサの構成を説明する図である。図１２の磁気センサにおける電気的な構成を説明する図である。図１２の磁気センサにおけるアモルファス材料中の磁界分布を説明する図である。

以下、本発明の一実施例について、図面を参照しつつ詳細に説明する。

図１は、本発明の磁気検出装置の構成の一例を示した図である。図１に示すように、磁気検出装置１０は、磁気センサ１２と回路部１８とを含んで構成されている。このうち、磁気センサ１２は繰り返し周波数を有する電流パルスによって駆動される磁気センサであり、本実施例においては磁気インピーダンスセンサ（ＭＩセンサ）である。

磁気センサ１２は、感磁部の磁束変化を検出する検出コイル１３と、アモルファスワイヤ１４とを含んで構成されている。また検出コイル１３はそれぞれ、中空のコイル状に設けられており、コイルの両端の電圧を後述する電気回路を用いて検出することができるようにされており、本実施例においてはその一方が接地されている。具体的には、磁気センサ１２に設けられた検出コイル１３の両端の電位差ｖｏｕｔが検出可能とされている。磁気センサ１２に設けられた検出コイル１３の形状はで、例えば、線径６０μｍ、内径０．２ｍｍ、巻数５００、長さ１０ｍｍのコイルである。

また、検出コイル１３の中空部分には、アモルファスワイヤ１４が通されている。本実施例においては、図１に示す様にアモルファスワイヤ１４は長手方向に延びる棒状の形状を有しており、一本のアモルファスワイヤ１４が検出コイル１３の中空部分を通る（貫く）様に配設されている。

本実施例においては、アモルファスワイヤ１４は、例えば線径３０μｍで、検出コイル１３の両端から一定長さだけ長いものが用いられる。アモルファスワイヤ１４の両端には、そのアモルファスワイヤ１４に電流ｉｉｎを印加することができるように配線が設けられている。図１の例においては、アモルファスワイヤ１４の一端に、後述する発振器２２からの電流ｉｉｎが印加されるようになっており、他端は接地されている。本実施例においてアモルファスワイヤ１４のうち、磁気センサ１２の検出コイル１３内に位置する部分は感磁部として機能している。

図２は、図１に示す本実施例の磁気検出装置１０のうち、磁気センサ１２と、回路部１８の構成の一部であって磁気センサ１２との入出力を行なう部分とを説明する図である。回路部１８は、前記磁気センサ１２を駆動するための電気信号ｉｉｎを入力する駆動回路部１９と、磁気センサ１２からの出力信号Ｖｏｕｔを処理するための検出回路部２０とを有する。また、本実施例においては、回路部１８には、具体的には例えばモニタなどの表示装置である出力装置９０が接続されており、算出された磁気センサ１２における磁界強度に関する情報が表示される。なお、出力装置９０は本発明の磁気検出装置１０に必須ではなく、例えば、算出された磁気センサ１２における磁界強度に関する情報が他の機器に電子的な情報として伝達されるようにしてもよい。

図２に示す回路部１８のうち、発振器２２からは、アモルファスワイヤ１４に通電される電流ｉｉｎなどの元となるパルス信号、すなわち矩形波が生成される。この矩形波は、アンプ２４によって所定の増幅が行なわれ、アモルファスワイヤ１４に印加される。このように、発信機２２とアンプ２４は駆動回路部１９を構成する。本実施例においては例えば、パルス信号の振幅が２〜３Ｖとなるように増幅が行なわれる。図３はアモルファスワイヤに印可されるパルス信号の繰り返し周波数とセンサの感度との関係の一例を説明する図である。この図３に示されるセンサの感度が良好となる繰り返し周波数が選択される。具体的には図３の例においては、繰り返し周波数が１０ｋＨｚ以上においてはセンサの感度がほぼ一定であるので、繰り返し周波数が１０ｋＨｚとされる。また、パルス幅は、磁気インピーダンスセンサが高感度化するように、予め実験的にあるいはシミュレーションにより得られた値とされる。具体的には、アモルファスワイヤ１４のインピーダンス変化が最も顕著な周波数が１０ＭＨｚである場合には、パルス幅が５０ｎｓとなり、デューティー比は０．０００５となる。

サンプルホールド回路２６は、検出コイル１３の両端電位差、すなわち両端における電圧の差（起電力）が入力される。このサンプルホールド回路２６においては、アモルファスワイヤ１４に印加するパルス信号の立ち上がり（通電開始）によりコイルに発生する誘導電圧について、その立ち上がり（図４の時刻ｔ１）からピーク（図４の時刻ｔ２）を含む時間範囲において積分して出力を行なう。具体的には例えば前記時間範囲は１０ｎｓ〜５０ｎｓのように設定される。このため、サンプルホールド回路２６には前述の発振器２２によって出力されるパルス信号が入力されており、サンプルホールド回路２６はこのパルス信号の立ち上がりをスイッチとして作動を行なう。また、バッファアンプ２８はそれぞれ、サンプルホールド回路２６の出力を増幅する。

なお、検出コイル１３においては、図４に示す様に、アモルファスワイヤ１４に印加されるパルス信号における立ち上がり（通電開始）によって検出コイル１３に発生する誘導電圧の波形と、パルス信号における立ち下がり（通電遮断）によって検出コイル１３に発生する誘導電圧との変動とが連続して発生するよう、すなわち、パルス信号における立ち上がり（通電開始）によって検出コイル１３に発生する誘導電圧の波形とパルス信号における立ち下がり（通電遮断）によって検出コイル１３に発生する誘導電圧との波形との間に誘導電圧が例えば０に留まる時間がないようにされている。前述の検出コイル１３の形状として例示した、線径６０μｍ、内径０．２ｍｍ、巻数５００、長さ１０ｍｍのコイルは、本実施例においてこの条件を満たすものである。

続いて、平均化処理部３０により平均化処理が行なわれる。この平均化処理は、設定された平均化区間において入力信号の平均化を行なうものである。平均化処理部３０の詳細について説明する。

まず、サンプルホールド回路２６において行なわれる積分演算によるノイズの低減について検討する。検出コイル１３の出力信号Ｖｏｕｔに対する、サンプルホールド回路におけるサンプリングの積算間隔をＴｓ［ｓｅｃ］、高周波ノイズ成分の周波数をｆｓ［Ｈｚ］、振幅をＡｓ［Ｖ］、ノイズ位相をｘとした時、ノイズ低減効果は、

のように表される。ここで、ＩＮＴは小数点以下切り捨ての整数化関数である。
上記（１）式のうち、分数で表された部分は、サンプリングの際の平均化区間にノイズの周期が全て入ってノイズが打ち消される区間と、平均化区間からはみ出た１周期未満の区間の比に振幅を乗じたものである。また、天井関数部分は、該はみ出た区間のノイズの平均の振幅を表している。

ところで、上記（１）式を計算すると、次のようになる。

位相ｘの平均化を行なうための積分区間を決めるため、上記（２）式の絶対値の中が零となるための式は、

のようになり、これを解くと、

が得られる。ここで、位相ｘの平均化を行なう積分区間はｘ＝（−ｇ／２）から半周期分とする一方で、積分値を２倍にすることで、式中における絶対値を考慮する必要がなくなる。前記（１）式にこれを適用して逐次計算すると、

のように得られる。

この処理は、平均化区間を設けることによりノイズの位相がランダム化された後に平均化されるものである。この処理により、ノイズの信号強度（振幅の大きさ）は、上記（５）式に示すように得られる。サンプリング間隔Ｔｓを大きくできればノイズの振幅が小さくなるので、ノイズ低減効果が大きいことが分かる。また、周波数ｆｓが大きい高周波ノイズに対してノイズ低減効果が大きいことが分かる。

続いて、かかる平均化によるエイリアスノイズの低減について説明する。サンプリング周波数をｆｓａｍｐｌｅとし、サンプルホールド回路２６におけるデータサンプリング周期（ＳａｍｐｌｉｎｇＩｎｔｅｒｖａｌ）とサンプリング積算間隔との比をＲｓ（以下、「周期比Ｒｓ」という。）とすると、

のように表される。ここで、本実施例における磁気インピーダンスセンサ１２を用いる場合には、データサンプリング周波数ｆｓａｍｐｌｅは、磁気センサ１２のアモルファスワイヤ１４に印加されるパルス電流の繰り返し周波数と等しいものとされる。また、データサンプリング周波数ｆｓａｍｐｌｅと高周波ノイズの周波数ｆｓとの比をＲｆ（以下、「周波数比Ｒｆ」という。）とする。すなわち、

である。

前記（５）式を前記Ｒｆおよびｆｓａｍｐｌｅを用いて書き換えると、

のようになる。ここでｇは、

であるので、前記（８）式はさらに

のように書き換えられる。ここでｋは

である。
このようにすれば、上記（１０）式で示されるように、ノイズの振幅を区間、周波数を用いることなく、区間の比、周波数の比を用いて表すことができている。

エイリアスノイズは、サンプリング周波数の二分の一以上の周波数成分を有するノイズであることから、周波数比Ｒｆが１／２以上の周波数のノイズが全てエイリアスノイズとなる。そのため、サンプリング周波数ｆｓａｍｐｌｅが高いほどエイリアスノイズとなる帯域は狭まることとなる。

続いて、サンプルホールド回路２６における周期比Ｒｓの選び方について説明する。上記（１０）式を、複数の周期比Ｒｓの値について解き、周波数比Ｒｆに対する、出力信号に含まれるノイズの大きさ（振幅）と平均化処理後の信号に含まれるノイズの大きさ（振幅）との比を図示したものが図５である。ここでＡｓはＡｓ＝１とした。

図５に示すように、周波数比Ｒｆが１／２以上の帯域においてエイリアスノイズの大きさを低減できていることが分かる。特に、周期比Ｒｓが０．６以上の場合に急激にエイリアスノイズの低減効果が顕著である。また、周期比Ｒｓが０．９以上である場合には、サンプリング周波数以上の帯域（周波数比Ｒｆが１以上の帯域）におけるエイリアスノイズは、ほぼ２０％以下に低減される。

このようにして平均化処理部３０により平均化処理が行なわれ、エイリアスノイズの影響が低減された後、ハイパスフィルタ３６によって所定の周波数、例えば０．３Ｈｚより低い周波数成分は遮断される。さらにアンプ３８により増幅が行われるとともに、ローパスフィルタ４０によって、所定の周波数、例えば３０Ｈｚより高い周波数成分が遮断されて出力Ｅｏｕｔ（Ｖ）が出力される。この出力Ｅｏｕｔ（Ｖ）を予め得られている換算方法によって磁界強度に変換することにより、測定対象物５０の発生する磁界強度を得ることができる。

上述の実施例によれば、設定された平均化区間に対して平均化処理部３０による平均化処理が行なわれるので、エイリアスノイズの振幅を半分以下とすることができるので、エイリアスノイズの影響を低減することができる。ひいては磁気検出装置の分解能を向上させることができる。

続いて、本発明の別の実施例について説明する。以下の説明において、実施例相互に共通する部分については、同一の符号を付して説明を省略する。

図６は、本発明の別の実施例における回路部５９を説明する図である。本実施例における回路部５９では、図２の回路部１９に比べて、ノッチフィルタ４２が設けられている点において異なる。

図７は、サンプルホールド回路２６からの出力信号ｖｏｕｔと、それに対してノッチフィルタ４２による処理後の信号とをシミュレーションにより比較する図である。図７の例においては、サンプルホールド回路２６におけるサンプリング周波数を５００ｋＨｚとする一方、ノッチフィルタの中心周波数も５００ｋＨｚである。図７に示すように、理想的なノッチフィルタによる処理によれば、信号強度を悪化させることがほとんどないことがわかる。

一方、図８は、サンプルホールド回路２６からの出力信号ｖｏｕｔの周波数スペクトルを表した図である。図８に示すように、磁気インピーダンスセンサであるセンサ１２から出力される信号においては１ＭＨｚよりも高周波側には多くの高周波成分が多く含まれるので、それら高周波成分をカットすると信号強度への影響が大きくなる。これを考慮する場合、設けるノッチフィルタは例えば図８において四角く囲んだ領域である、５００ｋＨｚ付近のみをカットするものであることが望ましい。

図９は、本実施例におけるノッチフィルタ４２の構成を説明する図である。例えば、抵抗Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３の抵抗値をＲ１＝Ｒ２＝Ｒ３＝３．３ｋΩ、キャパシタＣ１、Ｃ２、Ｃ３の容量をそれぞれＣ１＝４００ｐＦ、Ｃ２＝Ｃ３＝１００ｐＦとすると、ノッチフィルタ４２の中心周波数ｆ０は３４１ｋＨｚとなる。

図１０は、サンプルホールド回路２６からの出力信号ｖｏｕｔが、前述の実施例１の場合における処理、すなわち平均化処理のみの場合と、本実施例２の場合、すなわち、平均化処理に加え、ノッチフィルタによる処理を行なった場合とで、ノイズの減衰率を比較する図であって、図３に対応する図である。図８において実線で記載されたのは平均化処理のみを行なった場合であり、パルス繰り返し周期に対して平均化区間を１０％とした平均化処理を行なった場合を示している。また、一点鎖線で示したのは、上記平均化処理に加え、サンプリング周波数ｆｓａｍｐｌｅを中心周波数とするノッチフィルタによる処理を行なった場合、二点鎖線で示したのは、平均化処理に加え、サンプリング周波数ｆｓａｍｐｌｅの半分、すなわちｆｓａｍｐｌｅ／２を中心周波数とするノッチフィルタによる処理を行なった場合の例を示している。

図１０に示すように、同一の条件においては、全般的に平均化処理のみを行なう場合に比べて、平均化処理に加えてノッチフィルタによる処理を行なった場合の方がノイズをより低減できていることが分かる。特に、平均化処理によってはあまり低減されることのないサンプリング周波数よりも小さい周波数のノイズ（周波数比Ｒｆが１よりも小さいノイズ）に対してより効果的にその影響を低減できていることがわかる。

図１１は、サンプルホールド回路２６からの出力信号ｖｏｕｔのスペクトルと、ノッチフィルタの周波数特性を重ね合わせて示した図である。この図１１に示すように、中心周波数を３４１ｋＨｚとしたノッチフィルタの場合、２ＭＨｚにおけるゲインは約０．８である。すなわち、信号強度が約２割低下することとなる。このように、図１０に示すようなノイズの除去効果と図１１に示すような信号強度の低下度合いはトレードオフの関係にあるので、両者のバランスを取ることができる値となるようにノッチフィルタの中心周波数を決定することとなる。この場合、ノッチフィルタにおける抵抗およびキャパシタの性能を変更することでその中心周波数を実現することができる。

前述の実施例２によれば、アナログノッチフィルタ４２によって磁気センサの出力が処理されるので、前記平均化処理部３０による平均化処理に加えて、さらにエイリアスノイズの低減を行なうことができる。また、前記平均化処理によってはノイズの低減ができない場合においてもエイリアスノイズの低減について一定の効果が得られる。

続いて、本発明の別の実施例について説明する。図１２は、本発明の磁気検出装置１２に用いられる別の磁気センサ６２の概要を説明する図である。基本構成を概念的に説明する図である。磁気センサ６２はそれぞれ、磁性材料としてのアモルファス材料６６、導電体としての導線６８、コイル７２を有して構成されている。このうち、アモルファス材料６６は長手状の形状を有するアモルファスワイヤである。導線６８はそれぞれアモルファス材料６６に近接して設けられており、アモルファス材料７０の長手方向に平行となるように伸びている。コイル７２はそれぞれ、アモルファス材料６６および導線６８をそれぞれその内部に含むようなソレノイド状のコイルとして設けられている。なお、アモルファス材料６６と導線６８とは例えば空間が設けられたり、絶縁体が介在させられることなどによりそれぞれ電気的に接合していない状態とされている。後述するように、センサの構成としてはこのようなものに限られず、例えばアモルファス材料６６の形状は長手方向に延びるものであれば、図１２に示すような棒状のものに限定されるものではない。また、コイル７２とアモルファス材料６６および導線６８との位置関係は、コイル７２の内部にアモルファス材料６６および導線６８を含むものに限られず、アモルファス材料６６によって誘導される電流を発生することができるようにコイル７２が配置されればよい。なお、本実施例における磁気センサ６２を、ｉＰＡセンサ（ｉｎｄｕｃｅｄｐａｒａ−ｍａｇｎｅｔｉｚａｔｉｏｎａｌｉｇｎｍｅｎｔｓｅｎｓｏｒ）と呼ぶ。

図１３は、センサ６２の電気的な構成を説明する図である。導線６８には図示しない発振機２２（図１２参照）から供給される周期的に変化する矩形波状のパルス電流Ｉｅが流れる。また、コイル７２の起電力Ｅｃｏｉｌはそれぞれサンプルホールド回路２６（図１２参照）に出力される。

図１４を用いて、センサ６２、すなわちｉＰＡセンサの動作原理の概要を説明する。図１４は、ｉＰＡセンサのうち、アモルファス材料６６および導線６８のみを記載したものであり、アモルファス材料６６中の磁荷の分布を説明する図である。アモルファス材料６６中の矢印のそれぞれが磁荷の向きを概念的に示している。図１４のうち、（ａ）はｉＰＡセンサに外部磁界が加わっていない無磁界状態、あるいは環境磁界のみが印加されているいわゆるコントロール状態Ｓ（０）を示している。図１４の（ｂ）は、計測対象からの磁界Ｂｍｅｓが印加された状態Ｓ（１）を示しており、（ｃ）は導線６８に十分な励起電流Ｉｅが印加された際の状態Ｓ（ｅ）を示している。

図１４の（ａ）および（ｂ）に示すように、アモルファス材料６６における磁化は、外部から印加される微小な磁界により、例えば図１４（ａ）のＳ（０）から図１４（ｂ）のＳ（１）のように変化させられる。すなわち、前記コントロール状態Ｓ（０）では、アモルファス材料６６の磁化（Ｍａｍ）は例えばその長手方向に直交する方向を向いている。一方、磁界Ｂｍｅｓが印加された状態Ｓ（１）では、一部の容易磁化方向を形成する磁気モーメントの配向が変化する。一方、図１４（ｃ）に示すように、アモルファス材料６６に近接して配設された導線６８に十分な励起電流Ｉｅが流された場合には、その励起電流Ｉｅが図１４（ｃ）における点線で示されるような磁界Ｂｅを発生する。そして、アモルファス材料６６中の磁化の一定量は、その磁界Ｂｅの方向に整列した状態Ｓ（ｅ）となる。このように、励起電流Ｉｅが流されることにより磁化が整列するため、一過性の磁界を発生することとなる。ここで、励起電流Ｉｅを流す前の磁界、より詳細にはその磁界の下でのアモルファス材料６６の磁化の状態により、磁化の整列に伴って生ずる前記一過性の磁界の大きさが異なる。具体的には、アモルファスワイヤ６６が状態Ｓ（０）から状態Ｓ（ｅ）に変化する際の一過性の磁界と、状態Ｓ（１）から状態Ｓ（ｅ）に変化する際の一過性の磁界とはその大きさが異なる。

このようにしてアモルファスワイヤ６６が生ずる一過性の磁界を、コイル７２（図１２、１３参照）により、それらコイル７２における起電力の変化Ｅｃｏｉｌとして検出する。この起電力の変化は、励起電流Ｉｅの通電前後のアモルファス材料６６における磁化の変化に対応するものとなる。具体的には、励起電流Ｉｅの通電前におけるアモルファスワイヤ６６が受けていた磁界に応じて異なり、通電前におけるアモルファスワイヤ６６の状態がＳ（０）であった場合には、
｛Ｍａｍ（Ｓ（ｅ））−Ｍａｍ（Ｓ（０））｝／Δｔ
となり、通電前におけるアモルファスワイヤ６６の状態がＳ（１）であった場合には、
｛Ｍａｍ（Ｓ（ｅ））−Ｍａｍ（Ｓ（１））｝／Δｔ
となる。このように、コイル７２における起電力の変化Ｅｃｏｉｌは、計測対象の磁界Ｂｍｅｓを反映したものとなり、起電力の変化Ｅｃｏｉｌに基づいて磁界Ｂｍｅｓの大きさを算出し得ることとなる。なお、前記Δｔは磁化が整列するのに要する時間であり、例えばナノ秒単位の時間である。

本実施例においては、励起電流Ｉｅはパルス電流であるので、電流が通電されアモルファス材料６６の磁化が整列される励起状態期間と、通電が停止され、磁化が元の状態に戻る弛緩状態期間とが高周波で繰り返される。そのため、コイル７２における誘導起電力の前記励起状態期間と弛緩状態期間とにおける差を検出することができる。また、これを複数回くり返して平均値などを算出することもできる。

前記励起電流Ｉｅは、環境磁界、すなわち通常の室内環境において受ける地磁気中においてアモルファスワイヤ６６の内部磁化を整列させることができる程度の電流となるようにその大きさが定められる。具体的には、図１２乃至図１４に示すように導線６８が直線状のものである場合には、励起電流Ｉｅの通電時におけるその近傍の誘導磁界Ｂｅの大きさは、アンペールの法則より
Ｂｅ＝μ０Ｉ／２πｒ
のように近似される。ここでμ０は真空の透磁率（＝４π×１０−７（Ｔ／Ａ／ｍ）であり、ｒは導線６８の中心からの距離である。ここで、励起電流Ｉｅの大きさＩを２００ｍＡとすると、導線６８の中心から１０００μｍ（１０−３ｍ）の距離におけるアモルファス材料６６にも４×１０−５Ｔの誘導磁界Ｂｅを加えることができる。この値は地磁気に匹敵するものであるから、地磁気の下においてアモルファス材料６６の磁化を整列するのに十分であると考えられる。

このようなｉＰＡセンサによって構成される磁気センサ６２も、導体６８に印加される繰り返し周波数を有するパルス電流によって駆動される磁気センサであるので、前述の実施例におけるＭＩセンサによって構成される磁気センサ１２と同様に、その出力信号を平均化処理部３０による平均化処理、あるいはそれに加えてもしくはそれに代えてノッチフィルタによる処理により、エイリアスノイズの影響を低減することができる。

以上、本発明の実施例を図面に基づいて詳細に説明したが、本発明はその他の態様においても適用される。

例えば、前述の実施例においては、平均化処理部３０やノッチフィルタ４２による処理は、単独のセンサ出力をサンプルホールド回路２６により処理したものに対して行なわれたが、このような態様に限られない。例えば、複数のセンサ１２もしくは６２を複数用い、それらを差動させる場合においては、一対のセンサの差動出力をサンプルホールド回路により処理し、その出力を平均化処理部３０により平均化したり、ノッチフィルタ４２による処理を行なうことも可能である。

また、前述の実施例２においては、所定の周波数近傍の帯域成分を通過させないノッチフィルタ４２が用いられたが、これに代えて、所定周波数以下の帯域成分を通過させないハイパスフィルタを用いることも可能である。この場合、前記所定周波数を超える帯域成分はそのハイパスフィルタを通過させられるため、信号強度が低下する割合を抑えることができる。

また、前述の実施例２においては、平均化処理部３０による平均化処理が行なわれた後でノッチフィルタ４２による処理が行なわれたが、そのような態様に限られず、これらの順序を逆に行なってもよい。なお、複数のチャンネルに設けられた磁気センサ１２、６２からの信号がマルチプレックス処理される場合においても適用は可能である。かかる場合にはデータの積算範囲や平均化区間がサンプリング周期よりも短くなるので、エイリアスノイズの影響が顕著であるところ、ノッチフィルタ４２によりエイリアスノイズが現れるサンプリング周波数付近あるいはそれより小さい周波数帯域をカットすることによりエイリアスノイズの影響を低減できる。この場合、ノッチフィルタ４２による処理は、バッファアンプによるデマルチプレックス処理よりも前段で、１チャンネル毎、すなわち各センサの信号ごとにアナログフィルタで行なえばよい。

また、前述の実施例においては、磁気センサとして磁気インピーダンスセンサ（ＭＩセンサ）およびｉＰＡセンサが用いられたが、このようなものに限定されず、繰り返し周波数を有するパルス電流に依って駆動される磁気センサであれば本発明が同様に適用可能である。

その他、一々例示はしないが、本発明はその趣旨を逸脱しない範囲内において種々の変更が加えられて実施されるものである。

１０：磁気検出装置
１２、６２：磁気センサ
１８、５９：回路部
３０：平均化処理部
４２：ノッチフィルタ

Claims

繰り返し周波数を有する電流パルスによって駆動される磁気センサと、該磁気センサからの出力信号を処理する信号処理部とを有する磁気検出装置であって、
該信号処理部は、該繰り返し周波数近傍のノイズがシャノンのサンプリング定理に従ってエイリアス信号となって繰り返し周波数よりも低周波のノイズとなる場合に、該低周波のノイズの振幅が半分以下となるように、該繰り返し周波数の周期内において平均化区間を設け、該平均化区間において平均化処理を行う平均化処理部とを有すること、
を特徴とする磁気検出装置。
前記繰り返し周波数またはその近傍の周波数を中心周波数とするアナログノッチフィルタ、もしくは前記繰り返し周波数またはその近傍の周波数以上の周波数成分を通過させるはハイパスフィルタを有し、
前記平均化処理部による平均化処理に代えてもしくは加えて該アナログノッチフィルタもしくはハイパスフィルタにより前記磁気センサの出力を処理すること、
を特徴とする請求項１に記載の磁気検出装置。