JP2015149565A - 差動伝送回路 - Google Patents

Abstract

【課題】２本の信号伝送路間での同相電圧の振幅の非対称性によって生じるコモンモードノイズを抑制することを可能にする。
【解決手段】差動伝送回路１００であって、信号伝送路ＶＨに接続されて、信号伝送路ＶＨを駆動する階段波発生回路３ａと、信号伝送路ＶＬに接続されて、信号伝送路ＶＬを駆動する階段波発生回路３ｂと、信号伝送路ＶＨの電位と信号伝送路ＶＬの電位との中間電位を出力する電位出力回路４１と、電位出力回路４１から出力される中間電位の極性を反転させて、信号伝送路ＶＨと信号伝送路ＶＬとの終端抵抗の中点６に与える反転増幅器４２とを備える。
【選択図】図１

Description

本発明は、差動伝送回路に関するものである。

従来、一対の信号伝送路を用いて差動伝送方式によって信号の伝送を行う差動伝送回路が知られている。また、差動伝送回路の２本の信号伝送路間で生じるコモンモードノイズを抑制する技術が提案されている。

例えば、特許文献１には、信号波形の立上がり時点及び立下り時点における２本の信号伝送路間での信号電圧の非対称性によって生じるコモンモードノイズを抑制する技術が開示されている。特許文献１に開示の技術では、２本の信号伝送路の電位差を検出し、その検出された電位差を出力回路にフィードバックする。そして、フィードバックした電位差を、トランジスタのゲート電極の充電電流又は放電電流の調整に用いて前述の非対称性を補償し、前述の非対称性によって生じるコモンモードノイズを抑制する。

特開２００５−２６０７９９号公報

しかしながら、特許文献１に開示の技術には、２本の信号伝送路間での同相信号の電圧（以下、同相電圧）の振幅の非対称性によって生じるコモンモードノイズを抑制することができないという問題を有していた。詳しくは、以下の通りである。

例えば自動車の車載ＬＡＮで見られる信号伝送路のように、信号伝送路の途中に複数の機器が接続し、且つ、配策も複雑な場合、グランド（以下、ＧＮＤ）から見た２本の信号伝送路のインピーダンスが異なる場合がある。このように、ＧＮＤから信号伝送路へのインピーダンスが２つの信号伝送路間で異なることが原因で、２本の信号伝送路間での同相電圧の振幅の非対称性が発生する。しかしながら、特許文献１に開示の技術は、信号波形の立上がり時点及び立下り時点における２本の信号伝送路間での信号電圧の非対称性を補償するものであり、同相電圧の振幅の非対称性を補償することはできない。

本発明は、上記従来の問題点に鑑みなされたものであって、その目的は、２本の信号伝送路間での同相電圧の振幅の非対称性によって生じるコモンモードノイズを抑制することを可能にする差動伝送回路を提供することにある。

本発明の差動伝送回路は、第１信号伝送路（ＶＨ）と第２信号伝送路（ＶＬ）との一対の信号伝送路を用いて、差動伝送方式によって信号の伝送を行う差動伝送回路（１００、２００）であって、第１信号伝送路に接続されて、第１信号伝送路を駆動するトランジスタである第１トランジスタ（Ｍ１〜Ｍ６、Ｍ２９）と、第２信号伝送路に接続されて、第２信号伝送路を駆動するトランジスタである第２トランジスタ（Ｍ７〜Ｍ１２、Ｍ３０）と、第１信号伝送路の電位と第２信号伝送路の電位との中間電位を出力する電位出力部（４１）と、第１信号伝送路と第２信号伝送路とを結ぶ抵抗の中点（６）と、電位出力部から出力される中間電位の極性を反転させて中点に与える反転出力部（４２、４３）とを備えることを特徴としている。

これによれば、第１信号伝送路の電位と第２信号伝送路の電位との中間電位の極性を反転させて第１信号伝送路と第２信号伝送路とを結ぶ抵抗の中点に与えるので、２本の信号伝送路間での同相電圧の振幅差を打ち消すことができる。よって、２本の信号伝送路間での同相電圧の振幅の非対称性が生じるのを防ぎ、２本の信号伝送路間での同相電圧の振幅の非対称性によって生じるコモンモードノイズを抑制することが可能になる。

差動伝送回路１００の概略的な構成の一例を示す回路図である。 同相電位安定化回路４の構成の一例を示す回路図である。 反転増幅器４２の入出力特性について示すグラフである。 従来の差動伝送回路２００の概略的な構成の一例を示す回路図である。 本実施形態の差動伝送回路１００と従来の差動伝送回路２００とでの同相電位と終端抵抗の中点６での電位との一例を示す図である。 従来の差動伝送回路２００での信号波形の一例を示す図である。 本実施形態の差動伝送回路１００での信号波形の一例を示す図である。 本実施形態の差動伝送回路１００と従来の差動伝送回路２００とでの信号波形の一例を示す図である。 本実施形態の構成における作用効果について説明するための図である。 本実施形態の構成における作用効果について説明するための図である。 差動伝送回路１００ａの概略的な構成の一例を示す回路図である。

以下、本発明の実施形態について図面を用いて説明する。図１は、本発明が適用された差動伝送回路１００の概略的な構成の一例を示す回路図である。図１に示す差動伝送回路１００は、シフトレジスタ１、ローパスフィルタ２、階段波発生回路３ａ、階段波発生回路３ｂ、同相電位安定化回路４、信号伝送路ＶＨ、及び信号伝送路ＶＬを備えている。図１では、便宜上、信号の受信に関する構成（つまり、レシーバの構成）は省略している。

差動伝送回路１００は、信号伝送路ＶＨと信号伝送路ＶＬとの一対の信号伝送路を用いて、差動伝送方式によって信号の伝送を行う。信号伝送路ＶＨが第１信号伝送路に相当し、信号伝送路ＶＬが第２信号伝送路に相当する。差動伝送回路１００は、一例として、自動車等の輸送機器に搭載され、ＥＣＵ（つまり、制御装置）間での信号の伝送に用いられる。

信号伝送路ＶＬは、信号伝送路ＶＨより電圧の低い信号を伝送する伝送路であり、信号伝送路ＶＨは、信号伝送路ＶＬより電圧の高い信号を伝送する伝送路である。

シフトレジスタ１は、遅延回路であって、入力されたデータの信号を、クロック信号の入力に応じて、遅延のある３つの矩形波に変換する。シフトレジスタ１で変換された３つの矩形波は、ローパスフィルタ２へ入力される。

ローパスフィルタ２は、所定周波数以上の周波数成分を除去するフィルタ回路である。ここで言うところの所定周波数とは、任意に設定可能な値である。ローパスフィルタ２としては、例えば抵抗器とコンデンサとから構成されるＲＣ回路を用いる構成とすればよい。ローパスフィルタ２は、シフトレジスタ１から出力されてくる矩形波から、所定周波数以上の周波数成分を除去する。

また、ローパスフィルタ２は、シフトレジスタ１から入力されてくる遅延のある３つの矩形波に対して、それぞれＲＣ回路を用いてフィルタリングを行い、階段波発生回路３ａの後述するＳＷ１〜ＳＷ３、階段波発生回路３ｂのＳＷ４〜ＳＷ６に入力する。さらに、ローパスフィルタ２は、シフトレジスタ１から入力されてくる遅延のある３つの矩形波に対して、上述したのとは異なるＲＣ回路を用いてフィルタリングと位相の反転とを行い、階段波発生回路３ａのＳＷ１〜ＳＷ３、階段波発生回路３ｂのＳＷ４〜ＳＷ６に入力する。ＳＷ１〜ＳＷ６は、ｐＭＯＳトランジスタとｎＭＯＳトランジスタとを用いたスイッチである。

ローパスフィルタ２でフィルタリングが行われた、遅延のある３つの矩形波を、以降ではそれぞれ１つ目の矩形波、２つ目の矩形波、３つ目の矩形波と呼ぶ。また、ローパスフィルタ２でフィルタリング及び位相の反転が行われた、遅延のある３つの矩形波を、１つ目の反転波、２つ目の反転波、３つ目の反転波と呼ぶ。１つ目の矩形波を反転したものが１つ目の反転波に相当し、２つ目の矩形波を反転したものが２つ目の反転波に相当し、３つ目の矩形波を反転したものが３つ目の反転波に相当する。

詳しくは、１つ目の矩形波は、ＳＷ１及びＳＷ４のｐＭＯＳトランジスタのゲートに入力し、ＳＷ１及びＳＷ４をオンにする一方、１つ目の反転波は、ＳＷ１及びＳＷ４のｎＭＯＳトランジスタのゲートに入力し、ＳＷ１及びＳＷ４をオンにする。２つ目の矩形波は、ＳＷ２及びＳＷ５のｐＭＯＳトランジスタのゲートに入力し、ＳＷ２及びＳＷ５をオンにする一方、２つ目の反転波は、ＳＷ２及びＳＷ５のｎＭＯＳトランジスタのゲートに入力し、ＳＷ２及びＳＷ４をオンにする。３つ目の矩形波は、ＳＷ３及びＳＷ６のｐＭＯＳトランジスタのゲートに入力し、ＳＷ３及びＳＷ６をオンにする一方、１つ目の反転波は、ＳＷ３及びＳＷ６のｎＭＯＳトランジスタのゲートに入力し、ＳＷ３及びＳＷ６をオンにする。

階段波発生回路３ａは、信号伝送路ＶＨに伝送させる信号の波形を階段波に整形し、階段波発生回路３ｂは、信号伝送路ＶＬに伝送させる信号の波形を階段波に整形する。一例としては、以下の通りである。一例として、ローパスフィルタ２からは、１つ目の矩形波と１つ目の反転波、２つ目の矩形波と２つ目の反転波、３つ目の矩形波と３つ目の反転波の順に階段波発生回路３ａ及び階段波発生回路３ｂに入力されてくるものとする。

まず、１つ目の矩形波が階段波発生回路３ａのＳＷ１のｐＭＯＳトランジスタのゲートに入力されるとともに、１つ目の反転波が階段波発生回路３ａのＳＷ１のｎＭＯＳトランジスタのゲートに入力される。このとき、１つ目の矩形波の立上がり、且つ、１つ目の反転波の立下りのタイミングでＳＷ１及びＳＷ４がオンになる。ＳＷ１がオンになると、ｐＭＯＳトランジスタＭ１、Ｍ４がオンになることで信号伝送路ＶＨを充電し、信号伝送路ＶＨの電位はＨｉｇｈレベルに立上がる。また、ＳＷ４がオンになると、ｎＭＯＳトランジスタＭ７、Ｍ１０がオンになることで信号伝送路ＶＬから電荷が放電され、信号伝送路ＶＬの電位はＬｏｗレベルに立下がる。

続いて、２つ目の矩形波が階段波発生回路３ａのＳＷ２のｐＭＯＳトランジスタのゲートに入力されるとともに、２つ目の反転波が階段波発生回路３ａのＳＷ２のｎＭＯＳトランジスタのゲートに入力される。このとき、２つ目の矩形波の立上がり、且つ、２つ目の反転波の立下がりのタイミングでＳＷ２及びＳＷ５がオンになる。ＳＷ２がオンになると、ｐＭＯＳトランジスタＭ１、Ｍ４に加え、ｐＭＯＳトランジスタＭ２、Ｍ５もオンになることで信号伝送路ＶＨをさらに充電し、信号伝送路ＶＨの電位はさらに高く立上がる。また、ＳＷ５がオンになると、ｎＭＯＳトランジスタＭ７、Ｍ１０に加え、ｎＭＯＳトランジスタＭ８、Ｍ１１もオンになることで信号伝送路ＶＬから電荷がさらに放電され、信号伝送路ＶＬの電位はさらに低く立下がる。

続いて、３つ目の矩形波が階段波発生回路３ａのＳＷ３のｐＭＯＳトランジスタのゲートに入力されるとともに、３つ目の反転波が階段波発生回路３ａのＳＷ３のｎＭＯＳトランジスタのゲートに入力される。このとき、３つ目の矩形波の立上がり、且つ、３つ目の反転波の立下がりのタイミングでＳＷ３及びＳＷ６がオンになる。ＳＷ３がオンになると、ｐＭＯＳトランジスタＭ１、Ｍ２、Ｍ４、Ｍ５に加え、ｐＭＯＳトランジスタＭ３、Ｍ６もオンになることで信号伝送路ＶＨをさらに充電し、信号伝送路ＶＨの電位はさらに高く立上がる。また、ＳＷ６がオンになると、ｎＭＯＳトランジスタＭ７、Ｍ８、Ｍ１０、Ｍ１１に加え、ｎＭＯＳトランジスタＭ９、Ｍ１２もオンになることで信号伝送路ＶＬから電荷がさらに放電され、信号伝送路ＶＬの電位はさらに低く立下がる。

続いて、１つ目の矩形波の立ち下がり、且つ、１つ目の反転波の立ち上がりのタイミングでＳＷ１及びＳＷ４がオフになる。ＳＷ１がオフになると、ｐＭＯＳトランジスタＭ１、Ｍ４がオフになることで、信号伝送路ＶＨの電位は低く立下がる。また、ＳＷ４がオフになると、ｎＭＯＳトランジスタＭ７、Ｍ１０もオフになることで、信号伝送路ＶＬの電位は高く立上がる。

続いて、２つ目の矩形波の立下がり、且つ、２つ目の反転波の立上がりのタイミングでＳＷ２及びＳＷ５がオフになる。ＳＷ２がオフになると、ｐＭＯＳトランジスタＭ１、Ｍ４に加え、ｐＭＯＳトランジスタＭ２、Ｍ５もオフになることで、信号伝送路ＶＨの電位はさらに低く立下がる。また、ＳＷ５がオフになると、ｎＭＯＳトランジスタＭ７、Ｍ１０に加え、ｎＭＯＳトランジスタＭ８、Ｍ１１もオフになることで、信号伝送路ＶＬの電位はさらに高く立上がる。

さらに、３つ目の矩形波の立下がり、且つ、３つ目の反転波の立上がりのタイミングでＳＷ３及びＳＷ６がオフになる。ＳＷ３がオフになると、ｐＭＯＳトランジスタＭ１、Ｍ２、Ｍ４、Ｍ５に加え、ｐＭＯＳトランジスタＭ３、Ｍ６もオフになることで、信号伝送路ＶＨの電位はさらに低く立下がる。ここで、階段波発生回路３ａに１つ目の矩形波及び１つ目の反転波が入力される前の信号伝送路ＶＨの電位に戻る。また、ＳＷ６がオフになると、ｎＭＯＳトランジスタＭ７、Ｍ８、Ｍ１０、Ｍ１１に加え、ｎＭＯＳトランジスタＭ９、Ｍ１２もオフになることで、信号伝送路ＶＬの電位はさらに高く立上がる。ここで、階段波発生回路３ｂに１つ目の矩形波及び１つ目の反転波が入力される前の信号伝送路ＶＬの電位に戻る。

以上のようにして、階段波発生回路３ａは、信号伝送路ＶＨに伝送させる信号の波形を階段波に整形し、階段波発生回路３ｂは、信号伝送路ＶＬに伝送させる信号の波形を階段波に整形する。本実施形態では、上述したように、階段波発生回路３ａ及び階段波発生回路３ｂによって、電流制御型のドライバを形成している。よって、ｐＭＯＳトランジスタＭ１〜Ｍ６が請求項の第１トランジスタに相当し、ｎＭＯＳトランジスタＭ７〜Ｍ１０が請求項の第２トランジスタに相当する。

同相電位安定化回路４は、図２に示すように、電位出力回路４１及び反転増幅器４２を備える。図２は、同相電位安定化回路４の構成の一例を示す回路図である。同相電位安定化回路４は、反転増幅器４２を用いることで、信号伝送路ＶＨと信号伝送路ＶＬとの間での同相電圧の振幅差を打ち消すフィードバック構成を実現している。

電位出力回路４１は、信号伝送路ＶＨに接続された抵抗Ｒ３と信号伝送路ＶＬに接続された抵抗Ｒ４とを備える。そして、信号伝送路ＶＨの電位と信号伝送路ＶＬの電位との中間電位を、反転増幅器４２に出力する。電位出力回路４１が請求項の電位出力部に相当する。抵抗Ｒ３と抵抗Ｒ４とは抵抗値が同じであって、例えば２０ｋΩとすればよい。信号伝送路ＶＨの電位と信号伝送路ＶＬの電位との中間電位は、信号伝送路ＶＨと信号伝送路ＶＬとの同相電位と言い換えることもできるし、信号伝送路ＶＨの信号（つまり、差動信号）と信号伝送路ＶＬの信号（つまり、差動信号）との振幅中心電位と言い換えることもできる。以下では、中間電位を同相電位と呼ぶ。

例えば、信号伝送路ＶＨと信号伝送路ＶＬとの終端抵抗である抵抗Ｒ１及び抵抗Ｒ２は、シフトレジスタ１、ローパスフィルタ２、階段波発生回路３ａ、階段波発生回路３ｂ、及び同相電位安定化回路４が設けられるチップ外に設けられる一方、電位出力回路４１は、このチップ内に設けられる。よって、電位出力回路４１は、抵抗値誤差の少ないチップ内抵抗を用いて、信号伝送路ＶＨと信号伝送路ＶＬとの実際の同相電位により近い電位を出力することが可能になる。

反転増幅器４２は、電位出力回路４１から出力される同相電位の極性を反転させて中点６に与えることで、信号伝送路ＶＨと信号伝送路ＶＬとの間での同相電圧の振幅差を打ち消す。反転増幅器４２が請求項の反転出力部に相当する。中点６は、信号伝送路ＶＨと信号伝送路ＶＬとの終端抵抗である抵抗Ｒ１及び抵抗Ｒ２の中点である。中点６は、電位が固定の中点ではなく、電位が浮動の中点である。

なお、本実施形態では、中点６が終端抵抗の中点である構成を示したが、必ずしもこれに限らない。例えば中点６は、信号伝送路ＶＨと信号伝送路ＶＬとを結ぶ抵抗の中点であれば、終端抵抗以外の抵抗の中点であってもよい。また、中点６は、信号伝送路ＶＨと信号伝送路ＶＬとを直接に結んだ抵抗の中点である必要はなく、差動伝送回路１００の構造上、信号伝送路ＶＨと信号伝送路ＶＬとを結ぶ抵抗の中点でありさえすればよい。

反転増幅器４２には、例えば図２に示すようなＡＢ級アンプ回路を用いる。一例として、反転増幅器４２では、ｐＭＯＳトランジスタＭ１４、Ｍ１５、及びＭ１７と、ｎＭＯＳトランジスタＭ１３、Ｍ１６、及びＭ１８とを用いてＡＢ級アンプ回路を実現している。ＡＢ級アンプ回路を用いるのは、反転増幅器４２の入出力の電位はＶＤＤ／２付近を変動するため、インバータなどのＡ級アンプ回路を用いると大電流が発生し、消費電力が大きくなるためである。ＶＤＤは電源電圧を示している。

ここで、図３のグラフを用いて、反転増幅器４２の入出力特性についての説明を行う。図３のグラフの縦軸が反転増幅器４２の入力（図中のｉｎ）、横軸が出力（図中のｏｕｔ）である。反転増幅器４２の入力は、前述の同相電位にあたり、反転増幅器４２の出力は、中点６の電位にあたる。同相電位は、前述した信号伝送路ＶＨの電位と信号伝送路ＶＬの電位との和を２で除算した電位である。

反転増幅器４２の入力、出力は、図３に示したように、図３のグラフの網掛けした領域の実線上を変動する。図３中のＲ１は抵抗Ｒ１の抵抗値、Ｒ２は抵抗Ｒ２の抵抗値である。また、Ｉは抵抗Ｒ１及び抵抗Ｒ２へ流れる電流の値である。反転増幅器４２の利得を高め、実線の傾きを急峻にすることで、入力（つまり、同相電位）の変動幅を小さくしてコモンモードノイズを抑制することができるので、反転増幅器４２の利得を高くすることが好ましい。

本実施形態の構成によれば、信号伝送路ＶＨと信号伝送路ＶＬとの同相電位の極性を反転させて信号伝送路ＶＨと信号伝送路ＶＬとを結ぶ終端抵抗の中点６に与えるので、２本の信号伝送路間での同相電圧の振幅差を打ち消すことができる。よって、２本の信号伝送路間での同相電圧の振幅の非対称性が生じるのを防ぎ、２本の信号伝送路間での同相電圧の振幅の非対称性によって生じるコモンモードノイズを抑制することが可能になる。

また、本実施形態の構成によれば、ローパスフィルタ２、階段波発生回路３ａ、及び階段波発生回路３ｂによって、信号伝送に影響のない高周波帯の信号成分を抑制することが可能になる。

より詳しくは、ローパスフィルタ２によって、信号伝送路ＶＨ及び信号伝送路ＶＬに伝送させる差動信号の波形の急峻さを抑えてなだらかにすることで、信号伝送に影響のない高周波帯の信号成分を抑制することが可能になる。また、信号伝送路ＶＨ及び信号伝送路ＶＬに伝送させる差動信号の波形を階段波形とすることによって、信号波形が急峻になりやすい立上がりや立下り時点での波形をなだらかにし、信号伝送に影響のない高周波帯の信号成分を抑制することが可能になる。

ここで、本実施形態の構成における作用効果について、具体的に図４〜１０を用いて説明を行う。以下では、図４に示す従来の差動伝送回路２００との比較を通して、本実施形態の構成における作用効果の説明を行う。

図４の差動伝送回路２００は、従来の差動伝送回路であって、信号伝送路ＶＨと信号伝送路ＶＬとの終端抵抗（つまり、抵抗Ｒ１及び抵抗Ｒ２）の中点６にＶＤＤ／２の固定電位を与える点で本実施形態の構成と異なっている。なお、ｐＭＯＳトランジスタＭ１９が信号伝送路ＶＨを駆動するトランジスタであって、ｎＭＯＳトランジスタＭ２０が信号伝送路ＶＬを駆動するトランジスタである。また、差動伝送回路２００は、例えば２ｋΩなど、抵抗値の同じ抵抗Ｒ５及び抵抗Ｒ６によって、中点６にＶＤＤ／２の固定電位を与える。

ここで、図５を用いて、差動伝送回路１００と差動伝送回路２００とでの同相電位と終端抵抗の中点６での電位との一例を示す。図５のＡが本実施形態の差動伝送回路１００の例であり、Ｂが従来の差動伝送回路２００の例である。図５では、終端抵抗である抵抗Ｒ１の抵抗値を（３０＋ａ）Ωとし、抵抗Ｒ２の抵抗値を（３０−ａ）Ωとし、ａを−２０から２０まで変化させた場合の例を示している。なお、図５のＨで示す実線が信号伝送路ＶＨの電位、Ｌで示す実線が信号伝送路ＶＬの電位、破線が同相電位、点線が終端抵抗の中点６の電位を示している。また、図５の縦軸が電位（Ｖ）、横軸がａ（Ω）を示している。

従来の差動伝送回路２００は、終端抵抗の中点６に固定電位を与えるだけなので、図５のＢに示すように、終端抵抗の中点６の電位は一定となるが、同相電位は一定にならない。一方、本実施形態の差動伝送回路１００は、図５のＡに示すように、終端抵抗の中点６の電位を変動させることによって、同相電位を一定に保つ。

続いて、図６を用いて、従来の差動伝送回路２００での信号波形の一例を示し、図７を用いて、本実施形態の差動伝送回路１００での信号波形の一例を示す。図６及び図７のＨで示す実線が信号伝送路ＶＨの電位の波形、Ｌで示す実線が信号伝送路ＶＬの電位の波形、破線が同相電位の波形、点線が終端抵抗の中点６の電位の波形を示している。図６及び図７では、終端抵抗である抵抗Ｒ１及びＲ２がＲ１＞Ｒ２の関係にある場合を例に挙げている。

従来の差動伝送回路２００では、信号伝送路ＶＨに発生する信号電圧Ｖｈと信号伝送路ＶＬに発生する信号電圧Ｖｌとが異なり、同相電圧に（Ｖｈ−Ｖｌ）／２の振幅が発生する。これに対して、従来の差動伝送回路２００では、終端抵抗の中点６に固定電位を与えるだけなので、図６に示すように、同相電圧の振幅差は打ち消されず、同相電位は一定にならない。一方、本実施形態の差動伝送回路１００では、終端抵抗の中点６に同相電位の極性を反転させて与えることで、同相電圧の振幅差を打ち消し、同相信号レベルを一定に保つことができる。

続いて、図８〜図１０を用いて、ローパスフィルタ２、階段波発生回路３ａ、及び階段波発生回路３ｂを利用することによる効果についての説明を行う。

図８は、本実施形態の差動伝送回路１００と従来の差動伝送回路２００とでの信号波形の一例を示す図である。図８のＣが従来の差動伝送回路２００での信号波形の一例を示しており、Ｄが本実施形態の差動伝送回路１００での信号波形の一例を示している。また、図８のＨで示す実線が信号伝送路ＶＨの信号電圧の波形、Ｌで示す実線が信号伝送路ＶＬの信号電圧の波形を示している。図８の縦軸は電圧、横軸は時間を示している。

図８のＣに示すように、従来の差動伝送回路２００での信号波形は矩形波であるのに対して、図８のＤに示すように、本実施形態の差動伝送回路１００での信号波形は、階段波になる。また、ローパスフィルタ２を利用することによって、本実施形態の差動伝送回路１００での信号波形は、従来の差動伝送回路２００での信号波形に比べて、急峻さが抑えられ、なだらかになっている。

本実施形態の差動伝送回路１００は、ローパスフィルタ２、階段波発生回路３ａ、及び階段波発生回路３ｂを利用して、図８のＤに示すように、信号伝送路ＶＨ及び信号伝送路ＶＬに伝送させる信号の波形を整形し、信号に含まれる高調波成分を抑制する。これにより、同相信号に含まれる高調波成分も抑制することができ、この高調波成分を発生要因とする電磁放射の抑制が可能となる。よって、本実施形態の差動伝送回路１００によれば、同相信号に含まれる高調波成分を発生要因とする電磁放射のさらなる抑制、つまり、コモンモードノイズのさらなる抑制が可能になる。

続いて、図９を用いて、従来の差動伝送回路２００を用いた場合と、本実施形態の差動伝送回路１００を用いた場合との信号波形のシミュレーション結果を示す。

図９のＥ及びＧが従来の差動伝送回路２００での信号波形の一例を示しており、Ｆ及びＨが本実施形態の差動伝送回路１００での信号波形の一例を示している。また、Ｅ及びＦが終端抵抗としての抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２との抵抗値が対称の場合の例を示しており、Ｇ及びＨが抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２との抵抗値が非対称の場合の例を示している。さらに、図９のＨで示す実線が信号伝送路ＶＨの電位の波形、Ｌで示す実線が信号伝送路ＶＬの電位の波形、破線が同相電位の波形、点線が終端抵抗の中点６の電位の波形を示している。また、図９の縦軸が電位、横軸が時間を示している。

図９のＥ、Ｇに示すように、従来の差動伝送回路２００を用いた場合には、抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２との抵抗値が対称の場合であっても、非対称の場合であっても、同相電位の変動が信号の立上がりや立下り時点で大きくなる。これに対して、図のＦ、Ｈに示すように、本実施形態の差動伝送回路１００を用いた場合には、同相電位の変動が信号の立上がりや立下り時点であっても抑えられる。

続いて、図１０を用いて、従来の差動伝送回路２００を用いた場合と、本実施形態の差動伝送回路１００を用いた場合との電磁放射のノイズのシミュレーション結果を示す。

図１０の黒抜きの棒グラフが従来の差動伝送回路２００を用いた場合の電磁放射のノイズの測定値を示しており、白抜きの棒グラフが本実施形態の差動伝送回路１００を用いた場合の電磁放射のノイズの測定値を示している。図１０では、終端抵抗としての抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２との抵抗値が非対称の場合の例を示している。また、図１０の縦軸が電磁放射ノイズ量（ｄＢμＶ）、横軸が周波数（ＭＨｚ）を示している。

図１０に示すように、本実施形態の差動伝送回路１００を用いた場合には、従来の差動伝送回路２００を用いた場合に比べ、電磁放射のノイズ、つまり、コモンモードノイズを抑制することができる。

なお、前述の実施形態では、差動伝送回路１００にシフトレジスタ１、ローパスフィルタ２、階段波発生回路３ａ、階段波発生回路３ｂを備える構成を示したが、必ずしもこれに限らない。例えば、ローパスフィルタ２を備えず、シフトレジスタ１、階段波発生回路３ａ、階段波発生回路３ｂによって、信号伝送路ＶＨ及び信号伝送路ＶＬに伝送させる信号の波形を階段波に整形する構成としてもよい。また、シフトレジスタ１、階段波発生回路３ａ、階段波発生回路３ｂを備えず、ローパスフィルタ２によって、信号伝送路ＶＨ及び信号伝送路ＶＬに伝送させる信号の所定周波数以上の高周波成分を除く構成としてもよい。

他にも、シフトレジスタ１、ローパスフィルタ２、階段波発生回路３ａ、階段波発生回路３ｂを備えない構成（以下、変形例１）としてもよい。以下では、この変形例１について図１１を用いて説明を行う。図１１は、差動伝送回路１００ａの概略的な構成の一例を示す回路図である。なお、説明の便宜上、前述の実施形態の説明に用いた図に示した部材と同一の機能を有する部材については、同一の符号を付し、その説明を省略する。

図１１に示す差動伝送回路１００ａは、ｐＭＯＳトランジスタＭ２９、ｎＭＯＳトランジスタＭ３０、同相電位安定化回路７、信号伝送路ＶＨ、及び信号伝送路ＶＬを備えている。図１１では、便宜上、信号の受信に関する構成（つまり、レシーバの構成）は省略している。差動伝送回路１００ａも、信号伝送路ＶＨと信号伝送路ＶＬとの一対の信号伝送路を用いて、差動伝送方式によって信号の伝送を行う。

ｐＭＯＳトランジスタＭ２９は、信号伝送路ＶＨに接続されて、信号伝送路ＶＨを駆動するトランジスタである。ｎＭＯＳトランジスタＭ３０は、信号伝送路ＶＬに接続されて、信号伝送路ＶＬを駆動するトランジスタである。ｐＭＯＳトランジスタＭ２９が請求項の第１トランジスタに相当し、ｎＭＯＳトランジスタＭ３０が請求項の第２トランジスタに相当する。

同相電位安定化回路７は、図１１に示すように、電位出力回路４１及び反転増幅器４３を備える。同相電位安定化回路４は、反転増幅器４３を用いることで、信号伝送路ＶＨと信号伝送路ＶＬとの間での同相電圧の振幅差を打ち消すフィードバック構成を実現している。

反転増幅器４３は、電位出力回路４１から出力される同相電位の極性を反転させて中点６に与えることで、信号伝送路ＶＨと信号伝送路ＶＬとの間での同相電圧の振幅差（つまり、同相電位）を打ち消す。反転増幅器４３が請求項の反転出力部に相当する。中点６は、前述したように、信号伝送路ＶＨと信号伝送路ＶＬとの終端抵抗である抵抗Ｒ１及び抵抗Ｒ２の中点である。

反転増幅器４３には、例えば図１１に示すようなＡＢ級アンプ回路を用いる。一例として、反転増幅器４３では、応答性を良くするためｐＭＯＳトランジスタＭ２２、Ｍ２３、Ｍ２４、及びＭ２７と、ｎＭＯＳトランジスタＭ２１、Ｍ２５、Ｍ２６、及びＭ２８とを用いてＡＢ級アンプ回路を実現している。

変形例１の構成によっても、信号伝送路ＶＨと信号伝送路ＶＬとの同相電位の極性を反転させて信号伝送路ＶＨと信号伝送路ＶＬとを結ぶ終端抵抗（つまり、抵抗Ｒ１及び抵抗Ｒ２）の中点に与えるので、２本の信号伝送路間での同相電圧の振幅差を打ち消すことができる。よって、２本の信号伝送路間での同相電圧の振幅の非対称性が生じるのを防ぎ、２本の信号伝送路間での同相電圧の振幅の非対称性によって生じるコモンモードノイズを抑制することが可能になる。

なお、本発明は、上述した各実施形態に限定されるものではなく、請求項に示した範囲で種々の変更が可能であり、異なる実施形態にそれぞれ開示された技術的手段を適宜組み合わせて得られる実施形態についても本発明の技術的範囲に含まれる。

６ 中点、４１ 電位出力回路（電位出力部）、４２ 反転増幅器（反転出力部）、４３ 反転増幅器（反転出力部）、１００ 差動伝送回路、２００ 差動伝送回路、ＶＨ 信号伝送路（第１信号伝送路）、ＶＬ 信号伝送路（第２信号伝送路）、Ｍ１〜Ｍ６ ｐＭＯＳトランジスタ（第１トランジスタ）、Ｍ２９ ｐＭＯＳトランジスタ（第１トランジスタ）、Ｍ７〜Ｍ１２ ｎＭＯＳトランジスタ（第２トランジスタ）、Ｍ３０ ｎＭＯＳトランジスタ（第２トランジスタ）

Claims (4)

1. 第１信号伝送路（ＶＨ）と第２信号伝送路（ＶＬ）との一対の信号伝送路を用いて、差動伝送方式によって信号の伝送を行う差動伝送回路（１００、２００）であって、
   前記第１信号伝送路に接続されて、前記第１信号伝送路を駆動するトランジスタである第１トランジスタ（Ｍ１〜Ｍ６、Ｍ２９）と、
   前記第２信号伝送路に接続されて、前記第２信号伝送路を駆動するトランジスタである第２トランジスタ（Ｍ７〜Ｍ１２、Ｍ３０）と、
   前記第１信号伝送路の電位と前記第２信号伝送路の電位との中間電位を出力する電位出力部（４１）と、
   前記第１信号伝送路と前記第２信号伝送路とを結ぶ抵抗の中点であって、且つ、電位が調整可能である中点（６）と、
   前記電位出力部から出力される前記中間電位の極性を反転させて前記中点に与える反転出力部（４２、４３）とを備えることを特徴とする差動伝送回路。
2. 請求項１において、
   前記中点は、前記第１信号伝送路と前記第２信号伝送路との終端抵抗の中点であることを特徴とする差動伝送回路。
3. 請求項１又は２において、
   所定周波数以上の周波数成分を除去するローパスフィルタ（２）を備え、
   前記ローパスフィルタを用いて、前記第１信号伝送路及び前記第２信号伝送路に伝送させる信号の波形を整形することを特徴とする差動伝送回路。
4. 請求項１〜３のいずれか１項において、
   階段波を発生させる階段波発生回路（３ａ、３ｂ）を備え、
   前記階段波発生回路を用いて、前記第１信号伝送路及び前記第２信号伝送路に伝送させる信号の波形を整形することを特徴とする差動伝送回路。

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