JP2015142465A - モータ制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】検出したモータの各相の電流の誤検出判定を行う際に、座標変換を用いずに誤検出判定を可能にすることで、制御負荷の小さい安定したモータ制御が実現できるモータ制御装置を得ること。
【解決手段】モータ制御装置において、直流電源から供給された直流電力を３相の交流電力に変換してモータへ供給するインバータと、直流電源と前記インバータとの間の母線電流を検出する電流検出部と、電流検出部により検出された母線電流に基づいて、３相の電流を算出する算出部と、算出部により算出された３相の電流に応じて３相の電圧指令を生成し、生成された３相の電圧指令に応じて３相のＰＷＭ信号を生成する生成部とを備え、今回算出部で算出された３相の電流と、前回算出された３相の電流との差分を算出し、各相の電流値の差分が１相でも所定値を超えている場合、検出した電流は誤検出と判定する判定部６１ｆを備えている。
【選択図】図２

Description

本発明は、モータの制御装置に関する。

ブラシレスＤＣモータの制御を精度良く行うには、ステータ（固定子）巻線に流れる相電流を正確に把握する必要がある。各相に流れる電流が把握できれば、モータの回転子の位置を推定したり、モータの回転速度を制御したりすることができる。

近年、電流センサを使わずに回路のあるノードを流れる電流の電流値を求める方法として、シャント抵抗を用いる方法がある。あらかじめ求めたいノードにシャント抵抗を接続しておき、そのシャント抵抗の両端における電圧値を測定し、その電圧値と抵抗値とから電流値を求めることが行われている。

この種の位置センサレス駆動を行うモータの駆動方式としては、１８０度通電方式（正弦波通電方式）があり、３相モータの場合モータの３相電流値を用いてモータの回転数が目標回転数になるようにＰＷＭ制御を行う。モータの各相の電流を検出する方法の１つとしては、インバータ回路の直流部に挿入した１つのシャント抵抗を用いた方法がある。ここで、ＰＷＭインバータでは、インバータの各相のスイッチング素子のスイッチング直前および直後の２つのインバータの直流母線電流値を検出し、３相電流の総和が常にゼロに等しいと仮定して、これら２つの電流値から残りの相の電流値を算出する。この際、高周波ノイズによって誤検出する虞がある。

そこで、特許文献１では、検出した電流値が誤検出であるか否かを判定するために、検出した電流値と電流指令とを比較し、その差が所定の値以上であれば誤検出と判断している。

特開２０１２−１０５４４０号公報

一般に、３相モータを制御する場合、各相の電圧や電流を３相固定座標系で扱うと、負荷トルク変動のない定常状態であっても常に交流として変化するため、角速度指令に追従させることが難しい。例えば、一般的に電流制御器は、比例−積分制御器（ＰＩ制御器）が用いられるが、比例制御ゲインを大きくして追従させようとすると制御が不安定になったりしてしまう。そこで、広く用いられる座標系としては、回転座標系であるｄｑ座標系がある。これは、マグネットによる磁束の方向を基準としており、ロータの回転に併せて座標軸も回転する回転座標系の回転軸である。磁石のＳ→Ｎ極方向へｄ軸をとり、そこから回転方向へ電気角で９０度ずらしてｑ軸をとる。固定座標系では交流値であっても、この回転座標系では直流値として扱うことができるため、負荷トルク変動のない定常状態では一定値となる。また、ＰＩ制御器を用いたとしても、定常偏差のない電流制御が実現できる。

しかしながら、特許文献１に示す２軸回転座標系を用いた場合は、検出した電流値の誤検出判定を行うため、２軸の電流指令を一旦３相の固定座標系に変換する必要があり、この座標変換で複雑な演算処理が要求されることから、制御負荷が大きく、処理速度の早い高価な演算処理部を搭載する必要がある。

本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、検出したモータの各相の電流の誤検出判定を行う際に、座標変換を用いずに誤検出判定を可能にすることで、制御負荷の小さい安定したモータ制御が実現できるモータ制御装置を得ることを目的とする。

上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明の第１の側面にかかるモータの制御装置は、直流電源から供給された直流電力をＰＷＭ制御により３相の交流電力に変換してモータへ供給するインバータと、前記直流電源と前記インバータとの間の母線電流を検出する電流検出部と、前記電流検出部により検出された母線電流に基づいて、前記モータに流れる３相の電流値を算出する算出部と、前記算出部により算出された３相の電流に基づいて３相の電圧指令を生成し、生成された３相の電圧指令に基づいて３相のＰＷＭ信号を生成する生成部と、を備え、前記算出部は、算出された各相の電流値と、前記算出部は、算出された各相の電流値と、これと異なる検出タイミングで検出された母線電流に基づいて算出された各相の電流値との差分の絶対値を算出し、各相の電流値の差分が１相でも所定値を超えている場合は誤検出と判定する判定部を備えていることを特徴とする。

本発明の第２の側面にかかるモータ制御装置は、本発明の第１の側面にかかるモータ制御装置において、前記生成部には、前記算出部で算出された３相の電流値を回転座標系の２相電流（ｄ軸電流Ｉｄ、ｑ軸電流Ｉｑ）に変換し、変換された前記２相電流それぞれの移動平均値を算出する３φ／ｄｑ座標変換器を備え、前記判定部が誤検出と判定した場合に、前記生成部は、前記算出部で算出された３相の電流値を用いずに前記移動平均値を用いて３相のＰＷＭ信号を生成し、モータの制御を行うことを特徴とする。

本発明の第３の側面にかかるモータ制御装置は、本発明の第１の側面にかかるモータ制御装置において、前記生成部には、モータの回転速度指令に応じて電流指令を設定する電流指令設定部を備え、前記生成部は、前記電流指令と前記算出部により算出された３相の電流に基づいて３相のＰＷＭ信号を生成し、前記判定部が誤検出と判定した場合に、前記生成部は、前記算出部で算出された３相の電流値を用いずに今回用いた前記電流指令を用いて３相のＰＷＭ信号を生成し、モータの制御を行うことを特徴とする。

本発明によれば、検出したモータ各相の電流の座標変換を用いずに誤検出判定を可能にすることで、小さな制御負荷で安定したモータ制御が実現できるモータ制御装置が得られるという効果を奏する。

図１は、実施の形態にかかるモータの制御装置の構成を示す図である。 図２は、実施の形態１における３φ電流算出器の構成を示す図である。 図３は、実施の形態１にかかるモータの制御装置の動作を示す図である。 図４は、実施の形態１における補正部の動作を示す図である。 図５は、実施の形態におけるモータの制御装置の全体処理フローを示す図である。 図６は、図５の電流検出処理のサブルーチンの処理フローを示す図である。 図７は、実施の形態２における３φ電流算出器の構成を示す図である。

以下に、本発明にかかるモータ制御装置の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。

（実施の形態１）
実施の形態にかかるモータ制御装置１００について、図１を用いて説明する。図１は、モータ制御装置１００の構成を示す図である。

モータ制御装置１００は、ＰＷＭ変調による制御信号を生成し、センサレス同期モータＭを制御する。モータＭは、例えば、ＰＭＳＭ（永久磁石同期モータ）である。ＰＭＳＭの駆動においては、ロータの回転とステータコイルが発生する回転磁界を同期させる必要があるため、ロータの位置（回転位置）を検出することが必要である。上記のように、モータＭが位置検出用のセンサを持たないセンサレス同期モータの場合は、モータＭを駆動させる位置センサレス駆動が必要である。

正弦波駆動によりセンサレス同期モータを駆動する場合は、モータのステータ巻線の各相に流れる相電流を検出する必要があり、そのモータ電流を検出することによって、ロータの位置を推定してモータの回転を制御する。

このとき、電流センサで３相モータのモータ電流を検出するには、少なくとも２相のモータ電流の検出が必要となる。モータ電流を検出するための電流センサは、制御回路全体に占めるコスト割合が大きく、さらに２つ必要となるとコスト面で大きな負担となる。

本実施形態では、２相のモータ電流を検出する２つの電流センサに替えて、モータ制御装置１００のインバータの母線部に接続したシャント抵抗にて電流を検出する。そして、インバータのスイッチング状態の情報とともに電流を検出することにより、モータ電流を再現する。

なお、この１つのシャント抵抗によるモータ電流の検出（再現・推定）方法は１シャント電流検出と呼ばれることが多い。

実施の形態にかかるモータ制御装置１００は、制御方式として、１８０度通電方式（正弦波通電方式）、位置センサレス方式、１シャント電流検出方式を採用する。例えば、モータ制御装置１００は、モータＭを制御するにあたり、１つのシャント抵抗Ｒｓを用いて母線電流Ｉｓを検出し、その検出した母線電流Ｉｓに応じて、ＰＷＭ変調による制御信号を生成しモータＭを制御する。具体的には、モータ制御装置１００は、インバータ１０、電流検出部２０、算出部６０、電圧検出部３０、及び生成部４０を備える。

インバータ１０は、直流電力を直流電源Ｅ_ＤＣから受け、３相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）のＰＷＭ信号Ｕｐ，Ｕｎ，Ｖｐ，Ｖｎ，Ｗｐ，Ｗｎを生成部４０から受ける。インバータ１０は、３相のＰＷＭ信号Ｕｐ〜Ｗｎに従って、直流電力を３相の交流電力に変換する。インバータ１０は、変換された３相の交流電力をモータＭへ出力することにより、モータＭを駆動する。

具体的には、インバータ１０は、上アームのスイッチング素子ＳＷｕｐ、ＳＷｖｐ、ＳＷｗｐ及び下アームのスイッチング素子ＳＷｕｎ、ＳＷｖｎ、ＳＷｗｎを有する。インバータ１０では、３相のＰＷＭ信号Ｕｐ〜Ｗｎに従って各スイッチング素子ＳＷｕｐ〜ＳＷｗｎをオン・オフすることにより、直流電力を３相の交流電力に変換する。なお、各スイッチングＳＷｕｐ〜ＳＷｗｎの両端には、さらに還流ダイオードＤｕｐｄ〜Ｄｗｎｄが接続されている。

電流検出部２０は、１つのシャント抵抗Ｒｓを用いて母線電流Ｉｓを検出する。具体的には、電流検出部２０は、シャント抵抗Ｒｓ及び電流検出回路２１を有する。

シャント抵抗Ｒｓは、直流電源Ｅ_ＤＣとインバータ１０との間に接続されている。シャント抵抗Ｒｓは、例えば、直流電源Ｅ_ＤＣにおけるＮ側の端子とインバータ１０との間のＤＣラインであるＮラインＬ_Ｎ上に挿入されている。なお、シャント抵抗Ｒｓは、例えば、直流電源Ｅ_ＤＣにおけるＰ側の端子とインバータ１０との間のＤＣラインであるＰラインＬ_Ｐ上に挿入されていてもよい。

１つのシャント抵抗Ｒｓには、インバータ１０におけるＵ相電流、Ｖ相電流、Ｗ相電流に応じて母線電流Ｉｓが流れる。このとき、シャント抵抗Ｒｓの両端に電圧降下が生じる。電流検出回路２１は、この電圧降下の大きさとシャント抵抗Ｒｓの抵抗値とから、シャント抵抗Ｒｓに流れる母線電流Ｉｓを検出し、検出結果を算出部６０へ出力する。

算出部６０は、電流検出部２０により検出された母線電流Ｉｓと生成部４０により生成された３相のＰＷＭ信号Ｕｐ〜Ｗｎとに基づいて、３相の電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを算出する。

具体的には、算出部６０は、３φ電流算出器６１を有する。３φ電流算出器６１は、検出された母線電流を電流検出回路２１から受け、３相のＰＷＭ信号Ｕｐ〜Ｗｎを受ける。３φ電流算出器６１は、母線電流の値と３相のＰＷＭ信号Ｕｐ〜Ｗｎとに基づいて、３相の電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを算出する。３φ電流算出器６１は、算出された３相の電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを生成部４０へ出力する。また、３φ電流算出器６１では、算出された電流値が誤検出か否かを判定し、誤検出であると判定した場合は検出したシャント電流値を使用せずに、２軸電流（ｄ軸電流ｉｄ、ｑ軸電流ｉｑ）の移動平均値、あるいは、２軸の電流指令（ｄ軸電流指令ｉｄ＊、ｑ軸電流指令ｉｑ＊）を用いる。３φ電流算出器６１の構成及び動作の詳細は後述する。

電圧検出部３０は、母線電圧を検出する。具体的には、電圧検出部３０は、ＤＣ電圧検出回路３１及びＤＣ電圧算出器３２を有する。ＤＣ電圧検出回路３１は、ＰラインＬ_ＰとＮラインＬ_Ｎとの間の母線電圧を検出し、検出結果をＤＣ電圧算出器３２へ出力する。ＤＣ電圧算出器３２は、検出結果をＤＣ電圧Ｖｄｃへ変換し、変換されたＤＣ電圧Ｖｄｃを生成部４０へ出力する。

生成部４０は、速度指令ωｍ＊を外部（例えば、上位のコントローラ）から受け、３相の電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを算出部６０から受け、ＤＣ電圧Ｖｄｃを電圧検出部３０から受ける。生成部４０は、速度指令ωｍ＊、３相の電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗ、及びＤＣ電圧Ｖｄｃに基づいて、３相のＰＷＭ信号Ｕｐ〜Ｗｎを生成する。例えば、生成部４０は、モータＭにおけるロータが速度指令ωｍ＊に従って回転するように、３相のＰＷＭ信号Ｕｐ〜Ｗｎを生成する。

このとき、生成部４０は、モータ電流を永久磁石トルクに比例する「トルク電流成分」（ｑ軸成分）、及び、磁束の大きさを変える「励磁電流成分」（ｄ軸成分）に分離して扱うことで、制御性の向上（高効率、高速応答など）を実現可能にする。

交流の場合、３相固定座標系で取り扱うと各相の電圧や電流は定常状態であっても常に変化するので、制御器によって対象物を速度指令ωｍに追従させるのは難しい。例えば、一般的に電流制御器はＰＩ（比例積分）制御器が用いられるが、比例制御ゲインを大きくして追従を良くさせようとすると制御が不安定になったりしてしまう。

このような場合に広く用いられている座標系として、ｄｑ座標系がある。これは、ロータの磁石方向を基準としており、ロータの回転に合わせて座標系も回転する回転座標系の軸である。固定座標系で交流量であってもこの座標軸では直流量として扱うことができ、定常状態では一定値となる。また、ＰＩ制御器を用いたとしても、定常偏差のない電流制御が実現できる。例えば、磁石のＳ→Ｎ極方向へｄ軸、ｄ軸から回転方向へ電気角９０［ｄｅｇ］ずらしてｑ軸を取ったものを用いる。

具体的には、生成部４０は、３φ／ｄｑ座標変換器４２、位置・速度推定器４４、１／Ｐｎ変換器５１、減算器５２、ｄ軸電流設定器４８、減算器４６、速度制御器４９、減算器４７、ｄ軸ｑ軸電圧設定器４５、ｄｑ／３φ座標変換器４３、及びＰＷＭ生成器４１を有する。

３φ／ｄｑ座標変換器４２は、３相の電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを３φ電流算出器６１から受け、固定座標系（ＵＶＷ座標系）に対する回転座標系（ｄｑ座標系）の位相角θｄｑを位置・速度推定器４４から受ける。３φ／ｄｑ座標変換器４２は、位相角θｄｑを用いて、固定座標系の電流ベクトル（ｉｕ，ｉｖ，ｉｗ）を回転座標系の電流ベクトル（ｉｄ，ｉｑ）へ座標変換する。３φ／ｄｑ座標変換器４２は、変換されたｄ軸電流ｉｄを位置・速度推定器４４、ｄ軸ｑ軸電圧設定器４５、及び減算器４６へ出力し、変換されたｑ軸電流ｉｑを位置・速度推定器４４、ｄ軸ｑ軸電圧設定器４５、及び減算器４７へ出力する。また、３φ／ｄｑ座標変換器４２は、変換したｄ軸電流ｉｄとｑ軸電流ｉｑのそれぞれについて、例えば、４０個の算出分の移動平均値を算出して図示しない記憶部に記憶する。

位置・速度推定器４４は、ｄ軸電流ｉｄ、ｑ軸電流ｉｑを３φ／ｄｑ座標変換器４２から受け、ｄ軸電圧指令Ｖｄ＊、ｑ軸電圧指令Ｖｑ＊をｄ軸ｑ軸電圧設定器４５から受ける。位置・速度推定器４４は、ｄ軸電流ｉｄ、ｑ軸電流ｉｑ、ｄ軸電圧指令Ｖｄ＊、ｑ軸電圧指令Ｖｑ＊に基づいて、電圧ベクトルの電気的な推定角速度ωｅ及び回転座標系の位相角θｄｑをそれぞれ推定する。位置・速度推定器４４は、電気的な推定角速度ωｅを１／Ｐｎ変換器５１へ出力し、位相角θｄｑを３φ／ｄｑ座標変換器４２及びｄｑ／３φ座標変換器４３へ出力する。

１／Ｐｎ変換器５１は、電気的な推定角速度ωｅを位置・速度推定器４４から受ける。１／Ｐｎ変換器５１は、例えば電気的な推定角速度ωｅに１／Ｐｎ（Ｐｎは極対数）を乗算することにより、電気的な推定角速度ωｅをモータＭにおけるロータの機械的な推定角速度ωｍに変換する。１／Ｐｎ変換器５１は、機械的な推定角速度ωｍを減算器５２へ出力する。

減算器５２は、機械的な推定角速度ωｍを１／Ｐｎ変換器５１から受け、速度指令ωｍ＊を外部（例えば、上位のコントローラ）から受ける。減算器５２は、速度指令ωｍ＊から推定角速度ωｍを減算して速度偏差Δωを求め、求められた速度偏差Δωを速度制御器４９へ出力する。

電流指令設定部５０は、ｄ軸電流設定器４８と速度制御器４９を備え、２相のｄ軸電流とｑ軸電流の電流指令を設定する。

ｄ軸電流設定器４８は、ｄ軸電流指令ｉｄ＊を予め定められた値（例えば、固定値）で生成して減算器４６へ出力する。

減算器４６は、ｄ軸電流指令ｉｄ＊をｄ軸電流設定器４８から受け、ｄ軸電流ｉｄを３φ／ｄｑ座標変換器４２から受ける。減算器４６は、ｄ軸電流指令ｉｄ＊からｄ軸電流ｉｄを減算してｄ軸電流偏差Δｉｄを求め、求められたｄ軸電流偏差Δｉｄをｄ軸ｑ軸電圧設定器４５へ出力する。

速度制御器４９は、速度偏差Δωを減算器５２から受ける。速度制御器４９は、速度偏差Δωがゼロに近づくように、ｑ軸電流指令ｉｑ＊を求める。速度制御器４９は、求められたｑ軸電流指令ｉｑ＊を減算器４７へ出力する。

減算器４７は、ｑ軸電流指令ｉｑ＊を速度制御器４９から受け、ｑ軸電流ｉｑを３φ／ｄｑ座標変換器４２から受ける。減算器４７は、ｑ軸電流指令ｉｑ＊からｑ軸電流ｉｑを減算してｑ軸電流偏差Δｉｑを求め、求められたｑ軸電流偏差Δｉｑをｄ軸ｑ軸電圧設定器４５へ出力する。

ｄ軸ｑ軸電圧設定器４５は、ｄ軸電流偏差Δｉｄを減算器４６から受け、ｑ軸電流偏差Δｉｑを減算器４７から受ける。ｄ軸ｑ軸電圧設定器４５は、ｄ軸電流偏差Δｉｄ及びｑ軸電流偏差Δｉｑに応じて（例えば、ｄ軸電流偏差Δｉｄ及びｑ軸電流偏差Δｉｑがそれぞれゼロに近づくように）、ｄ軸電圧指令Ｖｄ＊及びｑ軸電圧指令Ｖｑ＊をそれぞれ求める。ｄ軸ｑ軸電圧設定器４５は、求められたｄ軸電圧指令Ｖｄ＊及びｑ軸電圧指令Ｖｑ＊を位置・速度推定器４４及びｄｑ／３φ座標変換器４３へ出力する。

ｄｑ／３φ座標変換器４３は、ｄ軸電圧指令Ｖｄ＊及びｑ軸電圧指令Ｖｑ＊をｄ軸ｑ軸電圧設定器４５から受け、固定座標系（ＵＶＷ座標系）に対する回転座標系（ｄｑ座標系座標系）の位相角θｄｑを位置・速度推定器４４から受ける。ｄｑ／３φ座標変換器４３は、位相角θｄｑを用いて、回転座標系の電圧ベクトル（Ｖｄ＊，Ｖｑ＊）を固定座標系の電圧ベクトル（Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊）へ座標変換する。

すなわち、ｄｑ／３φ座標変換器４３は、３φ電流算出器６１により生成された３相の電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗに応じたｄ軸電圧指令Ｖｄ＊及びｑ軸電圧指令Ｖｑ＊を座標変換して３相の電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を生成する。ｄｑ／３φ座標変換器４３は、生成された３相の電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊をＰＷＭ生成器４１へ出力する。

ＰＷＭ生成器４１は、３相の電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊をｄｑ／３φ座標変換器４３から受け、ＤＣ電圧ＶｄｃをＤＣ電圧算出器３２から受ける。ＰＷＭ生成器４１は、３相の電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊及びＤＣ電圧Ｖｄｃに応じて、３相のＰＷＭ信号Ｕｐ〜Ｗｎを生成する。

例えば、ＰＷＭ生成器４１は、規格化器４１ａ、キャリア発生器４１ｂ及び３つの比較器４１ｃを有する。規格化器４１ａは、ＤＣ電圧Ｖｄｃを用いて３相の電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊の振幅の絶対値を例えば１に規格化して、規格化された３相の電圧指令Ｖｕ＊’，Ｖｖ＊’，Ｖｗ＊’をそれぞれ比較器４１ｃに出力する。なお、比較器４１ｃは、３相用に３つ設けられている。

キャリア発生器４１ｂは、例えば振幅の絶対値が１である三角波信号をキャリア信号として発生し（図３参照）、発生されたキャリア信号を３つの比較器４１ｃにそれぞれ出力する。

３つの比較器４１ｃのそれぞれは、電圧指令Ｖｕ＊’，Ｖｖ＊’，Ｖｗ＊’とキャリア信号とを比較することで、３相のＰＷＭ信号Ｕｐ〜Ｗｎを生成する。例えば、Ｕ相用の比較器４１ｃは、電圧指令Ｖｕ＊’とキャリア信号とを比較し、キャリア信号のレベルが電圧指令Ｖｕ＊’より大きいとき、Ｕ相のＰＷＭ信号Ｕｐをオン，Ｕｎをオフとして生成し、キャリア信号のレベルが電圧指令Ｖｕ＊’より小さいとき、Ｕ相のＰＷＭ信号Ｕｐをオフ，Ｕｎをオンとして生成してスイッチング素子ＳＷｕｐ，ＳＷｕｎの制御端子にそれぞれ供給する。同様にＶ相用の比較器４１ｃは、電圧指令Ｖｖ＊’とキャリア信号とを比較した結果、Ｖ相のＰＷＭ信号Ｖｐ，Ｖｎを生成してスイッチング素子ＳＷｖｐ，ＳＷｖｎの制御端子にそれぞれ供給する。また、Ｗ相用の比較器４１ｃも同様に、電圧指令Ｖｗ＊’とキャリア信号とを比較した結果、Ｗ相のＰＷＭ信号Ｗｐ，Ｗｎを生成してスイッチング素子ＳＷｗｐ，ＳＷｗｎの制御端子にそれぞれ供給する。

例えば、キャリアの山を基準に比較動作を行う場合（キャリア信号が山基準である場合）、キャリアの山がキャリア周期の中央になるように各キャリア周期を設定する。そして、そのキャリア周期内でレベルが一定の電圧指令Ｖｕ＊’，Ｖｖ＊’，Ｖｗ＊’のレベルを与え、各比較器４１ｃは、キャリア信号のレベルが電圧指令Ｖｕ＊’，Ｖｖ＊’，Ｖｗ＊’を超えた時点でＰ側のＰＷＭ信号Ｕｐ，Ｖｐ，ＷｐをオンレベルでＮ側のＰＷＭ信号Ｕｎ，Ｖｎ，Ｗｎはオフレベル（Ｐ側のスイッチング素子がオンのときＮ側のスイッチング素子はオフとなり、Ｐ側がオフのときＮ側はオンになる）にし、キャリア信号のレベルが電圧指令Ｖｕ＊’，Ｖｖ＊’，Ｖｗ＊’以下になった時点でＰ側のＰＷＭ信号Ｕｐ，Ｖｐ，Ｗｐをオフレベル（Ｎ側のＰＷＭ信号Ｕｎ，Ｖｎ，Ｗｎはオンレベル）にする。このとき、各キャリア周期において、ＰＷＭ信号Ｕｐ，Ｖｐ，Ｗｐは、キャリアの山に対して対称なパターンになる（図３参照）。このとき、キャリア周期ごとに電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊のレベルが変わり得るので、隣り合うキャリア周期で見た場合、ＰＷＭ信号Ｕｐ，Ｖｐ，Ｗｐは、キャリアの谷に対して非対称なパターンになる（図３参照）。

あるいは、例えば、キャリアの谷を基準に比較動作を行う場合（キャリア信号が谷基準である場合）、キャリアの谷がキャリア周期の中央になるように各キャリア周期を設定する。そして、そのキャリア周期内でレベルが一定の電圧指令Ｖｕ＊’，Ｖｖ＊’，Ｖｗ＊’を与え、各比較器４１ｃは、キャリア信号のレベルが電圧指令Ｖｕ＊’，Ｖｖ＊’，Ｖｗ＊’を超えた時点でＰ側のＰＷＭ信号Ｕｐ，Ｖｐ，Ｗｐをオンレベル（Ｎ側のＰＷＭ信号Ｕｎ，Ｖｎ，Ｗｎはオフレベル）にし、キャリア信号のレベルが電圧指令Ｖｕ＊’，Ｖｖ＊’，Ｖｗ＊’以下になった時点でＰ側のＰＷＭ信号Ｕｐ，Ｖｐ，Ｗｐをオフレベル（Ｎ側のＰＷＭ信号Ｕｎ，Ｖｎ，Ｗｎはオンレベル）にする。このとき、各キャリア周期において、ＰＷＭ信号Ｕｐ，Ｖｐ，Ｗｐは、キャリアの谷に対して対称なパターンになる（図示せず）。このとき、キャリア周期ごとに電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊のレベルが変わり得るので、隣り合うキャリア周期で見た場合、ＰＷＭ信号Ｕｐ，Ｖｐ，Ｗｐは、キャリアの山に対して非対称なパターンになる（図示せず）。

次に、３φ電流算出器６１の構成及び動作について図２〜図４を用いて説明する。図２は、３φ電流算出器６１の構成を示す図である。図３は、モータ制御装置１００の動作を示す図である。図４は、補間算出部６１ｃの動作を示す図である。以下では、キャリア信号が山基準である場合について例示的に説明するが、以下の考え方は、キャリア信号が谷基準である場合についても同様に適用できる。

３φ電流算出器６１は、電流検出部２０により検出された母線電流Ｉｓと生成部４０により生成されたＰＷＭ信号Ｕｐ〜Ｗｎに基づいて、３相の電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを算出する。

例えば、３φ電流算出器６１は、第１のキャリア周期の３相のＰＷＭ信号Ｕｐ〜Ｗｎと第１のキャリア周期の後半に検出された母線電流Ｉｓと、第１のキャリア周期に続く第２のキャリア周期の３相のＰＷＭ信号Ｕｐ〜Ｗｎと第２のキャリア周期の前半に検出された母線電流Ｉｓとに基づいて、第１のキャリア周期と第２のキャリア周期との境界タイミングにおける３相の電流を算出する。３φ電流算出器６１は、算出された３相の電流を例えば第２のキャリア周期内に生成部４０へ出力する。生成部４０は、算出された３相の電流を２相の電流ｉｄ，ｉｑに変換し、変換した２相の電流と速度指令ωｍ＊に基づいた２相の電流指令ｉｄ＊，ｉｑ＊との電流偏差がゼロになるように２相の電圧指令Ｖｄ＊，Ｖｑ＊を生成し、２相の電圧指令Ｖｄ＊，Ｖｑ＊から３相の電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に変換して、第２のキャリア周期に続く第３のキャリア周期に用いる３相の電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を生成する。そして、生成部４０は、生成された３相の電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊と検出されたＤＣ電圧Ｖｄｃとに基づいて、３相のＰＷＭ信号Ｕｐ〜Ｗｎを生成する。

例えば、３φ電流算出器６１は、キャリア周期Ｔｃ１の３相のＰＷＭ信号Ｕｐ〜Ｗｎの状態とキャリア周期Ｔｃ１の後半の期間Ｔｃ１ｂに検出された母線電流Ｉｓと、キャリア周期Ｔｃ１に続くキャリア周期Ｔｃ２の相のＰＷＭ信号Ｕｐ〜Ｗｎの状態とキャリア周期Ｔｃ２の前半の期間Ｔｃ２ａに検出された母線電流Ｉｓとに基づいて、キャリア周期Ｔｃ１とキャリア周期Ｔｃ２との境界タイミングｔｃ１２における３相の電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを算出する。

３φ電流算出器６１は、算出された３相の電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを例えばキャリア周期Ｔｃ２内に生成部４０へ出力する。例えば、３φ電流算出器６１は、算出された３相の電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを例えばキャリア周期Ｔｃ２の後半の期間Ｔｃ２ｂ内に生成部４０へ出力する。これに応じて、生成部４０は、Ｔｃ２ｂ期間でキャリア周期Ｔｃ２に続くキャリア周期Ｔｃ３用の３相の電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を境界タイミングｔｃ１２における３相の電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗに基づいて生成する。

すなわち、生成部４０は、キャリア周期Ｔｃ３の開始タイミングまでに境界タイミングｔｃ１２における３相の電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを２相の電流ｉｄ，ｉｑに変換し、変換した２相の電流と速度指令ωｍ＊に基づいた２相の電流指令ｉｄ＊，ｉｑ＊との電流偏差がゼロになるように２相の電圧指令Ｖｄ＊，Ｖｑ＊を生成し、２相の電圧指令Ｖｄ＊，Ｖｑ＊から３相の電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に変換して、キャリア周期Ｔｃ３に用いる３相の電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を生成する。

３φ電流算出器６１は、ＡＤ変換部６１ａ、第１算出部６１ｂ、補間算出部６１ｃ、及び第２算出部６１ｄ、第３算出部６１ｅ、及び判定部６１ｆを有する。

ＡＤ変換部６１ａは、電流検出回路２１で検出した母線電流Ｉｓを受ける。ＡＤ変換部６１ａは、母線電流Ｉｓ（アナログ信号）をＡＤ変換して母線電流Ｉｓ（デジタル信号）を生成する。ＡＤ変換部６１ａは、母線電流Ｉｓ（デジタル信号）を第１算出部６１ｂへ出力する。母線電流Ｉｓを取得するタイミングは、３相のＰＷＭ信号Ｕｐ〜Ｗｎに基づいて行なわれ、詳細については後述する。

第１算出部６１ｂは、母線電流Ｉｓ（デジタル信号）をＡＤ変換部６１ａから受ける。第１算出部６１ｂは、第１のキャリア周期の３相のＰＷＭ信号と第１のキャリア周期の後半に検出された母線電流とから第１のキャリア周期の後半における２相の電流を算出する。また、第１算出部６１ｂは、第１のキャリア周期に続く第２のキャリア周期の３相のＰＷＭ信号と第２のキャリア周期の前半に検出された母線電流とから第２のキャリア周期の前半における２相の電流を算出する。

例えば図３に示すように、第１算出部６１ｂは、キャリア周期Ｔｃ１の３相のＰＷＭ信号Ｕｐ〜Ｗｎとキャリア周期Ｔｃ１の後半の期間Ｔｃ１ｂに検出された母線電流Ｉｓとからキャリア周期Ｔｃ１の後半の期間Ｔｃ１ｂにおける２相の電流ｉｕ，ｉｗを算出する。

例えば、キャリア周期Ｔｃ１の後半の期間Ｔｃ１ｂにおいて、期間ＴＰ１では、ＰＷＭ信号Ｕｐ，Ｖｐ，Ｗｐがいずれもオンレベルなので、スイッチング素子ＳＷｕｐ，ＳＷｖｐ，ＳＷｗｐがいずれもオンし他のスイッチング素子はオフしている（図１参照）。このとき、母線電流Ｉｓはゼロになる。

期間Ｔｃ１ｂにおける期間ＴＰ１に続く期間ＴＰ２では、ＰＷＭ信号Ｕｐがオフレベル（ＰＷＭ信号Ｕｎがオンレベル）であり、Ｖｐ，Ｗｐがいずれもオンレベルなので、スイッチング素子ＳＷｕｎ，ＳＷｖｐ，ＳＷｗｐがいずれもオンし他のスイッチング素子はオフしている（図１参照）。このとき、インバータ１０からモータＭに向かう向きを電流の正の向きとすると、Ｕ相電流−Ｉｕ＝Ｉｖ＋Ｉｗが母線電流Ｉｓとして流れる。第１算出部６１ｂは、例えば、期間ＴＰ２に検出された母線電流Ｉｓを、期間ＴＰ２の中央のタイミングｔｕ１におけるＵ相電流−Ｉｕとして算出する。

期間Ｔｃ１ｂにおける期間ＴＰ２に続く期間ＴＰ３では、ＰＷＭ信号Ｕｐ，Ｖｐがオフレベル（ＰＷＭ信号Ｕｎ，Ｖｎがオンレベル）であり、Ｗｐがオンレベルなので、スイッチング素子ＳＷｕｎ，ＳＷｖｎ，ＳＷｗｐがいずれもオンし他のスイッチング素子はオフしている（図１参照）。このとき、インバータ１０からモータＭに向かう向きを電流の正の向きとすると、Ｗ相電流Ｉｗ＝−Ｉｕ−Ｉｖが母線電流Ｉｓとして流れる。第１算出部６１ｂは、例えば、期間ＴＰ３に検出された母線電流Ｉｓを、期間ＴＰ３の中央のタイミングｔｗ１におけるＷ相電流Ｉｗとして算出する。

また、例えば図３に示すように、第１算出部６１ｂは、キャリア周期Ｔｃ２の３相のＰＷＭ信号Ｕｐ〜Ｗｎとキャリア周期Ｔｃ２の前半の期間Ｔｃ２ａに検出された母線電流Ｉｓとからキャリア周期Ｔｃ２の前半の期間Ｔｃ２ａにおける２相の電流ｉｕ，ｉｗを算出する。

例えば、キャリア周期Ｔｃ２の前半の期間Ｔｃ２ａにおいて、期間ＴＰ４では、ＰＷＭ信号Ｕｐ，Ｖｐがオフレベル（ＰＷＭ信号Ｕｎ，Ｖｎがオンレベル）であり、Ｗｐがオンレベルなので、スイッチング素子ＳＷｕｎ，ＳＷｖｎ，ＳＷｗｐがいずれもオンし他のスイッチング素子はオフしている（図１参照）。このとき、インバータ１０からモータＭに向かう向きを電流の正の向きとするとき、Ｗ相電流Ｉｗ＝−Ｉｕ−Ｉｖが母線電流Ｉｓとして流れる。第１算出部６１ｂは、例えば、期間ＴＰ４に検出された母線電流Ｉｓを、期間ＴＰ４の中央のタイミングｔｗ２におけるＷ相電流Ｉｗとして算出する。

期間Ｔｃ２ａにおける期間ＴＰ４に続く期間ＴＰ５では、ＰＷＭ信号Ｕｐがオフレベル（ＰＷＭ信号Ｕｎがオンレベル）であり、Ｖｐ，Ｗｐがいずれもオンレベルなので、スイッチング素子ＳＷｕｎ，ＳＷｖｐ，ＳＷｗｐがいずれもオンし他のスイッチング素子はオフしている（図１参照）。このとき、インバータ１０からモータＭに向かう向きを電流の正の向きとするとき、Ｕ相電流−Ｉｕ＝Ｉｖ＋Ｉｗが母線電流Ｉｓとして流れる。第１算出部６１ｂは、例えば、期間ＴＰ５に検出された母線電流Ｉｓを、期間ＴＰ５の中央のタイミングｔｕ２におけるＵ相電流−Ｉｕとして算出する。

期間Ｔｃ２ａにおける期間ＴＰ５に続く期間ＴＰ６では、ＰＷＭ信号Ｕｐ，Ｖｐ，Ｗｐがいずれもオンレベルなので、スイッチング素子ＳＷｕｐ，ＳＷｖｐ，ＳＷｗｐがいずれもオンし他のスイッチング素子はオフしている（図１参照）。このとき、母線電流Ｉｓはゼロになる。

第１算出部６１ｂは、第１のキャリア周期の後半における２相の電流と第２のキャリア周期の前半における２相の電流とを補間算出部６１ｃへ出力する。例えば、第１算出部６１ｂは、タイミングｔｕ１におけるＵ相電流−Ｉｕ、タイミングｔｗ１におけるＷ相電流Ｉｗ、タイミングｔｗ２におけるＷ相電流Ｉｗ、タイミングｔｕ２におけるＵ相電流−Ｉｕをそれぞれ補間算出部６１ｃと第２算出器６１ｄへ出力する。

補間算出部６１ｃは、第１算出部６１ｂで算出した結果、すなわち第１のキャリア周期の後半における２相の電流と第２のキャリア周期の前半における２相の電流を第１算出部６１ｂから受ける。例えば、補間算出部６１ｃは、タイミングｔｕ１におけるＵ相電流−Ｉｕ、タイミングｔｗ１におけるＷ相電流Ｉｗ、タイミングｔｗ２におけるＷ相電流Ｉｗ、タイミングｔｕ２におけるＵ相電流−Ｉｕをそれぞれ第１算出部６１ｂから受ける。

補間算出部６１ｃは、第１のキャリア周期の後半における２相の電流と第２のキャリア周期の前半における２相の電流とから、第１のキャリア周期と第２のキャリア周期の境界タイミングにおける２相の電流を算出する。

例えば図３に示すように、補間算出部６１ｃは、キャリア周期Ｔｃ１の後半の期間Ｔｃ１ｂにおける２相の電流ｉｕ，ｉｗとキャリア周期Ｔｃ２の前半の期間Ｔｃ２ａにおける２相の電流ｉｕ，ｉｗとから、境界タイミングｔｃ１２における２相の電流ｉｕ，ｉｗを算出する。例えば、補間算出部６１ｃは、タイミングｔｕ１におけるＵ相電流−Ｉｕとタイミングｔｕ２におけるＵ相電流−Ｉｕとから境界タイミングｔｃ１２におけるＵ相電流−Ｉｕを算出する。補間算出部６１ｃは、タイミングｔｗ１におけるＷ相電流Ｉｗとタイミングｔｗ２におけるＷ相電流Ｉｗとから境界タイミングｔｃ１２におけるＷ相電流−Ｉｗを算出する。

このとき、上記のように、キャリア周期ごとに電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊のレベルが変わり得るので、隣り合うキャリア周期で見た場合、ＰＷＭ信号Ｕｐ，Ｖｐ，Ｗｐは、キャリアの谷（境界タイミング）に対して非対称なパターンになる。例えば、図３に示すように、キャリア周期Ｔｃ１の後半の期間Ｔｃ１ｂにおけるＰＷＭ信号Ｕｐ，Ｖｐ，Ｗｐと、キャリア周期Ｔｃ２の前半の期間Ｔｃ２ａにおけるＰＷＭ信号Ｕｐ，Ｖｐ，Ｗｐとは、境界タイミングｔｃ１２に対して非対称なパターンになっている。

仮に、補間算出部６１ｃが、タイミングｔｕ１におけるＵ相電流−Ｉｕとタイミングｔｕ２におけるＵ相電流−Ｉｕとを単純平均すると、求められたＵ相電流は、境界タイミングｔｃ１２からずれたタイミングのＵ相電流になってしまう。あるいは、補間算出部６１ｃが、タイミングｔｗ１におけるＷ相電流Ｉｗとタイミングｔｗ２におけるＷ相電流Ｉｗとを単純平均すると、求められたＷ相電流は、境界タイミングｔｃ１２からずれたタイミングのＷ相電流になってしまう。すなわち、第１のキャリア周期の後半における２相の電流と第２のキャリア周期の前半における２相の電流とを単純平均により算出した場合、求められた２相の電流は、互いに異なるタイミングの電流になる（図３、図４参照）ので、誤差が増大する可能性がある。

このため、本実施の形態１では、補間算出部６１ｃが、求める相電流を単純平均で算出せずに線形補間により算出する。すなわち、補間算出部６１ｃは、第１のキャリア周期の後半における２相の電流と第２のキャリア周期の前半における２相の電流との間で境界タイミングにおける２相の電流を算出するために線形補間を用いる。

例えば図３に示すように、補間算出部６１ｃは、キャリア周期Ｔｃ１の後半の期間Ｔｃ１ｂにおける２相の電流ｉｕ，ｉｗとキャリア周期Ｔｃ２の前半の期間Ｔｃ２ａにおける２相の電流ｉｕ，ｉｗとから、境界タイミングｔｃ１２における２相の電流ｉｕ，ｉｗを線形補間により算出する。このとき、補間算出部６１ｃは、３相のＰＷＭ信号Ｕｐ〜Ｗｎを用いて、タイミングｔｕ１，ｔｗ１，ｔｗ２，ｔｕ２及び境界タイミングｔｃ１２の時間軸上の位置を認識することができる。例えば、補間算出部６１ｃは、タイミングｔｕ１におけるＵ相電流−Ｉｕとタイミングｔｕ２におけるＵ相電流−Ｉｕとから境界タイミングｔｃ１２におけるＵ相電流−Ｉｕを線形補間により算出する。補間算出部６１ｃは、タイミングｔｗ１におけるＷ相電流Ｉｗとタイミングｔｗ２におけるＷ相電流Ｉｗとから境界タイミングｔｃ１２におけるＷ相電流Ｉｗを線形補間により算出する。なお、補間算出部６１ｃは、境界タイミングｔｃ１２における２相の電流ｉｕ，ｉｗを線形補間により算出する処理を、キャリア周期Ｔｃ２の後半の期間Ｔｃ２ｂ内に行うことができる。

例えば、図４に示すように、タイミングｔｕ１におけるＵ相電流が−Ｉｕ１であり、タイミングｔｕ２におけるＵ相電流が−Ｉｕ２である場合、タイミングｔｕ１〜ｔｃ１２の期間の長さをＴi、タイミングｔｃ１２〜ｔｕ２の期間の長さをＴivとすると、境界タイミングｔｃ１２におけるＵ相電流Ｉｕ１２は、次の数式１で求めることができる。

Ｉｕ１２＝｛（−Ｉｕ２）−（−Ｉｕ１）｝×Ｔi
／（Ｔiv＋Ｔi）＋（−Ｉｕ１） ・・・数式１

同様に、タイミングｔｗ１におけるＷ相電流がＩｗ１であり、タイミングｔｗ２におけるＷ相電流がＩｗ２である場合、タイミングｔｗ１〜ｔｃ１２の期間の長さをＴii、タイミングｔｃ１２〜ｔｗ２の期間の長さをＴiiiとすると、境界タイミングｔｃ１２におけるＷ相電流Ｉｗ１２は、次の数式２で求めることができる。

Ｉｗ１２＝｛（＋Ｉｗ２）−（＋Ｉｗ１）｝×Ｔii
／（Ｔiii＋Ｔii）＋（＋Ｉｗ１） ・・・数式２

補間算出部６１ｃは、境界タイミングにおける２相の電流を第３算出部６１ｅへ出力する。例えば、補間算出部６１ｃは、境界タイミングｔｃ１２におけるＵ相電流Ｉｕ１２及びＷ相電流がＩｗ１２を第３算出部６１ｅへ出力する。

第３算出部６１ｅは、境界タイミングにおける２相の電流を補間算出部６１ｃから受ける。例えば、第３算出部６１ｅは、境界タイミングｔｃ１２におけるＵ相電流がＩｕ１２及びＷ相電流流Ｉｗ１２を補間算出部６１ｃから受ける。第３算出部６１ｅは、３相の電流のうち補間された２相の電流から残りの１相の電流を算出する。

例えば図３に示す場合、第３算出部６１ｅは、境界タイミングｔｃ１２におけるＵ相電流Ｉｕ１２及びＷ相電流Ｉｗ１２から、３相条件Ｉｕ＋Ｉｖ＋Ｉｗ＝０を用いて境界タイミングｔｃ１２におけるＶ相電流Ｉｖ１２を算出する。すなわち、第３算出部６１ｅは、境界タイミングｔｃ１２におけるＶ相電流Ｉｖ１２を、次の数式３で求めることができる。なお、第３算出部６１ｅは、境界タイミングｔｃ１２におけるＶ相電流Ｉｖ１２を算出する処理を、キャリア周期Ｔｃ２の後半の期間Ｔｃ２ｂ内に行うことができる。
Ｉｖ１２＝−Ｉｕ１２−Ｉｗ１２・・・数式３

第３算出部６１ｅは、算出されたＩｖ１２とともにＩｕ１２，Ｉｗ１２の３相の電流を生成部４０の３φ／ｄｑ座標変換器４２（図１参照）へ出力する。但し、後述する判定部６１ｆで誤検出と判定された場合は、第３算出部６１ｅで算出された３相の電流を生成部４０の３φ／ｄｑ座標変換器４２で座標変換する代わりに、３φ／ｄｑ座標変換器４２で算出されたｄ軸電流ｉｄとｑ軸電流ｉｑの移動平均値、あるいは今回のｄ軸電流指令ｉｄ＊とｑ軸電流指令ｉｑ＊を用いてｄ軸ｑ軸電圧設定器４５によりｄ軸電圧指令Ｖｄ＊及びｑ軸電圧指令Ｖｑ＊をそれぞれ求める。

第２算出部６１ｄは、図３で示すように、第１算出部６１ｂで算出された第１のキャリア周期の後半における２相の電流から残りの１相であるＶ相電流Ｉｖ＝−Ｉｕ−Ｉｗとして算出する。また、第２算出部６１ｄは、第１算出部６１ｂで算出された第２のキャリア周期の前半における２相の電流から残りの１相であるＶ相電流Ｉｖ＝−Ｉｕ−Ｉｗとして算出する。第２算出部６１ｄは、第１のキャリア周期の後半における３相の電流と第２のキャリア周期の前半における３相の電流を判定部６１ｆへ出力する。なお、ここで残りの１相を算出する理由は、母線電流Ｉｓから第１のキャリア周期の後半において検出できる２相の電流と第２のキャリア周期の前半において検出できる２相の電流が異なる場合にも対応できるようにするためである。

判定部６１ｆは、第２算出部６１ｄから受けた第１のキャリア周期の後半（図３のキャリアＴｃ１の後半の期間Ｔｃ１ｂ期間）における３相の電流と第２のキャリア周期の前半（図３のキャリア周期Ｔｃ２の前半の期間Ｔｃ２ａ）における３相の電流について各相の差分の絶対値を算出し、各相の電流値の差分が１相でも所定値Ｋを超えている場合は誤検出と判定する。例えば、１回目（図３のキャリアＴｃ１の後半の期間Ｔｃ１ｂ期間）の３相電流検出タイミングで取得したＵＶＷ各相の電流をＩｕ１、Ｉｖ１、Ｉｗ１とし、２回目（図３のキャリア周期Ｔｃ２の前半の期間Ｔｃ２ａ）の３相電流検出タイミングで取得したＵＶＷの各相の電流をＩｕ２、Ｉｖ２、Ｉｗ２とすると、各相の差分の絶対値は、以下の通りとなる。
（ａ）Ｕ相の差分：｜Ｉｕ１−Ｉｕ２｜
（ｂ）Ｖ相の差分：｜Ｉｖ１−Ｉｖ２｜
（ｃ）Ｗ相の差分：｜Ｉｗ１−Ｉｗ２｜

判定部６１ｆで１相でも誤検出と判定した場合、誤検出と判定しなかった相の電流値を含め同じタイミングで検出した電流値はモータ制御に用いずに、３φ／ｄｑ座標変換器４２で算出されたｄ軸電流ｉｄとｑ軸電流ｉｑの移動平均値、あるいは、ｄ軸電流指令ｉｄ＊とｑ軸電流指令ｉｑ＊を用いて生成部４０により３相のＰＷＭ信号Ｕｐ〜Ｗｎを生成してモータを制御する。

ここで、所定値Ｋについて説明する。相電流は正弦波として仮定することができるので、ノイズを含まない状態では１回目の検出タイミングにおける電流値Ｉ１と２回目の検出タイミングにおける電流値Ｉ２との差分値（｜Ｉ１−Ｉ２｜）はそれぞれの検出タイミングの位相差に対応した正弦波の瞬時値の差分となる。仮に１回目の検出タイミングではノイズがなく、２回目の検出タイミングで相電流にノイズが重畳されたとすると、上記の差分値（｜Ｉ１−Ｉ２｜）はそれぞれの検出タイミングの位相差に対応した正弦波の瞬時値の差分よりも大きな値となる。

従って、上記の所定値Ｋは、ノイズを含んだ検出値を相電流の検出値としても同期モータの駆動制御に影響を与えないノイズのレベルを考慮して決定すればよい。例えば、上記の例でノイズを含まない１回目の検出タイミングの相電流の検出値Ｉ１とノイズが重畳された２回目の検出タイミングの相電流の検出値Ｉ２から算出した３相の相電流を用いて同期モータの制御を行ったとしても、モータが脱調したり停止したりする等の駆動制御への影響のない範囲での限界値Ｉ２ｍとし、その時の差分値（｜Ｉ１−Ｉ２ｍ｜）を所定値Ｋとする（実際にはマージンを含め差分値以上の値で設定する）。つまり２回目の検出タイミングでノイズが重畳された相電流の検出値Ｉ２が限界値Ｉ２ｍを超えなければ差分値（｜Ｉ１−Ｉ２｜）は所定値Ｋ以内となり、誤検出とは判定されない。

なお、差分値は相電流（正弦波）の振幅に依存し、振幅が大きければ大きく、振幅が小さければ小さくなる。そして、その相電流の振幅はモータにかかる負荷により大きく変動する（例えば、１アンペア〜１０数アンペア）。従って、駆動制御に影響を与える相電流に重畳されるノイズのレベルが一定だとすると、差分値（｜Ｉ１−Ｉ２｜）は相電流の振幅によって変化するため、所定値Ｋは検出した相電流の振幅の大きさに対応して設定するとよい。すなわち、相電流の振幅が大きい場合はＫの値を大きく、相電流の振幅が小さい場合はＫの値を小さくなるように設定する。

相電流の振幅値Ａは、３φ／ｄｑ座標変換器４２で算出されたｄ軸電流ｉｄとｑ軸電流ｉｑの移動平均値を用い図示しない記憶部に記憶された数式４を用いて、ｄ軸電流ｉｄとｑ軸電流ｉｑが３φ／ｄｑ座標変換器４２で算出される毎に算出される。
Ａ＝√（ｉｄ_移動平均 ^２＋ｉｑ_移動平均 ^２）×√（２／３）・・・数式４

所定値Ｋは相電流の振幅値Ａに対応させて予め記憶部にテーブルとして記憶させ、同期モータの制御において、算出された相電流の振幅値Ａに対応した所定値Ｋを設定する。また、記憶部に所定の関係式を記憶させ、その関係式と相電流の検出値、検出タイミング等を用いて判定部６１ｆでＫの値を演算し、同期モータの制御に用いてもよい。

次に、図５及び図６を用いて本実施の形態１におけるモータ制御装置１００の動作を説明する。図５は、実施の形態におけるモータ制御装置１００の全体処理フローを示す図であり、図６は、図５の電流検出処理のサブルーチンの処理フローを示す図である。

まず、実施の形態１におけるモータ制御装置１００では、モータＭを駆動するため、１つのシャント抵抗Ｒｓを用いて母線電流Ｉｓを検出する電流検出処理を行い（ステップＳ１）、その検出した母線電流Ｉｓに基づいて、ＰＷＭ変調による制御信号を生成し、モータＭの制御を行っている（ステップＳ２）。そして、モータ制御装置１００は、駆動しているモータＭに対する図示しない外部コントローラからの運転の停止指示の有無を判断し（ステップＳ３）、停止指示が無ければステップＳ１に戻って上記処理を繰り返し、停止指示が有った場合はモータの駆動を停止する。

モータ制御装置１００は、図５のステップＳ１における電流検出処理を図６に示すようなサブルーチンに従って処理する。モータ制御装置１００の電流検出処理では、図６に示すように、本実施の形態１に特徴的な検出電流値の誤検出判断に用いる所定値Ｋの見直しが行われる（ステップＳ１０）。所定値Ｋの見直しには、前回キャリアまで３φ／ｄｑ座標変換器４２で算出された２軸電流（ｄ軸電流ｉｄ、ｑ軸電流ｉｑ）の移動平均値を使用して常に更新される。

そして、モータ制御装置１００の３φ電流算出器６１のＡＤ変換部６１ａは、母線電流Ｉｓ（アナログ信号）をＡＤ変換して母線電流Ｉｓ（デジタル信号）を生成する。このＡＤ変換処理は、サンプリング処理を含む。ここでは、１キャリア周期内で２回あるいは４回のサンプリングが行われる（ステップＳ１１）。本実施の形態１のモータ制御装置１００では、図３及び図４に示すように、キャリア谷（境界タイミング）に対して前のキャリア周期の後半の期間内に２点（i、ii）、後のキャリア周期の前半の期間内に２点（iii、iv）でサンプリングする。モータ制御装置１００は、これらの各サンプリング点について、時間、検出値、検出相、電流符号を関連付けて図示しない記憶部に記憶する。そして、モータ制御装置１００は、そのサンプリングデータを第１算出部６１ｂへ出力する。

第１算出部６１ｂは、ＡＤ変換部６１ａからデジタル信号の母線電流Ｉｓを受け、第１のキャリア周期の３相のＰＷＭ信号と第１のキャリア周期の後半に検出された母線電流とから第１のキャリア周期の後半における２相の電流を算出する。また、第１算出部６１ｂは、第２のキャリア周期の３相のＰＷＭ信号と第２のキャリア周期の前半に検出された母線電流とから第２のキャリア周期の前半における２相の電流を算出する。そして、第１算出部６１ｂで算出した２相電流値を用いて第２算出部６１ｄで第１のキャリア周期の後半と第２のキャリア周期の前半の残り１相分をキルヒホッフの法則により算出し、３相電流値を算出する（ステップＳ１２）。

３φ電流算出器６１の判定部６１ｆは、第１算出部６１ｂと第２算出部６１ｄで算出された第１のキャリア周期の後半における３相電流値と、第２のキャリア周期の前半における３相電流値との各相の電流差分を算出し、その絶対値を算出する（ステップＳ１３）。さらに、判定部６１ｆは、算出した各相の電流差分の絶対値が図示しない記憶部に記憶された所定値Ｋを１相でも超えているか否かを判定し（ステップＳ１４）、３相とも超えていなければ（ステップＳ１４でＮｏ）、正しい検出電流値として補間算出部６１ｃと第３算出部６１ｅで算出された３相の電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを３φ電流算出器６１から３φ／ｄｑ座標変換器４２へ出力する。３φ／ｄｑ座標変換器４２では、受けた固定座標系の電流ベクトル（ｉｕ，ｉｖ，ｉｗ）を回転座標系の電流ベクトル（ｉｄ，ｉｑ）へ座標変換処理する（ステップＳ１５）。生成部４０は、その座標変換処理の変換結果であるｄ軸電流ｉｄとｑ軸電流ｉｑを用いてモータ制御を行う（ステップＳ１６）。

また、判定部６１ｆは、算出した各相の電流差分の絶対値が所定値Ｋを１相でも超えている場合（ステップＳ１４でＹｅｓ）、今回同じタイミングで検出した電流値が誤検出であると判定してモータ制御に使用せず、図示しない記憶部に記憶された２軸電流（ｄ軸電流ｉｄ、ｑ軸電流ｉｑ）の移動平均値、あるいは、ｄ軸電流指令ｉｄ＊とｑ軸電流指令ｉｑ＊を用いてモータ制御を行うようにする（ステップＳ１７）。

（実施の形態２）
上記した実施の形態１では、モータの電流値を検出する際に、キャリア谷に対してキャリア周期の後半部分とキャリア周期の前半部分とを使ってサンプリングをしているが、本実施の形態２では、キャリア周期毎に各相の電流値をサンプリングしてモータの電流値を算出する構成が異なっている。本発明の特徴である電流値検出後に誤検出判定を行う構成については同じである。

従って、実施の形態２にかかる図７に示す３φ電流算出器６１の構成は、実施の形態１にかかる図２に示す３φ電流算出器６１と比較すると、検出した電流値から境界タイミングでの電流値を算出する補間算出部６１ｃと第２検出部６１ｄが無いところが異なっている。図７は、実施の形態２における３φ電流算出器の構成を示す図であり、実施の形態１の３φ電流算出器の構成を示す図２と同一または相当部には同一符号を付して、構成説明を省略する。

本実施の形態２では、一般的なモータの電流値検出で用いられているキャリア周期毎に各相の電流値を検出する検出アルゴリズムを採用している。このため、同一キャリア周期内で３相のうち２相電流を検出するサンプリングを行い、第１算出部で検出した２相の電流を算出して、第３算出部６１ｅへ出力する。第３算出部６１ｅは、第１算出部で算出された２相の電流から残りの１相を算出する。このようにして図示しない記憶部に記憶された前回（前キャリア周期）算出された３相の電流値と今回算出された現キャリア周期の３相の電流の各相の電流の差分の絶対値を算出する。この算出された各相の絶対値が、所定値Ｋを１相でも超えているか否かを判定部１６ｅで判定し、３相とも超えていなければ正しい検出電流値として３φ電流算出器６１からの３相の電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを３φ／ｄｑ座標変換器４２に出力する。

判定部６１ｆで１相でも誤検出と判定した場合、誤検出と判定しなかった相の電流値を含め同じタイミングで検出した電流値はモータ制御に用いず、２軸電流（ｄ軸電流ｉｄ、ｑ軸電流ｉｑ）の移動平均値、あるいは、ｄ軸電流指令ｉｄ＊とｑ軸電流指令ｉｑ＊を用いてモータ制御を行う。

以上述べたように、本実施の形態１及び２では、モータの検出電流値に高周波ノイズが重畳して誤検出する虞がある場合に、異なるタイミングで検出された３相電流値の差分の絶対値と所定値とを比較して、１相でも所定値を超える場合は、検出された電流値を誤検出と判定し、誤検出判定を行う際の座標変換処理が不要となり、制御負荷が小さくて済むことから、高速の演算部を使用しなくて良いので、制御装置を安価に構成できる。

また、本実施の形態１及び２では、モータの電流値を検出する方法が異なるが、電流値の誤検出判定は、検出された電流値に基づいて判定処理を行うため、電流値の検出方法に制約は無く、状況に応じた電流値の検出方法と組み合わせることができる。特に、実施の形態１にかかる電流値の検出方法は、隣接するキャリア周期の後半部分と前半部分とを使って電流値を検出するため、検出結果を次のキャリア周期のモータ制御に利用できることから、モータ制御の追従性の良さを付加することができる。

また、本実施の形態１及び２では、検出された電流値を誤検出と判定すると、その電流値をモータ制御に使用せずに、前回までの算出された２相のｄ軸電流，ｑ軸電流の移動平均値を用いて３相のＰＷＭ信号を生成するため、ノイズが重畳したとしてもモータを適切に制御することができる。

また、本実施の形態１及び２では、検出された電流値を誤検出と判定すると、その電流値をモータ制御に使用せずに、今回のＰＷＭ信号を生成する際に用いた電流指令（ｉｄ＊，ｉｑ＊）を用いて３相のＰＷＭ信号を生成するため、検出された電流値にノイズが重畳したとしてもモータを適切に制御することができる。

以上のように、本発明にかかるモータ制御装置は、モータの制御に有用である。

１０ インバータ
２０ 電流検出部
２１ 電流検出回路
３０ 電圧検出部
３１ ＤＣ電圧検出回路
３２ ＤＣ電圧算出器
４０ 生成部
４１ａ 規格化器
４１ｂ キャリア発生器
４１ｃ 比較器
４２ ３φ／ｄｑ座標変換器
４３ ｄｑ／３φ座標変換器
４４ 位置・速度推定器
４５ ｄ軸ｑ軸電圧設定器
４６ 減算器
４７ 減算器
４８ ｄ軸電流設定器
４９ 速度制御器
５０ 電流指令設定部
５１ １／Ｐｎ変換器
５２ 減算器
６０ 算出部
６１ ３φ電流算出器
６１ａ ＡＤ変換部
６１ｂ 第１算出部
６１ｃ 補間算出部
６１ｄ 第２算出部
６１ｅ 第３算出部
６１ｆ 判定部
１００ モータ制御装置

Claims (3)

1. 直流電源から供給された直流電力をＰＷＭ制御により３相の交流電力に変換してモータへ供給するインバータと、
   前記直流電源と前記インバータとの間の母線電流を検出する電流検出部と、
   前記電流検出部により検出された母線電流に基づいて、前記モータに流れる３相の電流値を算出する算出部と、
   前記算出部により算出された３相の電流に基づいて３相の電圧指令を生成し、生成された３相の電圧指令に基づいて３相のＰＷＭ信号を生成する生成部と、
   を備え、
   前記算出部は、算出された各相の電流値と、前記算出部は、算出された各相の電流値と、これと異なる検出タイミングで検出された母線電流に基づいて算出された各相の電流値との差分の絶対値を算出し、各相の電流値の差分が１相でも所定値を超えている場合は誤検出と判定する判定部を備えていることを特徴とするモータ制御装置。
2. 前記生成部には、
   前記算出部で算出された３相の電流値を回転座標系の２相電流（ｄ軸電流Ｉｄ、ｑ軸電流Ｉｑ）に変換し、変換された前記２相電流それぞれの移動平均値を算出する３φ／ｄｑ座標変換器を備え、
   前記判定部が誤検出と判定した場合に、前記生成部は、前記算出部で算出された３相の電流値を用いずに前記移動平均値を用いて３相のＰＷＭ信号を生成し、モータの制御を行うことを特徴とする請求項１に記載のモータ制御装置。
3. 前記生成部には、
   モータの回転速度指令に応じて電流指令を設定する電流指令設定部を備え、
   前記生成部は、前記電流指令と前記算出部により算出された３相の電流に基づいて３相のＰＷＭ信号を生成し、
   前記判定部が誤検出と判定した場合に、前記生成部は、前記算出部で算出された３相の電流値を用いずに今回用いた前記電流指令を用いて３相のＰＷＭ信号を生成し、モータの制御を行うことを特徴とする請求項１に記載のモータ制御装置。

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