JP2015070536A - 電流帰還型増幅回路 - Google Patents

Abstract

【課題】回路の安定性を保ちつつも、広帯域化を実現できる電流帰還型増幅回路を提供する。
【解決手段】電流帰還型増幅器１と、この電流帰還型増幅器１の出力側と反転入力側との間に接続した帰還抵抗Ｒｆと、を含む反転増幅回路２において、電流帰還型増幅器１の開ループトランスインピーダンスの周波数特性に現れる第２ポールをキャンセルするような値の帰還容量Ｃｆを、帰還抵抗Ｒｆに並列に接続する。これにより、反転増幅回路２としての安定性を保ちつつも、広帯域化を実現可能な反転増幅回路２を提供できる。さらに、電流帰還型増幅器１の開ループトランスインピーダンスの周波数特性に現れる第２ポールをキャンセルするような値の容量Ｃｇを、利得抵抗Ｒｇに並列に接続する。これにより、より広帯域化を実現可能な反転増幅回路２を提供できる。
【選択図】図２

Description

この発明は、電流帰還型増幅回路の高速化に関するものである。

特許文献１や特許文献２のような技術を用いた電流帰還型増幅器が、従来技術として知られている。こうした電流帰還型増幅器は、利得を大きくしても周波数特性の劣化が小さいという利点がある。

しかし、電流帰還型増幅器を用いた増幅回路においては、帰還抵抗に並列に進み位相を補償するコンデンサのような容量を付加すると、回路が不安定になることが知られている。

このため、非特許文献１、第１７頁の「FIGURE 7. LM6182では補償コンデンサを使わず、Ｒｆの増加によって補償する」や、この図に関連する説明文（「Fig.7に示したようにＲｆと直列にコンデンサを使用してはなりません。」←FIGURE 7.や非特許文献２から、「直列」は「並列」の誤記・誤訳であることは明らか）のように、帰還抵抗に並列に容量を付加することは禁じられていた。（非特許文献２も同様。）

一方、特許文献３の図１２（ｂ）、図１２（ｃ）には、増幅器に適用する帰還回路として、等価的に小さな容量や、容量を可変することが容易な回路構成を実現する方法が示されている。

特開昭６３−１０２４０７号公報 特開平０３−１５０９０８号公報 特開２０１３−０６６１７６号公報

日本テキサス・インスツルメンツ株式会社、「ＬＭ６１８２」データシート（和文）、［onLine］、"LM6182 Dual 100mA Output，100MHz Current Feedback Amplifier"（LM6182 デュアル100mA出力、100MHz電流帰還型アンプ）、［平成２５年９月５日検索］、インターネット（URL：http://www.tij.co.jp/jp/lit/ds/jajs799/jajs799.pdf） Texas Instruments Incorporated（テキサス・インスツルメンツ・インコーポレイテッド）、「ＬＭ６１８２」データシート（英文）、［onLine］、"LM6182 Dual 100mA Output，100MHz Current Feedback Amplifier"（LM6182 デュアル100mA出力、100MHz電流帰還型アンプ）、［平成２５年９月５日検索］、インターネット（URL：http://www.ti.com/lit/ds/snos704/snos704.pdf）

電圧帰還型増幅回路においては、帰還抵抗に並列に容量を付加することによって、安定性を増加させ、帯域を制限できる。

これに対して従来の電流帰還型増幅回路では、帰還抵抗に並列に容量を付加すると、回路が不安定になり、また帯域を制限する効果を得ることもできなかった。例えば１０ｐＦよりも大きい容量を付加すると、回路が不安定になり、発振してしまう場合がある。

このため従来の電流帰還型増幅回路では、意図的に帰還抵抗に並列に容量を付加することは禁じられており、設計の自由度が低いという問題があった。

本発明は上記問題点に鑑み、回路の安定性を保ちつつも、広帯域化を実現できる電流帰還型増幅回路を提供することを目的とする。

本発明は、電流帰還型増幅器と、前記電流帰還型増幅器の出力側と反転入力側との間に接続した帰還抵抗と、を含む電流帰還型増幅回路において、前記電流帰還型増幅器の開ループトランスインピーダンスの周波数特性に現れる第２ポールをキャンセルするような第１の容量を、前記帰還抵抗に並列に接続して構成される。

請求項１の発明によれば、電流帰還型増幅回路としての安定性を保ちつつも、広帯域化を実現可能な電流帰還型増幅回路を提供できる。

請求項２の発明によれば、電流帰還型増幅回路としての安定性を保ちつつも、より広帯域化を実現可能な電流帰還型増幅回路を提供できる。

請求項３の発明によれば、高い周波数における入力インピーダンスの低下に歯止めをかけることができ、電流帰還型増幅回路の安定性を向上させることが可能になる。

請求項４の発明によれば、高い周波数における帰還インピーダンスの低下に歯止めをかけることができ、電流帰還型増幅回路の安定性を向上させることが可能になる。

請求項５の発明によれば、電流帰還型増幅回路として所望の周波数特性の肩特性を得ることが可能になる。

請求項６の発明によれば、コンデンサの容量が、減衰器の減衰率に従い等価的に小さい容量として実現でき、浮遊容量の影響を受ける場合でも、電流帰還型増幅回路の周波数特性やパルス応答波形をより最適化することができる。

請求項７の発明によれば、回路にわざわざバッファ増幅器を用いなくても、コンデンサの容量が、減衰器の減衰率に従い等価的に小さい容量として実現でき、浮遊容量の影響を受ける場合でも、電流帰還型増幅回路の周波数特性やパルス応答波形をより最適化することができる。

本発明の第１実施形態における電流帰還型増幅器を用いた反転増幅回路の一例を示す回路図である。 同上、電流帰還型増幅器を用いた反転増幅回路の別な例を示す回路図である。 本発明の第３実施形態における電流帰還型増幅器を用いた反転増幅回路の一例を示す回路図である。 本発明の第４実施形態における電流帰還型増幅器を用いた反転増幅回路の一例を示す回路図である。 本発明の第２実施形態における電流帰還型増幅器を用いた非反転増幅回路の一例を示す回路図である。 同上、電流帰還型増幅器を用いた非反転増幅回路の別な例を示す回路図である。 本発明の第３実施形態における電流帰還型増幅器を用いた非反転増幅回路の一例を示す回路図である。 本発明の第４実施形態における電流帰還型増幅器を用いた非反転増幅回路の一例を示す回路図である。 従来技術における電流帰還型増幅器を用いた反転増幅回路の一例を示す回路図である。 従来技術における電流帰還型増幅器を用いた非反転増幅回路の一例を示す回路図である。 電流帰還形増幅器における開ループトランスインピーダンスの周波数特性の例を示す図である。 図１１に対して、計算簡略化のために用いられる電流帰還形増幅器における開ループトランスインピーダンスの周波数特性の例を示す図である。 図１に示す反転増幅回路において、ループ利得を求めるための測定回路の回路図である。 本発明の第６実施形態におけるループ利得特性の例として、（ａ）はループ利得の周波数特性を示し、（ｂ）は位相の周波数特性を示す図である。 同上、反転増幅回路の特性例として、（ａ）は利得の周波数特性を示し、（ｂ）は位相の周波数特性を示す図である。 同上、別な反転増幅回路の特性例として、（ａ）は利得の周波数特性を示し、（ｂ）は位相の周波数特性を示す図である。 同上、非反転増幅回路の特性例として、（ａ）は利得の周波数特性を示し、（ｂ）は位相の周波数特性を示す図である。 同上、別な非反転増幅回路の特性例として、（ａ）は利得の周波数特性を示し、（ｂ）は位相の周波数特性を示す図である。 同上、図１５よりも利得を大きくした反転増幅回路の特性例として、（ａ）は利得の周波数特性を示し、（ｂ）は位相の周波数特性を示す図である。 本発明の第７実施形態において、振幅と位相の周波数特性のシミュレーション例を示す図である。 同上、パルス応答波形のシミュレーション例を示す図である。 本発明の第８実施形態において、（ａ）は反転増幅回路の回路図であり、（ｂ）は帰還容量Ｃｆや容量Ｃｇに適用する回路図であり、（ｃ）は帰還容量Ｃｆや容量Ｃｇに適用する別な回路図であり、（ｄ）は反転増幅回路の別な回路図である。

以下、本発明の実施の形態について、詳細に説明する。なお、以下の説明で「増幅器」とは、例えばオペアンプＩＣ等のように、帰還抵抗や利得抵抗を追加することによって増幅機能を実現するためのものを指し、また「増幅回路」とは、増幅器に帰還抵抗や利得抵抗などを追加することによって、回路全体として増幅機能を有するものを指す。

〔第１の実施の形態〕
図１および図２は、本発明を適用した、電流帰還型増幅器１を用いた反転増幅回路２を示している。図９には、従来技術による、電流帰還型増幅器１を用いた反転増幅回路２を示しており、本発明に係る図１および図２と対比することによって、本発明の効果を説明する。

図１、図２および図９において、反転増幅回路２全体の入力電圧をＶin、出力電圧をＶoutとする。また、電流帰還型増幅器１の反転入力電圧をＶinv、非反転入力電圧をＶnonとする。（以下、第１の実施の形態において、特記無き場合は図１、図２および図９の共通事項である。）

反転増幅回路２の正極側出力端子にＶoutを出力する電流帰還型増幅器１の出力端子と、Ｖinvが印加される電流帰還型増幅器１の反転入力端子との間には、帰還抵抗Ｒｆが接続されている。図１および図２では、帰還抵抗Ｒｆに並列に帰還容量Ｃｆが接続されている。従来技術では帰還容量Ｃｆを意図的に付与することは禁じられており、従来技術を示す図９では、帰還容量Ｃｆ＝０である。（浮遊容量などは、考えないこととする。）

Ｖinが入力する反転増幅回路２の正極側入力端子と、Ｖinvが印加される電流帰還型増幅器１の反転入力端子との間には、利得抵抗Ｒｇが接続されている。また、反転増幅回路２の負極側入力端子および負極側出力端子と、電流帰還型増幅器１の非反転入力端子は何れも接地され、低い周波数における図１の反転増幅回路２の増幅率は、−（Ｒｆ÷Ｒｇ）となる。さらに図２では、利得抵抗Ｒｇと並列に、容量Ｃｇが接続されている。容量Ｃｇや帰還容量Ｃｆは、例えばコンデンサ等の容量性素子や、そうした容量性素子を含む回路で構成される。図１および図９では、容量Ｃｇ＝０である。（浮遊容量などは考えないこととする。）

電流帰還型増幅器１の内部では、非反転入力から反転入力に向かって、入力バッファ増幅器（電流帰還型増幅器１を示す大きな三角の中、左側の「×１」部）３とその出力抵抗Ｒｉが、直列に接続されている。

反転入力に流れる電流をＩｉとすると、カレントミラー回路４によって、開ループトランスインピーダンスＴｚ（ｓ）にＩｉと等しい電流が与えられ、発生した電圧が出力バッファ増幅器（電流帰還型増幅器１を示す大きな三角の中、右側の「×１」）５を介して出力される。

この結果、出力電圧Ｖoutと反転入力電流Ｉｉは、下記のような関係となる。

電流帰還型増幅器１の開ループトランスインピーダンスは、一例として図１１のような周波数特性を示す。周波数特性が平坦な部分から２０ｄＢ／ｄｅｃに移行する点を第１ポール、２０ｄＢ／ｄｅｃから４０ｄＢ／ｄｅｃに移行する点を第２ポールと称する。ここでは、第１ポールの時定数τ_１とし、第１ポールの時定数τ_２として示す。

本発明のうち第１の実施の形態では特に第２ポールに注目するので、ここでは数式の簡略化のために、開ループトランスインピーダンスに第２ポール相当だけが存在するような、図１２のような周波数特性（第１ポール相当が存在せず、それ以下の周波数でも２０ｄＢ／ｄｅｃが維持される）を示す例を用いる。

この場合、電流帰還型増幅器１の開ループトランスインピーダンスは、下記のように表現することができる。

ここでｓ＝ｊωとして、Ｔｚ＿０は角周波数ω＝１のときの開ループトランスインピーダンスを示す。また、τ_０は第２ポール相当の時定数を示す。（ポールの時定数を角周波数で表現するとω＝１÷τ_０、ポールの時定数を周波数で表現するとｆ＝ω÷（２π）＝１÷（２πτ_０）である。）

図２において、利得抵抗Ｒｇと容量Ｃｇに流れる電流に注目すると、下記の関係が成立する。

図１では、容量Ｃｇ＝０なので、下記の関係が成立する。

図９では、容量Ｃｇ＝０、帰還容量Ｃｆ＝０なので、下記の関係が成立する。

ここで、反転入力に流れる電流Ｉｉは、下記のように表現できる。

式（１）に式（４）と式（２）を代入すると、下記のようになる。

反転増幅回路２ではＶnon＝０［Ｖ］なので、式（３）乃至式（５）から図２における反転増幅回路２全体の伝達関数を求めると、下記のようになる。

ここで、ａ、ｂ、ｃ、ｄは各々、下記のとおりである。

容量Ｃｇ＝０の場合の式（３’）、式（４）、式（５）から、図１における反転増幅回路２全体の伝達関数を求めると、下記のようになる。

ここで、ａ’、ｂ’は各々下記のとおりであり、ｃ、ｄは前述のとおりである。

容量Ｃｇ＝０、帰還容量Ｃｆ＝０の場合の式（３”）、式（４）、式（５）から、図９における反転増幅回路２全体の伝達関数を求めると、下記のようになる。

ここで、ｂ”とｃ”は下記のとおりであり、ｄは前述のとおりである。

図１の反転増幅回路２のループ利得は、図１３のような測定回路を用いて求めることができる。ここでＶ１はループ利得を求めるために、電流帰還型増幅器１の出力端子と反転増幅回路２の正極側出力端子との間に接続する試験信号電圧であり、反転増幅回路２の正極側入力端子は接地される。電流帰還型増幅器１の出力端子に発生する電圧をＶoutとし、反転増幅回路２の正極側出力端子に発生する電圧をＶout’とすると、Ｖ１の周波数におけるループ利得Ｇは、下記のように表現できる。

利得抵抗Ｒｇや容量Ｃｇに流れる電流に注目すると、図２において下記の関係が成立する。

図１では、容量Ｃｇ＝０なので、下記の関係が成立する。

図９では、容量Ｃｇ＝０、帰還容量Ｃｆ＝０なので、下記の関係が成立する。

ここで、反転入力に流れる電流Ｉｉは、前出の式（４）と同様である。

なお、Ｖout’は下記のように表現できる。

式（７）に式（４）、式（５）、式（８）、式（９）を適用することにより、図２におけるループ利得Ｇは下記のように表現できる。

図１では、容量Ｃｇ＝０なので、下記の関係が成立する。

図９では、容量Ｃｇ＝０、帰還容量Ｃｆ＝０なので、下記の関係が成立する。

式（１０）、式（１０’）、式（１０”）において、ポールを決定しているのは、分母中の（１＋ｓ・τ_０）の項である。式（１０）、式（１０’）では、分子中の（１＋ｓ・Ｃｆ・Ｒｆ）の項を、分母中の（１＋ｓ・τ_０）の項と等しくする、すなわちτ_０＝Ｃｆ・Ｒｆとすることにより、このポール（第２ポール相当）を消すことができる。

図９のような従来技術では帰還容量Ｃｆ＝０であることが必要であったが、本発明では、帰還容量Ｃｆを下記の式（１１）のように選択することにより、このポールを消すことができるのである。

電流帰還型増幅器の開ループトランスインピーダンスは電流帰還型増幅器固有の特性であり、その第２ポールは決まっている。しかし本発明では、帰還回路中の帰還容量Ｃｆの値を適切に選択することによって、反転増幅回路２のループ利得Ｇにおいてこの第２ポールをキャンセルしているのである。

なお、帰還容量Ｃｆの値を選択することによって第２ポールを消した場合、消した第２ポールよりも高い周波数に新たなポールができることになる結果、反転増幅回路２の広帯域化を図ることができるという効果が得られるのである。

図２におけるポールを消した場合のループ利得Ｇは、式（１１）を式（１０）に代入することにより、下記のように表現できる。

図１では、容量Ｃｇ＝０なので、下記の関係が成立する。

ポールを消した場合の図１における反転増幅回路２全体の伝達関数は、式（１１）を式（６’）に代入することにより、下記のようになる。

ここで、ｗ、ｘ、ｙ、ｚは各々、下記のとおりである。

この式をさらに整理すると、下記のようになる。

式（１１）の条件によって、式（１０’）の分母中の（１＋ｓ・τ_０）を打ち消すことによって、ポールを打ち消した。しかし式（１４）の分母中には再び（１＋ｓ・τ_０）が現れており、ポールを完全には打ち消し切れていないことがうかがえる。

図２における反転増幅回路２全体の伝達関数は、式（１１）を式（６）に代入することにより、下記のようになる。

ここで、ｋ、ｌ、ｍ、ｎは各々、下記のとおりである。

ここで、図１に係る式（１４）のように分母中に再び（１＋ｓ・τ_０）が現れた場合に、これを打ち消すために、図２に係る式（１３）の分子中の（１＋ｓ・Ｃｇ・Ｒｇ）の項を（１＋ｓ・τ_０）と等しくする、すなわちτ_０＝Ｃｇ・Ｒｇとして、下記の式を得る。

式（１５）を式（１３）、（１３−１）、（１３−２）、（１３−３）、（１３−４）に代入して整理すると、下記のようになる。

式（１６）の分母中にはもはや（１＋ｓ・τ_０）は存在せず、ポールを完全に打ち消しきれたことがうかがえる。また式（１５）を式（１２）に代入して整理すると、下記のようになる。

帰還容量Ｃｆのみを使用する場合、帰還インピーダンスＺｆ（帰還抵抗Ｒｆと帰還容量Ｃｆの並列）は周波数が高くなるに連れて低下するが、利得抵抗Ｒｇのインピーダンスは変化しない。このため、帰還インピーダンスＺｆと利得抵抗Ｒｇの比は、周波数によって変化する。

これに対して、帰還容量Ｃｆと容量Ｃｇの両方を使用して各々を式（１１）と式（１５）の容量値とする場合、帰還インピーダンスＺｆも利得インピーダンスＺｇ（帰還抵抗Ｒｇと容量Ｃｇの並列）は、共に周波数が高くなるに連れて低下するが、帰還インピーダンスＺｆと利得インピーダンスＺｇの比は変化しない。このため、帰還容量Ｃｆと容量Ｃｇの両方を使用すれば、より完全に第２ポールをキャンセルすることができるのである。

以上、図１や図２のように、帰還抵抗Ｒｆに並列に帰還容量Ｃｆを接続し、帰還容量Ｃｆの値を適切に選択することによって第２ポールを打ち消し、反転増幅回路２の広帯域化を図ることができることを説明した。

すなわち、第１の実施の形態では、請求項１に対応して、電流帰還型増幅器１と、この電流帰還型増幅器１の出力側と反転入力側との間に接続した帰還抵抗Ｒｆと、を含む電流帰還型増幅回路としての反転増幅回路２において、電流帰還型増幅器１の開ループトランスインピーダンスの周波数特性に現れる第２ポールをキャンセルするような値に選定した帰還容量Ｃｆを、第１の容量として帰還抵抗Ｒｆに並列に接続している。これにより、反転増幅回路２としての安定性を保ちつつも、広帯域化を実現可能な反転増幅回路２を提供できる。

さらに、図２のように、利得抵抗Ｒｇに並列に容量Ｃｇを接続し、帰還容量Ｃｇの値を適切に選択することによって、より完全に第２ポールを打ち消し、反転増幅回路２の広帯域化を図ることができることを説明した。

すなわち、第１の実施の形態では、請求項２に対応して、電流帰還型増幅器１の反転入力側に接続した利得抵抗Ｒｇをさらに含み、電流帰還型増幅器１の開ループトランスインピーダンスの周波数特性に現れる第２ポールをキャンセルするような値に選定した容量Ｃｇを、第２の容量として利得抵抗Ｒｇに並列に接続している。これにより、反転増幅回路２としての安定性を保ちつつも、より広帯域化を実現可能な反転増幅回路２を提供できる。

〔第２の実施の形態〕
図５および図６は、本発明を適用した、電流帰還型増幅器１を用いた非反転増幅回路２’を示している。図１０には、従来技術による、電流帰還型増幅器１を用いた非反転増幅回路２’を示しており、本発明に係る図５および図６と対比することによって、本発明の効果を説明する。

以下、反転増幅回路２に係る第１の実施の形態（図１、図２および図９）との共通点は記載を省略し、相違点を中心に説明する。また、第２の実施の形態において、特記無き場合は図５、図６および図１０の共通事項である。

第２の実施の形態では、非反転増幅回路２’への入力電圧Ｖinが、非反転入力電圧Ｖnonとして電流帰還型増幅器１の非反転入力端子に印加され、接地点と電流帰還型増幅器１の反転入力端子との間に、利得抵抗Ｒｇが接続されている。図５および図６では、帰還抵抗Ｒｆと並列に帰還容量Ｃｆが接続され、図６では、利得抵抗Ｒｇと並列に容量Ｃｇが接続されている。それ以外の構成は、第１の実施の形態と共通している。

図６において、利得抵抗Ｒｇと容量Ｃｇに流れる電流に注目すると、下記の関係が成立する。

図５では、容量Ｃｇ＝０なので、下記の関係が成立する。

図１０では、容量Ｃｇ＝０、帰還容量Ｃｆ＝０なので、下記の関係が成立する。

非反転増幅回路２’ではＶnon＝Ｖinなので、式（３）’と、前出の式（４）、式（５）から、図６における非反転増幅回路２’全体の伝達関数を求めると、下記のようになる。

ここで、ａ、ｂ、ｃ、ｄは各々、前出の式（６−１）〜式（６−４）と同様である。

容量Ｃｇ＝０の場合の式（３’）’と、前出の式（４）、式（５）から、図５における非反転増幅回路２’全体の伝達関数を求めると、下記のようになる。

ここで、ａ’、ｂ’、ｃ、ｄは各々、前出の式（６’−１）、式（６’−２）、式（６−３）、式（６−４）と同様である。

容量Ｃｇ＝０、帰還容量Ｃｆ＝０の場合の式（３”）’と、前出の式（４）、式（５）から、図１０における非反転増幅回路２’全体の伝達関数を求めると、下記のようになる。

ここで、ｂ”、ｃ”、ｄは各々、前出の式（６”−２）、式（６”−３）、式（６−４）と同様である。

図５の非反転増幅回路２’のループ利得は、図１３のような測定回路を用いて求めることができる。

利得抵抗Ｒｇや容量Ｃｇに流れる電流に注目すると、図６において下記の関係が成立する。

図５では、容量Ｃｇ＝０なので、下記の関係が成立する。

図１０では、容量Ｃｇ＝０、帰還容量Ｃｆ＝０なので、下記の関係が成立する。

図６におけるループ利得Ｇは前出の式（１０）と同様であり、図５におけるループ利得Ｇは前出の式（１０’）と同様であり、図１０におけるループ利得Ｇは前出の式（１０”）と同様である。またポールを打ち消す帰還容量Ｃｆは前出の式（１１）と同様であり、図６および図５において帰還容量Ｃｆの値によってポールを消した場合のループ利得Ｇは各々、前出の式（１２）、式（１２’）と同様である。このことから、非反転増幅回路２’においても、反転増幅回路２と同様に、帰還容量Ｃｆによってポールを消すことができ、さらに容量Ｃｇによって、より完全にポールを消すことができることがわかる。

ポールを消した場合の図５における非反転増幅回路２’全体の伝達関数は、前出の式（１１）を前出の式（６’）’に代入することにより、下記のようになる。

ここで、ｗ、ｘ、ｙ、ｚは各々、前出の式（１３’−１）〜式（１３’−４）と同様である。この式をさらに整理すると、下記のようになる。

前出の式（１１）の条件でポールを打ち消したが、式（１４）’の分母中には再び（１＋ｓ・τ_０）が現れており、ポールを完全には打ち消し切れていないことがうかがえる。

図６における非反転増幅回路２’全体の伝達関数は、前出の式（１１）を前出の式（６）’に代入することにより、下記のようになる。

ここで、ｋ、ｌ、ｍ、ｎは各々、前出の式（１３−１）〜式（１３−４）と同様である。

ここで、図５に係る前出の式（１４）’のように分母中に再び（１＋ｓ・τ_０）が現れた場合に、これを打ち消すために、τ_０＝Ｃｇ・Ｒｇ、すなわち前出の式（１５）として、式（１３）’の分子をＴｚ＿０（Ｒｆ＋Ｒｇ）（１＋ｓ・τ_０）とする。

前出の式（１５）を前出の式（１３）’、（１３−１）、（１３−２）、（１３−３）、（１３−４）に代入して整理すると、下記のようになる。

式（１６）’の分母中にはもはや（１＋ｓ・τ_０）は存在せず、ポールを完全に打ち消しきれたことがうかがえる。

ループ利得Ｇは、前出の式（１７）と同様である。

以上、非反転増幅回路２’においても反転増幅回路２と同様、図５や図６のように、帰還抵抗Ｒｆに並列に帰還容量Ｃｆを接続し、帰還容量Ｃｆの値を適切に選択することによって第２ポールを打ち消し、非反転増幅回路２’の広帯域化を図ることができることを説明した。

すなわち、第２の実施の形態では、請求項１に対応した電流帰還型増幅回路としての非反転増幅回路２’を示しており、非反転増幅回路２’としての安定性を保ちつつも、広帯域化を実現可能な非反転増幅回路２’を提供できる。

さらに、非反転増幅回路２’においても反転増幅回路２と同様、図６のように、利得抵抗Ｒｇに並列に容量Ｃｇを接続し、帰還容量Ｃｇの値を適切に選択することによって、より完全に第２ポールを打ち消し、非反転増幅回路２’の広帯域化を図ることができることを説明した。

すなわち、第２の実施の形態では、請求項２に対応した電流帰還型増幅回路としての非反転増幅回路２’を示しており、非反転増幅回路２’としての安定性を保ちつつも、より広帯域化を実現可能な非反転増幅回路２’を提供できる。

〔第３の実施の形態〕
図３は第１の実施の形態のさらなる変形例を示しており、図７は第２の実施の形態のさらなる変形例を示している。いずれも、容量Ｃｇと抵抗Ｒｇ’の直列回路を、利得抵抗Ｒｇに並列に追加したものである。（容量Ｃｇと抵抗Ｒｇ’の接続位置は逆でもよく、直列に接続されていればよい。）

なお、図３は図１や図２と同様に電流帰還型増幅器１を用いた反転増幅回路２を示しており、図７は図５や図６と同様に電流帰還型増幅器１を用いた非反転増幅回路２’を示している。

まず、第１の実施の形態に係る図２の反転増幅回路２では、高い周波数において入力インピーダンスが低下するという問題が生じうる。すなわち、図２において、容量Ｃｇは反転増幅回路２の入力端子と電流帰還型増幅器１の反転入力との間に接続されている。容量Ｃｇのインピーダンスは、周波数が高くなるに連れて低下する。一方、電流帰還型増幅器１の反転入力は低インピーダンスである。このため、高い周波数において入力インピーダンスが低下することになる。

これに対して、第３の実施の形態に係る図３においては、容量Ｃｇに直列に抵抗Ｒｇ’が接続されているので、高い周波数において容量Ｃｇのインピーダンスが低下しても、容量Ｃｇと抵抗Ｒｇ’の直列回路のインピーダンスは抵抗Ｒｇ’より低くなることがない。このため、高い周波数における反転増幅回路２の入力インピーダンスの低下に歯止めをかけることができる。

また、第２の実施の形態に係る図６の非反転増幅回路２’では、高い周波数において電流帰還型増幅器１が正常に動作できなくなる可能性がある。電流帰還型増幅器１の反転入力は、電流帰還型増幅器１の内部では、入力バッファ増幅器（電流帰還型増幅器１を示す大きな三角の中、左側の「×１」部）３の出力となっている。図６において、容量Ｃｇは接地点と電流帰還型増幅器１の反転入力との間に接続されており、容量Ｃｇのインピーダンスは周波数が高くなるに連れて低下するので、高い周波数では入力バッファ増幅器３の能力を超えてしまう可能性がある。

これに対して、第３の実施の形態に係る図７においては、容量Ｃｇに直列に抵抗Ｒｇ’が接続されているので、高い周波数において容量Ｃｇのインピーダンスが低下しても、容量Ｃｇと抵抗Ｒｇ’の直列回路のインピーダンスは抵抗Ｒｇ’より低くなることがない。このため、高い周波数において入力バッファ増幅器３の能力を超えないようにできる。

このような効果は反転増幅回路２においても同様であり、抵抗Ｒｇ’によって、増幅回路である反転増幅回路２や非反転増幅回路２’の安定性を向上させる効果を有している。

以上のように、第３の実施の形態では、請求項３に対応して、容量Ｃｇに直列に抵抗Ｒｇ’を接続した反転増幅回路２や非反転増幅回路２’を示している。これにより、高い周波数における入力インピーダンスの低下に歯止めをかけることができ、入力バッファ増幅器３の能力を超えないように電流帰還型増幅器１を動作させて、反転増幅回路２や非反転増幅回路２’の安定性を向上させることが可能になる。

〔第４の実施の形態〕
図４は第１の実施の形態のさらなる変形例を示しており、図８は第２の実施の形態のさらなる変形例を示している。いずれも、帰還容量Ｃｆと抵抗Ｒｆ’の直列回路を、帰還抵抗Ｒｆに並列に追加したものである。（帰還容量Ｃｆと抵抗Ｒｆ’の接続位置は逆でもよく、直列に接続されていればよい。）

なお、図４は図１や図２と同様に電流帰還型増幅器１を用いた反転増幅回路２を示しており、図８は図５や図６と同様に電流帰還型増幅器１を用いた非反転増幅回路２’を示している。

まず、第１の実施の形態に係る図１の反転増幅回路２や、第２の実施の形態に係る図５の非反転増幅回路２’においては、周波数が高くなるに連れて帰還容量Ｃｆのインピーダンスが低下するため、帰還インピーダンスが低下する。電流帰還型増幅器１内部の出力バッファ増幅器（電流帰還型増幅器を示す大きな三角の中、右側の「×１」）５にとっては、帰還インピーダンスも負荷であり、帰還インピーダンスは周波数が高くなるに連れて低下するので、高い周波数では出力バッファ増幅器５の能力を超えてしまう可能性がある。

これに対して、第４の実施の形態に係る図４や図８においては、帰還容量Ｃｆに直列に抵抗Ｒｆ’が接続されているので、高い周波数において帰還容量Ｃｆのインピーダンスが低下しても、帰還容量Ｃｆと抵抗Ｒｆ’の直列回路のインピーダンスは抵抗Ｒｆ’より低くなることがない。このため、高い周波数において出力バッファ増幅器５の能力を超えないようにできる。

この結果、抵抗Ｒｆ’を追加する第４の実施の形態では、増幅回路である反転増幅回路２や非反転増幅回路２’の安定性を向上させるという効果を有している。

また第４の実施の形態は、必要に応じて第３の実施の形態と併用することができる。

以上のように、第４の実施の形態では、請求項４に対応して、帰還容量Ｃｆに直列に抵抗Ｒｆ’を接続した反転増幅回路２や非反転増幅回路２’を示している。これにより、高い周波数における帰還インピーダンスの低下に歯止めをかけることができ、出力バッファ増幅器５の能力を超えないように電流帰還型増幅器１を動作させて、反転増幅回路２や非反転増幅回路２’の安定性を向上させることが可能になる。

〔第５の実施の形態〕
第５の実施の形態では、図２や図６の電流帰還型増幅器１を用いた反転増幅回路２や非反転増幅回路２’において、周波数特性の任意の肩特性（ローパスフィルタとしての特性）を得る例を示す。

第５の実施の形態は、第３の実施の形態による図３や図７の電流帰還型増幅器１を用いた反転増幅回路２や非反転増幅回路２’に適用することも可能である。

まず、２次のローパスフィルタの伝達関数は、下記のように表すことができる。

ここで、Ａ０は直流における利得、ω０’はローパスフィルタの遮断周波数、ＱはローパスフィルタのＱ値である。

ローパスフィルタの特性の代表的な例として、ベッセル特性やバターワース特性において、Ｑ値は各々下記のとおりである。

ポールを打ち消したときの図２の反転増幅回路２の伝達関数は、前出の式（１６）である。式（１６）と式（１８）を解くと、下記のようになる。

ベッセル特性の式（１９）のＱ値を式（２２）に与えて、これらの式を解いてＲｆを求めると、下記のようになる。

Ｃｆは、式（１１）と式（２４）のＲｆの値から求めることができる。Ｒｇは式（２３）とＲｆの値から求めることができ、Ｃｇは式（１５）とＲｇの値から求めることができる。

すなわち、Ｒｆ、Ｃｆ、Ｒｇ、Ｃｇをこのように選択すると、周波数特性の肩特性（ローパスフィルタとしての特性）を、ベッセル特性にすることができる。

バターワース特性の式（２０）のＱ値を式（２２）に与えて、これらの式を解いてＲｆを求めると下記のようになり、さらにＣｆ、Ｒｇ、Ｃｇを同様に求めた値にすると、周波数特性の肩特性（ローパスフィルタとしての特性）を、バターワース特性にすることができる。

一方、ポールを打ち消した時の図６の非反転増幅回路２’の伝達関数は、前出の式（１６’）である。式（１６’）と式（１８）を解くと、下記のようになる。

ベッセル特性の式（１９）のＱ値を式（２２’）に与えて、これらの式を解いてＲｆを求めると、下記のようになる。

Ｃｆは、式（１１）と式（２４’）のＲｆの値から求めることができる。Ｒｇは式（２３’）とＲｆの値から求めることができ、Ｃｇは式（１５）とＲｇの値から求めることができる。すなわち、Ｒｆ、Ｃｆ、Ｒｇ、Ｃｇをこのように選択すると、周波数特性の肩特性（ローパスフィルタとしての特性）を、ベッセル特性にすることができる。

バターワース特性の式（２０）のＱ値を式（２２’）に与えて、これらの式を解いてＲｆを求めると下記のようになり、さらにＣｆ、Ｒｇ、Ｃｇを同様に求めた値にすると、周波数特性の肩特性（ローパスフィルタとしての特性）を、バターワース特性にすることができる。

上記では、ローパスフィルタの特性の代表的なものとして、ベッセル特性とバターワース特性を例示した。第５の実施の形態によれば、Ｑ値は任意に選択することができるので、図２や図６の電流帰還型増幅器１を用いた増幅回路において、その増幅回路の広帯域化を図りつつも、所望の周波数特性の肩特性を得ることが可能である。

なお、帰還容量Ｃｆを使用するが容量Ｃｇは使用しない場合は、帰還抵抗Ｒｆおよび利得抵抗Ｒｇを適切に選択するとともに、帰還容量Ｃｆは第２ポールを打ち消す容量値から若干ずらすことによって、図１や図５の電流帰還型増幅器１を用いた増幅回路において、その増幅回路の広帯域化を概ね図りつつも、所望の周波数特性の肩特性を得ることが可能である。

また、帰還容量Ｃｆも容量Ｃｇも使用しない場合は、帰還抵抗Ｒｆおよび利得抵抗Ｒｇを適切に選択することによって、図９や図１０の電流帰還型増幅器１を用いた増幅回路において、所望の周波数特性の肩特性を得ることができる場合がある。

以上のように、第５の実施の形態では、請求項５に対応して、ローパスフィルタのＱ値を考慮して、少なくとも帰還抵抗Ｒｆの抵抗値を選択することにより、反転増幅回路２や非反転増幅回路２’の周波数特性において所望の肩特性を得る構成を示している。これにより、電流帰還型増幅器１を用いた反転増幅回路２や非反転増幅回路２’として、所望の周波数特性の肩特性を得ることが可能になる。

〔第６の実施の形態〕
第６の実施の形態では、第１の実施の形態から第３の実施の形態、および第５の実施の形態によって得られる、特性の例を示す。

図１４にはループ利得特性の例、図１５と図１６には反転増幅回路２の特性例、図１７と図１８には非反転増幅回路２’の特性例、図１９にはさらなる反転増幅回路２の特性例を示す。特性としてはいずれも、利得の周波数特性と位相の周波数特性を示す。

まず図１４では、ポールの時定数τ_０を１／（２・π・１００［ＭＨｚ］）、利得が−２の反転増幅回路２において、ベッセル特性とした場合のループ利得特性の例を示す。

帰還容量Ｃｆも容量Ｃｇもない場合は、帰還抵抗Ｒｆおよび利得抵抗Ｒｇを適切に選択することによって、ベッセル特性としている。ループ利得Ｇの周波数特性において、１００［ＭＨｚ］未満は２０［ｄＢ／ｄｅｃ］、１００［ＭＨｚ］超では４０［ｄＢ／ｄｅｃ］を示している。位相の周波数特性においては、ポールの時定数τ_０である１００［ＭＨｚ］において、４５［ｄｅｇ］を示している。

帰還容量Ｃｆあり容量Ｃｇなしの場合は、帰還抵抗Ｒｆおよび利得抵抗Ｒｇを適切に選択するとともに、帰還容量Ｃｆは第２ポールを打ち消す容量値から若干ずらすことによって、ベッセル特性としている。ループ利得Ｇの周波数特性において、１００［ＭＨｚ］未満は２０［ｄＢ／ｄｅｃ］を示している。しかしこの場合は、式（１４）や式（１４）’で説明したように、完全にポールを消しきれていないため、１［ＧＨｚ］超あたりまで２０［ｄＢ／ｄｅｃ］と４０［ｄＢ／ｄｅｃ］の間の傾斜を示しており、１．数［ＧＨｚ］超では４０［ｄＢ／ｄｅｃ］を示している。

帰還容量Ｃｆと容量Ｃｇを用いてベッセル特性とした場合は、式（１６）や式（１６）’で説明したように、ループ利得Ｇの周波数特性において、１００［ＭＨｚ］付近のポールは完全に消えており、数百［ＭＨｚ］近辺まで２０［ｄＢ／ｄｅｃ］、１［ＧＨｚ］超では４０［ｄＢ／ｄｅｃ］を示している。すなわちループ利得Ｇの周波数特性は、帰還容量Ｃｆと容量Ｃｇを用いない場合の約１００［ＭＨｚ］に対して、数百［ＭＨｚ］までのびている。位相の周波数特性においては、６百数十［ＭＨｚ］にて４５［ｄｅｇ］を示しており、ポールの時定数τ_０に係る周波数の約１００［ＭＨｚ］に対して、６倍強の広帯域化が実現されている様子がわかる。

図１５と図１６には利得が−２の反転増幅回路２の特性例を、図１７と図１８には利得が２の非反転増幅回路２’の特性例を示している。図１５と図１７にはベッセル特性とした場合の特性例を、図１６と図１８にはバターワース特性とした場合の特性例を示している。また図１９には、利得を−１０と大きくした反転増幅回路２において、ベッセル特性とした場合の特性例を示している。

図１５と図１６においては、帰還容量Ｃｆも容量Ｃｇもない場合に対して、帰還容量Ｃｆと容量Ｃｇを用いた場合には数倍の広帯域化が実現されており、この効果はベッセル特性としてもバターワース特性としても差がないことがわかる。

また図１７と図１８においては同様に、十倍前後の広帯域化が実現されていることがわかる。なお、図１５と図１６の利得が−２の反転増幅回路２では、帰還抵抗Ｒｆは利得抵抗Ｒｇの２倍の値であるのに対して、図１７と図１８の利得が２の非反転増幅回路２’では、帰還抵抗Ｒｆと利得抵抗Ｒｇの値は同じである。広帯域化効果に差が出たのは、このためである。

利得を大きくした図１９においては同様に、４倍弱の広帯域化となっている。図１５と比較すると、利得を大きくしても広帯域化効果はさほど劣化していないことがわかる。

〔第７の実施の形態〕
第７の実施の形態では、市販されている電流増幅器ＩＣと、抵抗、容量の組み合わせによる電流増幅回路の特性を、回路シミュレータによって求めた例を示す。

これに対して第６の実施の形態では、前出の数式に具体的な値を与えて特性を求めたものである。

図２０には振幅および位相の周波数特性例を示し、図２１にはパルス応答波形例を示している。

図２０および図２１では、前述の電流帰還型増幅器１として同一の電流増幅器ＩＣを使用しており、利得が５の非反転増幅回路２’の出力に１／２のアッテネータを接続して、仕上がり利得を２．５倍（約８［ｄＢ］）としている。また図２０および図２１では、電流増幅器ＩＣの出力で２［Ｖｐ−ｐ］を得て、アッテネータ出力で１［Ｖｐ−ｐ］となっているときの特性を例示している。

図２０において、実線のトレースは利得（左軸目盛）を、点線のトレースは位相（右軸目盛）を示している。

トレースＡは、帰還容量Ｃｆも容量Ｃｇもない場合であり、帯域幅（−３［ｄＢ］点）は約１５５［ＭＨｚ］である。

トレースＢは、帰還容量Ｃｆあり容量Ｃｇなしの場合であり、帯域幅は約３０５［ＭＨｚ］と、約２倍広帯域となっている。

トレースＣは、帰還容量Ｃｆと容量Ｃｇを用いた場合であり、帯域幅は約５１５［ＭＨｚ］と、３倍以上広帯域となっている。

トレースＤは、帰還容量Ｃｆと容量Ｃｇを用いた場合において、さらに容量Ｃｇに直列に抵抗Ｒｇ’を追加した場合（第３の実施の形態、図７に相当）である。トレースＤの帯域幅は約４５０［ＭＨｚ］であり、抵抗Ｒｇ’を追加した場合でも帯域幅はあまり劣化しないことがわかる。

図２１において、トレースＡの立ち上がり時間ｔｒ、立ち下がり時間ｔｆ（１０％〜９０％）は共に約２．５［ｎｓ］である。トレースＢでは約１．１［ｎｓ］、トレースＣでは約０．６［ｎｓ］、トレースＤでは約０．７［ｎｓ］である。

図２０および図２１から、実際的な電流増幅回路においても、本発明によって広帯域化を図ることができることがわかる。

〔第８の実施の形態〕
第８の実施の形態は、等価的により小容量とすることができ、かつ調整可能な容量を実現する回路を用いる変形例を示す。

図２２（ａ）には、図２２（ｂ）の回路１１を帰還容量Ｃｆとして適用した反転増幅回路２を例示している。回路１１は、電流帰還型増幅器１の出力端子と接地点との間に接続する抵抗Ｒ１および抵抗Ｒ２を直列に接続した減衰器１２と、抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２との接続点を入力側に接続したインピーダンス変換のためのバッファ増幅器１３と、その一端をバッファ増幅器１３の出力側に接続し、他端を電流帰還型増幅器１の反転入力端子に接続したコンデンサとして構成される容量Ｃｃと、により構成される。

図２２（ａ）では、前述した回路１１の他に、容量Ｃｇとして適用される、回路１１と同様の回路２１を示している。回路２１は、利得抵抗Ｒｇの一端と接地点との間に、抵抗Ｒ１’および抵抗Ｒ２’を直列に接続した減衰器２２と、抵抗Ｒ１’と抵抗Ｒ２’との接続点を入力側に接続したインピーダンス変換のためのバッファ増幅器２３と、その一端をバッファ増幅器２３の出力側に接続し、他端を利得抵抗Ｒｇの他端に接続したコンデンサとして構成される容量Ｃｃ’と、により構成される。

なお図２２（ａ）では、回路１１と回路２１の両方を備える反転増幅回路２を例示しているが、いずれか一方若しくは両方を、コンデンサ等の容量素子としてもよい。

図２２（ａ）および図２２（ｂ）中、「×１」はバッファ増幅器１３を示しており、電流帰還型増幅器１の出力を抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２によって分割した電圧が与えられている。このため、容量Ｃｃを通って電流帰還型増幅器１の反転入力に与えられる信号量もまた、電流帰還型増幅器１の出力電圧のＲ２÷（Ｒ１＋Ｒ２）倍となるので、回路１１はＣｃとＲ２÷（Ｒ１＋Ｒ２）に等価の、より小さい帰還容量Ｃｆや容量Ｃｇとして動作する。

ここで、容量Ｃｃが有効に動作している周波数範囲内において、容量Ｃｃのインピーダンスが抵抗Ｒ１とＲ２の並列抵抗値よりも十分に大きければ、回路１１はバッファ増幅器１３が無くても同様の動作となる。（図２２（ｃ）。）

即ち、図２２（ｃ）のようにバッファ増幅器１３を用いずに、容量Ｃｃの一端を抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２との接続点に接続した場合にも、容量Ｃｃの容量が、減衰器１２’の減衰率に従い、等価的に小さい帰還容量Ｃｆを実現できる。そしてこれは、回路２１’の容量Ｃｃ’においても同じことがいえる。

図２２（ｄ）には、図２２（ｃ）による回路１１’を帰還容量Ｃｆとして適用し、回路１１’と同様の回路２１’を容量Ｃｇとして適用した反転増幅回路２を例示している。 なお図２２（ｄ）では、回路１１’と回路２１’の両方を備える反転増幅回路２を例示しているが、いずれか一方若しくは両方を、コンデンサ等の容量素子としてもよい。

ただし回路１１’は、等価的に小さい容量Ｃｆに、抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２の並列抵抗が直列に接続された回路と等価な回路である。同様に回路２１’も、等価的に小さい容量Ｃｇに、抵抗Ｒ１’と抵抗Ｒ２’の並列抵抗が直列に接続された回路と等価な回路である。こうした並列抵抗は、図２２（ｄ）において、第３の実施の形態の抵抗Ｒｇ’や、第４の実施の形態の抵抗Ｒｆ’に相当する。

回路１１に着目すると、図２２（ａ）〜図２２（ｄ）では、２本の抵抗Ｒ１，Ｒ２によって減衰器１２を構成した例を示しているが、減衰器１２であればどのような形式でもよく、回路１１はＣｃ×（減衰器１２の減衰率）に等価の、より小さい容量Ｃｆとして動作する。ここでいう減衰率とは、前述のＲ２÷（Ｒ１＋Ｒ２）に相当する。減衰器１２としては例えば、２つのコンデンサによるもの、２つのインダクタによるもの、トランスによるもの、抵抗とコンデンサの並列回路２組によるもの等、様々な形式が存在する。インダクタやトランスを用いる場合はさらに、必要に応じて電流帰還型増幅器１の出力との間を容量結合とすることも可能である。これは、回路２１、回路１１’、回路２１’においても同様である。

また、図２２（ａ）〜図２２（ｄ）において、回路１１中の減衰器１２を構成する素子の少なくとも一方を可変素子として可変減衰器を構成すれば、等価的により小さい容量Ｃｆを可変容量とすることができる。（図２２（ｄ）の可変抵抗Ｒ２や可変抵抗Ｒ２’を参照。）これも、回路２１、回路１１’、回路２１’において同様である。

第８の実施の形態の帰還回路１１等によれば、小容量の可変容量を容易に得ることができるため、浮遊容量の影響を受ける場合でも、本発明において反転増幅回路２や非反転増幅回路２’の周波数特性やパルス応答波形をより最適化することができる。

すなわち、ここでは請求項６に対応して、減衰器１２と、バッファ増幅器１３と、コンデンサとして構成される容量Ｃｃとを備えた回路１１を、第１の容量である帰還容量Ｃｆとして使用しており、回路１１は、電流帰還型増幅器１の出力側に減衰器１２の入力側が接続され、減衰器１２の出力側にバッファ増幅器１３の入力側が接続され、バッファ増幅器１３の出力側に容量Ｃｃの一端が接続され、容量Ｃｃの他端が電流帰還型増幅器１の反転入力側に接続され、容量Ｃｃの容量と減衰器１２の減衰率の積値と同じ容量の容量素子と等価的に動作する構成となっている。そのため、容量Ｃｃの容量が、減衰器１２の減衰率に従い等価的に小さい容量Ｃｆとして実現でき、浮遊容量の影響を受ける場合でも、反転増幅回路２や非反転増幅回路２’の周波数特性やパルス応答波形をより最適化することができる。さらに、回路１１と同様の回路２１を容量Ｃｇとして適用し、同様の効果を得ることもできる。

また、ここでは請求項７に対応して、第１の抵抗Ｒ１と第２の抵抗Ｒ２を含む減衰器１２’と、容量Ｃｃとを備えた回路１１’を、帰還容量Ｃｆとして使用しており、回路１１’は、電流帰還型増幅器１の出力側に減衰器１２’の入力側が接続され、減衰器１２’の出力側に容量Ｃｃの一端が接続され、電流帰還型増幅器１の反転入力側に容量Ｃｃの他端が接続され、所望の周波数における、容量Ｃｃの示すインピーダンスが第１の抵抗Ｒ１と第２の抵抗Ｒ２の並列抵抗値に対して大きいとき、容量Ｃｃの容量と減衰器１２’の減衰率の積値と同じ容量の容量素子と等価的に動作する構成となっている。そのためこの場合は、回路１１’にわざわざバッファ増幅器１３を用いなくても、容量Ｃｃの容量が、減衰器１２’の減衰率に従い等価的に小さい容量Ｃｆとして実現でき、浮遊容量の影響を受ける場合でも、反転増幅回路２や非反転増幅回路２’の周波数特性やパルス応答波形をより最適化することができる。さらに、回路１１’と同様の回路２１’を容量Ｃｇとして適用し、同様の効果を得ることもできる。

本発明によれば、電流帰還型増幅回路としての反転増幅回路２や非反転増幅回路２’をさらに広帯域化することができるので、より多様な用途に利用することができるようになる。

また、より狭帯域で安価な電流帰還型増幅器１を使用し、本発明によって広帯域化することによって必要な広帯域を得ることもできるので、より安価に必要な帯域の電流帰還型増幅回路を実現することが可能である。

さらに、電流帰還型増幅器１では一般的に、高精度（直流オフセットやそのドリフトが小さい、等）と広帯域はトレード・オフの関係にあり、高精度と広帯域を両立させることは困難である。しかし、比較的低速で高精度な電流帰還型増幅器１を、本発明によって広帯域化すれば、高精度と広帯域を両立させることも可能となる。

１ 電流帰還型増幅器
２ 反転増幅回路（電流帰還型増幅回路）
２’ 非反転増幅回路（電流帰還型増幅回路）
１１ 回路
１２ 減衰器
１３ バッファ増幅器
Ｃｆ 帰還容量（第１の容量）
Ｃｇ 容量（第２の容量）
Ｒ１ 第１の抵抗
Ｒ２ 第２の抵抗
Ｒｆ 帰還抵抗
Ｒｆ’ 抵抗
Ｒｇ 利得抵抗
Ｒｇ’ 抵抗

Claims (7)

1. 電流帰還型増幅器と、
   前記電流帰還型増幅器の出力側と反転入力側との間に接続した帰還抵抗と、を含む電流帰還型増幅回路において、
   前記電流帰還型増幅器の開ループトランスインピーダンスの周波数特性に現れる第２ポールをキャンセルするような第１の容量を、前記帰還抵抗に並列に接続したことを特徴とする、電流帰還型増幅回路。
2. 前記電流帰還型増幅器の反転入力側に接続した利得抵抗をさらに含み、
   前記電流帰還型増幅器の開ループトランスインピーダンスの周波数特性に現れる第２ポールをキャンセルするような第２の容量を、前記利得抵抗に並列に接続したことを特徴とする、請求項１に記載の電流帰還型増幅回路。
3. 前記第２の容量に、直列に抵抗を接続したことを特徴とする、請求項２に記載の電流帰還型増幅回路。
4. 前記第１の容量に、直列に抵抗を接続したことを特徴とする、請求項１乃至請求項３の何れか一つに記載の電流帰還型増幅回路。
5. 前記帰還抵抗の抵抗値を選択することにより、前記電流帰還型増幅回路の周波数特性において所望の肩特性を得ることを特徴とする、請求項２乃至請求項４の何れか一つに記載の電流帰還型増幅回路。
6. 減衰器と、バッファ増幅器と、コンデンサと、を備え、前記減衰器の出力側に前記バッファ増幅器の入力側が接続され、前記バッファ増幅器の出力側に前記コンデンサの一端が接続され、前記コンデンサの他端が電流帰還型増幅器の反転入力側に接続され、前記コンデンサの容量と前記減衰器の減衰率の積値と同じ容量の容量素子と等価的に動作する回路を、
   前記第１の容量または前記第２の容量の、いずれかもしくは両方として使用したことを特徴とする、請求項１乃至請求項５の何れか一つに記載の電流帰還型増幅回路。
7. 第１の抵抗と第２の抵抗を含む減衰器と、コンデンサと、を備え、前記減衰器の出力側に前記コンデンサの一端が接続され、電流帰還型増幅器の反転入力側に前記コンデンサの他端が接続され、所望の周波数における、該コンデンサの示すインピーダンスが前記第１の抵抗と前記第２の抵抗の並列抵抗値に対して大きいとき、前記コンデンサの容量と前記減衰器の減衰率の積値と同じ容量を持つ容量素子と等価的に動作する回路を、
   前記第１の容量または前記第２の容量の、いずれかもしくは両方として使用したことを特徴とする、請求項１乃至請求項５の何れか一つに記載の電流帰還型増幅回路。