ITVA20070013A1 - Amplificatore differenziale ac a basso rumore con ridotta frequenza di low corner e ridotti consumi di corrente - Google Patents

Amplificatore differenziale ac a basso rumore con ridotta frequenza di low corner e ridotti consumi di corrente Download PDF

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ITVA20070013A1
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Giacomino Bollati
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Description

"AMPLIFICATORE DIFFERENZIALE AC A BASSO RUMORE CON RIDOTTA FREQUENZA DI LOW CORNER E RIDOTTI CONSUMI DI CORRENTE"
Questa invenzione concerne gli amplificatori in alternata e più in particolare un amplificatore differenziale AC a basso rumore con ridotta frequenza di "low corner" (LCF) e ridotti consumi di corrente.
In molte applicazioni è necessario amplificare un segnale in alternata sovrapposto ad un componente in continua relativamente elevata. In questi casi si usa comunemente un amplificatore in alternata alimentato con tale segnale attraverso condensatori di disaccoppiamento. Ciò accade in particolare per segnali di dati da scrivere su un hard disk (HDD).
Due modi di scrivere dati su un HDD sono il cosiddetto "longitudinal recording" ed il "vertical recording". Per quanto riguarda l'amplificatore in alternata, la differenza principale tra queste due tecniche consiste nel fatto che uno spettro tipico di un segnale in alternata da amplificare, quando si usa la tecnica del "longitudinal recording", differisce notevolmente dallo spettro del corrispondente segnale quando si usa la "vertical recording". Come si può notare confrontando i due diagrammi di Figura 1, i segnali derivati dalla lettura dei dati su un HDD usando la tecnica del "vertical recording" hanno un contenuto di potenza a basse frequenze non trascurabile.
Quindi, la banda passante di amplificatori AC ottimizzati per il "vertical recording" deve estendersi a frequenze relativamente basse, in altre parole essi devono avere una frequenza di "low corner" (LCF) ridotta.
Tipicamente, un amplificatore AC è composto di un amplificatore differenziale come quello di Figura 2. Un segnale d'ingresso differenziale è alimentato agli ingressi INA e INB attraverso rispettivi condensatori d'ingresso di disaccoppiamento C. L'architettura di questo amplificatore è molto semplice, ma una LCF sufficientemente ridotta può essere ottenuta solo usando condensatori di disaccoppiamento C relativamente grandi.
Sfortunatamente, nei circuiti integrati, quando si aumentano le dimensioni dei condensatori di disaccoppiamento, aumentano anche le capacità parassite CP1 e CP2 tra le armature e il substrato di silicio su cui è integrato l’amplificatore, e quindi si aumenta anche la capacità d’ingresso dell’amplificatore.
Per contenere i valori delle capacità parassite è necessario realizzare questi condensatori di disaccoppiamento con tecniche costose che richiedono l’uso di maschere dedicate e ulteriori passi di processo.
Questo svantaggio è superato dall’amplificatore in alternata divulgato nella domanda di brevetto europeo n° 03425561.2 e illustrato nelle Figure 3 e 4. Si è visto che è possibile disaccoppiare in maniera efficace la componente continua del segnale d’ingresso usando a questo scopo condensatori di disaccoppiamento in posizione tale che le capacità parassite associate ai condensatori di disaccoppiamento non degradano la capacità d’ingresso dell'amplificatore.
Il prezzo da pagare per aumentare la LCF e per ridurre la sensibilità alle capacità parassite usando il circuito delle Figure 3 e 4 consiste nell’alimentare il consumo di corrente e il rumore (a parità di guadagno complessivo).
È stata trovata un'architettura di amplificatore differenziale in alternata con una capacità d'ingresso relativamente bassa unita ad un consumo di corrente praticamente identico a quello dell'amplificatore noto di Figura 2.
Questo risultato è stato raggiunto collegando ai nodi di corrente (per non alterare la capacità d'ingresso) dei transistori della coppia differenziale che amplifica il segnale differenziale d'ingresso, una rete di degenerazione che costituisce con detta prima coppia differenziale un anello di retroazione in alta frequenza. La rete di degenerazione comprende una rete capacitiva ed una seconda coppia differenziale di transistori di tipo opposto alla prima e in serie ad essa, in modo che la corrente di polarizzazione che attraversa la prima coppia polarizzi anche la seconda.
L'amplificatore dell'invenzione risolve i problemi degli amplificatori noti perché:
la sua rete capacitiva non altera la capacità d'ingresso della coppia differenziale, essendo collegata ai nodi di corrente e non inserita nel percorso d'ingresso del segnale differenziale;
la frequenza di "low corner" LCF è determinata dalla capacità della rete capacitiva in combinazione con la resistenza a π dei transistori della seconda coppia differenziale oppure in combinazione con una resistenza della rete stessa, e non da eventuali capacità parassite;
la corrente di polarizzazione che attraversa la prima coppia differenziale polarizza anche la seconda coppia differenziale, per cui non sono necessari due generatori di corrente come nel circuito noto delle Figure 3 e 4.
L’invenzione è definita nelle annesse rivendicazioni.
L’invenzione sarà descritta in dettaglio facendo riferimento ai disegni allegati, in cui:
le Figure la e lb mostrano diagrammi spettrali di potenza di segnali usati rispettivamente nel cosiddetto “longitudinal recording” e “vertical recording” di hard disks;
la Figura 2 mostra un noto amplificatore AC;
la Figura 3 è uno schema generale di un amplificatore differenziale AC della domanda di brevetto europea n° 03425561.2;
la Figura 4 mostra una forma di realizzazione dettagliata dell 'amplificatore della Figura 3;
la Figura 5 mostra una prima forma di realizzazione del preamplificatore integrato AC a bassa corrente di polarizzazione dell’invenzione;
la Figura 6a è uno schema single-ended di una variante del preamplificatore integrato AC a bassa corrente di polarizzazione di Figura 5; la Figura 6b mostra diagrammi di Bode di parametri significativi del circuito di Figura 6a;
la Figura 7a è uno schema di una terza forma di realizzazione del preamplificatore integrato AC a bassa corrente di polarizzazione dell’invenzione;
la Figura 7b mostra diagrammi di Bode di parametri significativi del circuito di Figura 7a;
la Figura 8 è uno schema di una quarta forma di realizzazione del preamplificatore integrato AC a bassa corrente di polarizzazione dell’invenzione;
la Figura 9 è uno schema di una quinta forma di realizzazione del preamplificatore integrato AC a bassa corrente di polarizzazione dell’invenzione;
la Figura 10 è uno schema di una quinta forma di realizzazione del preamplificatore integrato AC a bassa corrente di polarizzazione dell’invenzione;
la Figura 11 è uno schema di una sesta forma di realizzazione del preamplificatore integrato AC a bassa corrente di polarizzazione dell’invenzione;
la Figura 12 è uno schema di una settima forma di realizzazione del pre-amplificatore integrato AC a bassa corrente di polarizzazione dell’invenzione;
la Figura 13a è uno schema single-ended di una variante del preamplificatore integrato AC a bassa corrente di polarizzazione di Figura 12; la Figura 13b mostra diagrammi di Bode di parametri significativi del circuito di Figura 13 a;
la Figura 14a è uno schema di una nona forma di realizzazione del preamplificatore integrato AC a bassa corrente di polarizzazione dell’invenzione;
la Figura 14b mostra diagrammi di Bode di parametri significativi del circuito di Figura 14a;
la Figura 15 è uno schema di una decima forma di realizzazione del pre-amplificatore integrato AC a bassa corrente di polarizzazione dell’invenzione;
la Figura 16a è uno schema di una undicasima forma di realizzazione del pre-amplificatore integrato AC a bassa corrente di polarizzazione dell’invenzione;
la Figura 16b mostra diagrammi di Bode di parametri significativi del circuito di Figura 16a;
le Figure da 17 a 20 mostrano altre forme di realizzazione del preamplificatore integrato AC a bassa corrente di polarizzazione dell’invenzione.
La Figura 5 mostra una prima forma di realizzazione dell'amplificatore integrato AC a bassa corrente di polarizzazione dell’invenzione. La struttura proposta è sostanzialmente costituita da un transconduttore composto da una coppia differenziale di transistori di ingresso Qla, Qlb, che nella forma di realizzazione di Figura 5 sono due transistori bipolari NPN, collegati a delle resistenze di carico R2a ed R2b, una seconda coppia differenziale di transistori Q2a, Q2b, ciascuno percorso dalla stessa corrente di polarizzazione che circola nel rispettivo transistore di ingresso Qla, Q2b. I transistori della seconda coppia differenziale Q2a, Q2b, sono polarizzati da opportuni mezzi di polarizzazione, che nel caso mostrato in Figura 4 sono costituiti da generatori di corrente la ed Ib.
Preferibilmente le correnti la e Ib sono fissate o controllate mediante un anello di retroazione in modo da annullare qualsiasi tensione di offset di uscita.
Per meglio comprendere il funzionamento del circuito di Figura 5, si faccia riferimento al circuito single-ended di Figura 6a che corrisponde ad una metà del pre-amplificatore integrato. Nello schema equivalente, il condensatore C2 collegato tra le basi dei transistori della seconda coppia differenziale Q2a, Q2b, è sostituito con un condensatore di capacità doppia 2xC2.
Il guadagno dell’ amplificatore è dato da:
in cui Gm è la transconduttanza dello stadio di ingresso degenerato e Zload è l’impedenza del carico R2a. Indicando con gml e gm2 le transconduttanze dei transistori Qla e Q2a, rispettivamente, con Zdeg l’impedenza della rete di degenerazione 2xC2, Q2a e la vista dall’emettitore del transistore di ingresso Qla, con β2 il guadagno di corrente del transistore Q2a, il guadagno del transconduttore è dato da:
in cui
e
I diagrammi di Bode delle grandezze Gm, Zdeg e Zload sono rappresentati in Figura 6b.
La frequenza di taglio del circuito proposto è data dalla seguente equazione:
mentre la frequenza di taglio LCF (“Low Corner Frequency”) del circuito noto di Figura 2 è:
Polarizzando il circuito proposto con la stessa corrente di polarizzazione utilizzata nel circuito di Figura 2 si ottiene:
La stessa frequenza di taglio del circuito mostrato come arte nota in Figura 2 può essere raggiunta con un singolo condensatore differenziale C2 quattro volte più piccolo di ciascuno dei due condensatori single end C.
Inoltre, le capacità parassite di C2 sono collegate a nodi che, in alta frequenza, sono a massa e non influiscono sul comportamento in alternata dell’amplificatore.
In pratica, con il circuito di Figura 5 o di Figura 6a è possibile ridurre la sensibilità alle capacità parassite e ottenere migliorate caratteristiche di rumore rispetto al circuito noto di Figura 3 usando solo metà della corrente di polarizzazione.
I pre-amplificatori di Figure 5 e 6a hanno lo stesso consumo del circuito noto di Figura 2 ma una banda passante più ampia e caratteristiche di rumore che sono quasi uguali a quelle del circuito di Figura 2. Ciò può essere spiegato con il fatto che i transistori della seconda coppia differenziale Q2a e Q2b introducono un rumore extra, e per questo motivo peggiorano le caratteristiche di rumore, ma questo peggioramento è molto contenuto ed è ampiamente compensato dall’aumento della banda passante e dalla riduzione della sensibilità alle capacità parassite.
È possibile limitare il degrado delle prestazioni di immunità al rumore nell’intervallo di frequenza da 0 fino a gm2/(2xCl) utilizzando un condensatore CI come mostrato in Figura 7a. I filtri Ria, C3a e Rlb, C3b servono per mantenere la risposta in frequenza sostanzialmente piatta compensando la coppia zero-polo introdotta dal condensatore Cl.
La frequenza di taglio non è sostanzialmente modificata rispetto al circuito di Figura 6a o di Figura 5. Il guadagno del transconduttore è dato da:
in cui
e
I diagrammi di Bode delle grandezze Gm, Zdeg, Zload sono riportati in Figura 7b.
Questi tre amplificatori sono ampiamente utilizzati per controllare i driver degli hard disk. Tipicamente l’ingresso di un pre-amplificatore utilizzato in un driver per hard disk è controllato da un tralduttore, comunemente indicato con il nome “testina resistiva” (“resistive head”), la cui resistenza dipende dal campo magnetico applicato su di essa. Generalmente, la testina resistiva è polarizzata con una corrente continua, per cui la tensione su di essa è la somma di una componente continua e di un segnale che dipende dal campo magnetico.
II campo magnetico è generato da una corrente costante, per cui la testina resistiva può essere modellata come un generatore di tensione costante Vhead con in serie una resistenza Rhead. Le architetture di Figure 5, 6a e 7a possono essere modificate come mostrato in Figura 8 per compensare gli effetti causati dalla presenza della testina resistiva in ingresso alla coppia differenziale Qla e Qlb.
I due generatori di tensione Va e Vb stabiliscono la tensione di modo comune e la tensione differenziale applicata alla testina resistiva. La corrente continua che circola nei transistori Q2a, Qla e nella resistenza R2a e nei transistori Q2b, Qlb e nella resistenza R2b è fissata dagli elementi presenti sulle linee di retroazione, più precisamente R3, C4, A, Q3. Queste linee di retroazione permettono di correggere sia la tensione di modo comune che la tensione di offset. L’amplificatore Aa non assorbe alcuna corrente di ingresso, per cui nella resistenza R3a non circola alcuna corrente continua. Di conseguenza, sulla resistenza R2a cade una tensione la cui componente continua è data da VCC-Vref. La componente continua della corrente che circola nella resistenza R2a, nei transistori Qla e Q2a sarà data da:
la coppia RC costituita dalla resistenza R3a e dal condensatore C4a introduce un polo dominante che determina la frequenza di taglio al valore dato da:
Varianti del circuito di Figura 8 possono essere ottenute inserendo un condensatore CI tra gli emettitori dei transistori della seconda coppia differenziale Q2a e Q2b, come mostrato nella Figura 7a, inserendo dei rami RC composti da una resistenza RI in serie ad un condensatore C3 come mostrato in Figura 7a, ottenendo l'amplificatore dell’invenzione mostrato in Figura 9.
Ovviamente, la rete di polarizzazione potrà essere del tipo mostrato in Figura 5 o in Figura 7a, cioè composta da due generatori di corrente la ed Ib che collegano a massa le basi dei transistori della seconda coppia differenziale Q2a e Q2b, queste due basi essendo collegate da un condensatore C2, come mostrato in precedenza.
Durante il funzionamento dei driver degli hard disk, si verifica il cosiddetto effetto “thermal asperity” (TA). Durante questo fenomeno, la tensione continua di ingresso di offset varia rapidamente (nel giro di pochi nanosecondi) e quindi ritorna in maniera relativamente lenta (nel giro di alcuni microsecondi) al valore normale.
Una tecnica largamente utilizzata per ridurre gli effetti della “thermal asperity” consiste nell 'aumentare la frequenza di taglio LCF all’inizio dell’evento di “thermal asperity” e nel riportare tale valore della frequenza di taglio lentamente al suo valore nominale. I circuiti dell’invenzione mostrati nelle Figure 8 e 9 assolvono facilmente a questo compito. Infatti la frequenza di taglio, come detto in precedenza, è sostanzialmente determinata dal resistere R3a e dal condensatore C4a (la resistenza R3b e il condensatore C4b sono chiaramente uguali alla resistenza R3a e al condensatore C4a), per cui basta ad esempio variare la resistenza R3a (e la resistenza R3b) per regolare a piacimento il valore della frequenza di taglio.
Le Figure 10 e 11 mostrano altre due forme di realizzazione del preamplificatore dell’invenzione in cui ci sono due resistenze identiche R4a che vengono collegate in parallelo alle resistenze R3a ed R3b di modo che la resistenza collegata agli amplificatori Aa e Ab sia minore, e di conseguenza la frequenza di taglio del pre-amplificatore aumenti. Questi due resistori addizionali verranno collegati in parallelo chiudendo degli interruttori al momento in cui si verifica il fenomeno della “thermal asperity”, per essere poi riaperti quando il pre-amplificatore ritorna nelle sue normali condizioni di funzionamento.
Un’altra forma di realizzazione del pre-amplificatore dell’invenzione è mostrata in Figura 12. Rispetto all’architettura mostrata in Figura 5, i generatori di corrente non sono collegati a massa ma alla linea a tensione di alimentazione Vcc e non vi è un unico condensatore che collega tra loro le basi dei transistori della seconda coppia differenziale Q2a e Q2b (ora di tipo NPN e non PNP), ma ci sono due transistori identici C2a e C2b collegati tra base e collettore dei transistori della seconda coppia differenziale. L’analisi del funzionamento del circuito di Figura 12 può essere eseguita come per il circuito di Figura 5, cioè facendo riferimento al circuito di Figura 13a che mostra ima versione single-end del circuito di Figura 12. In maniera del tutto analoga, si dimostra che le grandezze Gm, Zdeg e Zload sono date dalle seguenti equazioni:
e i relativi diagrammi di Bode sono mostrati in Figura 13b. Anche in questo caso si dimostra che la frequenza di taglio è data da:
e le considerazioni che si possono fare per il circuito di Figura 13a sono esattamente le stesse fatte con riferimento al circuito di Figura 6a.
Varianti del circuito di Figura 12 possono essere ottenute procedendo sulla falsa riga di quanto detto con riferimento al circuito di Figura 5, ottenendo così il circuito di Figura 14a con un condensatore CI collegato tra gli emettitori dei transistori della prima coppia differenziale di ingresso Qla, Qlb e con i filtri Ria, C3a e Rlb, C3b per mantenere la risposta in frequenza sostanzialmente piatta.
Si può dimostrare che per il circuito di Figura 14a le grandezze Zdeg e Zload sono descritte dalle seguenti equazioni:
ed i relativi diagrammi di Bode sono mostrati in Figura 14b.
Invece di polarizzare i transistori della seconda coppia differenziale Q2a e Q2b con due generatori di corrente la ed Ib, è possibile utilizzare due buffer come mostrato nelle Figure 15 e 16a. I due buffer A2a ed A2b sono sostanzialmente dei “voltage follower” ad alta impedenza di ingresso e pilotano le basi dei transistori della seconda coppia differenziale Q2a e Q2b. Le resistenze R3a ed R3b stabiliscono il valore continuo della tensione di base di questi due transistori tramite V_DC. La funzione dei “voltage follower” è quella di disaccoppiare il condensatore C2a (C2b) dalla resistenza RJI del transistore Q2a (Q2b). Così facendo, si può dimostrare che nel diagramma di Bode del guadagno, c’è un polo a frequenza 1/(R3-C2), mentre senza il “voltage follower” tale polo era posto alla frequenza
Dato che la resistenza R3 può essere molto maggiore della resistenza Rrc dei transistori della seconda coppia differenziale, si può ridurre notevolmente la frequenza di taglio riducendo così anche la sensibilità al rumore.
Il prezzo da pagare per questa riduzione della frequenza di taglio sta nella potenza assorbita dal “voltage follower”.
Le quantità Gm, Zdeg e Zload sono date dalle seguenti equazioni:
ed i relativi diagrammi di Bode sono mostrati in Figura 16b.
Per il circuito di Figura 12, la frequenza di taglio può essere stimata in:
mentre per il circuito delle Figure 15 e 16a essa è data da:
Anche i pre-amplificatori di queste due ultime forme di realizzazione dell’invenzione possono essere adattati per ovviare ai problemi indotti dalla “thermal asperity”. Collegando una resistenza R4 come mostrato nelle Figure 17, 18, 19 e 20 si riduce la resistenza vista dai condensatori C2a e C2b, e di conseguenza si aumenta la frequenza di taglio.
Altre architetture di pre-amplificatori dell’invenzione possono essere facilmente ottenute a partire dagli esempi sopra mostrati combinando caratteristiche delle varie forme di realizzazione. Per esempio, un qualsiasi tecnico esperto noterà che gli amplificatori mostrati in Figura 8 (Aa, Ab) e i relativi rami R-C in ingresso ad essi possono essere collegati anche ai preamplificatori mostrati nelle Figure 18, 19, 20, per compensare gli effetti indotti dalle testine resistive.

Claims (10)

  1. RIVENDICAZIONI 1. Pre-amplificatore integrato AC a bassa corrente di polarizzazione con ridotta sensibilità a capacità parassite d’ingresso comprendente un transconduttore composto da una coppia differenziale di transistori d’ingresso (Qla, Qlb) di un primo tipo di conduttività aventi carichi resistivi e mezzi di polarizzazione, le basi dei transistori di detta coppia differenziale d’ingresso essendo direttamente accoppiati a sorgenti di un segnale differenziale, caratterizzato dal fatto che detti mezzi di polarizzazione comprendono una seconda coppia differenziale di transistori (Q2a, Q2b) aventi primi terminali di corrente connessi in comune e secondi terminali di corrente collegati a rispettivi emettitori di detti transistori d’ingresso (Qla, Qlb), ciascuno essendo posto in conduzione da un rispettivo circuito di polarizzazione ed essendo attraversato dalla stessa corrente di polarizzazione circolante nel rispettivo transistore d’ingresso; una rete capacitiva collegata con detta seconda coppia differenziale di transistori (Q2a, Q2b) in modo da formare con detta coppia differenziale di transistori d’ingresso (Qla, Qlb) un anello di retroazione in alta frequenza.
  2. 2. Il pre-amplificatore della rivendicazione 1, in cui il tipo di conduttività dei transistori di detta seconda coppia differenziale (Q2a, Q2b) è opposto a quello dei transistori della prima coppia differenziale (Qla, Qlb), detti primi terminali di corrente essendo i terminali di collettore ed essendo collegati ad un nodo comune di massa.
  3. 3. Il pre-amplificatore della rivendicazione 2, comprendente un primo condensatore (C2) collegato tra le basi dei transistori di detta seconda coppia differenziale (Q2a, Q2b); e due generatori di corrente (la, Ib) ciascuno riferito al nodo comune di massa e collegato alla base di un rispettivo transistore di detta seconda coppia differenziale (Q2a, Q2b).
  4. 4. Il pre-amplificatore della rivendicazione 2, comprendente generatori di tensione (Va, Vb) riferiti al nodo comune di massa polarizzanti le basi dei transistori di detta seconda coppia differenziale (Q2a, Q2b); due filtri passa-basso (R3a, C4a; R3b, C4b) delle tensioni prodotte sui collettori dei rispettivi transistori d’ingresso; due amplificatori differenziali (Aa, Ab) ciascuno ricevente in ingresso la tensione generata dal rispettivo filtro passa-basso e una tensione di riferimento (Vref); due transistori di retroazione primo (Q3a) e secondo (Q3b) di tipo di conduttività opposto le cui basi sono controllate da una rispettiva tensione generata da detti amplificatori differenziali (Aa, Ab), terminali di corrente del primo transistore di retroazione (Q3a) essendo collegati alla linea di alimentazione e ad un terminale d’ingresso positivo del pre-amplificatore, i terminali di corrente del secondo transistore di retroazione (Q3b) essendo collegato al nodo comune di massa e ad un terminale d’ingresso negativo del pre-amplificatore, detta sorgente di segnale differenziale essendo una testina resistiva di un hard disk.
  5. 5. Il pre-amplificatore della rivendicazione 4, in cui ciascuno di detti filtri passa-basso è un filtro R-C avente un resistore (R4a) selezionabile o deselezionabile chiudendo degli interruttori per diminuire o aumentare la resistenza d’ingresso del filtro R-C.
  6. 6. Il pre-amplificatore della rivendicazione 1, in cui il tipo di conduttività dei transistori di detta seconda coppia differenziale (Q2a, Q2b) è uguale a quello dei transistori della prima coppia differenziale (Qla, Qlb), detti primi terminali di corrente essendo i terminali di emettitore ed essendo collegati ad un primo generatore di corrente di polarizzazione (I) riferito ad un nodo comune di massa.
  7. 7. Il pre-amplificatore della rivendicazione 6, comprendente due condensatori (C2a, C2b) ciascuno collegato tra la base di un rispettivo transistore della seconda coppia differenziale (Q2a, Q2b) e il rispettivo collettore; generatori di corrente secondo e terzo (Ila, Ilb) riferiti ad una linea di alimentazione del pre-amplificatore ciascuno collegato tra la base di uno di detti transistori della seconda coppia differenziale (Q2a, Q2b).
  8. 8. Il pre-amplificatore della rivendicazione 6, comprendente due buffer di tensione ciascuno controllante la base di un rispettivo transistore (Q2a, Q2b) di detta seconda coppia differenziale; due condensatori (C2a, C2b) ciascuno collegato tra un terminale d’ingresso del rispettivo buffer di tensione (A2a, A2b) e il collettore del transistore (Q2a, Q2b) di detta seconda coppia da esso controllato; due resistenze (R3a, R3b) ciascuna collegata tra detto terminale d’ingresso del rispettivo buffer di tensione e un nodo mantenuto ad una tensione costante (V_DC).
  9. 9. Il pre-amplificatore della rivendicazione 7 o 8, comprendente un resistore selezionabile (R4) collegato tra i nodi di detti condensatori (C2a, C2b) non in comune con i collettori dei transistori di detta seconda coppia (Q2a, Q2b).
  10. 10. Il pre-amplificatore secondo una delle rivendicazioni da 3 a 5 e da 7 a 9, comprendente un secondo condensatore (Cl) collegato tra gli emettitori dei transistori di detta coppia differenziale d’ingresso (Qla, Qlb), detti carichi essendo costituiti da cappi R-C (Ria, R2a, C3a; Rlb, R2b, C3b).
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