JP2015052527A - 探知測距装置 - Google Patents

Abstract

【課題】異なる変調方式が用いられた複数の探知測距装置が存在する環境で、他の探知測距装置からの干渉信号を検出し、干渉信号を受信信号から除去する探知測距装置を提供する。【解決手段】探知測距装置は、第１の変調方式に従いプローブ信号を生成するプローブ信号生成部、生成されたプローブ信号を送信する送信部、送信部により送信されたプローブ信号が目標物により反射された反射信号と第２の変調方式に従った干渉信号との少なくとも一つを含む信号を受信する受信部、受信部により受信された受信信号を第１および第２の変調方式の少なくとも一方の変調方式に対応する方式で復調する復調部、復調部により復調された信号から干渉信号を検出する干渉信号検出部、復調部により復調された信号から干渉信号の諸元および遅延量を特定する干渉信号特定部、干渉信号特定部により特定された干渉信号の諸元と遅延量とを用いて干渉信号を除去する干渉信号除去部を含む。【選択図】図２

Description

本発明は、探知測距装置に関する。

探知測距装置は、プローブ信号を送信し、探知対象である目標物によって該プローブ信号が反射されて生成されたエコー信号を受信することによって、目標物を探知し、目標物までの視線方向相対距離（以下、単に「距離」と呼ぶ）や目標物の視線方向相対速度（以下、単に「速度」と呼ぶ）を測定する。探知測距装置の一例としては、プローブ信号として電波を送信するレーダ装置が挙げられ、こうしたレーダ装置は、自動車等に搭載され得る。例えば、探知測距装置が識別する目標物を番号ｋ（ｋ＝１以上の整数）によって区別し、ｋ番目の目標物が探知測距装置から距離ｄ_ｋの位置を速度ｖ_ｋで移動すると仮定する。このとき、キャリア角周波数（以下、誤解を招く恐れがない限り単に周波数と記す）ω_ｃおよび光速度ｃ_０に対して、探知測距装置から各目標物までの伝搬遅延τ_ｋおよび探知測距装置に対するドップラ周波数ω_ｄ ^ｋは、以下の式（1）および式(2)によりそれぞれ表される。

上述したような探知測距装置が複数存在する環境下では、探知測距装置は、目標物からのエコー信号の他に、他の装置から送信された信号を干渉信号として受信し得る。そこで、上述したような探知および測定が正確に行われるためには、探知測距装置は、他の装置から送信された信号（干渉信号）を受信信号の中から検出し、検出された干渉信号を抑圧し、好ましくは、除去する必要がある。図１は、探知測距装置間で干渉が発生する状況を表す例図である。

図１に示したレーダ１およびレーダ２は、探知測距装置の一例である。レーダ１およびレーダ２は、例えば、周波数変調連続波（Frequency Modulated Continuous Wave、ＦＭＣＷ）方式で変調されたプローブ信号、または直接スペクトラム拡散信号（Direct Spectrum Spreading Signal、ＤＳＳＳ）方式で変調されたプローブ信号を用いるレーダである。レーダ１は、送信アンテナＡ_Ｔ１を用いてプローブ信号を送信し、目標物Ｔ^Ｄからのエコー信号を受信アンテナＡ_Ｒ１を用いて受信する。また、レーダ２は、送信アンテナＡ_Ｔ２を用いてプローブ信号を送信し、目標物Ｔ^Ｕからのエコー信号を受信アンテナＡ_Ｒ２を用いて受信する。

このように、レーダ１は、送信アンテナＡ_Ｔ１を介して送信されたプローブ信号が目標物Ｔ^Ｄで反射され、生成されたエコー信号（所望信号）ｖ_ＲＸ ^Ｄ（ｔ）を受信アンテナＡ_Ｒ１を介して受信する。そして、レーダ１は、受信された所望信号ｖ_ＲＸ ^Ｄ（ｔ）に基づいて、目標物Ｔ^Ｄを探知し、且つ目標物Ｔ^Ｄまでの距離や目標物Ｔ^Ｄの速度といった目標物Ｔ^Ｄの特徴量を測定する。しかしながら、図１に示す一例のように、レーダ１は、レーダ２の送信アンテナＡ_Ｔ２を介して送信されたプローブ信号が非目標物Ｔ^Ｕで反射されて生成された信号（干渉信号）ｖ_ＲＸ ^Ｕ（ｔ）を所望信号ｖ_ＲＸ ^Ｄ（ｔ）と共に受信アンテナＡ_Ｒ１を介して受信し得る。なお、上付き添え字“Ｄ”は、所望（Desired）を表し、上付き添え字“Ｕ”は、不要（Undesired）を表す。加法性白色ガウス雑音をｎ（ｔ）とすると、受信アンテナＡ_Ｒ１により受信された信号をｖ（ｔ）は、以下の式(3)により表される。

レーダ１が目標物Ｔ^Ｄの特徴量を正確に測定するためには、不要信号ｖ_ＲＸ ^Ｕ（ｔ）が式(3)中の受信信号ｖ（ｔ）から除去されることが望まれる。

なお、出力信号の設定チャネルを一定のタイミングでランダムに変更し、変更された異なるチャンネルでの複数回の測定結果に基づいて、干渉の影響による異常を検知するレーダ装置の干渉検出装置が知られている。

また、ビート信号をサンプリングしたサンプリングデータの変化量の絶対値が、設定された閾値よりも大きい場合には、電圧制御発振器の中心周波数を変更して、干渉波とは異なる周波数を用いてレーダ波を送信するＦＭＣＷレーダが知られている。

特開平１１−１６６９６８号公報 特開２００６−３００５５０号公報

発明が解決しようとする課題は、互いに異なる変調方式が用いられた複数の探知測距装置が存在する環境において、探知測距装置が、他の探知測距装置から送信された干渉信号を検出し、検出された干渉信号を抑圧、または受信信号から除去できるようにすることである。

実施形態の一側面に従えば、探知測距装置は、プローブ信号生成部、送信部、受信部、復調部、干渉信号検出部、干渉信号特定部、および干渉信号除去部を含む。プローブ信号生成部は、第１の変調方式に従いプローブ信号を生成する。送信部は、プローブ信号生成部により生成されたプローブ信号を送信する。受信部は、送信部により送信されたプローブ信号が目標物により反射され、生成されたエコー信号と第２の変調方式に従った干渉信号との少なくとも一つを含む信号を受信する。復調部は、受信部により受信された受信信号を第１の変調方式および第２の変調方式の少なくとも一方の変調方式に対応する方式に従い復調する。干渉信号検出部は、復調部により復調された信号から干渉信号を検出する。干渉信号特定部は、復調部により復調された信号から干渉信号の諸元および遅延量を特定する。干渉信号除去部は、干渉信号特定部により特定された干渉信号の諸元および遅延量を用いて、受信信号中の干渉信号を除去する。

実施形態の一側面に従えば、それぞれ互いに異なる変調方式が用いられた複数の探知測距装置が存在する環境において、探知測距装置は、他の探知測距装置から送信された干渉信号を検出し、検出された干渉信号を抑圧、または受信信号から除去することができる。

探知測距装置間で干渉が発生する状況を表す例図である。 実施形態に従った探知測距装置の例示的機能構成図である。 実施形態に従った干渉成分除去方法の例示的フロー図である。 実施例１の探知測距装置の概略的なハードウェア構成図である。 ベースバンド発振器からの出力信号の例図である。 無線周波数発振器からの出力信号位相の例図である。 相補符号の対の例図である。 相補符号の対の例図である。 変調用コードのタイミングチャートの例図である。 実施例１の探知測距装置によりＦＭ復調された干渉信号の例図である。 実施例１の探知測距装置によりＦＭ復調された所望信号および不要信号のＦＦＴ処理出力結果の例図である。 実施例１の変復調器による相関演算結果の例図である。 実施例１の変復調器による相関演算結果の例図である。 図１１Ａの相関演算結果の相関和を示す例図である。 図１１Ｂの相関演算結果の相関和を示す例図である。 実施例２の探知測距装置の概略的なハードウェア構成図である。 一次変復調器のハードウェア構成例を含む実施例２の探知測距装置から干渉検出回避機構を除外した部分の概略図である。 実施例２の探知測距装置により相補符号復調された干渉信号の実部の例図である。 実施例２の探知測距装置により相補符号復調された所望信号および不要信号の例図である。 実施例２の連結器からの出力信号の実部を示す例図である。 実施例２の連結器からの出力信号の実部を示す例図である。 図１７Ａの信号が干渉信号の諸元でＦＭ復調された後のＦＦＴ出力の例図である。 図１７Ｂの信号が干渉信号の諸元でＦＭ復調された後のＦＦＴ出力の例図である。

以下、図面を参照しながら発明を実施するための形態を詳細に説明する。
前述したように、レーダ等の自律性を有する探知測距離装置は、当該探知測距装置が発信したプローブ信号の反射信号のみに従って、目標物の探知とその目標物の特徴量を測定する。従って、観測空間内に他の探知測距装置が存在し、他の探知測距装置が送信したプローブ信号による干渉成分が観測域内に混入する状況下では、探知測距装置は、干渉成分の影響によって目標物を正確に識別できなくなり得る。

具体的には、所望の反射信号の電力は、目標物までの距離の４乗に比例して減衰するのに対して、不要な干渉信号の電力は、干渉源からの距離の２乗に比例して減衰するため、「不要な干渉信号のパワーレベル≫所望の反射信号のパワーレベル」といった関係が成り立ち得る。この結果、干渉信号を受信信号から除去するための何らかの対策が施さなければ、反射信号および干渉信号を含む受信信号において、所望の反射信号と不要な干渉信号との区別が付かないか、所望の反射信号が不要な干渉信号にマスクされる可能性がある。そこで、観測域内に混入した干渉成分を十分に抑圧し、好ましくは、受信信号から除去する必要がある（説明を明確にするために、以下、「除去」という文言を以て、「抑圧」も含意するものとする）。

また、近年、探知測距装置の一例である車載レーダでは、ＦＭＣＷ方式が変調方式として用いられている。しかしながら、高度道路交通システム（Intelligent Transport System、ＩＴＳ）の進展に伴い、交差点や踏み切り等のインフラに設置され、歩行者等を検知するレーダの利用も実験的に検討されており、こうしたレーダには分解能が高いＤＳＳＳ方式が変調方式として採用され得る。そこで、ＦＭＣＷ方式およびＤＳＳＳ方式といった互いに異なる変調方式が用いられたレーダが混在する環境において、他のレーダからの干渉信号を検出し、検出された干渉信号を受信信号から除去する方法の確立が要望され得る。

干渉信号を除去する方法としては、例えば、探知測距装置が他の探知測距装置のプローブ信号に関する情報を何らかの方法により取得し、取得された情報に基づいて受信信号の中から干渉成分を除去する方法が考えられる。しかしながら、互いに異なる変調方式が用いられた複数の探知測距装置が観測空間内に混在する状況下において、異なる変調方式が用いられた他の探知測距装置のプローブ信号に関する情報を個別に正しく取得するためには、車々間／路車間等を結ぶ通信装置等の追加装置が必須となる。この結果、システム構成全体が複雑になり、信号処理や装置間の調停処理コストが大きくなる。また、他の探知測距装置のプローブ信号に関する情報取得に時間のかかる上記の様な方法は、高速応答が要求される得る高度道路交通システム用のレーダ等には利用しにくい（特に、過疎地等においては、インフラを含めてこの様なシステムを構築することは、更に非現実的である）。

また、互いに異なる変調方式が用いられたレーダ間の干渉に関する数理モデルを構築することは、難しく、実験によって何らかの干渉が発生するといったデータの蓄積が欧州を中心とした国際プロジェクトにおいて開始されたばかりである。それ故、そうした干渉信号を理論的根拠に基づき検出および除去する方法も確立されていない。

実施形態では、被干渉レーダが干渉信号を検出し、検出された干渉信号を除去し得る根拠として、互いに異なる変調方式が用いられたレーダ間の干渉に関する数理モデルが導出される。そして、導出された数理モデルに基づいた探知測距装置および干渉信号除去方法が提案される。

図２は、実施形態に従った探知測距装置の例示的機能構成図である。図２に示すように、実施形態に従った探知測距装置１０は、制御部１１０、プローブ信号生成部１２０、送信部１３０、受信部１４０、復調部１５０、干渉信号検出部１６０、干渉信号特定部１７０、干渉信号除去部１８０、および信号処理部１９０を含む。

制御部１１０は、探知測距装置１０全体の動作を制御する。プローブ信号生成部１２０は、制御部１１０からの指示に従って所定の変調方式で変調されたプローブ信号を生成する。探知測距装置１０がプローブ信号を生成するために用いる所定の変調方式を以下では便宜的に第１の変調方式と呼ぶ。第１の変調方式の一例としては、ＦＭＣＷ方式およびＤＳＳＳ方式が挙げられる。プローブ信号生成部１２０は、生成されたプローブ信号を送信部１３０へ送信する。送信部１３０は、プローブ信号生成部１２０からプローブ信号を受信し、受信されたプローブ信号を探知測距装置１０の外へ向けて送信する。また、プローブ信号生成部１２０は、生成されたプローブ信号を復調部１５０へ送信する。或は、プローブ信号生成部１２０は、プローブ信号の生成に用いられた符号を復調部１５０へ送信する。プローブ信号生成部１２０から復調部１５０へ送信されるプローブ信号または符号を以下では便宜的に復調用信号と呼ぶ。

受信部１４０は、送信部１３０から送信されたプローブ信号が目標物で反射されて生成されたエコー信号（以下、所望信号、或いは反射信号と記す事がある）を受信する。また、受信部１４０は、他の探知測距装置から送信されたプローブ信号が非目標物等で反射され（反射される事は必須ではないが、便宜上、この様に扱っておく）、生成された信号（以下、不要信号、或いは干渉信号と記す事がある）をも受信し得る。他の探知測距装置から送信されたプローブ信号は、探知測距装置１０から送信されたプローブ信号とは異なり、第２の変調方式で変調されたプローブ信号である。例えば、第１の変調方式がＦＭＣＷ方式であるケースでは、第２の変調方式は、ＤＳＳＳ方式といった別の変調方式であり、第１の変調方式がＤＳＳＳ方式であるケースでは、第２の変調方式は、ＦＭＣＷ方式といった別の変調方式である。受信部１４０は、反射信号の他に干渉信号を含み得る受信信号を復調部１５０へ送信する。

復調部１５０は、プローブ信号生成部１２０から受信した復調用信号を用いて、受信部１４０から受信した受信信号を第１の変調方式に対応した方式（復調方式）で復調する。復調部１５０は、復調信号を干渉信号検出部１６０へ送信する。

干渉信号検出部１６０は、復調部１５０から受信した復調信号の中から干渉信号を検出する。干渉信号検出部１６０により干渉信号が検出された場合、制御部１１０は、プローブ信号の送信停止（或いは、送信電力レベルの変更）を送信部１３０に指示する。なお、「送信停止」には、送信電力レベルの下降制御、すなわち「送信電力レベルの変更」によって、送信電力レベルを零にすることが含まれ得る。そこで、説明を明確にするために、以下では、「送信停止」には送信電力レベルを零にすることのみならず、広く「送信電力レベルの変更」が含まれるものとして、「送信停止」について説明する。

送信部１３０は、制御部１１０からの指示に従いプローブ信号の送信を停止する。受信部１４０は、送信部１３０からのプローブ信号の送信が停止された状態で信号を受信する。復調部１５０は、受信部１４０により受信された信号を第２の変調方式に対応した方式で復調し、復調信号を干渉信号特定部１７０へ送信する。

干渉信号特定部１７０は、復調部１５０から受信した信号、すなわち第２の変調方式に対応した方式（復調方式）で復調された受信信号を用いて、干渉信号の諸元を特定する。特定される干渉信号の諸元は、他の探知測距装置が第２の変調方式により生成したプローブ信号の諸元と言える。干渉信号の諸元が干渉信号特定部１７０により特定されると、制御部１１０は、プローブ信号の送信再開（或いは、送信電力レベルの変更）を送信部１３０に指示する。なお、「送信再開」には、送信電力レベルの上昇制御、すなわち「送信電力レベルの変更」によって、送信停止前の電力レベルに戻すことが含まれ得る。そこで、説明を明確にするために、以下では、「送信再開」には送信停止前の電力レベルに戻すことのみならず、広く「送信電力レベルの変更」が含まれるものとして、「送信停止」について説明する。

送信部１３０は、制御部１１０からの指示に従いプローブ信号の送信を再開する。復調部１５０は、プローブ信号の送信再開後に受信部１４０により受信された信号を第１および第２の変調方式に対応する方式で復調する。干渉信号特定部１７０は、復調部１５０から受信した信号、すなわち第１および第２の変調方式に対応する方式で復調された信号に基づいて、干渉信号の遅延量を特定する。

干渉信号除去部１８０は、干渉信号特定部１７０により特定された干渉信号の諸元および遅延量に従って、干渉信号のコピーを生成する。そして、復調部１５０が第１の変調方式に対応した方式で受信信号を復調する前に、干渉信号除去部１８０は、プローブ信号の送信再開後に受信部１４０により受信された受信信号から、生成された干渉信号のコピーを差し引くことによって、受信信号から干渉信号（干渉成分）を除去する。復調部１５０は、干渉信号除去部１８０により干渉信号が除去された受信信号を第１の変調方式に対応した方式で復調する。

信号処理部１９０は、復調部１５０から受信した復調信号に基づいて目標物を検出し、目標物の特徴量を測定する。測定される特徴量の一例としては、探知測距装置１０から目標物までの距離や、目標物の速度が挙げられる。例えば、信号処理部１９０は、干渉信号検出部１６０により干渉信号が検出されない場合および干渉信号除去部１８０により干渉信号が除去された場合に、復調部１５０から復調信号を受信し得る。

探知測距装置１０により実行される実施形態に従った干渉成分除去方法の一例を説明する。図３は、実施形態に従った干渉成分除去方法の例示的フロー図である。

探知測距装置１０による探知測距処理が開始されると（ステップＳ１０１）、プローブ信号生成部１２０は、制御部１１０の指示に従ってプローブ信号を生成する。送信部１３０は、プローブ信号生成部１２０により生成されたプローブ信号を探知測距装置１０の外へ向かって送信する（ステップＳ１０２）。

送信部１３０により送信されたプローブ信号は、目標物で反射される。受信部１４０は、プローブ信号が目標物で反射されて生成されたエコー信号を含む信号を受信する（ステップＳ１０３）。復調部１５０は、受信信号を第１の変調方式に対応した方式で復調する。

干渉信号検出部１６０は、復調部１５０から復調信号を受信する。干渉信号検出部１６０が復調信号の中から干渉信号（干渉成分）を検出しなかった場合（ステップＳ１０４で“ＮＯ”）、一連の干渉信号除去処理は、終了される（ステップＳ１１０）。

一方、干渉信号検出部１６０が復調信号の中から干渉信号を検出した場合（ステップＳ１０４で“ＹＥＳ”）、送信部１３０は、制御部１１０からの指示に従ってプローブ信号の送信を停止する（ステップＳ１０５）。

受信部１４０は、プローブ信号の送信停止中に干渉信号を含む信号を受信する。復調部１５０は、受信信号を第２の変調方式に対応した方式で復調する。干渉信号特定部１７０は、復調部１５０により復調された受信信号を用いて干渉信号の諸元を特定する（ステップＳ１０６）。送信部１３０は、制御部１１０からの指示に従ってプローブ信号の送信を再開する（ステップＳ１０７）。

受信部１４０は、プローブ信号の送信再開後に干渉信号を含む信号を受信する。復調部１５０は、第１および第２の変調方式に対応する方式に従って受信信号を復調する。干渉信号特定部１７０は、復調部１５０により復調された受信信号を用いて干渉信号の遅延量を特定する（ステップＳ１０８）。

干渉信号除去部１８０は、干渉信号特定部１７０により特定された干渉信号の諸元および遅延量に従って、干渉信号のコピーを生成する。干渉信号除去部１８０は、送信部１３０によるプローブ信号の送信再開後に受信部１４０により受信された信号から、生成された干渉信号のコピーを除去する（ステップＳ１０９）。そして、一連の干渉信号除去処理は終了される（ステップＳ１０９）。なお、信号処理部１９０は、一連の干渉信号除去処理を経た受信信号を用いて、目標物の検出および目標物の特徴量の測定を実行し得る。

このように実施形態に従った干渉信号除去方法によれば、それぞれ互いに異なる変調方式が用いられた複数の探知測距装置が存在する環境において、他の探知測距装置が送信した信号が受信信号中の干渉信号成分として検出され、検出された干渉信号（干渉信号のコピー）が受信信号から除去され得る。

なお、図２を参照しながら前述した実施形態の探知測距装置および図３を参照しながら前述した実施形態の干渉信号除去方法は、例示であり、様々な変更および改良がそれらに加えられ得ることは当然である。

例えば、干渉信号検出部１６０は、干渉信号の検出と共に干渉信号の諸元の少なくとも一部を特定し得るように構成され得る。復調部１５０は、干渉信号検出部１６０により特定された干渉信号の諸元に基づいて干渉信号を回避、或いは干渉信号のスペクトルを拡散して、受信部１４０が受信した受信信号の中から反射信号のみを第１の変調方式に対応した方式で復調するように構成され得る。こうした構成においては、探知測距装置１０は、干渉信号特定部１７０および干渉信号除去部１８０を備えなくても、干渉信号を検出し且つ干渉信号を除去し得る。

以下では、実施形態に従った探知測距装置および干渉信号除去方法の具体例として実施例１および２を説明する。

＜実施例１＞
実施例１では、第１の変調方式はＦＭＣＷ方式であり、第２の変調方式はＤＳＳＳ方式である。すなわち、実施例１の探知測距装置は、ＦＭＣＷ方式のレーダであり、実施例１の探知測距装置に干渉信号を与える他の探知測距装置は、ＤＳＳＳ方式のレーダである。また、図１に示される一例では、実施例１の探知測距装置は、レーダ１に相当し、実施例１の探知測距装置に干渉信号を与える他の探知測距装置は、レーダ２に相当する。なお、図１には、レーダ１の１つの目標物Ｔ^Ｄと、干渉信号を生じさせる１つのレーダ２とが例示的に示されている。しかしながら、実施例１の探知測距装置は、複数の目標物Ｔ^Ｄを検知し、検知された複数の目標物Ｔ^Ｄの特徴量を測定し得る。また、実施例１の探知測距装置は、複数の干渉信号を検出して、検出された複数の干渉信号を受信信号の中から除去し得る。

図４は、実施例１の探知測距装置の概略的なハードウェア構成図である。図４に示すように、実施例１の探知測距装置２０は、Central Processing Unit（ＣＰＵ）２０１、ベースバンド発振器（Baseband Oscillator、ＢＢ−ＯＳＣ）２０２、無線周波数発振器（Radio Frequency Oscillator、ＲＦ−ＯＳＣ）２０３、第１の分配器２０４、高出力増幅器（High Power Amplifier、ＨＰＡ）２０５、および送信アンテナ２０６を含む。探知測距装置２０は、受信アンテナ２０７、低雑音増幅器（Low Noise Amplifier、ＬＮＡ）２０８、減算器２０９、第２の分配器２１０、混合器２１１、可変ローパスフィルタ（Low Pass Filter、ＬＰＦ）２１２、高速フーリエ変換器（Fast Fourier Transform、ＦＦＴ）２１３、第３の分配器２１４、および信号処理回路２１５を含む。探知測距装置２０は、検出器２１６、符号生成器２１７、および変復調器２１８を含む。なお、以下で説明される干渉信号除去方法によっては、探知測距装置２０は、可変ローパスフィルタ２１２を含まなくてよい。また、送信アンテナ２０６および受信アンテナ２０７は、送受信アンテナとして一体的に構成され得る。

また、上述した構成要素の内、ＣＰＵ２０１、検出器２１６、符号生成器２１７、変復調器２１８、および第２の分配器２１０は、干渉信号検出識別装置２０Ａに含まれる。符号生成器２１７および変復調器２１８は、干渉信号識別器２０Ｂに含まれる。ベースバンド発振器２０２および無線周波数発振器２０３は、プローブ信号生成器２０Ｃに含まれる。

ＣＰＵ２０１は、制御部１１０に対応し得る。ベースバンド発振器２０２および無線周波数発振器２０３は、プローブ信号生成部１２０に対応し得る。高出力増幅器２０５および送信アンテナ２０６は、送信部１３０に対応し得る。受信アンテナ２０７および低雑音増幅器２０８は、受信部１４０に対応し得る。混合器２１１および可変ローパスフィルタ２１２は、復調部１５０に対応し得る。検出器２１６は、干渉信号検出部１６０に対応し得る。ＣＰＵ２０１、検出器２１６、符号生成部２１７、および変復調器２１８は、干渉信号特定部１７０に対応し得る。符号生成部２１７、変復調器２１８、減算器２０９、および可変ローパスフィルタ２１２は、干渉信号除去部１８０に対応し得る。高速フーリエ変換器２１３および信号処理回路２１５は、信号処理部１９０に対応し得る。

前述したように、探知測距装置２０は、ＦＭＣＷ方式のレーダである。まず、干渉信号を受信していない状態における探知測距装置２０の動作を説明する。

探知測距装置２０では、ＣＰＵ２０１からの指示に従って、ベースバンド発振器２０２から出力された出力信号（変調信号）は、無線周波数発振器２０３に入力され、その発振周波数を変化させる。そして、無線周波数発振器２０３は、発振周波数が変化する無線周波数信号をプローブ信号ｖ_ＴＸ ^Ｄ（ｔ）として出力する。図５は、ベースバンド発振器からの出力信号の例図である。図６は、無線周波数発振器からの出力信号位相の例図である。説明を明確にするために、ベースバンド発振器２０２からの出力信号の周波数偏移ｆ^Ｄ（ｔ）を以下の式(4)のように定める。

図５に示すように、式(4)に示されるＴ_ｍ ^Ｄは、ベースバンド発振器２０２から出力される変調信号の基本周期であり、Δω^Ｄは、その２倍が変調周波数帯域幅に相当する片側最大周波数偏移である。

ベースバンド発振器２０２からの出力信号の周波数偏移ｆ^Ｄ（ｔ）が式(4)のように定められた場合、無線周波数発振器２０３からの出力信号の位相変移ｈ^Ｄ（ｔ）は、以下の式(5)のように表される。また、プローブ信号ｖ^Ｄ _ＴＸ（ｔ）は、以下の式(6)のように表される（説明を明確にするために、以下では、信号振幅は規格化済みであるものとする）。

式(6)中のω_Ｃ ^Ｄは、無線周波数発振器２０３の中心周波数を指し、キャリア周波数に対応する。

無線周波数発振器２０３から出力されたプローブ信号は、第１の分配器２０４に入力され、第１の分配器２０４は、入力されたプローブ信号を混合器２１１および高出力増幅器２０５に分配する。混合器２１１に分配されたプローブ信号は、前述した復調用信号に対応する。高出力増幅器２０５は、入力されたプローブ信号を増幅し、送信アンテナ２０６は、増幅されたプローブ信号を探知測距装置２０の外へ送信する。

受信アンテナ２０７は、送信アンテナ２０６から送信されたプローブ信号が目標物Ｔ^Ｄで反射された反射信号を受信する。受信アンテナ２０７により受信された反射信号は、低雑音増幅器２０８で増幅され、減算器２０９および第２の分配器２１０を経て混合器２１１に入力される。なお、実施形態に従った干渉信号除去処理が行われないケースでは、減算器２０９による減算処理は行われず、減算器２０９は、入力された信号をそのまま出力するスルーラインとして機能する。

混合器２１１は、第１の分配器２０４により分配されたプローブ信号と第２の分配器２１０により分配された反射信号とを混合して、ビート信号を生成する。混合器２１１により生成されたビート信号は、可変ローパスフィルタ２１２によりフィルタリングされ得る。高速フーリエ変換器２１３は、ビート信号の周波数スペクトラムを算出する。信号処理回路２１５は、高速フーリエ変潤器２１３により算出されたビート信号の周波数スペクトラムを用いて、目標物Ｔ^Ｄまでの距離や目標物Ｔ^Ｄの速度といった目標物Ｔ^Ｄの特徴量を算出する。

説明を明確にするために、探知される目標物Ｔ^Ｄの特徴量を距離と速度と仮定する。そして、探知測距装置２０から見て、目標物Ｔ^Ｄが視線距離（以降、単に距離と記す）ｄの位置を視線速度（以降、単に速度と記す）ｖで移動していると仮定する。探知測距装置２０と目標物Ｔ^Ｄとの間の遅延時間をτ^Ｄとし、速度ｖに基づくドップラ周波数シフトをω_ｄ ^Ｄとすると、振幅が規格化された復調信号（ベースバンド信号）ｖ^Ｄは、以下の式(7)で表される。なお、説明を明確にするために、加法性白色雑音ｎ（ｔ）を無視する。また、説明を明確にするために、目標物Ｔ^Ｄの数は１とする。すなわち、式(1)および(2)で示されるｋを１とする（ｋ＝１）。

式(7)中のｖ_ＲＸ ^Ｄ，＊は、受信アンテナ２０７により受信された信号ｖ_ＲＸ ^Ｄ、すなわち所望信号である反射信号の複素共役を表す。このように、目標物Ｔ^Ｄで反射された反射信号のみを受信アンテナ２０７が受信するケースでは、探知測距装置２０は、式(7)で示される復調信号に基づいて、目標物Ｔ^Ｄを検出し、目標物Ｔ^Ｄの特徴量を取得する。

探知測距装置２０が上述したようなＦＭＣＷレーダとしての動作を実行しているときに、他の探知測距装置からの干渉信号を受信アンテナ２０７が受信すると、探知測距装置２０は、以下で説明する干渉信号除去処理を行うことにより、受信信号の中から干渉成分を除去する。

前述したように、実施例１では、干渉信号を生じさせる他の探知測距装置は、ＤＳＳＳ方式のレーダである。変調に用いられる符号系列に従って様々な種類のＤＳＳＳ方式のレーダが存在し得るが、変調に用いる符号系列等を変更しても基本原理は同じなので、実施例１において前提とされるＤＳＳＳ方式のレーダは、以下で説明するプローブ信号を送信するレーダであると仮定する。

実施例１で前提とされるＤＳＳＳ方式のレーダは、相補符号（Complimentary Code、Ｃ２）の対を変調用コードとして用いる。図７Ａおよび図７Ｂは、相補符号の対の例図である。図７Ａ中の符号Ａおよび図７Ｂ中の符号Ｂは、相補符号である。図７Ａおよび図７Ｂに示した一例では、符号ＡおよびＢの符号長Ｎは、それぞれ１６である（Ｎ＝１６）。符号Ａと符号Ｂとの間の遅延時間または遅延インデックスをｋとし、符号Ａの自己相関関数をＲ_Ａ（ｋ）とし、符号Ｂの自己相関関数Ｒ_Ｂ（ｋ）とすると、相補符号の対ＡおよびＢは、以下の式(8)で示される性質を有する。

そこで、受信信号の各相補符号に対応する成分と各符号との自己相関をそれぞれ計算し、計算されたそれらの自己相関を加算すると、合成された自己相関のサイドローブは、理論上０になる。

ＤＳＳＳ方式のレーダは、上述したような性質を有する相補符号の対を、所定のタイミングでフレーム長Ｔ_ｕ毎に切り替えて変調に用いることによって変調信号を生成する。図８は、変調用コードのタイミングチャートの例図である。図８の符号Ａおよび符号Ｂは、相補符号対であり、符号Ａおよび符号Ｂのそれぞれは、図８に示すように符号系列を構成する。Ｔ_ｃは、符号が畳重される矩形パルスのデュレーションである。Ｔ_ｕは、フレーム長であり、各符号が占有するタイムスロットの時間幅を表す。説明を明確にするためにキャリア成分を省略すると、ＤＳＳＳ方式のレーダから送信されるプローブ信号Ｖ_ＴＸは、以下の式(9)で表される。

式(9)において、ｐ（ｔ）は、デュレーションＴ_ｃの矩形パルスであり、ｕ（ｔ）は、デュレーションＴ_ｕの矩形パルスである。ａ_ｎおよびｂ_ｎは、相補符号ＡおよびＢを構成するそれぞれの符号である。ｍは、スロット番号である。相補符号ＡおよびＢの符号長をＮとし、Ｎより大きい自然数をＬ（以下では、説明に特に混乱が生じない場合、Ｌもフレーム長と称する）とすると、Ｔ_ｕ＝ＬＴ_ｃと定められ、無信号時間（Ｌ−Ｎ）Ｔ_ｃには、図８の一例に示されるように０がパディングされる。なお、以下の説明では、上述したような相補符号対を変復調用コードとして用いたＤＳＳＳ方式を単に相補符号変調（または復調）と呼ぶ場合がある。

干渉信号を生じさせる他の探知測距装置は、式(9)に示されるようなプローブ信号を送信するものと仮定する。ただし、以下の説明において、他の探知測距装置が変調に用いる相補符号の対を便宜的にＣおよびＤで表し、干渉信号の相補符号の対ＣおよびＤをそれぞれ構成する符号をｃ_ｎおよびｄ_ｎで表す。したがって、干渉信号を発生させる他の探知測距装置は、式(9)中のａ_ｎおよびｂ_ｎがｃ_ｎおよびｄ_ｎにそれぞれ置き換えられたプローブ信号を送信するものと仮定する。

他の探知測距装置から送信されたプローブ信号が例えば図１のように探知測距装置２０の非目標物Ｔ^Ｕで反射されて探知測距装置２０に受信されたと仮定する。このケースにおいて、受信された不要信号である干渉信号に対する数理モデルは、以下のように導出される。

まず、式(9)で示されるチップ関数ｐ（ｔ）の中にタイムスロットの効果を纏めると、受信アンテナ２０７により受信された信号中の干渉成分、すなわち不要信号である干渉信号ｖ_ＲＸ ^Ｕ（ｔ）は、以下の式(10)で表される。

式(10)中のｃ_ｎおよびｄ_ｎは、干渉信号の相補符号の対ＣおよびＤをそれぞれ構成する符号である。τ^Ｕは、他の探知測距装置から送信されたプローブ信号が非目標物Ｔ^Ｕで反射されて探知測距装置２０に受信されるまでの遅延時間である（以下では、説明を明確にするために、Ｔ^Ｕは探知装置２０と他の探知測距装置とを結ぶ直線上の中点にあるものとする）。τ^Ｕは、相補符号の遅延インデックスｕを用いて、τ^Ｕ＝ｕＴ_ｃと表せる。

ＦＭＣＷ方式のレーダである探知測距装置２０による復調において、相補符号変調信号（Ｃ２信号）のタイムスロット番号ｍは意味を有しない。そこで、任意のｍにおける探知測距装置２０による復調出力を求める。例えば、２ｍＴ_ｕ≦ｔ＜３ｍＴ_ｕで表される区間おいて、復調出力ｖ^ｕ（ｔ；ｍ）は、以下の式(11)のように表される。

式(11)において、ｖ_ＴＸ ^{Ｄ，ＦＭ，＊}は、探知測距装置２０内の分配器２０４から混合器２１１に送信された信号ｖ_ＴＸ ^Ｄ，ＦＭ（リファレンス信号）の複素共役であり、ｖ_ＲＸ ^{Ｕ，Ｃ２，ｅｖｅｎ}は、探知測距装置２０により受信された干渉信号であって、偶数番目のタイムスロットの干渉信号である。

ＦＭＣＷ方式のレーダである探知測距装置２０による復調において、リファレンス信号が相補符号変調信号によりクリップされる（零にならない）のは、ｐ（）≠０である区間、すなわち、０≦ｔ−（ｎ＋ｕ＋２ｍＬ）Ｔ_ｃ＜Ｔ_ｃで表される区間である。そこで、式(11)は、以下の式(12)のようにさらに表される。

式(12)において、図５に示されるようなアップチャープ区間およびダウンチャープ区間でそれぞれクリップされた周波数変調（Frequency Modulation、ＦＭ）由来の項は、各区間に於けるｆ^Ｄ（ｘ）に具体的な式を代入して積分を実行すれば、以下の式(13)のように求められる。

また、周波数変調チャープの区間に関わらず符号対Ｃ、Ｄの最少一区間を含むものとして干渉信号を扱う方が、符号の性質を反映した干渉信号の数理モデルを得られるので、符号Ｄに対応する式（11）〜（13）を求める。そして、各符号について得られた式（12）の中でｎに依存しない項を符号Ｃ、Ｄの占有タイムスロット毎に纏めたものを、式（14）：α_ｕｐ（ｕ；ｍ）、式（15）：β_ｕｐ（ｕ；ｍ）のように定義する。そして、式(14)および式(15)と先に導いた符号Ｃ、Ｄに対応する式（13）とを組み合わせる事で、例えば周波数変調のアップチャープ区間に於ける干渉信号の数理モデルは、式（16）のようにして求められる。

勿論、周波数変調のダウンチャープ区間における干渉信号の数理モデルは、周波数変調のアップチャープ区間における干渉信号の数理モデルと同様の方法で導出できる。

なお、式(14)および式(15)中の関数ｆ^Ｄ（ｘ）の積分範囲の下限は、実際の信号に応じて適宜設定し得るので、記述を明確にするために便宜上、−∞と表記した。また、式（16）のデルタ（δ）関数は、信号の時間軸上の位置を明示するために導入したものである。

式(16)に示されるように、ＦＭＣＷレーダである探知測距装置２０による干渉信号の復調出力は、パルスでクリップされた正弦波の形状を有することが理解できる。

図９は、実施例１の探知測距装置によりＦＭ復調された干渉信号の例図である。図１０は、実施例１の探知測距装置によりＦＭ復調された所望信号および不要信号のＦＦＴ処理出力結果の例図である。図９および図１０に示した一例では、ＦＭＣＷ方式のレーダである探知測距装置２０のパラメータは、次のように設定されている。すなわち、片側最大周波数偏移Δω^Ｄ＝２５０ＭＨｚ、基本周期Ｔ_ｍ ^Ｄ＝１ｍｓｅｃ、キャリア周波数偏移Δω_ｃ＝０ＭＨｚ、ベースバンド発振器の変調信号と干渉源の変調信号との初期時刻の差ΔＴ＝０である。ＤＳＳＳ方式のレーダである他の探知測距装置のパラメータは、次のように設定されている。すなわち、符号長Ｎが１６（Ｎ＝１６）の相補符号の対ＣおよびＤ、符号が畳重される矩形パルスのデュレーションＴ_Ｃ ^Ｕ＝２ｎｓｅｃ、フレーム長（符号長Ｎより大きい自然数）Ｌ^Ｕ＝１０２４、送信フレーム数Ｍ^Ｕ＝１０２４である。また、目標物Ｔ^Ｄおよび非目標物Ｔ^Ｕの諸元は、次のように設定されている。すなわち、目標物Ｔ^Ｄまでの距離ｄ^Ｄ＝１０ｍ、非目標物Ｔ^Ｕまでの距離ｄ^Ｕ＝２０ｍ、目標物Ｔ^Ｄの速度ｖ^Ｄ＝非目標物Ｔ^Ｕの速度ｖ^Ｕ＝０ｋｍ／ｈである。

図９には、受信アンテナ２０７、低雑音増幅器２０８、および第２の分配器２１０を経て混合器２１１から出力された干渉信号がタイムドメインで表示されている。実施例１では、混合器２１１から出力される干渉信号は、ＤＳＳＳ方式の他の探知測距装置から送信された相補符号変調信号（相補符号で変調された信号、Ｃ２信号）にＦＭ復調が施された信号である。縦軸は、振幅であり、横軸は、セミログ表示された時間（ｓｅｃ）である。図９中の線（ｃ）は、相補符号Ｃに対応し、線（ｄ）は、相補符号Ｄに対応する。図９に示すように、線（ｃ）および（ｄ）の振幅は、数理モデル：式（16）により示唆されるように、探知測距装置２０のリファレンス信号が符号Ｃ、Ｄでクリップされた箇所で交互に大きくなっている。

図１０には、所望信号であるＦＭ信号および不要信号である相補符号変調信号がＦＭ復調された後、それぞれ単体で高速フーリエ変換器２１３によりＦＦＴ処理された結果が示されている。所望信号は、ＦＭＣＷ方式の探知測距装置２０から送信されたプローブ信号が目標物Ｔ^Ｄで反射された反射信号である。不要信号は、ＤＳＳＳ方式の他の探知測距装置から送信されたプローブ信号が非目標物Ｔ^Ｕで反射されて、探知測距装置２０により受信された干渉信号である。図１０の縦軸は、電力（ｄＢ）であり、横軸は、セミログ表示された周波数（ＧＨｚ）である。

干渉信号である相補符号変調信号を検出および除去する方法としては、プローブ信号を用いて再生された被干渉信号成分（所望信号成分）をＦＭ復調された受信信号の中から差し引き、差し引かれた受信信号を相補符号復調することによって、干渉信号の諸元を特定する方法があり得る。しかしながら、式(16)に示されるように、ＦＭ復調された干渉信号には、位相情報を含む特定困難な係数α_ｕｐ（ｕ；ｍ）およびβ_ｕｐ（ｕ；ｍ）が含まれる。このため、ＦＭ復調された干渉信号に対する相補符号復調の積分処理において、干渉信号を特徴付ける相関ピークが消滅する可能性がある。したがって、プローブ信号を用いて再生された被干渉信号成分をＦＭ復調された受信信号の中から差し引き、差し引かれた受信信号を相補符号復調するといった方法では、干渉信号の諸元を特定することは難くなり得る。

そこで、以下で説明するように、探知測距装置２０は、式(16)、ならびに図９および図１０に示されるようなＦＭ復調された相補符号変調信号の特徴を利用して、干渉信号である相補符号変調信号を検出および除去する。

受信アンテナ２０７は、所望の反射信号の他に不要な干渉信号を含み得る信号を受信する（図３のステップＳ１０３に対応）。受信アンテナ２０７により受信された信号は、低雑音増幅器２０８、減算器２０９、および第２の分配器２１０を経て、第１の分配器２０４を経て入力されたプローブ信号と混合器２１１により混合される。そして、混合器２１１により混合された信号（ビート信号）は、可変ローパスフィルタ２１２、高速フーリエ変換器２１３、および第３の分配器２１４を経て検出器２１６に入力される。検出器２１６に入力された受信信号の一例は、図１０に示されるような所望信号および不要信号である。なお、前述したように、図１０には、所望の反射信号および不要な干渉信号がそれぞれ単体で高速フーリエ変換器２１３によりＦＦＴ処理された結果が示されている。しかしながら、探知測距装置２０の実際の構成では、不要な干渉信号が所望の反射信号に畳重された受信信号が高速フーリエ変換器２１３によりＦＦＴ処理され、ＦＦＴ処理された信号が検出器２１６に入力され得る。

検出器２１６は、入力された受信信号に従って干渉信号を検出する（ステップＳ１０４に対応）。具体的には、検出器２１６は、設定された閾値とノイズフロアのレベルとを比較し、ノイズフロアのレベルが閾値を越えた場合に干渉信号の存在を検出した、ものと判定する。閾値は、所望信号の諸元、すなわち、干渉信号が存在しない状態で受信される受信信号のレベル、或いは、受信信号有りの時または受信信号無しの時のノイズフロアレベル等を基に設定され得る。例えば、図１０に示される干渉信号のスペクトラムは、干渉信号が存在しない状態におけるノイズフロアに比べ、２０ｄＢも大きな周期的なスパイクノイズとなっている。そこで、検出器２１６は、干渉信号が存在しない状態におけるノイズフロアのレベルを閾値として設定する事により、この値を周期的に超える干渉信号の存在を検出し得る。また、スパイクノイズの検出によって、検出器２１６は、干渉信号がパルス状の信号であることを検出し得る。

検出器２１６により干渉信号が検出された場合（ステップＳ１０４の“ＹＥＳ”に対応）、探知測距装置２０は、プローブ信号の送信停止中に受信した信号を用いて干渉信号の諸元を特定する（ステップＳ１０６に対応）。実施例１での干渉信号の諸元には、干渉信号のキャリア周波数ω_ｃ ^Ｕ、ならびに干渉信号を構成する相補符号対ＣおよびＤが含まれる。具体的には、まず、ＣＰＵ２０１は、無線周波数発振器２０３の出力を多値周波数偏移変調（Frequency Shift Keying、ＦＳＫ）モードで駆動した上で高出力増幅器２０５の出力をオフにし、送信アンテナ２０６からのプローブ信号の送信を停止させる（ステップＳ１０５に対応）。無線周波数発振器２０３からの出力は、第１の分配器２０４を経て混合器２１１に入力され、干渉信号の復調用に用いられる。

受信アンテナ２０７は、プローブ信号の送信停止中に、干渉信号を含み得る信号を受信する。受信アンテナ２０７により受信された信号は、低雑音増幅器２０８、減算器２０９、および第２の分配器２１０を経て、干渉信号の復調用信号と混合器２１１により混合される。なお、このとき、減算器２０９は、入力された信号をそのまま出力するスルーラインとして機能する。混合器２１１により混合された信号は、可変ローパスフィルタ２１２、高速フーリエ変換器２１３、および第３の分配器２１４、および検出器２１６を経てＣＰＵ２０１に入力される。

図１０に示されるような干渉信号を表すパルスノイズの周波数軸上の位置は、無線周波数発振器２０３からの出力周波数と干渉信号のキャリア周波数との差分によって定まる。例えば、両周波数が一致したときには、高速フーリエ変換器２１３から出力された信号の直流成分近傍にパルスノイズが立つ。そこで、ＣＰＵ２０１は、混合器２１１および高速フーリエ変換器２１３を経て検出器２１６に入力された受信信号のパルスノイズの周波数軸上の位置と、その受信信号が入力された際の無線周波数発振器２０３からの出力信号の周波数との対応を指標として、干渉信号のキャリア周波数ω_ｃ ^Ｕを特定する。

次に、ＣＰＵ２０１は、干渉信号を構成する相補符号を特定するために、相補符号が占有するタイムスロット幅、すなわちパルス繰り返し周期（Pulse repetition Interval、ＰＲＩ）を特定する。式(16)から明らかな様に、干渉信号の有符号区間は、ＬＴ_ｃ毎に表れると言える。したがって、混合器２１１および高速フーリエ変換器２１３を介してＦＭ復調されたパルスノイズスペクトラムのピーク間隔の逆数は、相補符号のＰＲＩに比例すると言える。そこで、ＣＰＵ２０１は、図１０に示されるような干渉信号のパルスノイズスペクトラムのピーク間隔の逆数を算出して、干渉信号を構成する相補符号のＰＲＩを特定する。

また、図１０に示されるような干渉信号中の１つのノイズピークの占有周波数帯域の１／（２Ｔ_ｃ）は、相補符号の符号長に相当する。そこで、ＣＰＵ２０１は、あるＴ_ｃを仮定して１／（２Ｔ_ｃ）の値を計算し、干渉信号に用いられている相補符号の符号長を推定し、該当する符号長を持つ相補符号の対ＣおよびＤを符号生成器２１７に発生させる。そして、ＣＰＵ２０１は、符号生成器２１７により発生された相補符号の対ＣおよびＤと設定されたＴ_ｃとを用いて変復調器２１８内で復調用信号を生成させ、受信アンテナ２０７、低雑音増幅器２０８、および第２の分配器２１０を経て入力された受信信号を変復調器２１８に相補符号復調させる。

すなわち、変復調器２１８は、受信アンテナ２０７、低雑音増幅器２０８、および第２の分配器２１０を経て入力された受信信号をＣＰＵ２０１により特定された干渉信号のキャリア周波数によってダウンコンバートする。また、変復調器２１８は、ダウンコンバートされた受信信号をＣＰＵ２０１により特定されたＰＲＩ毎に切り出す。そして、変復調器２１８は、変復調器２１８に発生された一方の相補符号Ｃに対応する復調用信号とＰＲＩ毎に切り出された偶数番目の受信信号との自己相関を算出し、変復調器２１８に発生された他方の相補符号Ｄに対応する復調用信号とＰＲＩ毎に切り出された奇数番目の受信信号との相関値を算出し、各算出結果を加算する（実際は、加算結果を更にコヒーレント積分する）。変復調器２１８は、加算された算出結果を相補符号復調結果としてＣＰＵ２０１へ出力する。

ＣＰＵ２０１は、変復調器２１８による相補符号復調結果から相関ピークが検出されるか否かを判定する。変復調器２１８による相補符号復調結果から相関ピークが検出されるという状態は、プローブ信号の送信停止中の受信信号に含まれる相補符号対と符号生成器２１７により発生された相補符号の対ＣおよびＤとの間に、式(8)で示される関係が成り立つ（即ち、干渉信号の符号対の推定に成功した）ことを意味する。符号長はＴ_ｃに対応して一意に定まるので、対応する符号長を持つ符号対を随時変更しながら、相関ピークが検出されるまで上記処理が行われる。

１つのＴ_ｃに対応する符号対を用いて生成した復調用信号の全てについて相関ピークが検出されない場合には、ＣＰＵ２０１は、Ｔ_ｃを変更し、対応する相補符号の対ＣおよびＤを符号生成器２１７により発生させ、上記同様の手順で、ＰＲＩ毎に切り出された受信信号を変復調器２１８に再度相補符号復調させる。そして、変復調器２１８による復調結果から相関ピークが検出されるまで、ＣＰＵ２０１は、上述の処理を繰り返す。一方、変復調器２１８による復調結果から相関ピークが検出された場合、ＣＰＵ２０１は、相関ピークが検出された相補符号の対を特定することによって、干渉信号を構成する相補符号の対ＣおよびＤを特定する。

なお、相補符号の対ＣおよびＤを特定できたという事はＴ_ｃも正しく特定出来ている事を意味するので、以下の説明において特に必要の無い場合、Ｔ_ｃに関する記述は省略する。

このように、干渉信号の諸元が特定されると、ＣＰＵ２０１は、無線周波数発振器２０３の出力を元のＦＭＣＷモードで駆動した上で、高出力増幅器２０５の出力をオンにし、送信アンテナ２０６からのプローブ信号の送信を再開させる（ステップＳ１０７に対応）。プローブ信号の送信再開後、受信アンテナ２０７は、所望信号である反射信号と共に干渉信号を含む信号を受信する。受信アンテナ２０７により受信された信号は、低雑音増幅器２０８、減算器２０９、および第２の分配器２１０を経て混合器２１１に入力される。このとき、減算器２０９は、入力された信号をそのまま出力するスルーラインとして機能する。

混合器２１１は、第２の分配器２１０を経て入力された受信信号と第１の分配器２０４を経て入力されたプローブ信号と混合する。混合器２１１により混合された受信信号は、可変ローパスフィルタ２１２、高速フーリエ変換器２１３、第３の分配器２１４、検出器２１６、およびＣＰＵ２０１を経て、変復調器２１８に入力される。

変復調器２１８は、入力された受信信号を特定された干渉信号のキャリア周波数でダウンコンバートし、ダウンコンバートされた受信信号を特定されたＰＲＩ毎に切り出し、ＰＲＩ毎に切り出された受信信号と特定された相補符号の対ＣおよびＤを用いて生成された復調用信号との相関を計算する。この結果、変復調器２１８による復調結果は、式(10)で表される干渉信号の相補符号復調結果に、干渉信号と同じ相補符号対ＣおよびＤで所望のＦＭ信号を相補符号復調した結果が畳重された信号になる。すなわち、変復調器２１８から得られる相関演算和のコヒーレント積分結果には、干渉信号の特徴量である遅延量τ^Ｕが含まれる。よって、ＣＰＵ２０１は、この相関演算結果のピーク位置から干渉信号の遅延量τ^Ｕを特定する（ステップＳ１０８に対応）。

図１１Ａおよび図１１Ｂは、実施例１の変復調器による相関演算結果の例図である。図１１Ａおよび図１１Ｂには、特定されたＰＲＩ毎に切り出された受信信号と、特定された相補符号を用いて生成された復調用信号との相関演算結果の実部が、復調開始時刻からの経過時間に沿って示されている。また、図１２Ａは、図１１Ａの各符号に対する相関値の和をコヒーレント積分した結果の例図であり、図１２Ｂは、図１１Ｂの各符号に対する相関値の和をコヒーレント積分した結果の例図である。

図１１Ａおよび図１２Ａでは、探知測距装置２０の諸元は、次のとおりである。すなわち、片側最大周波数偏移Δω^Ｄ＝２５０ＭＨｚ、基本周期Ｔ_ｍ ^Ｄ＝１ｍｓｅｃ、キャリア周波数偏移Δω_ｃ＝０ＭＨｚ、ベースバンド発振器の変調信号と干渉源の変調信号との初期時刻の差ΔＴ＝０である。また、干渉信号を発生させる他の探知測距装置の諸元は、次のとおりである。すなわち、符号長Ｎが１６（Ｎ＝１６）の相補符号の対ＣおよびＤ、符号が畳重される矩形パルスのデュレーションＴ_Ｃ ^Ｕ＝２ｎｓｅｃ、フレーム長Ｌ^Ｕ＝１０２４、送信フレーム数Ｍ^Ｕ＝１０２４である。図１１Ｂおよび図１２Ｂでは、探知測距装置２０の諸元は、次のとおりである。すなわち、片側最大周波数偏移Δω^Ｄ＝２５０ＭＨｚ、基本周期Ｔ_ｍ ^Ｄ＝０．１２５ｍｓｅｃ、キャリア周波数偏移Δω_ｃ＝０ＭＨｚ、ベースバンド発振器の変調信号と干渉源の変調信号との初期時刻の差ΔＴ＝０である。また、干渉信号を発生させる他の探知測距装置の諸元は、次のとおりである。すなわち、符号長Ｎが２５６（Ｎ＝２５６）の相補符号の対ＣおよびＤ、符号が畳重される矩形パルスのデュレーションＴ_Ｃ ^Ｕ＝２ｎｓｅｃ、フレーム長Ｌ^Ｕ＝１０２４、送信フレーム数Ｍ^Ｕ＝１０２４である。目標物Ｔ^Ｄおよび非目標物Ｔ^Ｕの諸元は、図９および図１０と同様に、次のように設定されている。すなわち、目標物Ｔ^Ｄまでの距離ｄ^Ｄ＝１０ｍ、非目標物Ｔ^Ｄまでの距離ｄ^Ｕ＝２０ｍ、目標物Ｔ^Ｄの速度ｖ^Ｄ＝非目標物Ｔ^Ｕの速度ｖ^Ｕ＝０ｋｍ／ｈである。

受信信号は、探知測距装置２０の所望信号であるプローブ信号の反射信号（ＦＭ信号）と、他の探知測距装置により発生された不要信号である干渉信号（相補符号変調信号、Ｃ２信号）との和から構成される。変復調器２１８は、こうした構成を有する受信信号を特定された干渉信号のキャリア周波数でダウンコンバートし、ダウンコンバートされた受信信号を特定されたＰＲＩ毎に切り出し、特定された相補符号の対ＣおよびＤを用いて復調用信号を生成し、これらの信号との相関演算を行う。この場合、相関演算結果は、図１１Ａおよび図１１Ｂに示されるように、式(10)で表される相補符号変調信号の復調結果に、所望のＦＭ信号と相補符号対との相関演算結果が畳重された信号になる。

そして、干渉信号の電力レベルが高く、且つ上述の相補符号対による復調過程での積分処理中にコヒーレンス性が崩れなければ、図１２Ａおよび図１２Ｂの記号（Ｄ）に示されるように、ＣＰＵ２０１は、干渉信号の諸元のみならず、各符号に対する相関値の和をコヒーレント積分した結果に現れたピーク位置に対応する相関遅延インデックスの値から、干渉信号の発信源の位置に対応する遅延量（遅延インデックス）を算出できる。

このように、干渉信号の諸元と干渉信号の遅延量τ^Ｕとが特定されると、ＣＰＵ２０１は、特定された干渉信号の諸元および干渉信号の遅延量τ^Ｕとを用いて、ＤＳＳＳ方式で変調された干渉信号のコピーを生成する。すなわち、符号生成器２１７は、特定された相補符号の対ＣおよびＤをＣＰＵ２０１の指示に従い生成する。変復調器２１８は、符号生成器２１７が発生させた符号を用いて相補符号変調信号を生成し、キャリア周波数ω_ｃ ^Ｕでアップコンバートすることにより、ＤＳＳＳ方式で変調された信号を生成する。そして、変復調器２１８は、生成された信号に特定された遅延量τ^Ｕを与えて干渉信号のコピーを生成し、減算器２０９に入力する。

減算器２０９には、変復調器２１８により生成された干渉信号のコピーと、受信アンテナ２０７により受信された受信信号とが入力される。減算器２０９は、入力された干渉信号のコピーを入力された受信信号から差し引くことで、受信信号から干渉信号成分を除去する（ステップＳ１０９に対応）。

減算器２０９により干渉信号が除去された受信信号は、第２の分配器２１０を経て混合器２１１に入力される。混合器２１１は、第１の分配器２０４により分配された復調用のプローブ信号と第２の分配器２１０により分配された受信信号とを混合して、ビート信号を生成する。高速フーリエ変換器２１３は、ビート信号の周波数スペクトラムを算出する。信号処理回路２１５は、高速フーリエ変潤器２１３により算出されたビート信号の周波数スペクトラムを用いて、目標物Ｔ^Ｄまでの距離や目標物Ｔ^Ｄの速度といった目標物Ｔ^Ｄの特徴量を算出する。

このように、実施例１の探知測距装置２０によれば、受信信号の中から干渉信号を検出し、検出された干渉信号を受信信号から除去することができる。

なお、探知測距装置２０による上述の干渉信号除去処理は、実施例を説明するための一例であり、様々な変更を加えることが可能である。

例えば、上述の説明では、干渉信号のコピーを受信信号から減算器２０９が差し引くことで、受信信号から干渉信号成分が除去される。しかしながら、前述したように（図１０参照）、検出器２１６は、パルス状のノイズとして現れる干渉信号をＦＭ復調された受信信号の中から検出し得る。また、前述したように、ＦＭ復調されたパルスノイズスペクトラムのピーク間隔の逆数は、相補符号のＰＲＩに比例する。そこで、検出器２１６により干渉信号が検出された場合に、ＣＰＵ２０１は、検出器２１６で検出された干渉信号に基づいて、干渉信号のＰＲＩを特定するように構成されてもよい。そして、ＣＰＵ２０１は、特定されたＰＲＩを基準にして可変ローパスフィルタ２１２の通過帯域を調整するように構成してもよい。また、特定されたＰＲＩ中の無信号区間が長い場合には、ＣＰＵ２０１は、混合器２１１に入力されるサンプリング位相またはサンプリング周期を調整するように構成してもよい。こうした構成によっても、干渉信号は、受信信号から除去され得る。

＜実施例２＞
実施例２では、第１の変調方式はＤＳＳＳ方式であり、第２の変調方式はＦＭＣＷ方式である。すなわち、実施例２の探知測距装置は、ＤＳＳＳ方式のレーダであり、実施例２の探知測距装置に干渉信号を与える他の探知測距装置は、ＦＭＣＷ方式のレーダである。また、図１に示される一例では、実施例２の探知測距装置は、レーダ１に相当し、実施例２の探知測距装置に干渉信号を与える他の探知測距装置は、レーダ２に相当する。なお、図１には、レーダ１の１つの目標物Ｔ^Ｄと、干渉信号を生じさせる１つのレーダ２とが例示的に示されている。しかしながら、実施例２の探知測距装置は、複数の目標物Ｔ^Ｄを検知し、検知された複数の目標物Ｔ^Ｄの特徴量を測定し得る。また、実施例２の探知測距装置は、複数の干渉信号を検出して、検出された複数の干渉信号を受信信号の中から除去し得る。

図１３は、実施例２の探知測距装置の概略的なハードウェア構成図である。図１４は、一次変復調器のハードウェア構成例を含む実施例２の探知測距装置から干渉検出回避機構を除外した部分の概略図である。

図１３に示すように、実施例２の探知測距装置３０は、ＣＰＵ３０１、符号生成器３０２、一次変復調器３０Ｃ、第１の無線周波数発振器（ＲＦ−ＯＳＣ）３０３、第１の分配器３０４、第１の混合器３０５、高出力増幅器（ＨＰＡ）３０６、および送信アンテナ３０７を含む。探知測距装置３０は、受信アンテナ３０８、低雑音増幅器（ＬＮＡ）３０９、減算器３１０、第２の混合器３１１、第２の分配器３１２、および信号処理回路３１３を含む。探知測距装置３０は、検出器３１４、ベースバンド発振器（ＢＢ−ＯＳＣ）３１５、可変遅延器３１６、第２の無線周波数発振器３１７、第３の分配器３１８、第３の混合器３１９、第４の混合器３２０、高速フーリエ変換器（ＦＦＴ）３２１、および連結器（concatenator）３２２を含む。なお、送信アンテナ３０７および受信アンテナ３０８は、送受信アンテナとして一体的に構成され得る。

上述した構成要素の内、ＣＰＵ３０１、ベースバンド発振器３１５、可変遅延器３１６、第２の無線周波数発振器３１７、第３の分配器３１８、第３の混合器３１９、第４の混合器３２０、高速フーリエ変換器（ＦＦＴ）３２１、および連結器３２２は、干渉信号識別器３０Ｂに含まれる。また、干渉信号識別器３０Ｂおよび検出器３１４は、干渉信号検出識別装置３０Ａに含まれる。第１の無線周波数発振器（ＲＦ−ＯＳＣ）３０３、第１の分配器３０４、第１の混合器３０５、および第２の混合器３１１は、二次変復調器３０Ｄに含まれる。

また、図１４に示すように、一次変復調器３０Ｃは、データ生成器４０１、第１のスイッチ４０２Ａ、第２のスイッチ４０２Ｂ、第５の混合器４０３Ａ、および第６の混合器４０３Ｂ、多重器４０４を含む。一次変復調器３０Ｃは、第４の分配器４０５、第３のスイッチ４０６Ａ、第４のスイッチ４０６Ｂ、第１の相関器４０７Ａ、第２の相関器４０７Ｂ、および加算器４０８を含む。

ＣＰＵ３０１は、制御部１１０に対応し得る。符号生成器３０２、一次変復調器３０Ｃ、および二次変復調器３０Ｄは、プローブ信号生成部１２０に対応し得る。高出力増幅器３０６および送信アンテナ３０７は、送信部１３０に対応し得る。受信アンテナ３０８および低雑音増幅器３０９は、受信部１４０に対応し得る。二次変復調器３０Ｄ、符号生成器３０２、および一次変復調器３０Ｃは、復調部１５０に対応し得る。検出器３１４は、干渉信号検出部１６０に対応し得る。一次変復調器３０Ｃ、連結器３２２、ＣＰＵ３０１、ベースバンド発振器３１５、可変遅延器３１６、第２の無線周波数発振器３１７、第１の無線周波数発振器３０３、第１の分配器３０４、第３の混合器３１９、第４の混合器３２０、高速フーリエ変換器（ＦＦＴ）３２１、および連結器３２２は、干渉信号特定部１７０に対応し得る。ＣＰＵ３０１、ベースバンド発振器３１５、可変遅延器３１６、第２の無線周波数発振器３１７、第３の分配器３１８、および減算器３１０は、干渉信号除去部１８０に対応し得る。信号処理回路３１３は、信号処理部１９０に対応し得る。

前述したように、探知測距装置３０は、ＤＳＳＳ方式のレーダである。まず、干渉信号を受信していない状態における探知測距装置３０の動作を説明する。

探知測距装置３０では、ＣＰＵ３０１からの指示に従って符号生成器３０２により生成された相補符号の対を用いて一次変復調器３０Ｃ内で生成されるデータ信号を変調し、この信号を更に二次変復調器３０Ｄによって変調することによりプローブ信号ｖ_ＴＸ ^Ｄ（ｔ）が生成される。

符号生成器３０２により生成される相補符号の対は、例えば、図７Ａおよび図７Ｂを参照しながら前述したような符号ＡおよびＢである。相補符号の対ＡおよびＢは、前述したような式(8)で示される性質を有する。図１４に示されるように、データ生成器４０１で生成されたデータ信号は、タイムスロットＴ_ｕ毎に排他的に切り替えられるスイッチ４０２Ａおよび４０２ＢのON／OFFに応じて混合器４０３Ａまたは４０３Ｂに入力される。そして、混合器４０３Ａまたは４０３Ｂに入力されたデータ信号は、スイッチ４０２Ａおよび４０２ＢのON／OFFに同期して符号生成器３０２から出力される符号ＡまたはＢと混合される。混合器４０３Ａおよび４０３Ｂにより混合された信号は、多重器４０４により時間多重される。多重器４０４により時間多重された信号は第１の混合器３０５に入力され、第１の無線周波数発信器３０３から出力されたキャリア信号と混合されて、キャリア周波数へアップコンバートされる。この結果、プローブ信号ｖ_ＴＸ ^Ｄ（ｔ）が生成される。生成されたｖ_ＴＸ ^Ｄ（ｔ）は、式(9)で示されるような信号である。ただし、前述したように、式(9)では、キャリア成分が省略されている。生成されたプローブ信号ｖ_ＴＸ ^Ｄ（ｔ）は、高出力増幅器３０６により増幅され、送信アンテナ３０７から探知測距装置３０の外へ送信される。

受信アンテナ３０８は、送信アンテナ３０７から送信されたプローブ信号が目標物Ｔ^Ｄで反射された反射信号を受信する。受信アンテナ３０８により受信された反射信号は、低雑音増幅器３０９で増幅され、減算器３１０を経て第２の混合器３１１に入力される。なお、実施形態に従った干渉信号除去処理が行われないケースでは、減算器３１０による減算処理は行われない。

第２の混合器３１１に入力された受信信号は、第１の無線周波数発振器３０３から出力されたキャリア信号と混合されて、ベースバンドへダウンコンバートされる。ベースバンドの受信信号は、一次変復調器３０Ｃに入力される。

図１４に示すように、一次変復調器３０Ｃに入力された受信信号は、第４の分配器４０５により分配され、分配された受信信号は、タイムスロットＴ_ｕ毎に排他的に切り替えられるスイッチ４０６Ａおよび４０６ＢのON／OFFに応じて、相関器４０７Ａまたは４０７Ｂへ入力される。スイッチ４０６Ａまたは４０６ＢがONとなるタイムスロット番号が、偶数（even）であるか奇数(odd)であるかに応じて、以下の式(17)または式(18)で示される信号が相関器４０７Ａまたは４０７Ｂに入力される。なお、説明を簡明にするために、切り出されたタイムスロット毎に時間の原点が取り直されるものとする。

第１の相関器４０７Ａは、入力された受信信号、すなわち、偶数番目のタイムスロットの信号と、混合器４０３Ａに入力されたデータ生成器４０１からのデータ信号と符号生成器３０２からの符号Ａとを混合した信号、との相関を算出する。第２の相関器４０７Ｂは、入力された受信信号、すなわち、奇数番目のタイムスロットの信号と、混合器４０３Ｂに入力されたデータ生成器４０１からのデータ信号と符号生成器３０２からの符号Ｂとを混合した信号、との相関を算出する。第１の相関器４０７Ａの出力ｖ_ＢＢ ^{Ｄ，ｅｖｅｎ}および第２の相関器４０７Ｂの出力ｖ_ＢＢ ^{Ｄ，ｏｄｄ}は、以下の式(19)および式(20)のようにそれぞれ表される。

目標物Ｔ^Ｄの識別番号をｋとしたとき、γ＝τ^Ｄ＝ｋＴ_ｃで示される時間において式(19)および式(20)で示される相関出力がピークとなるためには、［ｎＴ_ｃ，（ｎ＋１）Ｔ_ｃ］において被積分関数が恒等的に零であってはならない。すなわち、第１の相関器４０７Ａのピーク出力ｖ_ＢＢ ^{Ｄ，ｅｖｅｎ}および第２の相関器４０７Ｂのピーク出力ｖ_ＢＢ ^{Ｄ，ｏｄｄ}は、以下の式(21)および式(22)のようにそれぞれ表される。

相関器４０７Ａおよび４０７Ｂにより算出された相関演算結果は、加算器４０８により加算され（実際は、加算結果は更にコヒーレント積分されるが、説明を明確にするために、１つのタイムスロットを単位として記述する）、第２の分配器３１２を介して信号処理回路３１３へ出力される。すなわち、加算器４０８からのシステム出力（復調出力）は、以下の式(23)のように表される。

信号処理回路３１３は、加算器４０８から出力された信号を用いて目標物Ｔ^Ｄの特徴量を測定する。例えば、信号処理回路３１３は、相関ピークの時間軸（相関演算の横軸である遅延インデックス）上の位置に基づいて、目標物Ｔ^Ｄとの距離を式(1)により算出する。速度については、距離の時間微分を用いて算出する方法が妥当である。

探知測距装置３０が上述したようなＤＳＳＳレーダとしての動作を実行しているときに、他の探知測距装置からの干渉信号を受信アンテナ３０８が受信すると、探知測距装置３０は、以下で説明する干渉信号除去処理を行うことにより、受信信号の中から干渉成分を除去する。

前述したように、実施例２では、干渉信号を生じさせる他の探知測距装置は、ＦＭＣＷ方式のレーダである。実施例２において前提とされるＦＭＣＷ方式のレーダは、実施例１の探知測距装置２０と同じプローブ信号を送信するレーダであると仮定する。すなわち、他の探知測距装置は、所望（Desired）を表す上付き添え字“Ｄ”が不要（Undesired）を表す上付き添え字“Ｕ”に変更された式(6)のプローブ信号を送信すると仮定する。

他の探知測距装置から送信された式(6)のプローブ信号が例えば図１のように探知測距装置３０の非目標物Ｔ^Ｕで反射されて探知測距装置３０に受信されたと仮定する。このケースにおいて、受信された不要信号である干渉信号に対する数理モデルは、以下のように導出される。

探知測距装置３０により用いられる相補符号の対をＡおよびＢとする。以下では、偶数番目のタイムスロットの受信信号と相補符号Ａとの相関を算出することにより得られる干渉成分の数理モデル、すなわち、相補符号Ａにより復調される干渉成分の数理モデルを導出する。

図１４を参照しながら前述したように、ＤＳＳＳ方式のレーダである探知測距装置３０による復調は、相関検波であるから、相補符号Ａで復調された干渉成分は、以下の式(24)のように表される。

式(24)において、ｖ_ＴＸ ^{Ｄ，ｅｖｅｎ,＊}は、探知測距装置３０により送信された偶数番目のタイムスロットのプローブ信号ｖ_ＴＸ ^{Ｄ，ｅｖｅｎ}の複素共役であり、ｖ_ＲＸ ^Ｕ，ＦＭは、探知測距装置３０により受信された干渉信号である。また、τ^Ｕは、他の探知測距装置から送信されたプローブ信号が非目標物Ｔ^Ｕで反射されて探知測距装置３０に受信されるまでの遅延時間であり（以降、簡単の為、Ｔ^Ｕは探知装置３０と他の探知測距装置とを結ぶ直線上の中点にあるものとする）、遅延インデックスをｕを用いて、τ^U＝ｕＴ_ｃと表せる。

干渉信号の厳密な数理モデルを求めるために、先ず、式(24)中の周波数変調（ＦＭ）用信号ｆ（ｔ）の積分範囲を次の式(25)のように分割する。

すると、式(24)の指数関数部は式(25)を用いる事で次の式(26)のように表せる。

ここで、式(26)の括弧［］内の第３項を周波数変調のアップチャープ区間およびダウンチャープ区間についてそれぞれ計算すると、以下の式(27)のように表される。

よって、積分変数ｔについて、例えばアップチャープ区間における式(26)の括弧［］内の第３項および第４項を纏めると、以下の式(28)の様になる。

ここで、βおよびχを式（29）によって定義し、式(28)を平方完成させると、式(30)が得られる。

従って、変数変換：ｓ＝ｔ−ｎＴ_ｃを行えば、式(24)のｔに関する積分は、次の式(31)のように表すことができる。

モデルを具体化する為に式(24)に対して式(32)で示される変数変換を更に施せば、ｓは、式(33)中の矢印の左で示される範囲を取る事から、式（33）中の矢印の右で示されるｔの範囲が得られる。ここまでをまとめると、アップチャープ区間のＦＭ干渉信号が相補符号復調された結果：ｖ_ｕｐ ^Ｕ（γ）は、以下の式(34)のように表される。

また、式(29)に換えて以下の式(35)のようにβおよびχを定義し、アップチャープ区間の場合と同様の手順で計算すると、ダウンチャープ区間のＦＭ干渉信号が相補符号復調された結果：ｖ_ｄｏｗｎ ^Ｕ（γ）は、以下の式(36)のように表される。

勿論、奇数番目のタイムスロットの受信信号の中に含まれる干渉成分のモデルは、相補符号Ｂを用いて上述と同様の計算を実行する事により、同様に導ける。

完全な数理モデルは、偶数番目と奇数番目の各スロットに於いて受信した干渉信号を各スロットに対応する符号で相補符号復調した結果を加算したものである。完全な数理モデルの一例として、ダウンチャープの区間［０，２ＬＴ_ｃ］における干渉信号に対する処理結果を示しておけば、以下の式(37)のようになる。

図１５は、実施例２の探知測距装置により相補符号復調された干渉信号の実部の例図である。図１６は、実施例２の探知測距装置によりされた相補符号復調された所望信号および不要信号の例図である。図１５および図１６に示した一例では、ＤＳＳＳ方式のレーダである探知測距装置３０のパラメータは、次のように設定されている。すなわち、符号長Ｎが１６（Ｎ＝１６）の相補符号の対ＡおよびＢ、符号が畳重される矩形パルスのデュレーションＴ_Ｃ ^Ｄ＝２ｎｓｅｃ、フレーム長Ｌ^Ｄ＝１０２４、送信フレーム数Ｍ^Ｄ＝１０２４、キャリア周波数偏移Δω_ｃ＝０ＭＨｚである。ＦＭＣＷ方式のレーダである他の探知測距装置のパラメータは、次のように設定されている。すなわち、片側最大周波数偏移Δω^Ｕ＝２５０ＭＨｚ、基本周期Ｔ_ｍ ^Ｕ＝１ｍｓｅｃ、ベースバンド発振器３１５からの出力信号と干渉源の中でＦＭ信号を生成しているベースバンド発振器の出力信号との初期時刻の差ΔＴ＝０である。また、目標物Ｔ^Ｄおよび非目標物Ｔ^Ｕの諸元は、図９および図１０と同様に、次のように設定されている。すなわち、目標物Ｔ^Ｄまでの距離ｄ^Ｄ＝１０ｍ、非目標物Ｔ^Ｄまでの距離ｄ^Ｕ＝２０ｍ、目標物Ｔ^Ｄの速度ｖ^Ｄ＝非目標物Ｔ^Ｕの速度ｖ^Ｕ＝０ｋｍ／ｈである。

図１５には、受信アンテナ３０８、低雑音増幅器３０９、および第２の混合器３１１を経て一次変調器３０Ｃから出力される相関出力結果、すなわち、干渉信号と個々の符号ＡおよびＢとの時分割多重相関値を経過時間に沿って継ぎ合わせた結果の実部が表示されている。実施例２では、干渉信号は、ＦＭＣＷ方式の探知測距装置から送信されたＦＭ信号である。縦軸は、正規化された振幅であり、横軸は、セミログ表示された時間（ｓｅｃ）である。図１５中の線（ａ）は、相補符号Ａにより復調された干渉信号に対応し、線（ｃ）は、相補符号Ｂにより復調された干渉信号に対応する。

図１６には、所望信号である相補符号変調信号（Ｃ２信号）および不要信号であるＦＭ信号のそれぞれを単体で相補符号復調し、各復調結果を各々すべてのタイムスロットに渡ってコヒーレント積分して足し合わせ、平均処理を施して得られる最終出力（以下では、単純に相関和出力と記す事がある）が示されている。所望信号は、ＤＳＳＳ方式の探知測距装置３０から送信されたプローブ信号が目標物Ｔ^Ｄで反射された反射信号である。不要信号は、ＦＭＣＷ方式の探知測距装置から送信されたプローブ信号が非目標物Ｔ^Ｕで反射されて、探知測距装置３０により受信された信号、すなわち干渉信号である。図１６の縦軸は、自己相関（ｄＢ）であり、横軸は、遅延インデックスである。なお、遅延インデックスにデュレーションＴ_ｃを掛ければ遅延時間になる。

式(37)および図１５から理解し得るように、相関演算により検波を行うＤＳＳＳ方式を用いた探知測距装置３０に連続波（Continuous Wave、ＣＷ）であるＦＭＣＷ信号が干渉した場合、干渉成分は、相関遅延インデックスの全区間（言い換えれば測定時間の全範囲）に渡って現れる。また、その包絡線は、相補符号ＡおよびＢによりデジタル変調されたFresnel積分項（すなわちＦＭ）となり、このFresnel積分の積分範囲は、干渉信号のパラメータに依存して変化する。

一方、電力レベルという観点からみた場合、干渉信号であるＦＭ信号の電力レベルは、変調指数によって概ね定まるので、距離減衰等のパラメータの影響を捨象した場合、ＦＭの変調指数が定まれば、干渉信号の電力レベルは、概ね固定値を取る。

そこで、干渉信号であるＦＭ信号を検出および除去する方法としては、所望の相補符号変調信号を復調した際の電力レベルに基づき任意の閾値を設定し、所望の相補符号変調信号に不要なＦＭ信号が畳重された受信信号の電力レベルが、設定された任意の閾値を越えるか否かに従ってＦＭ信号を検出する方法があり得る。しかしながら、相補符号変調方式は、目標物の速度（ドップラ）等のパラメータの変動に脆弱であり、所望信号のピークレベルは、これらのパラメータの影響を受けて様々に変化する。このため、電力レベルという観点からみた場合、所望の相補符号変調信号と不要なＦＭ信号との区別は一般に困難である。したがって、電力レベルの閾値のみを指標として干渉信号の存在判定を行う上述の方法では、干渉信号の検出および除去が困難になり得る。

そこで、以下で説明するように、探知測距装置３０は、式(37)、ならびに図１５および図１６に示されるような相補符号復調されたＦＭ信号の特徴を利用して、干渉信号であるＦＭ信号を検出および除去する。

受信アンテナ３０８は、所望の反射信号の他に不要な干渉信号を含み得る信号を受信する（図３のステップＳ１０３に対応）。受信アンテナ３０８により受信された信号は、低雑音増幅器３０９、減算器３１０、および第２の混合器３１１を経て、符号生成器３０２により生成された相補符号の対ＡおよびＢを用いて一次変復調器３０Ｃにより相補符号復調される。そして、一次変復調器３０Ｃにより復調された信号は、第２の分配器３１２を経て検出器３１４に入力される。検出器３１４に入力された受信信号の一例は、図１６に示されるような所望信号および不要信号である。なお、前述したように、図１６には、所望の反射信号および不要な干渉信号をそれぞれ単体で相補符号復調し、各結果をすべてのタイムスロットに渡ってコヒーレント積分して足し合わせ、平均処理を施して得られた最終出力が示されている。しかしながら、探知測距装置３０の実際の構成では、不要な干渉信号が所望の反射信号に畳重された受信信号が検出器３１４に入力され得る。

検出器３１４は、入力された受信信号に従って干渉信号を検出する（ステップＳ１０４に対応）。具体的には、干渉信号を生成するＦＭの変調入力信号がリニアに変化する信号であれば、一次変調器３０Ｃからの相関和出力は、遅延インデックスに対してFresnel関数の形をとる。そこで、検出器３１４は、一次変調器３０Ｃからの相関和出力とFresnel関数とのパターンマッチングを行うことにより干渉信号を検出する。また、干渉信号を生成するＦＭの変調入力信号が三角波である場合には、アップチャープ部およびダウンチャープ部にそれぞれ対応して複数の相関和が現れることが式(34)および式(36)中の積分項から理解し得る。そこで、検出器３１４は、Fresnel関数の個数から干渉信号の変調入力信号の種類を特定できる。

検出器３１４により干渉信号が検出された場合（ステップＳ１０４の“ＹＥＳ”に対応）、探知測距装置３０は、プローブ信号の送信停止中に受信した信号を用いて、干渉信号の諸元を特定する（ステップＳ１０６に対応）。実施例２での干渉信号の諸元には、干渉信号であるＦＭ信号の片側最大周波数偏移Δω^Ｕ、基本周期Ｔ_ｍ ^Ｕ、およびベースバンド発振器３１５からの出力信号と干渉源である装置内でＦＭ信号を生成しているベースバンド発振器の出力信号との初期時刻の差ΔＴが含まれる。

具体的には、まず、ＣＰＵ３０１は、符号生成器３０２の出力をオフにし、送信アンテナ３０７からのプローブ信号の送信を停止させる（ステップＳ１０５に対応）。

受信アンテナ３０８は、プローブ信号の送信停止中に、干渉信号を含み得る信号を受信する。受信アンテナ３０８により受信された信号は、低雑音増幅器３０９、減算器３１０、第２の混合器３１１、一次変復調器３０Ｃ、および連結器３２２を経て、第４の混合器３２０に入力される。なお、プローブ信号の送信が停止された状態では、減算器３１０、第２の混合器３１１、および連結器３２２は、入力された信号をそのまま出力するスルーラインとして機能する。また、一次変復調器３０Ｃは、入力された信号を第２の分配器３１２および連結器３２２へ出力する分配器として機能する。

一方、ＣＰＵ３０１は、ベースバンド発振器３１５に制御信号を出力する。ベースバンド発振器３１５は、ＣＰＵ３０１から受信した制御信号に従って、検出器３１４により特定された種類（三角波等）の変調信号を所定の片側最大周波数偏移Δω^Ｕおよび基本周期Ｔ_ｍ ^Ｕで出力する。ベースバンド発振器３１５から出力された変調信号は、可変遅延器３１６を経て第２の無線周波数発振器３１７に入力される。第２の無線周波数発振器３１７は、ベースバンド発振器３１５から出力された変調信号によってＦＭ変調された無線周波数信号を出力する。第２の無線周波数発振器３１７から出力されたＦＭ信号は、第３の分配器３１８および第３の混合器３１９をバイパスして（バイパスのために実際にはスイッチが用いられるが、図１３では便宜上矢印で表記してある）第４の混合器３２０に入力される。

第４の混合器３２０は、連結器３２２を経て入力された受信信号と、第２の無線周波数発振器３１７から出力されたＦＭ信号とを混合し、ＦＭＣＷ方式のレーダにおけるビート信号に相当する信号を生成する。第４の混合器３２０により混合された受信信号は、高速フーリエ変換器３２１を経てＣＰＵ３０１に入力される。

ＣＰＵ３０１は、入力された受信信号の電力レベルをモニタする。ＣＰＵ３０１は、モニタされた受信信号の電力レベルの最大値が所定の閾値を超えるか否かを判定する。モニタされた受信信号の電力レベルの最大値が所定の閾値を超えない場合、ＣＰＵ３０１は、ベースバンド発振器３１５に制御信号を送信し、片側最大周波数偏移Δω^Ｕおよび基本周期Ｔ_ｍ ^Ｕの値をベースバンド発振器３１５に変更させる。また、ＣＰＵ３０１は、可変遅延器３１６に制御信号を送信し、ベースバンド発振器３１５の出力信号と干渉源の中でＦＭ信号を生成しているベースバンド発振器の出力信号とを同期させるため、ベースバンド発振器３１５の出力信号に与える遅延時間：ΔＴの値を可変遅延器３１６によって変更させる（遅延時間の変更は、ベースバンド発振器３１５の出力信号の位相を変更することに相当する）。そして、モニタされた受信信号の電力レベルの最大値が所定の閾値を超えるまで、ＣＰＵ３０１は、上述の処理を繰り返す。一方、モニタされた受信信号の電力レベルの最大値が所定の閾値を超えた場合、ＣＰＵ３０１は、閾値を超えたときに設定されたＴ_ｍ ^Ｕ、Δω^Ｕ、およびΔＴの値を特定することによって、干渉信号の諸元を特定する（なお、ω_ｃ ^Uの特定はΔω^Ｕの特定と同時に行えば良いので、諸元としては特に言及していない。以下の説明においても同様である）。

このように、干渉信号の諸元が特定されると、ＣＰＵ３０１は、符号生成器３０２の出力をオンにし、送信アンテナ３０７からのプローブ信号の送信を再開させる（ステップＳ１０７に対応）。受信アンテナ３０８は、プローブ信号の送信再開後に、所望信号である反射信号と共に干渉信号を含む信号を受信する。受信アンテナ３０８により受信された信号は、低雑音増幅器３０９、減算器３１０、および第２の混合器３１１を経て、一次変復調器３０Ｃに入力される。なお、このとき、減算器３１０は、入力された信号をそのまま出力するスルーラインとして機能する。

一次変復調器３０Ｃは、入力された受信信号と相補符号の対ＡおよびＢとの符号スロット毎の相関演算結果（相関値）を連結器３２２へ時分割多重出力する。連結器３２２は、一次変復調器３０Ｃから出力された相関値をタイムスロットＴ_ｕ ^Ｄに同期して連結し、時間波形として成形する（図１５参照）。

式(37)から理解できるように、各符ＡおよびＢによる復調出力が連結された上述の時間波形の信号は、各符号ＡおよびＢでデジタル変調されたＦＭＣＷ信号を区間Ｔ_ｕ ^Ｄでアップサンプリング（切断）した信号である。そこで、特定された干渉信号の諸元を用いてこの信号をＦＭ復調すれば、干渉信号の遅延量τ^Ｕを特定できる。なお、デジタル変調による位相交代が少ないので、符号：Ａ、Ｂの符号長は短い方が望ましい。

図１７Ａおよび図１７Ｂは、実施例２の連結器からの出力信号の実部を示す例図である。図１８Ａは、図１７Ａの信号が干渉信号の諸元でＦＭ復調された後のＦＦＴ出力の例図であり、図１８Ｂは、図１７Ｂの信号が干渉信号の諸元でＦＭ復調された後のＦＦＴ出力の例図である。

図１７Ａ、１７Ｂ、図１８Ａ、および図１８Ｂでは、探知測距装置３０の諸元は、次のとおりである。すなわち、符号長Ｎが１６（Ｎ＝１６）の相補符号の対ＡおよびＢ、符号が畳重される矩形パルスのデュレーションＴ_Ｃ ^Ｄ＝２ｎｓｅｃ、フレーム長Ｌ^Ｄ＝１０２４、送信フレーム数Ｍ^Ｄ＝１０２４である。ただし、図１７Ａおよび図１８Ａでは、探知測距装置３０のキャリア周波数偏移Δω_ｃ＝０ＭＨｚであり、図１７Ｂおよび図１８Ｂでは、探知測距装置３０のキャリア周波数偏移Δω_ｃ＝５０ＭＨｚである。また、図１７Ａ、図１７Ｂ、図１８Ａ、および図１８Ｂでは、干渉信号を発生させる他の探知測距装置の諸元は、次のとおりである。すなわち、片側最大周波数偏移Δω^Ｕ＝２５０ＭＨｚ、基本周期Ｔ_ｍ ^Ｕ＝１ｍｓｅｃ、ベースバンド発振器３１５からの出力信号と干渉源の中でＦＭ信号を生成しているベースバンド発振器の出力信号との初期時刻の差ΔＴ＝０である（同位相）。目標物Ｔ^Ｄおよび非目標物Ｔ^Ｕの諸元は、図１５および図１６と同様に、次のように設定されている。すなわち、目標物Ｔ^Ｄまでの距離ｄ^Ｄ＝１０ｍ、非目標物Ｔ^Ｄまでの距離ｄ^Ｕ＝２０ｍ、目標物Ｔ^Ｄの速度ｖ^Ｄ＝非目標物Ｔ^Ｕの速度ｖ^Ｕ＝０ｋｍ／ｈである。

図１８Ａおよび図１８Ｂの線（ｒ）に示されるように、所望の相補符号変調信号および不要なＦＭ信号を含む受信信号を相補符号復調した信号を連結し、干渉信号の諸元でＦＭ復調した後のＦＦＴ出力には、ＰＲＩ毎にピークが表れる。そして、記号（Ｄ）に示されるように、周波数の最も低い位置で表れた電力レベルのピークは、干渉信号であるＦＭ信号を干渉源の装置が復調した結果に対応する。したがって、図１７Ａまたは図１７Ｂに示される信号を、上述の手順で特定した干渉信号の諸元を用いてＦＭ復調すれば、干渉信号の遅延量τ^Ｕが特定できることが理解できる。

このように、干渉信号の諸元と干渉信号の遅延量τ^Ｕとが特定されると、ＣＰＵ３０１は、特定された干渉信号の諸元および干渉信号の遅延量τ^Ｕとを用いて、ＦＭＣＷ方式で変調された干渉信号のコピーを生成する。すなわち、ベースバンド発信器３１５は、ＣＰＵ３０１の指示に従って、特定されたＴ_ｍ ^Ｕ、Δω^Ｕに従い変調信号を生成する。また、可変遅延器３１６は、ＣＰＵ３０１の指示に従って、ベースバンド発振器３１５により生成された変調信号を、特定されたΔＴだけ遅延させる。第２の無線周波数発振器３１７は、ΔＴだけ遅延された変調信号によってＦＭ変調された無線周波数信号を出力する。第２の無線周波数発振器３１７により生成されたＦＭ信号は、図示していない可変遅延器によって、特定された遅延量τ^Ｕが与えられた後、第３の分配器３１８によって減算器３１０に入力される。

減算器３１０には、第３の分配器３１８を介して入力された干渉信号のコピーと、受信アンテナ３０８により受信された受信信号とが入力される。減算器３１０は、入力された干渉信号のコピーを、入力された受信信号から差し引くことで、受信信号から干渉信号成分を除去する（ステップＳ１０９に対応）。

減算器３１０により干渉信号が除去された受信信号は、第２の混合器３１１に入力される。第２の混合器３１１に入力された受信信号は、第１の無線周波数発振器３０３により発生されたキャリア信号と混合されて、ベースバンドへダウンコンバートされる。ベースバンドの受信信号は、一次変復調器３０Ｃに入力される。一次変復調器３０Ｃは、入力された受信信号と相補符号ＡおよびＢとの相関値を計算し両者の和を取った後、その結果をすべてのタイムスロットに渡ってコヒーレント積分して足し合わせ、平均処理を施して得られた最終出力を復調結果として、第２の分配器３１２を介して信号処理回路３１３へ出力する。信号処理回路３１３は、前記の出力を用いて目標物Ｔ^Ｄの特徴量を計算する。

このように、実施例２の探知測距装置３０によれば、受信信号から干渉信号を検出し、検出された干渉信号を受信信号から除去することができる。

なお、探知測距装置３０による上述の干渉信号除去処理は、実施例を説明するための一例であり、様々な変更を加えることが可能である。

例えば、上述の説明では、干渉信号を受信信号から減算器３１０が差し引くことで、受信信号から干渉信号成分が除去される。しかしながら、干渉信号のコピーを生成して受信信号から差し引くのではなく、特定した干渉信号の諸元を元に、受信信号中のＦＭ信号成分が周波数軸上で拡散される様に探知測距装置３０内で生成されるＦＭ信号の諸元を設定し（例えば、ΔＴ＝Ｔ_ｍ ^Ｕ／２とおく）、干渉信号の電力レベルを下げるように構成してもよい。こうした構成によっても、干渉信号は、受信信号から除去され得る。また、干渉源となる装置の変調周期が短い場合、及び探知測距装置３０の符号長が長い場合には、周波数領域の低域側まで電力が拡散する。特に、後者については諸元の特定までは困難である。そこで、こうした場合には、信号処理回路３１３への出力のノイズフロアによって干渉の有無を判定し、探知測距装置３０側で符号長を変更する事で干渉源となる装置を特定するように構成してもよい。

１０ 探知測距装置
１１０ 制御部
１２０ プローブ信号生成部
１３０ 送信部
１４０ 受信部
１５０ 復調部
１６０ 干渉信号検出部
１７０ 干渉信号特定部
１８０ 干渉信号除去部
１９０ 信号処理部
２０ 実施例１の探知測距装置
２０Ａ 干渉信号検出識別装置
２０Ｂ 干渉信号識別器
２０Ｃ プローブ信号生成器
２０１ ＣＰＵ
２０２ ベースバンド発振器
２０３ 無線周波数発振器
２０４ 第１の分配器
２０５ 高出力増幅器
２０６ 送信アンテナ
２０７ 受信アンテナ
２０８ 低雑音増幅器
２０９ 減算器
２１０ 第２の分配器
２１１ 混合器
２１２ 可変ローパスフィルタ
２１３ 高速フーリエ変換器
２１４ 第３の分配器
２１５ 信号処理回路
２１６ 検出器
２１７ 符号生成器
２１８ 変復調器
３０ 実施例２の探知測距装置
３０Ａ 干渉信号検出識別装置
３０Ｂ 干渉信号識別器
３０Ｃ 一次変復調器
３０Ｄ 二次変復調器
３０１ ＣＰＵ
３０２ 符号生成器
３０３ 第１の無線周波数発振器
３０４ 第１の分配器
３０５ 第１の混合器
３０６ 高出力増幅器
３０７ 送信アンテナ
３０８ 受信アンテナ
３０９ 低雑音増幅器
３１０ 減算器
３１１ 第２の混合器
３１２ 第２の分配器
３１３ 信号処理回路
３１４ 検出器
３１５ ベースバンド発振器
３１６ 可変遅延器
３１７ 第２の無線周波数発振器
３１８ 第３の分配器
３１９ 第３の混合器
３２０ 第４の混合器
３２１ 高速フーリエ変換器
３２２ 連結器
４０１ データ生成器
４０２Ａ 第１のスイッチ
４０２Ｂ 第２のスイッチ
４０３Ａ 第５の混合器
４０３Ｂ 第６の混合器
４０４ 多重器
４０５ 第４の分配器
４０６Ａ 第３のスイッチ
４０６Ｂ 第４のスイッチ
４０７Ａ 第１の相関器
４０７Ｂ 第２の相関器
４０８ 加算器

Claims (11)

1. 第１の変調方式に従いプローブ信号を生成するプローブ信号生成部と、
   前記プローブ信号生成部により生成された前記プローブ信号を送信する送信部と、
   前記送信部により送信された前記プローブ信号が目標物により反射された反射信号と第２の変調方式に従った干渉信号との少なくとも一つを含む信号を受信する受信部と、
   前記受信部により受信された前記受信信号を前記第１の変調方式および前記第２の変調方式の少なくとも一方の変調方式に対応する方式に従い復調する復調部と、
   前記復調部により復調された信号から前記干渉信号を検出する干渉信号検出部と、
   前記復調部により復調された信号から前記干渉信号の諸元および遅延量を特定する干渉信号特定部と、
   前記干渉信号特定部により特定された前記干渉信号の前記諸元および前記遅延量を用いて、前記受信信号中の前記干渉信号を除去する干渉信号除去部と
   を含む探知測距装置。
2. 前記プローブ信号の送信を停止および再開を前記送信部に指示する制御部をさらに含み、
   前記復調部は、前記制御部の指示に従い前記送信部が前記プローブ信号の送信を停止している間に前記受信部により受信された受信信号を前記第２の変調方式に従い復調し、
   前記干渉信号特定部は、前記復調部により復調された信号から前記干渉信号の諸元を特定する
   請求項１に記載の探知測距装置。
3. 前記制御部による前記プローブ信号の送信停止および再開は、前記送信部から送信される前記プローブ信号の送信電力レベルの下降および上昇を前記制御部が制御することを含む、請求項２に記載の探知測距装置。
4. 前記復調部は、前記制御部の指示に従い前記送信部が前記プローブ信号の送信を再開した後に前記受信部により受信された受信信号を前記第１の変調方式および前記第２の変調方式に対応する方式に従い復調し、
   前記干渉信号特定部は、前記復調部により復調された前記信号から前記干渉信号の遅延量を特定する
   請求項１〜３の何れか一項に記載の探知測距装置。
5. 前記干渉信号除去部は、前記干渉信号特定部により特定された前記諸元および前記遅延量を用いて干渉信号のコピーを生成し、前記プローブ信号の送信再開後に前記受信部により受信された受信信号から、生成された前記干渉信号のコピーを差し引くことにより前記受信信号中の前記干渉信号を除去する
   請求項４に記載の探知測距装置。
6. 前記第１の変調方式は、周波数変調連続波方式であり、前記第２の変調方式は、相補符号の対が変調用コードとして用いられた直接スペクトラム拡散信号方式であり、
   前記復調部は、前記送信部が前記プローブ信号の送信を停止している間に前記受信部により受信された受信信号を周波数変調により復調し、
   前記干渉信号特定部は、前記復調部による復調信号が高速フーリエ変換された信号から前記干渉信号のキャリア周波数とパルス繰り返し周期とを特定する、
   請求項２に記載の探知測距装置。
7. 前記復調部は、前記送信部が前記プローブ信号の送信を停止している間に前記受信部により受信された受信信号を、特定された前記キャリア周波数を用いて周波数変調により復調し、周波数変調により復調された前記信号を、特定された前記パルス繰り返し周期毎に切り出して、前記相補符号が重畳されるパルス時間幅、および／または前記相補符号の対を変更しながら相補符号復調し、
   前記干渉信号特定部は、前記復調部により相補符号復調された前記信号から相関ピークが検出されるか否かを判定し、相関ピークが検出された前記信号に対する相補符号復調に用いられたパルス時間幅、および／または相補符号の対を特定する、
   請求項６に記載の探知測距装置。
8. 前記復調部は、前記干渉信号特定部により特定された前記パルス繰り返し周期に基づいて受信信号の通過帯域幅を調整し、前記受信信号に含まれる前記反射信号のみを復調する
   請求項６に記載の探知測距装置。
9. 前記第１の変調方式は、相補符号の対が変調用コードとして用いられた直接スペクトラム拡散信号方式であり、前記第２の変調方式は、周波数変調連続波方式であり、
   前記復調部は、前記受信部により受信された受信信号を相補符号復調し、
   前記干渉信号検出部は、前記復調部により相補符号復調された信号の相関出力パターンから、干渉信号が周波数変調信号であることを特定する
   請求項１〜３の何れか一項に記載の探知測距装置。
10. 前記復調部は、前記送信部が前記プローブ信号の送信を停止している間に前記受信部により受信された受信信号を、片側最大周波数偏移、基本周期、および位相の各値を変更しながら周波数変調により復調し、
    前記干渉信号特定部は、前記復調部により復調された前記信号が所定の閾値を越えるか否かを判定し、前記所定の閾値を越えた前記信号の復調に用いられた前記片側最大周波数偏移、前記基本周期、および前記位相の各値を特定する、
    請求項９に記載の探知測距装置。
11. 前記復調部は、前記制御部の指示に従い、前記送信部が前記プローブ信号の送信を再開した後に、前記受信部により受信された受信信号と相補符号との相関値を前記相補符号の占有スロット毎に出力し、
    前記干渉特定部は、前記復調部から出力された前記相関値を時間軸に沿って連結し、連結された前記信号を、前記干渉信号特定部により特定された前記片側最大周波数偏移、前記基本周期および前記位相の各値を用いて周波数変調に対応する方式により復調し、周波数変調に対応する方式により復調された前記信号から前記干渉信号の遅延量を特定する
    請求項１０に記載の探知測距装置。