JP2015019321A - Ｍｉｍｏ受信装置 - Google Patents

Abstract

【課題】ＱＲＭ−ＭＬＤ方式を用いて復調を行うＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ伝送システムにおいて、伝送特性の劣化を伴うことなく、少ない演算量にて復調を実現する。【解決手段】受信装置１のＱＲ分解部２は、伝搬路推定部２２により推定された伝搬路応答Ｈを、ブロックハウスホルダー変換によりブロックＱＲ分解し、ユニタリ行列Ｑb及びブロック三角行列Ｒbを求める。受信信号変換部３は、ユニタリ行列Ｑbを用いて、ＦＦＴ処理部２１により生成された受信信号Ｙを受信信号Ｙ’に変換する。尤度情報／復調結果生成部４−１は、受信信号Ｙ’及びブロック三角行列Ｒbの最下行から最上行まで順番に、ブロック単位に送信信号Ｘに対してとり得る全ての変調候補点Ｃを代入した二乗メトリックを求め、二乗メトリックから変調候補点を選択し、硬判定による復調結果を求めると共に、軟判定による尤度情報を求める。【選択図】図２

Description

本発明は、複数の送信アンテナと複数の受信アンテナを用いる多入力多出力（以下、「ＭＩＭＯ（Multiple Input Multiple Output）」という。）多重伝送方式を用いたＭＩＭＯ受信装置における復調技術に関する。

取材現場等から放送スタジオまたは中継局へ、ニュース映像、イベントの実況映像等の番組素材を伝送する場合、無線により映像信号を伝送する映像無線伝送システムの利用が有効である。この映像無線伝送システムに用いる代表的な装置として、ＦＰＵ（Field Pick-up Unit）装置及びワイヤレスカメラ等が挙げられる。

従来、ハイビジョン（登録商標）のテレビ信号を低遅延かつ高い回線信頼性で無線伝送するワイヤレスカメラの実現を目的とした新しい映像無線伝送システムの開発が注目されている。この新しい映像無線伝送システムでは、複数の送受信アンテナを用いて同一周波数上で複数のＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing：直交周波数分割多重）信号の伝送を行うＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ伝送方式を用いることが検討されている。

このＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ伝送方式は、同一周波数上で複数のＯＦＤＭ信号を送信することにより空間分割多重伝送を実現する。これにより、伝送速度を送信アンテナ数倍（受信アンテナは送信アンテナ数以上必要である。）に拡大することができると共に、伝送品質の向上及びダイバーシィティ効果による所要Ｃ／Ｎの低下を実現することができる。

前述のワイヤレスカメラの開発においては、高画質な撮影映像を視聴者へ届けるために大容量伝送が求められる一方、放送という性質上、特に、途切れない映像伝送が重要となる。このため、複数の送信信号を同一周波数上で同時に伝送可能なＭＩＭＯ多重伝送方式の復調技術において、最も優れた伝送特性を有するＭＬＤ（Maximum Likelihood Detection）方式の適用が検討されてきた。

しかし、ＭＬＤ方式では、多重する送信信号の数及び変調多値数の増加に伴い、復調に必要な演算規模が指数関数的に増大する。このようなＭＩＭＯ多重伝送方式を用いた送受信装置においては、ある一定以上の送信信号数及び変調多値数の情報を伝送するための仕組みを実装することが困難であった。

そこで、演算量規模を削減しながらも伝送特性を劣化させない演算量削減型のＭＬＤ方式が数多く検討されてきた。その中でも、ＱＲＭ−ＭＬＤ方式は、有効に演算量を削減することができる方式として広く知られている。ＱＲＭ−ＭＬＤ方式は、送受信アンテナ間の伝搬路応答の行列に対してＱＲ分解を行い、求めた上三角行列Ｒに基づいて、送信アンテナ数分のステージに分けて各送信信号の変調候補点を順番に求めるものである。

〔ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ伝送システム〕
まず、ＭＬＤ方式またはＱＲＭ−ＭＬＤ方式を用いて復調を行うＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ伝送システムの概略について説明する。図９は、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ伝送システムの全体構成を示す概略図である。このＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ伝送システム３００は、４本の送信アンテナ＃１〜＃４を備えた１系統の端末側の端末装置（以下、送信装置（ＭＩＭＯ送信装置）という。）１００と、４本の受信アンテナ＃１〜＃４を備えた基地局側の基地局装置（以下、受信装置（ＭＩＭＯ受信装置）という。）２００との間でＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ伝送を行うワイヤレスカメラシステムである。送信装置１００から受信装置２００へ伝送するＯＦＤＭ信号の形式は、ＡＲＩＢ ＳＴＤ−Ｂ４３の規定に従うものとする。送信アンテナ＃１〜＃４と受信アンテナ＃１〜＃４との間にはＭＩＭＯ伝搬路（伝搬路応答ｈ₁₁，ｈ₂₁，ｈ₃₁，ｈ₄₁，ｈ₁₂，・・・，ｈ₄₄）が形成されている。

送信装置１００は、自由に移動することができる端末装置であり、４本の送信アンテナ＃１〜＃４から、同一周波数で異なるＯＦＤＭ信号を送信する。尚、受信装置２００の受信部が伝搬路応答を推定できるように、送信装置１００は、パイロット信号を周波数軸上に所定間隔で配置すると共に、時間軸上に連続して配置するものとする。

〔ＭＩＭＯ送信装置／端末側〕
端末側の送信装置１００は、４本の送信アンテナ＃１〜＃４、Ｓ／Ｐ（シリアル／パラレル）変換部１０１及びＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ変調部１０２等を備えている。送信装置１００は、撮影映像をエンコードしたＴＳ信号を入力すると、ＴＳ信号に誤り訂正符号等を加える。Ｓ／Ｐ変換部１０１は、誤り訂正符号等が加えられたＴＳ信号を入力し、入力したシリアルのＴＳ信号を、４系統のパラレルのＴＳ信号に変換する。ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ変調部１０２は、Ｓ／Ｐ変換部１０１により変換された４系統のＴＳ信号を入力し、４系統のＴＳ信号に所定のＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ変調を施す。ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ変調部１０２によりＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ変調された４系統のＯＦＤＭ信号は、各送信アンテナ＃１〜＃４から送信される。この場合、各ＯＦＤＭ信号のパイロット信号には直交符号等が割り当てられる。これにより、基地局側の受信装置２００は、各送受信アンテナ間のＭＩＭＯ伝搬路毎にパイロット信号を分離し、各伝搬路応答を推定することができる（特許文献１を参照）。

〔ＭＩＭＯ受信装置／基地局側〕
基地局側の受信装置２００は、４本の受信アンテナ＃１〜＃４、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ復調部２０１及びＰ／Ｓ（パラレル／シリアル）変換部２０２等を備えている。受信装置２００は、送信装置１００から送信された４系統のＯＦＤＭ信号を４本の受信アンテナ＃１〜＃４にて受信する。ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ復調部２０１は、受信したＯＦＤＭ信号に含まれるパイロット信号に基づいて、各送受信アンテナ間の伝搬路応答を推定する。また、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ復調部２０１は、受信したＯＦＤＭ信号に対し、推定した伝搬路応答を用いてＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ復調を施し、元の４系統のＴＳ信号に復元する。Ｐ／Ｓ変換部２０２は、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ復調部２０１によりＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ復調された４系統のＴＳ信号を入力し、入力した４系統のパラレルのＴＳ信号を、シリアルのＴＳ信号に変換する。そして、Ｐ／Ｓ変換部２０２により変換されたＴＳ信号に対し、誤り訂正符号復号及びデコードが行われ、元の撮影映像に復元される。

ここで、受信装置２００にて受信したＯＦＤＭ信号と、推定した伝搬路応答と、送信装置１００により送信されたＯＦＤＭ信号との関係は、式（１）にて表される。

ここで、Ａ^Ｔは任意の行列Ａに対する転置行列を示す。Ｙ^Ｔ＝［ｙ₁，ｙ₂，ｙ₃，ｙ₄］は受信信号ベクトル、Ｘ^Ｔ＝［ｘ₁，ｘ₂，ｘ₃，ｘ₄］は送信信号ベクトル、Ｈは伝搬路応答の行列、Ｎ^Ｔ＝［ｎ₁，ｎ₂，ｎ₃，ｎ₄］は雑音ベクトルを示す。ｙ₁は受信アンテナ＃１にて受信したＯＦＤＭ信号、ｙ_2〜4はそれぞれ受信アンテナ＃２〜＃４にて受信したＯＦＤＭ信号である。ｘ₁は送信アンテナ＃１から送信されたＯＦＤＭ信号、ｘ_2〜4はそれぞれ送信アンテナ＃２〜＃４から送信されたＯＦＤＭ信号である。また、例えばｈ₁₁は送信アンテナ＃１と受信アンテナ＃１との間の伝搬路応答、ｈ₂₁は送信アンテナ＃１と受信アンテナ＃２との間の伝搬路応答を示す。

前記（１）式において、受信信号及び伝搬路応答は受信装置２００において検出することができるので、未知の値は送信信号ベクトルＸ及び雑音ベクトルＮとなる。雑音ベクトルＮは伝送誤りを引き起こす要因となるが、受信信号の電力が雑音電力に比べて十分に大きい場合は、伝送誤りがない状態で所望の信号を伝送することができる。そこで、雑音ベクトルＮを無視すると、未知の値が送信信号ベクトルＸのみとなる式が得られる。

前述のとおり、受信装置２００によるＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ復調処理の方式として、ＭＬＤ方式及びＱＲＭ−ＭＬＤ方式が知られている。ＱＲＭ−ＭＬＤ方式は、ＭＬＤ方式の演算量を削減したものである。以下、ＭＬＤ方式及びＱＲＭ−ＭＬＤ方式について、それぞれ説明する。

〔ＭＬＤ方式〕
まず、ＭＬＤ方式について説明する。ＭＬＤ方式は、最も優れた伝送特性を持つ方式として知られている。ＭＬＤ方式では、送信信号ベクトルＸの各要素（ｘ₁，ｘ₂，ｘ₃，ｘ₄）が取り得る全パターンの変調候補点について、受信信号ベクトルＹのレプリカ信号（受信レプリカ信号）を生成する。受信レプリカ信号は、前記式（１）の右辺を用いて式（２）にて表される。

全ての送信信号ベクトルＸの組み合わせから生成した受信レプリカ信号のうち、受信信号ベクトルＹ^Ｔ＝［ｙ₁，ｙ₂，ｙ₃，ｙ₄］に最も近い受信レプリカ信号について、当該受信レプリカ信号を生成する送信信号ベクトルＸの変調候補点を元の送信信号として選択したものが、ＭＬＤ方式の硬判定の復調結果となる。このとき、受信レプリカ信号と受信信号ベクトルＹ^Ｔとの間の差を決定するメトリックとして、理論的に最も優れた伝送特性を示す式（３）の二乗メトリックが用いられる。

前記式（３）の二乗メトリックでは、受信信号と受信レプリカ信号との間の差を求め、実数部の二乗と虚数部の二乗の和を求める。

ＭＬＤ方式では、前記式（３）で求められる二乗メトリックＥに対し、最も小さい値をとる受信レプリカ信号を生成する送信信号ベクトルＸを復調結果として選択する。ただし、復調結果として選択する可能性のある送信信号ベクトルＸの組み合わせは、変調多値数に対する多重信号数の階乗通りの組み合わせとなるため、変調多値数または多重信号数である送信信号数が増加した場合には、計算対象である前記式（２）にて求める受信レプリカ信号の数、及び前記式（３）にて求める二乗メトリックの演算回数が増大することとなり、演算量が増加して装置実装化が難しくなる。

〔ＱＲＭ−ＭＬＤ方式〕
そこで、ＭＬＤ方式の演算量を削減するために、ＱＲＭ−ＭＬＤ方式が知られている（特許文献２を参照）。図１０は、従来の受信装置の構成を示すブロック図である。この受信装置２００は、従来のＱＲＭ−ＭＬＤ方式を用いて復調処理を行う装置であり、図示しない４本の受信アンテナ＃１〜＃４、ＦＦＴ処理部２１、伝搬路推定部２２、ＱＲ分解部２３、受信信号変換部２４及び尤度情報／復調結果生成部２５を備えている。尚、図１０の受信装置２００には、本発明に直接関連する構成部のみが示されており、誤り訂正部等の他の構成部は省略してある。以下、図１０を参照しながらＱＲＭ−ＭＬＤ方式について説明する。

受信装置２００に備えた図示しない４本の受信アンテナ＃１〜＃４は、送信装置１００に備えた４本の送信アンテナ＃１〜＃４との間のＭＩＭＯ伝搬路（伝搬路応答ｈ₁₁，ｈ₂₁，ｈ₃₁，ｈ₄₁，ｈ₁₂，・・・，ｈ₄₄）を経由したＯＦＤＭ信号を受信する。つまり、４本の送信アンテナ＃１〜＃４から送信されＭＩＭＯ伝搬路を経由して混信したＯＦＤＭ信号を、それぞれの受信アンテナ＃１〜＃４にて受信する。

ＦＦＴ処理部２１は、受信アンテナ＃１〜＃４にて受信した信号が直交復調されシンボルタイミングが検出されたＯＦＤＭ信号をそれぞれ入力し、ＯＦＤＭ信号からＧＩ信号を除去してＦＦＴを施し、時間軸データから周波数軸データに変換する。そして、ＦＦＴ処理部２１は、周波数軸データのうちのパイロット信号を伝搬路推定部２２に出力し、データ信号を受信信号変換部２４に出力する。

伝搬路推定部２２は、ＦＦＴ処理部２１からパイロット信号を入力し、パイロット信号を用いて送信アンテナ＃１〜＃４と受信アンテナ＃１〜＃４との間の伝搬路応答ｈ₁₁，ｈ₂₁，ｈ₃₁，ｈ₄₁，ｈ₁₂，・・・，ｈ₄₄を推定し、伝搬路応答Ｈ（伝搬路応答の行列Ｈ）を生成してＱＲ分解部２３に出力する。

ＱＲ分解部２３は、伝搬路推定部２２から伝搬路応答Ｈを入力し、伝搬路応答ＨをＱＲ分解し（Ｈ＝ＱＲ）、ユニタリ行列Ｑ及び上三角行列Ｒを求める。そして、ＱＲ分解部２３は、ユニタリ行列Ｑを受信信号変換部２４に出力し、上三角行列Ｒを尤度情報／復調結果生成部２５に出力する。図１０において、Ｒ（４）は、後述する式（７）に示す上三角行列Ｒにおける４行目（最下行）の要素ｒ₄₄であり、Ｒ（ｋ）は、上三角行列Ｒにおけるｋ行目（ｋ＝１，２，３）の要素である。

受信信号変換部２４は、ＦＦＴ処理部２１からデータ信号を入力すると共に、ＱＲ分解部２３からユニタリ行列Ｑを入力し、データ信号である受信信号Ｙをユニタリ行列Ｑにて変換し、変換後の受信信号Ｙ’を尤度情報／復調結果生成部２５に出力する。図１０において、ｙ’₄は、後述する式（７）に示す受信信号Ｙ’における４行目（最下行）の要素であり、ｙ’_kは、受信信号Ｙ’におけるｋ行目（ｋ＝３，２，１）の要素である。

前記式（１）の伝搬路応答Ｈに対して一般的なＱＲ分解を施すと、伝搬路応答Ｈは、式（４）のように、ユニタリ行列Ｑと上三角行列Ｒに分解することができる。

Ｎは雑音成分である。

さらに、ユニタリ行列Ｑは、Ｑ^ＨＱ＝Ｉを満たすので、式（５）が求められる。行列Ｉは単位行列を示す。

ここで、Ｑ^ＨＹ＝Ｙ’，Ｑ^ＨＮ＝Ｎ’とすると、式（６）が得られる。

前記式（６）を要素毎に記載すると、式（７）となる。

ここで、雑音成分Ｎ’を無視すると、前記式（７）は式（８）となる。

尤度情報／復調結果生成部２５は、受信信号変換部２４から受信信号Ｙ’を入力すると共に、ＱＲ分解部２３から上三角行列Ｒを入力し、受信信号Ｙ’及び上三角行列Ｒの最下行（４行目）から１行目までの各行のステージ毎に（受信信号Ｙ’における最下行から１行目までの各要素のステージ毎に）、とり得る全ての変調候補点を代入した二乗メトリックを求め、二乗メトリックから変調候補点を選択し、硬判定による復調結果を求めると共に、軟判定による尤度情報を求める。

尤度情報／復調結果生成部２５は、変調点記録メモリ２６、メトリック演算部２７、候補点選択部２８、干渉成分演算部２９、減算部３０、メトリック演算部３１及び候補点選択部３２を備えている。

ＱＲＭ−ＭＬＤ方式では、最も下の行を１番目のステージとし、下から順番に各ステージで演算を行う。まず、メトリック演算部２７は、１番目のステージにおいて、最下行について式（９）の二乗メトリックを求める。

このとき、前記式（９）のｘ₄に対し、とりうる全ての変調候補点を代入し、二乗メトリックＥ₁を求める。そして、候補点選択部２８は、二乗メトリックＥ₁が最も小さい変調候補点（ｘ₄の変調候補点）を選択するか、または二乗メトリックＥ₁が小さい順からＭ₁個の変調候補点（Ｍ₁個のｘ₄の変調候補点）を選択する。

次に、メトリック演算部３１は、２番目のステージにおいて、最下行から１つ上の行について式（１０）の二乗メトリックＥ₂を求める。

ここで、Ｅ₁（ｘ₄）は、前記式（９）で求めたｘ₄の値に応じた二乗メトリックである。このとき、前記式（１０）のｘ₄に対し、１番目のステージにおいて選択した変調候補点を代入し、ｘ₃に対し、とり得る全ての変調候補点を代入し、二乗メトリックＥ₂を求める。そして、候補点選択部３２は、二乗メトリックＥ₂が最も小さい変調候補点（ｘ₃，ｘ₄の変調候補点）を選択するか、または二乗メトリックＥ₂が小さい順からＭ₂個の変調候補点の組み合わせ（Ｍ₂個の（ｘ₃，ｘ₄）の変調候補点）を選択する。

尚、変調点記録メモリ２６は、送信信号ｘ₄〜ｘ₁の全ての変調候補点を記録しており、送信信号ｘ₄の全ての変調候補点をメトリック演算部２７及び候補点選択部２８に出力し、送信信号ｘ₃〜ｘ₁の全ての変調候補点をメトリック演算部３１及び候補点選択部３２に出力する。干渉成分演算部２９は、各ステージに対応して、ＱＲ分解部２３から上三角行列Ｒにおけるｋ行目（ｋ＝３，２，１）の要素を入力すると共に、候補点選択部２８から選択された送信信号ｘ₄の変調候補点Ｃ_M、及び候補点選択部３２から選択された送信信号ｘ₃，ｘ₂，ｘ₁の変調候補点Ｃ_Mを入力する。そして、干渉成分演算部２９は、干渉成分を算出して減算部３０に出力する。干渉成分とは、前記式（８）においてｋ＝３（３行目）の場合、ｒ₃₄ｘ₄であり、ｋ＝２（２行目）の場合、ｒ₂₃ｘ₃＋ｒ₂₄ｘ₄であり、ｋ＝１（１行目）の場合、ｒ₁₂ｘ₂＋ｒ₁₃ｘ₃＋ｒ₁₄ｘ₄である。減算部３０は、各ステージに対応して、受信信号変換部２４からの受信信号ｙ’_kから干渉成分を減算し、減算結果をメトリック演算部３１に出力する。

次に、メトリック演算部３１は、３番目のステージにおいて、最下行から２つ上の行について式（１１）の二乗メトリックＥ₃を求める。

ここで、Ｅ₂（ｘ₃，ｘ₄）は、前記式（１０）で求めたｘ₃及びｘ₄の値に応じた二乗メトリックである。このとき、前記式（１１）のｘ₃及びｘ₄に対し、２番目のステージにおいて選択したＭ₂個の変調候補点を代入し、ｘ₂に対し、とり得る全ての変調候補点を代入し、二乗メトリックＥ₃を求める。そして、候補点選択部３２は、二乗メトリックＥ₃が最も小さい変調候補点（ｘ₂，ｘ₃，ｘ₄の変調候補点）を選択するか、または二乗メトリックＥ₃が小さい順からＭ₃個の変調候補点の組み合わせ（Ｍ₃個の（ｘ₂，ｘ₃，ｘ₄）の変調候補点）を選択する。

次に、メトリック演算部３１は、４番目のステージにおいて、最上行について式（１２）の二乗メトリックＥ₄を求める。

ここで、Ｅ₃（ｘ₂，ｘ₃，ｘ₄）は、前記式（１１）で求めたｘ₂、ｘ₃及びｘ₄の値に応じた二乗メトリックである。このとき、前記式（１２）のｘ₂、ｘ₃及びｘ₄に対し、３番目のステージにおいて選択したＭ₃個の変調候補点を代入し、ｘ₁に対し、とり得る全ての変調候補点を代入し、二乗メトリックＥ₄を求める。そして、候補点選択部３２は、二乗メトリックＥ₄が最も小さい変調候補点（ｘ₁，ｘ₂，ｘ₃，ｘ₄の変調候補点）を選択する。

硬判定では、候補点選択部３２は、４番目のステージにおいて選択した変調候補点（ｘ₁，ｘ₂，ｘ₃，ｘ₄の変調候補点）を、硬判定の復調結果として出力する。一方、軟判定では、メトリック演算部３１は、各ステージで計算した二乗メトリックを足し合わせたＥ₄を、尤度情報として出力する。

このように、ＱＲＭ−ＭＬＤ方式を用いることにより、ＭＬＤ方式と比較して、生成する受信レプリカ信号の数及び二乗メトリックの演算回数を大幅に削減することができる。ＱＲＭ−ＭＬＤ方式は、伝送特性の劣化が小さいため、演算量削減型ＭＬＤ方式として幅広い分野で適用が検討されている。

このＱＲＭ−ＭＬＤ方式では、送信信号の変調多値数または多重する送信信号の数が増加した場合であっても、前述のとおりＭＬＤ方式よりも処理負荷を削減することができる。しかしながら、送信信号の変調多値数または多重する送信信号の数が増加するに伴って、受信レプリカ信号の数及び二乗メトリックの演算回数も増加してしまう。

この問題を解決するために、二乗メトリックの代わりに、式（１３）に示すマンハッタンメトリックを用いることにより、乗算回数を削減することができる。

前記式（１３）のマンハッタンメトリックでは、受信信号と受信レプリカ信号との間の差を求め、実数部の絶対値と虚数部の絶対値の和を求める。マンハッタンメトリックでは乗算を行う必要がないため、前記式（３）に示した二乗メトリックよりも演算量を削減することができる。特に、ＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）等を用いた演算集積回路では、和算及び減算回路と比較して乗算回路がリソースを大幅に消費するため、マンハッタンメトリックのような乗算回路を用いないメトリックは、非常に有効なメトリック演算手法となる。しかし、マンハッタンメトリックは、理論的に最適なメトリックではないため、伝送特性が劣化する。

特開２００５−１２４１２５号公報 特許第４２９０６６０号公報

前述のとおり、ＱＲＭ−ＭＬＤ方式は、変調候補点を簡単な四則演算と少ない演算量で選択する方式である。しかしながら、ＱＲＭ−ＭＬＤ方式では、毎シンボル及びＯＦＤＭ信号の各データキャリアについて、前記式（４）のように伝搬路応答Ｈに対してＱＲ分解を施す必要がある。このため、従来のＱＲＭ−ＭＬＤ方式では、さらなる装置の小型化を実現するためには、ＱＲ分解に必要な演算量を削減する必要があるという問題があった。

また、ＱＲＭ−ＭＬＤ方式では、上三角行列Ｒに対して下から１行ずつ順番に各送信信号の変調候補点を求める際に、各行（各ステージ）で確率の高い変調候補点を順番に選択する。各ステージにおいて選択する変調候補点の数を決める必要があるが、伝搬路応答Ｈが変動すると最適な変調候補点の数も変動してしまう。このため、伝搬路応答Ｈに応じて各ステージで選択する変調候補点の数を決定する必要があるという問題があった。

この変調候補点の数を決定する問題を解決するために、雑音電力を検出し、雑音電力の大きさに応じて各ステージの変調候補点数を決定する手法が提案されている。しかしながら、この手法では、変調候補点の数を決定するために処理が複雑になる上、変調候補点の数が変動すれば、復調に必要な演算量も変動するため、復調に必要な全体の装置規模が大きくなるという問題があった。

そこで、本発明は前記課題を解決するためになされたものであり、その目的は、ＱＲＭ−ＭＬＤ方式を用いて復調を行うＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ伝送システムにおいて、伝送特性の劣化を伴うことなく、少ない演算量にて復調を実現可能なＭＩＭＯ受信装置を提供することにある。

前記目的を達成するために、本発明によるＭＩＭＯ受信装置は、複数の送信アンテナから送信された信号を複数の受信アンテナを介して受信し、前記複数の送信アンテナと前記複数の受信アンテナとの間の伝搬路応答を推定し、前記伝搬路応答の行列をＱＲ分解し、ＭＩＭＯ復調を行うＭＩＭＯ受信装置において、前記伝搬路応答の行列をブロックＱＲ分解し、ユニタリ行列及びブロック三角行列を求めるＱＲ分解部と、前記ＱＲ分解部により生成されたユニタリ行列に基づいて、前記複数の受信アンテナにて受信した受信信号の行列を変換する受信信号変換部と、前記受信信号変換部により変換された受信信号の行列が、前記ＱＲ分解部により生成されたブロック三角行列に、前記複数の送信アンテナから送信される送信信号の行列を乗算して得られ、前記ブロック三角行列が、当該ブロック三角行列を分解した複数のブロック行列により構成される場合に、前記変換された受信信号の行列及び前記ブロック三角行列を構成する前記ブロック行列に対応する最下行から最上行までの前記最下行において、前記変換された受信信号の行列の前記ブロック行列に対応する最下行の要素、前記ブロック三角行列の前記ブロック行列に対応する最下行の要素、及び前記送信信号の行列の前記ブロック行列に対応する最下行の要素についての全ての変調候補点に基づいてメトリックを求め、前記メトリックの値が小さい所定数の変調候補点を選択し、前記最下行の次の行から最上行までの行において、前記変換された受信信号の行列の前記ブロック行列に対応する行の要素、前記ブロック三角行列の前記ブロック行列に対応する行の要素、及び前記送信信号の行列の前記ブロック行列に対応する要素についての全ての変調候補点に基づいて前記メトリックを求め、前記メトリックの値が小さい所定数の変調候補点を選択し、前記最下行から最上行までの各行にて選択した所定数の変調候補点におけるメトリックに基づいて、前記送信信号の復調を行う復調部と、を備えたことを特徴とする。

また、本発明によるＭＩＭＯ受信装置は、前記メトリックを、二乗メトリックまたはマンハッタンメトリックとする、ことを特徴とする。

また、本発明によるＭＩＭＯ受信装置は、前記復調部が、前記最下行から最上行までの各行にて選択した所定数の変調候補点におけるメトリックを加算し、前記加算結果のメトリックのうち最も小さいメトリックを特定し、前記特定した変調候補点を、硬判定による復調結果として生成し、前記最下行から最上行までの各行にて選択した所定数の変調候補点におけるメトリックを加算し、前記加算結果のメトリックを、軟判定による尤度情報として生成する、ことを特徴とする。

また、本発明によるＭＩＭＯ受信装置は、前記復調部が、前記変換された受信信号の行列及び前記ブロック三角行列を構成する前記ブロック行列に対応する最下行から最上行までの前記最下行において、前記変換された受信信号の行列の前記ブロック行列に対応する最下行の要素、前記ブロック三角行列の前記ブロック行列に対応する最下行の要素、及び前記送信信号の行列の前記ブロック行列に対応する最下行の要素についての全ての変調候補点に基づいてマンハッタンメトリックを求め、前記マンハッタンメトリックの値が小さい所定数の変調候補点を選択し、前記選択した所定数の変調候補点における二乗メトリックを求め、前記最下行の次の行から最上行までの行において、前記変換された受信信号の行列の前記ブロック行列に対応する行の要素、前記ブロック三角行列の前記ブロック行列に対応する行の要素、及び前記送信信号の行列の前記ブロック行列に対応する要素についての全ての変調候補点に基づいて前記マンハッタンメトリックを求め、前記マンハッタンメトリックの値が小さい所定数の変調候補点を選択し、前記選択した所定数の変調候補点における二乗メトリックを求め、前記最下行から最上行までの各行にて選択した所定数の変調候補点における二乗メトリックに基づいて、軟判定による尤度情報を生成する、ことを特徴とする。

また、本発明によるＭＩＭＯ受信装置は、前記復調部が、前記最下行から最上行までの各行にて選択した所定数の変調候補点におけるメトリックを加算し、前記加算結果のメトリックのうち最も小さいメトリックを特定し、前記特定した変調候補点を、硬判定による復調結果として生成する、ことを特徴とする。

以上のように、本発明によれば、ＱＲＭ−ＭＬＤ方式を用いて復調を行うＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ伝送システムにおいて、伝送特性の劣化を伴うことなく、少ない演算量にて復調を実現することが可能となる。

本発明の実施形態による受信装置の構成を示すブロック図である。 実施例１，２による尤度情報／復調結果生成部の構成を示すブロック図である。 実施例１による尤度情報／復調結果生成部の処理を示すフローチャートである。 実施例１のシミュレーション結果を示す図である。 実施例２のシミュレーション結果を示す図である。 実施例３による尤度情報／復調結果生成部の構成を示すブロック図である。 実施例３による尤度情報／復調結果生成部の処理を示すフローチャートである。 実施例３のシミュレーション結果を示す図である。 ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ伝送システムの全体構成を示す概略図である。 従来の受信装置の構成を示すブロック図である。

以下、本発明を実施するための形態について図面を用いて詳細に説明する。本発明では、複数の送信アンテナ及び複数の受信アンテナを用いたＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ伝送システムによるＭＩＭＯ復調処理において、最も伝送特性が優れたＭＬＤ方式の演算量を効率的に削減すると共に、伝送特性の劣化が少ない新たな方式を提案する。

本発明の実施形態によるＭＩＭＯ受信装置は、推定した伝搬路応答をブロックハウスホルダー変換によりブロックＱＲ分解することで、伝搬路応答の行列を複数の２×２程度の小規模な伝搬路応答の行列（以下、ブロック行列という。これは、伝搬路応答をブロックＱＲ分解することで生成されるブロック三角行列において、そのブロック三角行列を分解した行列である。）に分離し、分離後のブロック行列に対してＭＩＭＯ復調方式を適用する。従来のＱＲＭ−ＭＬＤ方式は、推定した伝搬路応答を各行単位のステージとしてＱＲ分解するのに対し、本発明の実施形態では、推定した伝搬路応答をブロックＱＲ分解することでブロック行列に分離し、ブロック行列に対応する行毎に処理を行う。これにより、演算量の削減を図ることができる。また、本発明の実施形態では、各ブロック行列から確率の高い順で変調候補点の組み合わせを選択する。これにより、各ブロック内で最適な組み合わせを選択するから、１行ずつ確率の高い変調候補点を選択する従来のＱＲＭ−ＭＬＤ方式よりも効率的に変調候補点の組み合わせを選択することができ、伝送特性を改善することができる。

〔ＭＩＭＯ受信装置〕
まず、本発明の実施形態による受信装置について説明する。図１は、本発明の実施形態による受信装置の構成を示すブロック図である。この受信装置（ＭＩＭＯ受信装置）１は、図示しない４本の受信アンテナ＃１〜＃４、ＦＦＴ処理部２１、伝搬路推定部２２、ＱＲ分解部２、受信信号変換部３及び尤度情報／復調結果生成部（復調部）４を備えている。尚、図１の受信装置１には、本発明に直接関連する構成部のみが示されており、誤り訂正部等の他の構成部は省略してある。

ＦＦＴ処理部２１及び伝搬路推定部２２は、図１０に示した構成部と同じであるから、ここでは説明を省略する。

ＱＲ分解部２は、伝搬路推定部２２から伝搬路応答Ｈを入力し、伝搬路応答Ｈをブロックハウスホルダー変換によりブロックＱＲ分解し（Ｈ＝Ｑ_bＲ_b）、ユニタリ行列Ｑ_b及びブロック三角行列Ｒ_bを求める。そして、ＱＲ分解部２は、ユニタリ行列Ｑ_bを受信信号変換部３に出力し、ブロック三角行列Ｒ_b（後述する要素Ｒ₂₂、Ｒ₁₂及びＲ₁₁）を尤度情報／復調結果生成部４に出力する。

受信信号変換部３は、ＦＦＴ処理部２１からデータ信号（受信信号Ｙ）を入力すると共に、ＱＲ分解部２からユニタリ行列Ｑ_bを入力し、ユニタリ行列Ｑ_bを用いて受信信号Ｙを受信信号Ｙ’に変換し（Ｙ’＝Ｑ_b ^HＹ）、受信信号Ｙ’（後述する要素ｙ’₃₄及びｙ’₁₂）を尤度情報／復調結果生成部４に出力する。

ブロックハウスホルダー変換の式は、以下の式で表わすことができる。

行列Ｉ₄は、大きさ４の単位行列を示し、行列Ｖは、伝搬路行列Ｈから抽出した行列であって、ブロック三角行列Ｒ_bで定義した列と同じ列数の行列を示す。行列Ｈ_bは、行列Ｖを変換した行列であり、行列Ｖを用いて逆行列演算及び固有値演算等を行うことにより算出される。尚、ブロックハウスホルダー変換は既知であり、その詳細については以下の文献を参照されたい。
「Rotella F, Zambettakis I, “Block Householder Transformation for Parallel QR Factorization”, Applied Mathematics Letters, Volume12, No.4, May.1999, pp.29-34」

伝搬路行列Ｈは、前記式（１４）を用いることで、ユニタリ行列Ｑ_b及びブロック三角行列Ｒ_bに分解される（Ｈ＝Ｑ_bＲ_b）。以下、４送信及び４受信の伝搬路応答Ｈに対し、複数の行数２及び列数２のブロック行列に分解するブロックＱＲ分解を例にして説明する。

前記式（１）の伝搬路応答Ｈに対して、ブロックＱＲ分解を施すと、伝搬路応答Ｈは、以下の式のように、ユニタリ行列Ｑ_b及びブロック三角行列Ｒ_bに分解することができる。

Ｎは雑音成分である。

ユニタリ行列Ｑ_bは、Ｑ_b ^HＱ_b＝Ｉを満たすので、以下の式を求めることができる。行列Ｉは単位行列を示す。

ここで、前記式（１６）において、Ｑ_b ^HＹ＝Ｙ’、Ｑ_b ^HＮ＝Ｎ’として、各要素も記載すると、以下の式となる。

ここで、

とし、雑音成分Ｎ’を無視すると以下の式が得られる。

これにより、行数４及び列数４の伝搬路応答Ｈは、複数の行数２及び列数２のブロック行列Ｒ₁₁，Ｒ₁₂，Ｒ₂₂に分解されることになる。つまり、行数２及び列数２のブロック行列Ｒ₁₁，Ｒ₁₂，Ｒ₂₂は、行数４及び列数４のブロック三角行列Ｒ_ｂを構成する要素を均等に４つ（このうち１つは零行列である。）に分解した行列である。

ここで、行数４及び列数４の伝搬路応答Ｈに対して一般的なＱＲ分解を行うために必要な乗算回数は、伝搬路応答Ｈを行数２及び列数２のブロック行列に分解するブロックＱＲ分解を行うために必要な乗算回数と比べ、演算量を約３／４倍に抑えることができる。

図１において、尤度情報／復調結果生成部４は、受信信号変換部３から受信信号Ｙ’（受信信号Ｙ’の要素ｙ’₃₄及びｙ’₁₂）を入力すると共に、ＱＲ分解部２からブロック三角行列Ｒ_b（ブロック三角行列Ｒ_bの要素（ブロック行列）Ｒ₂₂、Ｒ₁₂及びＲ₁₁）を入力し、受信信号Ｙ’及びブロック三角行列Ｒ_bの最下行（２行目）から最上行（１行目）までの各行のブロック毎に（受信信号Ｙ’における最下行から最上行までの各要素のブロック毎に）、ＭＩＭＯ復調を行う。具体的には、尤度情報／復調結果生成部４は、受信信号Ｙ’及びブロック三角行列Ｒ_bの最下行から最上行まで順番に、ブロック単位に送信信号Ｘ（送信信号ｘの要素ｘ₃₄及びｘ₁₂）に対してとり得る全ての変調候補点を代入したメトリックを求め、メトリックから変調候補点を選択する。そして、尤度情報／復調結果生成部４は、硬判定による復調結果を求めると共に、軟判定による尤度情報を求めて出力する。

〔実施例１〕
次に、実施例１による尤度情報／復調結果生成部４について説明する。実施例１は、受信信号Ｙ’及びブロック三角行列Ｒ_bの最下行から最上行まで順番に、ブロック単位に送信信号Ｘに対してとり得る全ての変調候補点を代入した二乗メトリックを求め、二乗メトリックから変調候補点を選択し、硬判定による復調結果を求めると共に、軟判定による尤度情報を求める。

図２は、実施例１による尤度情報／復調結果生成部４の構成を示すブロック図であり、図３は、実施例１による尤度情報／復調結果生成部４の処理を示すフローチャートである。この尤度情報／復調結果生成部４−１は、変調点記録メモリ５、ＭＩＭＯ復調部６、候補点選択部７、干渉成分演算部８、減算部９、ＭＩＭＯ復調部１０及び候補点選択部１１を備えている。

尤度情報／復調結果生成部４−１は、受信信号変換部３から受信信号Ｙ’（受信信号Ｙ’の要素ｙ’₃₄及びｙ’₁₂）を入力すると共に、ＱＲ分解部２からブロック三角行列Ｒ_b（ブロック三角行列Ｒ_bの要素Ｒ₂₂、Ｒ₁₂及びＲ₁₁）を入力する（ステップＳ３０１）。

まず、ＭＩＭＯ復調部６及び候補点選択部７は、受信信号Ｙ’及びブロック三角行列Ｒ_bの最下行である２行目についての第１のブロックの処理として、二乗メトリックによるＭＬＤ方式を適用した処理を行う。つまり、第１のブロックの処理は、前記式（１８）の受信信号Ｙ’（要素がｙ’₁₂及びｙ’₃₄の行列）及びブロック三角行列Ｒ_b（要素がＲ₁₁、Ｒ₁₂及びＲ₂₂の行列）において、最下行の要素であるブロック行列Ｒ₂₂に対応する最下行の要素（後述する式（１９））による処理である。

受信信号Ｙ’及びブロック三角行列Ｒ_bの最下行である２行目のブロックは、以下の式で表される。

このように、ブロック行列Ｒ₂₂は行数２及び列数２の行列であるため、行数４及び列数４の行列よりも少ない演算量でＭＩＭＯ復調を行うことができる。

ＭＩＭＯ復調部６は、受信信号変換部３から受信信号Ｙ’の最下行（２行目）の要素である受信信号ｙ’₃₄を入力すると共に、ＱＲ分解部２からブロック三角行列Ｒ_bの最下行（２行目）の要素Ｒ₂₂を入力し、さらに、変調点記録メモリ５から送信信号ｘ₃₄の全ての変調候補点Ｃを入力する。そして、ＭＩＭＯ復調部６は、ブロック三角行列Ｒ_bの要素Ｒ₂₂を構成する要素ｒ₃₃、ｒ₃₄、ｒ₄₃及びｒ₄₄と、送信信号ｘ₃₄を構成する送信信号ｘ₃及びｘ₄とを用いて、送信信号ｘ₃及びｘ₄がとり得る全ての変調候補点Ｃについて、前記式（１９）の右辺を算出し、ｒ₃₃ｘ₃、ｒ₃₄ｘ₄、ｒ₄₃ｘ₃及びｒ₄₄ｘ₄を求める。そして、ＭＩＭＯ復調部６は、以下の式により、ｒ₃₃ｘ₃、ｒ₃₄ｘ₄、ｒ₄₃ｘ₃及びｒ₄₄ｘ₄について、送信信号ｘ₃及びｘ₄がとり得る全ての変調候補点Ｃの組み合わせ通りに足し合わせて受信レプリカ信号を生成し、受信信号ｙ’₃₄を構成する受信信号ｙ’₃及びｙ’₄並びに受信レプリカ信号を用いて、送信信号ｘ₃及びｘ₄がとり得る全ての変調候補点Ｃについて二乗メトリックＥ₃₄を求める（ステップＳ３０２）。

二乗メトリックは、受信信号Ｙ’と受信レプリカ信号との間の差において、実数部の二乗と虚数部の二乗の和を求めることにより得られる値である。

候補点選択部７は、ＭＩＭＯ復調部６により求めた送信信号ｘ₃及びｘ₄がとり得る全ての変調候補点Ｃについての二乗メトリックＥ₃₄のうち、二乗メトリックＥ₃₄の小さい順からＭ₃₄個を選択し、Ｍ₃₄個の二乗メトリックＥ₃₄における送信信号（ｘ₃，ｘ₄）の組み合わせ（送信信号ｘ₃及びｘ₄の変調候補点）を選択する（ステップＳ３０３）。Ｍ₃₄は、予め設定された値である。

従来のＱＲＭ−ＭＬＤ方式では、送信信号（ｘ₃，ｘ₄）の変調候補点に対して、Ｍ₃個の送信信号ｘ₃及びＭ₄個の送信信号ｘ₄をそれぞれ選択するから、選択する変調候補点数を個別に設定する必要がある。これに対し、本実施例１では、送信信号（ｘ₃，ｘ₄）に対してまとめてＭ₃₄個の変調候補点を選択するから、送信信号ｘ₃及び送信信号ｘ₄それぞれに対して固定数の変調候補点を選択する必要がない。つまり、合計Ｍ₃₄個になるように、ＭＩＭＯ伝搬路に応じて送信信号ｘ₃の変調候補点及び送信信号ｘ₄の変調候補点を選択することができ、効率的な変調候補点の選択が可能となる。

次に、干渉成分演算部８、減算部９、ＭＩＭＯ復調部１０及び候補点選択部１１は、受信信号Ｙ’及びブロック三角行列Ｒ_bの最上行である１行目についての第２のブロックの処理として、二乗メトリックによるＭＬＤ方式を適用した処理を行う。つまり、第２のブロックの処理は、前記式（１８）の受信信号Ｙ’（要素がｙ’₁₂及びｙ’₃₄の行列）及びブロック三角行列Ｒ_b（要素がＲ₁₁、Ｒ₁₂及びＲ₂₂の行列）において、最上行の要素であるブロック行列Ｒ₁₁，Ｒ₁₂に対応する最上行の要素（後述する式（２１））による処理である。

受信信号Ｙ’及びブロック三角行列Ｒ_bの最上行である１行目のブロックは、以下の式で表される。二乗メトリックの小さい順に選択したＭ₃₄個の送信信号（ｘ₃，ｘ₄）の組み合わせを用いて、以下の式の演算が行われる。

干渉成分演算部８は、ＱＲ分解部２からブロック三角行列Ｒ_bの最上行（１行目）の要素Ｒ₁₂を入力すると共に、候補点選択部７からＭ₃₄個の送信信号（ｘ₃，ｘ₄）の組み合わせを入力し、要素Ｒ₁₂にＭ₃₄個の送信信号（ｘ₃，ｘ₄）の組み合わせを乗算して干渉成分を求める。

減算部９は、受信信号変換部３から受信信号Ｙ’の最上行（１行目）の要素である受信信号ｙ’₁₂を入力すると共に、干渉成分演算部８から干渉成分を入力し、受信信号ｙ’₁₂から干渉成分を減算し、減算結果ｙ’’をＭＩＭＯ復調部１０に出力する。減算結果ｙ’’（要素がｙ^’’ ₁及びｙ^’’ ₂の行列）は、以下の式で表される。

ＭＩＭＯ復調部１０は、ＱＲ分解部２からブロック三角行列Ｒ_bの最上行（１行目）の要素Ｒ₁₁を入力すると共に、減算部９から減算結果ｙ’’を入力し、さらに、変調点記録メモリ５から送信信号ｘ₁₂の全ての変調候補点Ｃを入力し、候補点選択部７から、選択したＭ₃₄個の送信信号ｘ₃₄の選択候補点における二乗メトリックＥ₃₄を入力する。そして、ＭＩＭＯ復調部１０は、ブロック三角行列Ｒ_bの要素Ｒ₁₁を構成する要素ｒ₁₁、ｒ₁₂、ｒ₂₁及びｒ₂₂と、送信信号ｘ₁₂を構成する送信信号ｘ₁及びｘ₂とを用いて、送信信号ｘ₁及びｘ₂がとり得る全ての変調候補点Ｃについて、前記式（２２）の右辺を算出し、ｒ₁₁ｘ₁、ｒ₁₂ｘ₂、ｒ₂₁ｘ₁及びｒ₂₂ｘ₂を求める。そして、ＭＩＭＯ復調部１０は、以下の式により、ｒ₁₁ｘ₁、ｒ₁₂ｘ₂、ｒ₂₁ｘ₁及びｒ₂₂ｘ₂について、送信信号ｘ₁及びｘ₂がとり得る全ての変調候補点Ｃの組み合わせ通りに足し合わせて受信レプリカ信号を生成し、減算結果ｙ’’を構成する受信信号ｙ^’’ ₁及びｙ^’’ ₂並びに受信レプリカ信号を用いて、送信信号ｘ₁及びｘ₂がとり得る全ての変調候補点Ｃについて二乗メトリックを求め、受信信号ｙ^’’ ₁及びｙ^’’ ₂に対応する送信信号ｘ₃及びｘ₄における二乗メトリックＥ₃₄（Ｍ₃₄個の送信信号ｘ₃₄の選択候補点に対応しているＭ₃₄個の二乗メトリックＥ₃₄のうちの１個）を足し合わせて、二乗メトリックＥ₁₂を得る（ステップＳ３０４）。

候補点選択部１１は、ＭＩＭＯ復調部１０により求めた二乗メトリックＥ₁₂のうち、最も小さい二乗メトリックＥ₁₂を選択し、その二乗メトリックＥ₁₂に対応する送信信号（ｘ₁，ｘ₂）の組み合わせ（送信信号ｘ₁及びｘ₂の変調候補点）を選択する。候補点選択部１１は、さらに、この処理を、Ｍ₃₄個の送信信号（ｘ₃，ｘ₄）の組み合わせ（送信信号ｘ₃及びｘ₄の変調候補点）に対して求めた受信信号ｙ^’’ ₁及びｙ^’’ ₂について行う。

候補点選択部１１は、ＭＩＭＯ復調部１０により求めた二乗メトリックＥ₁₂のうち最も小さい二乗メトリックＥを特定し、最も小さいＥにおける送信信号（ｘ₁，ｘ₂，ｘ₃，ｘ₄）の組み合わせ（送信信号ｘ₁、ｘ₂、ｘ₃及びｘ₄の変調候補点）を求め、これを硬判定の復調結果として出力する（ステップＳ３０５）。

候補点選択部１１は、ステップＳ３０４にて求めた二乗メトリックＥ₁₂を、軟判定の尤度情報として出力する（ステップＳ３０６）。尤度情報として例えばビット尤度または対数尤度比（ＬＬＲ：Log Likelihood Ratio）が求められる。尤度情報を誤り訂正復号に用いることにより、軟判定による復調結果を得ることができる。

（演算量の比較結果）
次に、実施例１による新たな方式においてブロック行列にＱＲＭ−ＭＬＤ方式を適用した演算量と、従来のＭＬＤ方式において伝搬路応答Ｈに対してＭＬＤ方式を適用した演算量とを比較する。例えば、従来の４送信及び４受信のＭＬＤ方式では、ＱＰＳＫ変調の場合の乗算回数は１８,４３２回となるが、実施例１では、変調候補点の選択数Ｍ（Ｍ₃₄＝Ｍ₁₂）＝２のときに乗算回数は８９１回、Ｍ＝４のときに乗算回数は１,０５１回となる。このように、実施例１は、従来のＭＬＤ方式に比べ、演算量を大幅に削減することができる。

（シミュレーション結果）
次に、従来のＭＬＤ方式及びＱＲＭ−ＭＬＤ方式、並びに実施例１による新たな方式におけるシミュレーション結果について説明する。図４は、実施例１のシミュレーション結果を示す図である。縦軸はビットエラーレートを示し、横軸は受信ＣＮＲ［ｄＢ］を示す。ａは、実施例１における変調候補点の選択数Ｍ＝２のシミュレーション結果を示し、ｂは、実施例１における変調候補点の選択数Ｍ＝４のシミュレーション結果を示す。ｃは、従来のＱＲＭ−ＭＬＤ方式における変調候補点の選択数Ｍ＝２のシミュレーション結果を示し、ｄは、従来のＱＲＭ−ＭＬＤ方式における変調候補点の選択数Ｍ＝４のシミュレーション結果を示し、ｅは、従来のＭＬＤ方式のシミュレーション結果を示す。ａ〜ｅは、いずれもＭＩＭＯ伝搬路の送信相関及び受信相関が０．８の場合を示している。

図４から、選択数Ｍ＝２において、実施例１による新たな方式のシミュレーション結果（ａ）と従来のＱＲＭ−ＭＬＤ方式のシミュレーション結果（ｃ）とを比較すると、実施例１による新たな方式の伝送特性は、従来のＱＲＭ−ＭＬＤ方式よりも優れていることがわかる。選択数Ｍ＝４においても同様である。

以上のように、実施例１の尤度情報／復調結果生成部４−１を備えた受信装置１によれば、ＱＲ分解部２は、伝搬路応答Ｈをブロックハウスホルダー変換によりブロックＱＲ分解し、ユニタリ行列Ｑ_b及びブロック三角行列Ｒ_bを求め、受信信号変換部３は、ユニタリ行列Ｑ_bを用いて受信信号Ｙを受信信号Ｙ’に変換するようにした。そして、尤度情報／復調結果生成部４−１は、受信信号Ｙ’及びブロック三角行列Ｒ_bの最下行から最上行まで順番に、ブロック単位に送信信号Ｘに対してとり得る全ての変調候補点Ｃを代入した二乗メトリックを求め、二乗メトリックから変調候補点を選択し、硬判定による復調結果を求めると共に、軟判定による尤度情報を求めるようにした。

これにより、演算量の比較結果及び図４のシミュレーション結果に示したように、伝送特性の劣化を伴うことなく、少ない演算量で復調を実現することができる。つまり、より少ない演算量で伝送特性の改善を実現することができ、伝送特性の劣化を伴わずに受信装置１の装置規模を従来よりも削減することが可能となる。

〔実施例２〕
次に、実施例２による尤度情報／復調結果生成部４について説明する。実施例２は、実施例１の二乗メトリックの代わりにマンハッタンメトリックを用いるものである。すなわち、実施例２は、受信信号Ｙ’及びブロック三角行列Ｒ_bの最下行から最上行まで順番に、ブロック単位に送信信号Ｘに対してとり得る全ての変調候補点を代入したマンハッタンメトリックを求め、マンハッタンメトリックから変調候補点を選択し、硬判定による復調結果を求めると共に、軟判定による尤度情報を求める。

実施例２による尤度情報／復調結果生成部４−２の構成は、図２に示した実施例１の構成と同じである。また、実施例２の処理は、全体の流れとして図３に示した実施例１のフローチャートと同じであるが、ステップＳ３０２及びステップＳ３０４において、二乗メトリックＥ₃₄，Ｅ₁₂の代わりにマンハッタンメトリックＥ₃₄，Ｅ₁₂を求める点で実施例１と異なる。

実施例２による尤度情報／復調結果生成部４−２のＭＩＭＯ復調部６は、実施例１における前記式（２０）にて二乗メトリックＥ₃₄を求める代わりに、以下の式により、マンハッタンメトリックＥ₃₄を求める。

また、ＭＩＭＯ復調部１０は、実施例１における前記式（２３）にて二乗メトリックＥ₁₂を求める代わりに、以下の式により、マンハッタンメトリックＥ₁₂を求める。

前記式（２４）及び前記式（２５）において、ｒｅａｌ（Ｘ）は複素数Ｘの実数部、ｉｍａｇ（Ｘ）は複素数Ｘの虚数部を示す。

（演算量の比較結果）
一般に、マンハッタンメトリックは、乗算の代わりに各実数部及び虚数部の絶対値を足し合わせて求めるメトリックである。乗算を必要としないため、特に加算よりも乗算でリソースを必要とするＦＰＧＡ回路を用いた実装化には有効である。また、理論的に二乗メトリックが最適なメトリックであると証明されており、マンハッタンメトリックを用いた場合は、二乗メトリックよりも１ｄＢ程度劣化することが知られている。

このようなマンハッタンメトリックを用いることにより、乗算回数を大幅に削減することができるが、メトリック演算の回数は削減できないため、変調多値数または多重する送信信号数が増加すると、メトリック演算の回数は指数関数的に増加する。例えば、４送信及び４受信及び１６ＱＡＭ変調のＭＩＭＯ多重伝送の場合、演算回数は１６^４＝６５,５３６回となり、加算回数が増大する。そのため、ＦＰＧＡ回路では、乗算と比較して加算によるリソースの消費が少ないとはいえ、装置実装化は難しい。

そこで、本実施例２は、送信２及び受信２のブロック単位でマンハッタンメトリックによる演算を行うようにしたから、１６ＱＡＭ変調の場合であってもメトリックの演算回数を２×１６^２＝５１２回に抑えることが可能となる。

（シミュレーション結果）
次に、従来のＭＬＤ方式及び実施例２による新たな方式におけるシミュレーション結果について説明する。図５は、実施例２のシミュレーション結果を示す図である。縦軸はビットエラーレートを示し、横軸は受信ＣＮＲ［ｄＢ］を示す。ａは、実施例２における変調候補点の選択数Ｍ＝２のシミュレーション結果を示し、ｂは、実施例２における変調候補点の選択数Ｍ＝４のシミュレーション結果を示し、ｃは、実施例２における変調候補点の選択数Ｍ＝６のシミュレーション結果を示す。ｄは、従来のＭＬＤ方式（二乗メトリックを使用）のシミュレーション結果を示す。ａ〜ｄは、いずれもＭＩＭＯ伝搬路の送信相関及び受信相関が０．８の場合を示している。

図５から、実施例２による新たな方式は、選択数Ｍの数を増やすことにより、従来のＭＬＤ方式のシミュレーション結果（ｄ）に近づいており、選択数Ｍ＝６において、実施例２による新たな方式のシミュレーション結果（ｃ）が従来のＭＬＤ方式のシミュレーション結果（ｄ）とほぼ同じになっていることがわかる。つまり、実施例２による新たな方式の伝送特性は、選択数Ｍ＝６において、従来のＭＬＤ方式の伝送特性とほぼ同じになる。

尚、図５には、従来のＱＲＭ−ＭＬＤ方式のシミュレーション結果を示していないが、実施例２による新たな方式及び従来のＱＲＭ−ＭＬＤ方式のシミュレーション結果は、図４に示した実施例１のシミュレーション結果と同じような結果となる。したがって、実施例２による新たな方式の伝送特性は、従来のＱＲＭ−ＭＬＤ方式よりも優れており、さらに、選択数Ｍの数を増やすことで、従来のＭＬＤ方式の伝送特性に近づくことになる。

以上のように、実施例２の尤度情報／復調結果生成部４−２を備えた受信装置１によれば、ＱＲ分解部２は、伝搬路応答Ｈをブロックハウスホルダー変換によりブロックＱＲ分解し、ユニタリ行列Ｑ_b及びブロック三角行列Ｒ_bを求め、受信信号変換部３は、ユニタリ行列Ｑ_bを用いて受信信号Ｙを受信信号Ｙ’に変換するようにした。そして、尤度情報／復調結果生成部４−２は、受信信号Ｙ’及びブロック三角行列Ｒ_bの最下行から最上行まで順番に、ブロック単位に送信信号Ｘに対してとり得る全ての変調候補点Ｃを代入したマンハッタンメトリックを求め、マンハッタンメトリックから変調候補点を選択し、硬判定による復調結果を求めると共に、軟判定による尤度情報を求めるようにした。

実施例２による新たな方式では、メトリック演算に乗算を全く用いていないため、従来の二乗メトリックを用いたＱＲＭ−ＭＬＤ方式、実施例１及び後述する実施例３による新たな方式と比較して、大幅に乗算回数は削減される。

これにより、演算量の比較結果及び図５のシミュレーション結果に示したように、伝送特性の劣化を伴うことなく、少ない演算量で復調を実現することができる。つまり、より少ない演算量で伝送特性の改善を実現することができ、伝送特性の劣化を伴わずに受信装置１の装置規模を従来よりも削減することが可能となる。

〔実施例３〕
次に、実施例３による尤度情報／復調結果生成部４について説明する。実施例２のメトリック演算回数すなわち加算の演算回数は、従来のマンハッタンメトリックを用いたＱＲＭ−ＭＬＤ方式と比較して大幅に削減することができる。しかし、実施例２の伝送特性は、マンハッタンメトリックを使用したために、従来の二乗メトリックを用いたＱＲＭ−ＭＬＤ方式と比較して１ｄＢ程度劣化する。そこで、実施例３は、マンハッタンメトリックを用いたＱＲＭ−ＭＬＤ方式を適用して変調候補点を選択し、その後に、二乗メトリックを用いて復調に必要な尤度情報を求める。すなわち、実施例３は、受信信号Ｙ’及びブロック三角行列Ｒ_bの最下行から最上行まで順番に、ブロック単位に送信信号Ｘに対してとり得る全ての変調候補点を代入したマンハッタンメトリックを求め、マンハッタンメトリックから変調候補点を選択し、硬判定による復調結果を求めると共に、選択した変調候補点についてのみ二乗メトリックを用いて、軟判定による尤度情報を求める。これにより、従来の二乗メトリックを用いたＱＲＭ−ＭＬＤ方式と比較して演算量を削減することができると共に、従来の二乗メトリックを用いたＱＲＭ−ＭＬＤ方式とほぼ同等の伝送特性を実現することができる。

図６は、実施例３による尤度情報／復調結果生成部４の構成を示すブロック図であり、図７は、実施例３による尤度情報／復調結果生成部４の処理を示すフローチャートである。この尤度情報／復調結果生成部４−３は、変調点記録メモリ５、ＭＩＭＯ復調部６、候補点選択部７、干渉成分演算部８、減算部９、ＭＩＭＯ復調部１０、候補点選択部１１及び二乗メトリック演算部１３，１４を備えている。

尤度情報／復調結果生成部４−３は、図３に示したステップＳ３０１と同様に、受信信号変換部３から受信信号Ｙ’（受信信号Ｙ’の要素ｙ’₃₄及びｙ’₁₂）を入力すると共に、ＱＲ分解部２からブロック三角行列Ｒ_b（ブロック三角行列Ｒ_bの要素Ｒ₂₂、Ｒ₁₂及びＲ₁₁）を入力する（ステップＳ７０１）。

まず、ＭＩＭＯ復調部６、候補点選択部７及び二乗メトリック演算部１３は、受信信号Ｙ’及びブロック三角行列Ｒ_bの最下行である２行目について、第１のブロックの処理を行う。

ＭＩＭＯ復調部６は、図３に示した実施例２のステップＳ３０２と同様に、実施例２におけるマンハッタンメトリックの前記式（２４）により、受信信号ｙ’₃₄について、送信信号ｘ₃及びｘ₄がとり得る全ての変調候補点ＣについてマンハッタンメトリックＥ₃₄を求める（ステップＳ７０２）。

候補点選択部７は、図３に示したステップＳ３０３と同様に、送信信号ｘ₃及びｘ₄がとり得る全ての変調候補点ＣについてのマンハッタンメトリックＥ₃₄のうち、マンハッタンメトリックＥ₃₄の小さい順からＭ₃₄個を選択し、Ｍ₃₄個のマンハッタンメトリックＥ₃₄における送信信号（ｘ₃，ｘ₄）の組み合わせ（送信信号ｘ₃及びｘ₄の変調候補点）を選択する（ステップＳ７０３）。

二乗メトリック演算部１３は、選択したＭ₃₄個のマンハッタンメトリックＥ₃₄における送信信号（ｘ₃，ｘ₄）の組み合わせ（送信信号ｘ₃及びｘ₄の変調候補点）について、実施例１における二乗メトリックの前記式（２０）により、その二乗メトリックＥ’₃₄を求める（ステップＳ７０４）。

次に、干渉成分演算部８、減算部９、ＭＩＭＯ復調部１０、候補点選択部１１及び二乗メトリック演算部１４は、受信信号Ｙ’及びブロック三角行列Ｒ_bの最上行である１行目について、第２のブロックの処理を行う。

ＭＩＭＯ復調部１０は、図３に示した実施例２のステップＳ３０４と同様に、実施例２におけるマンハッタンメトリックの前記式（２５）により、受信信号ｙ’₁₂について、送信信号ｘ₃及びｘ₄がとり得るＭ₃₄個の選択候補点、並びに送信信号ｘ₁及びｘ₂がとり得る全ての変調候補点ＣについてマンハッタンメトリックＥ₁₂を求める（ステップＳ７０５）。

候補点選択部１１は、ステップＳ７０５にて求めたマンハッタンメトリックＥ₁₂のうち、マンハッタンメトリックＥ₁₂の小さい順からＭ₁₂個を選択し、Ｍ₁₂個のマンハッタンメトリックＥ₁₂における送信信号（ｘ₁，ｘ₂）の組み合わせ（送信信号ｘ₁及びｘ₂の変調候補点）を選択する。候補点選択部１１は、さらに、この処理を、Ｍ₃₄個の送信信号（ｘ₃，ｘ₄）の組み合わせ（送信信号ｘ₃及びｘ₄の変調候補点）に対して求めた受信信号ｙ^’’ ₁及びｙ^’’ ₂について行う。つまり、候補点選択部１１は、Ｍ₁₂個のマンハッタンメトリックＥ₁₂における送信信号（ｘ₁，ｘ₂）の組み合わせ（送信信号ｘ₁及びｘ₂の変調候補点）及び送信信号（ｘ₃，ｘ₄）の組み合わせ（送信信号ｘ₃及びｘ₄の変調候補点）を選択する（ステップＳ７０６）。

二乗メトリック演算部１４は、選択したＭ₁₂個のマンハッタンメトリックＥ₁₂における送信信号（ｘ₁，ｘ₂）の組み合わせ（送信信号ｘ₁及びｘ₂の変調候補点）及び送信信号（ｘ₃，ｘ₄）の組み合わせ（送信信号ｘ₃及びｘ₄の変調候補点）について、実施例１における二乗メトリックの前記式（２３）により、その二乗メトリックＥ’₁₂を求める（ステップＳ７０７）。

候補点選択部１１は、図３に示した実施例２のステップＳ３０５と同様に、ＭＩＭＯ復調部１０により求めたマンハッタンメトリックＥ₁₂のうち最も小さいマンハッタンメトリックＥを特定し、最も小さいＥにおける送信信号（ｘ₁，ｘ₂，ｘ₃，ｘ₄）の組み合わせ（送信信号ｘ₁、ｘ₂、ｘ₃及びｘ₄の変調候補点）を求め、これを硬判定の復調結果として出力する（ステップＳ７０８）。

二乗メトリック演算部１４は、ステップＳ７０７にて求めたＭ₁₂個の二乗メトリックＥ’₁₂を、軟判定の尤度情報として出力する（ステップＳ７０９）。

（演算量の比較結果）
次に、実施例３による新たな方式においてブロック行列にＱＲＭ−ＭＬＤ方式を適用した演算量と、従来のＭＬＤ方式において伝搬路応答Ｈに対してＭＬＤ方式及びＱＲＭ−ＭＬＤ方式を適用した演算量とを比較する。例えば、一般的な４送信及び４受信の場合の従来のＭＬＤ方式では、ＱＰＳＫ変調の場合の乗算回数は１８,４３２回となり、従来のＱＲＭ−ＭＬＤ方式では、変調候補点の選択数Ｍ＝２のときに乗算回数は８６２回、選択数Ｍ＝４のときに乗算回数は９５８回となるが、実施例３では、変調候補点の選択数Ｍ＝２のときに乗算回数は７２３回、選択数Ｍ＝４のときに乗算回数は８１１回となる。このように、実施例３は、従来のＭＬＤ方式及びＱＲＭ−ＭＬＤ方式に比べ、演算量を大幅に削減することができる。

（シミュレーション結果）
次に、従来のＭＬＤ方式及びＱＲＭ−ＭＬＤ方式、並びに実施例３による新たな方式におけるシミュレーション結果について説明する。図８は、実施例３のシミュレーション結果を示す図である。縦軸はビットエラーレートを示し、横軸は受信ＣＮＲ［ｄＢ］を示す。ａは、実施例３における変調候補点の選択数Ｍ＝２のシミュレーション結果を示し、ｂは、実施例３における変調候補点の選択数Ｍ＝４のシミュレーション結果を示し、ｃは、実施例３における変調候補点の選択数Ｍ＝６のシミュレーション結果を示す。ｄは、従来のＱＲＭ−ＭＬＤ方式（二乗メトリックを使用）における変調候補点の選択数Ｍ＝２のシミュレーション結果を示し、ｅは、従来のＱＲＭ−ＭＬＤ方式における変調候補点の選択数Ｍ＝４のシミュレーション結果を示し、ｆは、従来のＭＬＤ方式（二乗メトリックを使用）のシミュレーション結果を示す。ａ〜ｆは、いずれもＭＩＭＯ伝搬路の送信相関及び受信相関が０．８の場合を示している。

図８から、実施例３による新たな方式と従来のＱＲＭ−ＭＬＤ方式とを、同じ選択数Ｍとした場合について比較してみると、実施例３による新たな方式の伝送特性は従来のＱＲＭ−ＭＬＤ方式よりも若干優れているものの、両方式はほぼ同じ伝送特性であることがわかる。しかし、従来のＱＲＭ−ＭＬＤ方式における選択数Ｍ＝４のシミュレーション結果（ｅ）と実施例３による新たな方式における選択数Ｍ＝６のシミュレーション結果（ｃ）とを比較すると、実施例３による新たな方式の方が優れている上、この場合の乗算回数は実施例３による新たな方式の方が少ない。したがって、同じ演算規模で比較すると、実施例３による新たな方式の伝送特性は、従来のＱＲＭ−ＭＬＤ方式よりも大幅に改善されることがわかる。

以上のように、実施例３の尤度情報／復調結果生成部４−３を備えた受信装置１によれば、ＱＲ分解部２は、伝搬路応答Ｈをブロックハウスホルダー変換によりブロックＱＲ分解し、ユニタリ行列Ｑ_b及びブロック三角行列Ｒ_bを求め、受信信号変換部３は、ユニタリ行列Ｑ_bを用いて受信信号Ｙを受信信号Ｙ’に変換するようにした。そして、尤度情報／復調結果生成部４−３は、受信信号Ｙ’及びブロック三角行列Ｒ_bの最下行から最上行まで順番に、ブロック単位に送信信号Ｘに対してとり得る全ての変調候補点Ｃを代入したマンハッタンメトリックを求め、マンハッタンメトリックから変調候補点を選択し、硬判定による復調結果を求めると共に、選択した変調候補点についてのみ二乗メトリックを用いて、軟判定による尤度情報を求めるようにした。

実施例３による新たな方式では、変調候補点を選択するのにマンハッタンメトリックを用いるようにしたから、二乗メトリックを用いる場合よりも乗算回数を大幅に削減することができる。また、選択した変調候補点に対してのみ二乗メトリックを用いるようにしたから、精度の高い尤度情報を求めることができ、精度の高い尤度情報を用いて誤り訂正復号を行うことができる。

また、演算量の比較結果及び図８のシミュレーション結果に示したように、伝送特性の劣化を伴うことなく、少ない演算量で復調を実現することができる。つまり、より少ない演算量で伝送特性の改善を実現することができ、伝送特性の劣化を伴わずに受信装置１の装置規模を従来よりも削減することが可能となる。

以上、実施形態を挙げて本発明を説明したが、本発明は前記実施形態に限定されるものではなく、その技術思想を逸脱しない範囲で種々変形可能である。例えば、実施例１，２，３では、送信４及び受信４のＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ伝送システムにおいて、行数２及び列数２のブロック行列に分解するブロックＱＲ分解を用いた復調処理の例を挙げて説明したが、本発明は、多重する送信信号数及び受信アンテナの数、並びにブロック行列の大きさを変更した場合についても適用がある。

また、実施例２では、マンハッタンメトリックを用いるようにしたが、例えばマンハッタン−シェビチェフメトリックのように、二乗メトリックよりも演算の処理負荷の低い他のメトリックを用いるようにしてもよい。要するに、乗算を含まない演算を行うメトリックのように、二乗メトリックよりも演算の処理負荷の低いメトリックであればよい。実施例３についても同様である。

１，２００ 受信装置
２，２３ ＱＲ分解部
３，２４ 受信信号変換部
４，２５ 尤度情報／復調結果生成部
５，２６ 変調点記録メモリ
６，１０ ＭＩＭＯ復調部
７，１１，２８，３２ 候補点選択部
８，２９ 干渉成分演算部
９，３０ 減算部
１３，１４ 二乗メトリック演算部
２１ ＦＦＴ処理部
２２ 伝搬路推定部
２７，３１ メトリック演算部
１００ 送信装置
１０１ Ｓ／Ｐ変換部
１０２ ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ変調部
２０１ ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ復調部
２０２ Ｐ／Ｓ変換部
３００ ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ伝送システム

Claims (5)

1. 複数の送信アンテナから送信された信号を複数の受信アンテナを介して受信し、前記複数の送信アンテナと前記複数の受信アンテナとの間の伝搬路応答を推定し、前記伝搬路応答の行列をＱＲ分解し、ＭＩＭＯ復調を行うＭＩＭＯ受信装置において、
   前記伝搬路応答の行列をブロックＱＲ分解し、ユニタリ行列及びブロック三角行列を求めるＱＲ分解部と、
   前記ＱＲ分解部により生成されたユニタリ行列に基づいて、前記複数の受信アンテナにて受信した受信信号の行列を変換する受信信号変換部と、
   前記受信信号変換部により変換された受信信号の行列が、前記ＱＲ分解部により生成されたブロック三角行列に、前記複数の送信アンテナから送信される送信信号の行列を乗算して得られ、前記ブロック三角行列が、当該ブロック三角行列を分解した複数のブロック行列により構成される場合に、
   前記変換された受信信号の行列及び前記ブロック三角行列を構成する前記ブロック行列に対応する最下行から最上行までの前記最下行において、前記変換された受信信号の行列の前記ブロック行列に対応する最下行の要素、前記ブロック三角行列の前記ブロック行列に対応する最下行の要素、及び前記送信信号の行列の前記ブロック行列に対応する最下行の要素についての全ての変調候補点に基づいてメトリックを求め、前記メトリックの値が小さい所定数の変調候補点を選択し、
   前記最下行の次の行から最上行までの行において、前記変換された受信信号の行列の前記ブロック行列に対応する行の要素、前記ブロック三角行列の前記ブロック行列に対応する行の要素、及び前記送信信号の行列の前記ブロック行列に対応する要素についての全ての変調候補点に基づいて前記メトリックを求め、前記メトリックの値が小さい所定数の変調候補点を選択し、
   前記最下行から最上行までの各行にて選択した所定数の変調候補点におけるメトリックに基づいて、前記送信信号の復調を行う復調部と、
   を備えたことを特徴とするＭＩＭＯ受信装置。
2. 請求項１に記載のＭＩＭＯ受信装置において、
   前記メトリックを、二乗メトリックまたはマンハッタンメトリックとする、ことを特徴とするＭＩＭＯ受信装置。
3. 請求項１または２に記載のＭＩＭＯ受信装置において、
   前記復調部は、前記最下行から最上行までの各行にて選択した所定数の変調候補点におけるメトリックを加算し、前記加算結果のメトリックのうち最も小さいメトリックを特定し、前記特定した変調候補点を、硬判定による復調結果として生成し、
   前記最下行から最上行までの各行にて選択した所定数の変調候補点におけるメトリックを加算し、前記加算結果のメトリックを、軟判定による尤度情報として生成する、ことを特徴とするＭＩＭＯ受信装置。
4. 請求項１に記載のＭＩＭＯ受信装置において、
   前記復調部は、
   前記変換された受信信号の行列及び前記ブロック三角行列を構成する前記ブロック行列に対応する最下行から最上行までの前記最下行において、前記変換された受信信号の行列の前記ブロック行列に対応する最下行の要素、前記ブロック三角行列の前記ブロック行列に対応する最下行の要素、及び前記送信信号の行列の前記ブロック行列に対応する最下行の要素についての全ての変調候補点に基づいてマンハッタンメトリックを求め、前記マンハッタンメトリックの値が小さい所定数の変調候補点を選択し、前記選択した所定数の変調候補点における二乗メトリックを求め、
   前記最下行の次の行から最上行までの行において、前記変換された受信信号の行列の前記ブロック行列に対応する行の要素、前記ブロック三角行列の前記ブロック行列に対応する行の要素、及び前記送信信号の行列の前記ブロック行列に対応する要素についての全ての変調候補点に基づいて前記マンハッタンメトリックを求め、前記マンハッタンメトリックの値が小さい所定数の変調候補点を選択し、前記選択した所定数の変調候補点における二乗メトリックを求め、
   前記最下行から最上行までの各行にて選択した所定数の変調候補点における二乗メトリックに基づいて、軟判定による尤度情報を生成する、ことを特徴とするＭＩＭＯ受信装置。
5. 請求項４に記載のＭＩＭＯ受信装置において、
   前記復調部は、前記最下行から最上行までの各行にて選択した所定数の変調候補点におけるメトリックを加算し、前記加算結果のメトリックのうち最も小さいメトリックを特定し、前記特定した変調候補点を、硬判定による復調結果として生成する、ことを特徴とするＭＩＭＯ受信装置。

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