JP2015015705A

JP2015015705A - 送受信切替装置および高周波スイッチ

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Publication number: JP2015015705A
Application number: JP2014116793A
Authority: JP
Inventors: 幸宏尾本; Yukihiro Omoto; 堀池　良雄; Yoshio Horiike; 良雄堀池
Original assignee: Panasonic Intellectual Property Management Co Ltd
Current assignee: Panasonic Intellectual Property Management Co Ltd
Priority date: 2013-06-07
Filing date: 2014-06-05
Publication date: 2015-01-22
Anticipated expiration: 2034-06-05
Also published as: JP2018088681A; ES2700969T3; EP2816733A1; EP2816733B1; JP6292447B2

Abstract

【課題】従来の送受信切替装置において、送信時にダイオードによって電力損失が発生し、電池寿命が低下する課題がある。【解決手段】本発明のある実施の形態における送受信切替装置１００は、第一のインダクタ８および第一のコンデンサ７を含み、信号を出力する送信部１とアンテナ１７との間に接続される第一のリアクタンス２と、第二のインダクタ１５および第二のコンデンサ１４を含み、所定の接続点１６と受信端子５との間に接続される第二のリアクタンス４と、第一のインダクタ８および第一のコンデンサ７の一方の出力端と所定の接続点１６で接続される高周波スイッチ３とを含み、第二のインダクタ１５および第二のコンデンサ１４の各定数は、信号受信時に第一のリアクタンス２によって生じる不整合の影響を考慮して整合が取れる値を有する。【選択図】図１

Description

本発明は、アンテナへの送信回路の接続と受信回路の接続とを切り替える送受信切替装置および高周波スイッチに関する。

無線信号の送受信を１つのアンテナで行う送受信回路においては、送信時にはアンテナと送信回路とを接続するように、受信時にはアンテナと受信回路とを接続するように送受信の切り替えを行う送受信切替装置が用いられている。

送受信切替装置は、安価でかつ小型であることが要求されるだけでなく、電池で駆動する送受信回路においては電池寿命の観点より、特に送信時の高効率化が要求される。そのため、送受信切替装置の低挿入損失が望まれる。

さらに、欧州においてはスプリアスに対する厳しい法規制があり、歪の発生が少ない送受信切替装置が要求される。

以下、図面を参照しながら、従来の送受信切替装置について説明する。図１５は、特許文献１に示される送受信切替装置を示す図である。

この送受信切替装置は、２つのダイオードＤＰ１、ＤＰ２と、２つの伝送線路ＬＰ１、ＬＰ２とを含んでいる。

アンテナは、直流阻止（ＤＣカット）コンデンサＣＰ１を介して、送受信切替装置のアンテナ端子ＡＮＴに接続される。

ダイオードＤＰ１においては、アノードがアンテナ端子ＡＮＴに接続され、カソードが送信側端子ＴＸとＧＮＤに接続された伝送線路ＬＰ１とが接続される。そして、アンテナ端子ＡＮＴと受信側端子ＲＸとの間に伝送線路ＬＰ２が接続される。

ダイオードＤＰ２においては、カソードがコンデンサＣＰ５を介して受信側端子ＲＸと伝送線路ＬＰ２とに接続され、アノードがコンデンサＣＰ６を介してＧＮＤに接続される。そして、ダイオードＤＰ２のアノードとコンデンサＣＰ６との間に、抵抗ＲＰおよびインダクタＬＰを介してコントロール回路の端子ＶＣ２が接続される。

コントロール回路の端子ＶＣ２に電圧（例えば、＋３Ｖまたは＋２．６Ｖ）が印加されると、２つのダイオードＤＰ１、ＤＰ２がＯＮとなり、送信側端子ＴＸとアンテナ端子ＡＮＴとが接続される。一方、コントロール回路の端子ＶＣ２に電圧が印加されないときは、アンテナ端子ＡＮＴと受信側端子ＲＸとが接続される。このようにして、１つのアンテナを送受信の両方に共用することができる。

なお、コントロール回路の端子ＶＣ２に接続されたインダクタＬＰは、電源側のインピーダンスを大きくする作用があり、電源が負荷変動などにより変動しても電源側のインピーダンスの変動を小さくでき、電源変動の影響を阻止する機能がある。

送信時には、コントロール回路の端子ＶＣ２に正電圧が印加される。このとき、電流は、コントロール回路の端子ＶＣ２から、インダクタＬＰ、抵抗ＲＰ、ダイオードＤＰ２、伝送線路ＬＰ２、ダイオードＤＰ１、伝送線路ＬＰ３、伝送線路ＬＰ１、ＧＮＤの順に流れる。

それに伴い、ダイオードＤＰ１のアノード端子−カソード端子間およびダイオードＤＰ２のアノード端子−カソード端子間は低インピーダンス状態になる。そして、ダイオードＤＰ１のアノード端子と接続された伝送線路ＬＰ２は、ダイオードＤＰ２およびコンデンサＣＰ６を介して接地（ＧＮＤに接続）され、伝送線路ＬＰ２はいわゆるλ／４回路として機能する。

これにより、アンテナ端子ＡＮＴに接続される伝送線路ＬＰ２側のインピーダンスは高くなる。その結果、送信側端子ＴＸから入力された送信信号は、ダイオードＤＰ１を介して、アンテナより出力される。

一方、受信時には、コントロール回路の端子ＶＣ２に電圧は印加されない。このとき、電流は流れず、アンテナ端子ＡＮＴに接続されるダイオードＤＰ１側のインピーダンスは高くなる。その結果、アンテナから入力された受信信号は、伝送線路ＬＰ２、コンデンサＣＰ５を介して、受信側端子ＲＸへ入力される。

特開２００２−６４４００号公報

しかしながら、特許文献１に示される送受信切替装置においては、送信時にダイオードＤＰ１によって電力損失が発生し、電池寿命が低下するという課題がある。

また、特許文献１に示される送受信切替装置においては、大電力の送信時に、ダイオードの非線形性により高調波スプリアスの発生が大きくなる。特に、欧州において１６９ＭＨｚを送信周波数とした場合、電波法規上、３次の高調波は−５４ｄＢｍの放射電力以下にしなければならず、上記ダイオードの非線形性によるスプリアス発生は問題となる。

本発明は、上記従来技術の課題を鑑みてなされたものであり、送信時における電力損失を抑制し、電池寿命の低下を抑えることのできる送受信切替装置を提供する。また、本発明は、簡単な構成により高調波スプリアスの発生を抑えるとともに、送信電力の効率化を実現する高周波スイッチを提供する。

本発明のある実施の形態における送受信切替装置は、第一のインダクタおよび第一のコンデンサを含み、信号を出力する送信部とアンテナとの間に接続される第一のリアクタンスと、第二のインダクタおよび第二のコンデンサを含み、所定の接続点と受信端子との間に接続される第二のリアクタンスと、前記第一のインダクタおよび前記第一のコンデンサの一方の出力端と前記所定の接続点で接続される高周波スイッチとを含み、前記第二のインダクタおよび前記第二のコンデンサの各定数は、信号受信時に前記第一のリアクタンスによって生じる不整合の影響を考慮して整合が取れる値を有する。

また、本発明のある実施の形態における高周波スイッチは、第一のダイオードおよび第二のダイオードと、前記第一のダイオードおよび前記第二のダイオードにバイアス電流を流すための複数のバイアス素子であって、それぞれが前記第一のダイオードのアノードおよび前記第二のダイオードのカソードに接続される複数のバイアス素子とを含み、第一のダイオードのカソードと第二のダイオードのアノードとの接続点を第一の接続端とし、前記第一のダイオードのアノードと前記第二のダイオードのカソードとを複数の直流阻止用素子を介して接続した接続点を第二の接続端とし、前記バイアス電流を流したときに前記第一の接続端と前記第二の接続端とは導通状態になる。

本発明のある実施の形態における送受信切替装置によれば、送信時における電力損失を抑制し、電池寿命の低下を抑えることができる。また、アンテナで受信された受信信号の減衰を抑制して受信端子に出力することができる。また、本発明のある実施の形態における高周波スイッチによれば、簡単な構成により高調波スプリアスの発生を抑えることができ、かつ送信電力の効率化を実現できる。

本発明の実施の形態における送受信切替装置を示す図である。本発明の実施の形態における高周波スイッチを用いた送受信切替装置を示す図である。本発明の実施の形態における第二のリアクタンスを示す図である。本発明の実施の形態における第二のリアクタンスを示す図である。本発明の実施の形態における第二のリアクタンスを示す図である。本発明の実施の形態における第二のリアクタンスを示す図である。本発明の実施の形態における第二のリアクタンスを示す図である。本発明の実施の形態における第二のリアクタンスを示す図である。本発明の実施の形態における第二のリアクタンスを示す図である。本発明の実施の形態における高周波スイッチを用いた送受信切替装置を示す図である。本発明の実施の形態の送受信切替装置におけるＶｂ．ＶｔおよびＩｂ．Ｉｔの時間的変化のシミュレーション結果を示す図である。本発明の実施の形態における高周波スイッチを示す図である。本発明の実施の形態における高周波スイッチを用いた送受信切替装置におけるＶｂ．ＶｔおよびＩｂ．Ｉｔの時間的変化のシミュレーション結果を示す図である。本発明の実施の形態における高周波スイッチを示す図である。本発明の実施の形態における高周波スイッチを用いた送受信切替装置におけるＶｂ．ＶｔおよびＩｂ．Ｉｔの時間的変化のシミュレーション結果を示す図である。本発明の実施の形態における高周波スイッチを示す図である。本発明の実施の形態における高周波スイッチの動作を説明する図である。本発明の実施の形態における高周波スイッチを用いた送受信切替装置を示す図である。本発明の実施の形態における高周波スイッチを用いた送受信切替装置を示す図である。本発明の実施の形態における高周波スイッチを用いた送受信切替装置を示す図である。従来の送受信切替装置を示す図である。

本発明のある実施の形態における送受信切替装置は、第一のインダクタおよび第一のコンデンサを含み、信号を出力する送信部とアンテナとの間に接続される第一のリアクタンスと、第二のインダクタおよび第二のコンデンサを含み、所定の接続点と受信端子との間に接続される第二のリアクタンスと、第一のインダクタおよび第一のコンデンサの一方の出力端と所定の接続点で接続される高周波スイッチとを含み、第二のインダクタおよび第二のコンデンサの各定数は、信号受信時に第一のリアクタンスによって生じる不整合の影響を考慮して整合が取れる値を有する。

これにより、送信時における電力損失を抑制し、電池寿命の低下を抑えることができる。また、アンテナで受信された受信信号の減衰を抑制して受信端子に出力することができる。

ある実施の形態において、第二のインダクタおよび第二のコンデンサの各定数は、信号受信時における第一のリアクタンスのリアクタンス成分を打ち消す値を有してもよい。

ある実施の形態において、第一のリアクタンスは、送信部の出力インピーダンスを第一のインピーダンスに変換し、第一のインピーダンスをさらに第二のインピーダンスに変換するインピーダンス変換部をさらに含んでもよい。

インピーダンス変換部におけるリアクタンスの一部を所定の接続点とすることにより、部品数を削減することができる。

ある実施の形態において、高周波スイッチは、一端が直接またはリアクタンス素子を介してＧＮＤに接続され、他端が第一のインダクタおよび第一のコンデンサの一方の出力端と所定の接続点で接続される半導体スイッチを含み、高周波スイッチは、送信部から出力される信号をアンテナから送信する送信時にスイッチＯＮし、アンテナで受信された信号を受信端子へ出力する受信時にスイッチＯＦＦしてもよい。

ある実施の形態において、高周波スイッチは、第一の半導体スイッチおよび第二の半導体スイッチを含み、第一の半導体スイッチの一端と第二の半導体スイッチの一端とは所定の接続点で直列に接続され、第一の半導体スイッチの他端および第二の半導体スイッチの他端のそれぞれは、直接またはリアクタンス素子を介してＧＮＤに接続されてもよい。

これにより、半導体スイッチの非線形性を補正することができ、スプリアスの発生を抑えることができる。

ある実施の形態において、第一の半導体スイッチの他端は電源端子に接続され、高周波スイッチは、送信部から出力される信号をアンテナから送信する送信時に、電源端子に正電圧が印加されてスイッチＯＮし、アンテナで受信された信号を受信端子へ出力する受信時に、電源端子にゼロ電圧が印加されてスイッチＯＦＦしてもよい。

これにより、送信部とアンテナとの間に接続される、送受信を切り替えるためのダイオードが不要となるため、送信時における電力損失を抑制することができる。また、高周波スイッチへ印加する電圧を制御することで送受信の切り替えを行うことができる。

ある実施の形態において、第一の半導体スイッチである第一のダイオードのカソードと第二の半導体スイッチである第二のダイオードのアノードとが所定の接続点で直列に接続され、第一のダイオードのアノードおよび第二のダイオードのカソードのそれぞれは、直接またはリアクタンス素子を介してＧＮＤに接続され、第一のダイオードのアノードは電源端子に接続され、高周波スイッチは、送信時に電源端子に正電圧が印加され、第一のダイオードおよび第二のダイオードに順方向電流を流すことでスイッチＯＮし、受信時に電源端子にゼロ電圧が印加され、第一のダイオードおよび第二のダイオードに順方向電流を流さないことでスイッチＯＦＦしてもよい。

これにより、ダイオードの非線形性を補正することができ、スプリアスの発生を抑えることができる。

ある実施の形態において、第一の半導体スイッチであるＰ型ＭＯＳＦＥＴのドレインと第二の半導体スイッチであるＮ型ＭＯＳＦＥＴのドレインとが所定の接続点で直列に接続され、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴのソースおよびＮ型ＭＯＳＦＥＴのソースのそれぞれは、直接またはリアクタンス素子を介してＧＮＤに接続され、高周波スイッチは、送信部から出力される信号をアンテナから送信する送信時に、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴのドレインとソースとを導通させるとともに、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴのドレインとソースとを導通させることでスイッチＯＮし、アンテナで受信された信号を受信端子へ出力する受信時に、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴのドレインとソースとを導通させないとともに、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴのドレインとソースとを導通させないことによりスイッチＯＦＦしてもよい。

Ｎ型ＭＯＳＦＥＴがＯＦＦの時にＰ型ＭＯＳＦＥＴがＯＮし、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴがＯＦＦの時にＮ型ＭＯＳＦＥＴがＯＮすることにより、非線形性を補正することができ、スプリアスの発生を抑えることができる。

ある実施の形態において、第一の半導体スイッチであるＰＮＰトランジスタのコレクタと第二の半導体スイッチであるＮＰＮトランジスタのコレクタとが所定の接続点で直列に接続され、ＰＮＰトランジスタのエミッタおよびＮＰＮトランジスタのエミッタのそれぞれは、リアクタンス素子を介してＧＮＤに接続され、高周波スイッチは、送信部から出力される信号をアンテナから送信する送信時に、ＰＮＰトランジスタのベースおよびＮＰＮトランジスタのベースのそれぞれにベース電流を流すことでスイッチＯＮし、アンテナで受信された信号を受信端子へ出力する受信時に、ＰＮＰトランジスタのベースおよびＮＰＮトランジスタのベースのそれぞれにベース電流を流さないことでスイッチＯＦＦしてもよい。

ＮＰＮトランジスタがＯＦＦの時にＰＮＰトランジスタがＯＮし、ＰＮＰトランジスタがＯＦＦの時にＮＰＮトランジスタがＯＮすることにより、非線形性を補正することができ、スプリアスの発生を抑えることができる。

本発明のある実施の形態における高周波スイッチは、第一のダイオードおよび第二のダイオードと、第一のダイオードおよび第二のダイオードにバイアス電流を流すための複数のバイアス素子であって、それぞれが第一のダイオードのアノードおよび第二のダイオードのカソードに接続される複数のバイアス素子とを含み、第一のダイオードのカソードと第二のダイオードのアノードとの接続点を第一の接続端とし、第一のダイオードのアノードと第二のダイオードのカソードとを複数の直流阻止用素子を介して接続した接続点を第二の接続端とし、バイアス電流を流したときに第一の接続端と第二の接続端とは導通状態になる。

これにより、簡単な構成により高調波スプリアスの発生を抑えることができ、かつ送信電力の効率化を実現できる。

ある実施の形態において、複数の直流阻止用素子は、互いに直列に接続された少なくとも２つのキャパシタであり、少なくとも２つのキャパシタの接続点を第二の接続端としてもよい。

２つのキャパシタを使用したことによりそれらキャパシタの高周波特性を打ち消すことができ、その結果スプリアスの発生を抑えることができる。

ある実施の形態において、複数のバイアス素子はインダクタであり、第一の接続端および第二の接続端を通過する高周波信号に対するフィルタを構成するインダクタと共用されてもよい。

インダクタをフィルタの一部とすることにより、部品点数を増やすことなくフィルタ特性を強化でき、その結果スプリアスを減衰させることができる。

本発明のある実施の形態における送受信切替装置は、高周波スイッチを含み、高周波スイッチの第一の接続端および第二の接続端の一方に、信号を出力する送信部が接続され、第一の接続端および第二の接続端の他方に、アンテナ、受信端子および更なる高周波スイッチが接続される。

上記高周波スイッチを送受信切替装置に適用することにより、簡単な構成により高調波スプリアスの発生を抑えることができ、かつ送信電力の効率化を実現できる。

ある実施の形態において、送信部から出力される信号をアンテナから送信する送信時に、バイアス電流を流して第一の接続端と第二の接続端とを導通状態にし、アンテナで受信された信号を受信端子へ出力する受信時に、バイアス電流を流さないことで第一の接続端と第二の接続端とを非導通状態にしてもよい。

以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。なお、これらの実施の形態によって本発明が限定されるものではなく、同様の分野における類似の用語または類似の描写を用いて表現することが可能であることは、当業者において容易に理解される。

（実施の形態１）
図１は、本発明の実施の形態における送受信切替装置の基本構成を示す。

図１に示される送受信切替装置１００は、インダクタ８とコンデンサ７とを含み、信号を出力する送信部１とアンテナ１７との間に接続される第一のリアクタンス２と、受信時に第一のリアクタンス２によって生じる不整合の影響を考慮して整合が取れるように各定数が決定されるインダクタ１５およびコンデンサ１４を含み、接続点１６と受信端子５との間に接続される第二のリアクタンス４と、インダクタ８またはコンデンサ７の出力端と接続点１６で接続される高周波スイッチ３と、を具備する。

この送受信切替装置１００により、送信時における電力損失を抑制し、電池寿命の低下を抑えることができる。

なお、図１において、インダクタ８を接続点１６に接続しているが、第一のインダクタ８と第一のコンデンサ７とを配置換えし、インダクタ８をＧＮＤに接続し、コンデンサ７を接続点１６に接続しても、同様の効果を得ることができる。

図２は、本発明の実施の形態における高周波スイッチを用いた送受信切替装置の一例を示す。図２に示される送受信切替装置１００は、送信部１と、第一のリアクタンス２と、高周波スイッチ３と、第二のリアクタンス４と、受信端子５と、アンテナ１７とを含む。

第一のリアクタンス２は、インピーダンス変換部６と、コンデンサ７と、インダクタ８とを含む。第二のリアクタンス４は、コンデンサ１４と、インダクタ１５とを含む。

高周波スイッチ３は、一端が直接またはリアクタンス素子を介してＧＮＤに接続され、かつ、一端とは異なる他端がインダクタ８またはコンデンサ７の出力端と接続点１６で接続される半導体スイッチを含む。これにより、アンテナ１７から受信された受信信号における減衰を抑制して、受信端子５に出力することができる。

より詳細には、高周波スイッチ３は、第一の半導体スイッチとしてのダイオード９および第二の半導体スイッチとしてのダイオード１０を有する。そして、高周波スイッチ３は、ダイオード９およびダイオード１０に直流バイアス電流を流すために、抵抗１２と、抵抗１９と、電源端子１３とを有する。さらに、高周波スイッチ３は、ダイオード１０のカソードを、送信する無線信号に対してＧＮＤに接地するためのコンデンサ１８と、ダイオード９のアノードを、送信する無線信号に対してＧＮＤに接地するためのコンデンサ１１とを含む。

高周波スイッチ３と第一のリアクタンス２と第二のリアクタンス４が、接続点１６で接続される。

また、高周波スイッチ３は、第一の半導体スイッチ（ここではダイオード９）の一端と第二の半導体スイッチ（ここではダイオード１０）の一端とが接続点１６で直列に接続され、第一の半導体スイッチ（ここではダイオード９）の他端および第二の半導体スイッチ（ここではダイオード１０）の他端がリアクタンス素子１１およびリアクタンス素子１８を介してＧＮＤに接続される。

このように接続することで、半導体スイッチの非線形性を補正することができ、スプリアスの発生を抑えることができる。

以下に、図２を参照しながら、本発明の実施形態における送受信切替装置１００の動作について説明する。

図２において、第一の半導体スイッチ（ここではダイオード９）の一端（ここではアノード）が電源端子１３に接続される。高周波スイッチ３では、送信部１から出力される信号をアンテナ１７から送信する送信時に、電源端子１３に正電圧が印加されてスイッチＯＮし、アンテナ１７で受信された信号を受信端子５へ出力する受信時に、電源端子１３にゼロ電圧が印加されてスイッチＯＦＦする。

従来の送受信切替装置では、送信部とアンテナとの間に、送受信を切り替えるためのダイオード設けられていたが、本実施形態ではそのようなダイオードが不要となる。このため、送信時における電力損失を抑制しつつ、高周波スイッチ３へ印加する電圧を制御することで送受信の切り替えを行うことができる。

次に、送信動作について説明する。送信時には、電源端子１３に例えば３Ｖが印加される。なお、電源端子１３に印加される電源電圧の制御は、例えばマイコン（図示せず）により行われる。

電源端子１３の電位が３Ｖになると、抵抗１２および抵抗１９を介して、ダイオード９およびダイオード１０に直流バイアス電流が流れる。そして、ダイオード９のアノード−カソード間が導通状態になる。同様に、ダイオード１０のアノード−カソード間も導通状態になる。その結果、接続点１６は、コンデンサ１１およびコンデンサ１８によって、送信する無線信号に対してＧＮＤに接続された状態となる。

なお、コンデンサ１１およびコンデンサ１８は、送信周波数に対して十分小さなインピーダンスになるように設定されなければならない。例えば、送信周波数が１６９ＭＨｚの場合、コンデンサ１１およびコンデンサ１８は１０００ｐＦに設定される。

具体的な数値を用いた例を、以下に説明する。

送信部１は、１６９ＭＨｚの送信信号を出力する。電池駆動の場合、電池の電圧は３〜６Ｖ程度である。そして、送信部１の信号源電圧は電池の電圧に依存して決定される。具体的には、負荷インピーダンスをＲＬとすると、送信部１からの送信電力Ｗｏは、以下の数式（１）から求められる。

Ｗｏ≒Ｖｓ²／ＲＬ（１）
ここで、Ｖｓは信号源電圧＝電池の電圧である。例えば、１Ｗの電力を有する信号を送信したい場合、Ｖｓ＝５Ｖとすると、ＲＬ＝２５Ωとなる。

負荷インピーダンスＲＬは、第一のリアクタンス２の入力インピーダンスに相当する。すなわち、上記の例では、インピーダンス変換部６の入力インピーダンスを２５Ωにする。

アンテナ１７のインピーダンスは通常５０Ωで設計される。よって、インピーダンス変換部６の出力に５０Ωのアンテナ１７が接続されたとき、インピーダンス変換部６の入力インピーダンスが２５Ωになるように、インピーダンス変換部６でインピーダンス変換を行う。

先に説明したように、１６９ＭＨｚにおいて、接続点１６は、送信信号に対してＧＮＤに接続されるため、コンデンサ７とインダクタ８とは並列共振回路を形成する。そして、共振周波数が１６９ＭＨｚになるように、コンデンサ７の定数とインダクタ８の定数とが設定される。並列共振回路で送信信号が減衰することはなく、周波数が１６９ＭＨｚで送信電力が１Ｗの送信信号が、アンテナ１７より空間に放射される。

なお、図２において、第一のリアクタンス２はインピーダンス変換部６を含んでいるが、送信部１の出力にアンテナ１７のインピーダンスを接続したときに所望の電力が得られればインピーダンス変換部６は不要となり、第一のリアクタンス２は第一のインダクタ８と第一のコンデンサ７とで実現できる。

次に、受信動作について説明する。受信時には、電源端子１３に電圧が印加されない。言い換えれば、電源端子１３とＧＮＤとの電位差がゼロ（例えば、電源端子１３の電位が０Ｖ）になるように、マイコンは電源電圧を制御する。

電源端子１３の電位が０Ｖになると、ダイオード９およびダイオード１０には電流が流れず、それぞれのダイオードのアノードとカソード間は非導通状態となる。その結果、接続点１６は、高周波スイッチ３側が１６９ＭＨｚにおいて、オープン状態となる。すなわち、接続点１６と高周波スイッチ３とが非導通状態と同等の状態となる。

よって、アンテナ１７で受信された周波数１６９ＭＨｚを有する受信信号は、インダクタ８を介して、第二のリアクタンス４に入力される。また、受信信号は、コンデンサ７およびインピーダンス変換部６にも入力される。

受信時には送信部１は動作しておらず、インピーダンス変換部６からは、送信部１は高抵抗とリアクタンス成分との並列回路のようになる。つまり、インピーダンス変換部６のインピーダンスは、アンテナ側からは、高抵抗とリアクタンス成分との並列回路のようになる。

このように、インピーダンス変換部６は高抵抗のため、インピーダンス変換部６のリアクタンス成分を打ち消すことで、アンテナ１７で受信された受信信号の電力がインピーダンス変換部６で消費されることはない。

したがって、インピーダンス変換部６、コンデンサ７およびインダクタ８を含めたリアクタンス成分を打ち消すように、第二のリアクタンス４のインダクタ１５の定数およびコンデンサ１４の定数を決定する。つまり、受信時に第一のリアクタンス２によって生じる不整合の影響を考慮して整合が取れるように、インダクタ１５の定数およびコンデンサ１４の定数が決定されることで、アンテナ１７から受信された受信信号の減衰を抑制して、受信端子５に出力することができる。

よって、本発明の実施の形態における送受信切替装置１００において、第一の半導体スイッチである第一のダイオード９のカソードと第二の半導体スイッチである第二のダイオード１０のアノードとが所定の接続点１６で直列に接続され、第一のダイオード９のアノードおよび第二のダイオード１０のカソードが、リアクタンス素子１１、１８を介して、ＧＮＤに接続され、第一のダイオード９のアノードが電源端子１３に接続され、高周波スイッチ３は、送信時に電源端子１３に正電圧を印加して、第一のダイオード９および第二のダイオード１０に順方向電流を流すことでスイッチＯＮし、受信時に電源端子１３にゼロ電圧を印加して、第一のダイオード９および第二のダイオード１０に順方向電流を流さないことでスイッチＯＦＦする。

また、図２に示す第二のリアクタンス４では、インダクタ１５が接続点１６に接続され、コンデンサ１４が受信端子５に接続されていたが、図３Ａに示すように、コンデンサ１４が接続点１６に接続され、インダクタ１５が受信端子５に接続されていてもよい。このような接続関係においても、受信時に第一のリアクタンス２によって生じる不整合の影響を考慮して整合が取れるように、インダクタ１５の定数およびコンデンサ１４の定数が決定されることで、アンテナ１７から受信された受信信号の減衰を抑制して、受信端子５に出力することができる。

第二のリアクタンス４は、少なくとも1つのインダクタおよび少なくとも1つのコンデンサを含むことで、上記と同様の効果を得ることができる。図３Ｂ、図３Ｃおよび図３Ｄは、２個のインダクタ１５および１５ａと、２個のコンデンサ１４および１４ａを含む第二のリアクタンス４を示す図である。

図３Ｂの例では、接続点１６、インダクタ１５ａ、コンデンサ１４ａ、インダクタ１５、コンデンサ１４、受信端子５がこの順で接続されている。図３Ｃの例では、接続点１６、コンデンサ１４ａ、インダクタ１５ａ、コンデンサ１４、インダクタ１５、受信端子５がこの順で接続されている。図３Ｄの例では、接続点１６、コンデンサ１４ａ、インダクタ１５ａ、インダクタ１５、コンデンサ１４、受信端子５がこの順で接続されている。図３Ｅの例では、接続点１６、インダクタ１５ａ、コンデンサ１４ａ、コンデンサ１４、インダクタ１５、受信端子５がこの順で接続されている。このような接続関係においても、受信時に第一のリアクタンス２によって生じる不整合の影響を考慮して整合が取れるように、インダクタ１５および１５ａの定数およびコンデンサ１４および１４ａの定数が決定されることで、アンテナ１７から受信された受信信号の減衰を抑制して、受信端子５に出力することができる。

また、図３Ｆは、１個のインダクタ１５と、２個のコンデンサ１４および１４ａを含む第二のリアクタンス４を示す図である。図３Ｇは、２個のインダクタ１５および１５ａと、１個のコンデンサ１４を含む第二のリアクタンス４を示す図である。図３Ｆの例では、接続点１６、コンデンサ１４ａ、インダクタ１５、コンデンサ１４、受信端子５がこの順で接続されている。図３Ｇの例では、接続点１６、インダクタ１５ａ、コンデンサ１４、インダクタ１５、受信端子５がこの順で接続されている。このような接続関係においても、受信時に第一のリアクタンス２によって生じる不整合の影響を考慮して整合が取れるように、インダクタ１５および１５ａの定数およびコンデンサ１４および１４ａの定数が決定されることで、アンテナ１７から受信された受信信号の減衰を抑制して、受信端子５に出力することができる。

図４は、本発明の実施の形態における高周波スイッチを用いた送受信切替装置の例を示す。

図４に示される例において、送信部１は、ＮＥ５５３１０７９Ａという品番のＮ型ＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ−Ｏｘｉｄｅ−ＳｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒＦｉｅｌｄ−ＥｆｆｅｃｔＴｒａｎｓｉｓｔｏｒ）ＴＲ１と、チョークコイルＬ１と、直流阻止用コンデンサＣ１と、インダクタＬ２とを含む。例えば、チョークコイルＬ１は１μＨ、インダクタＬ２は１６ｎＨである。

送信時において、電源端子２２には、５Ｖの電圧が印加される。送信時には、送信端子２１に周波数１６９ＭＨｚを有する送信信号が入力される。そして、ＭＯＳＦＥＴであるトランジスタＴＲ１は、入力された送信信号の送信電力を増幅する。

図４の例では、第一のリアクタンス２は、図２のＧＮＤに接続されたコンデンサ７と接続点１６に接続されたインダクタ８とを含まない。よって、図４に示される第一のリアクタンス２は、図２におけるインピーダンス変換部６そのものである。

この場合の第一のリアクタンス２は、送信部１の出力インピーダンスを第一のインピーダンスに変換し、その変換された第一のインピーダンスをさらに第二のインピーダンスに変換するインピーダンス変換部６を含む。

より具体的には、インピーダンス変換部６は、インダクタＬ３とコンデンサＣ２とを含む第一のインピーダンス変換部２０と、インダクタＬ４とコンデンサＣ３とを含む第二のインピーダンス変換部２４とを含む。第一のリアクタンス２の出力端は、ローパスフィルタＬＰＦを介して、アンテナ１７に接続される。コンデンサＣ２は、接続点１６に接続される。

このとき、第一のリアクタンス２のアンテナ側に５０Ωの抵抗が接続されているようになる。そして、第二のインピーダンス変換部２４のインダクタＬ４とコンデンサＣ３とによってインピーダンスが変換され、インダクタＬ４の左端では３８Ωになる。このように抵抗を５０Ωから３８Ωに変換する場合、インダクタＬ４の定数は２０ｎＨ、コンデンサＣ３の定数は１０ｐＦに設定される。

そして、第一のインピーダンス変換部２０のインダクタＬ３とコンデンサＣ２とによってさらにインピーダンスが変換され、インダクタＬ３の左端では抵抗は２５Ωになる。このように抵抗を３８Ωから２５Ωに変換する場合、インダクタＬ３の定数は１７ｎＨ、コンデンサＣ２の定数は１８ｐＦに設定される。

したがって、送信部１の負荷インピーダンスは２５Ωであり、電源端子２２に印加された５Ｖの電圧により出力される１Ｗの送信電力を有する送信信号が、第一のリアクタンス２を介して、アンテナ１７から放射される。

受信時において、送信端子２１は０Ｖに固定される。そのため、トランジスタＴＲ１はＯＦＦとなり、高インピーダンスとなる。しかしながら、トランジスタＴＲ１のドレイン−ＧＮＤ間には容量成分が若干残る。インダクタＬ２は、トランジスタＴＲ１のドレイン−ＧＮＤ間に残った容量成分を打ち消す役割を有する。インダクタＬ２の役割により、送信部１の出力は、受信時にオープン状態になる。

また、高周波スイッチ３も接続点１６からはオープン状態になる。そのため、アンテナ１７で受信された受信信号は、インダクタＬ４とコンデンサＣ３とによって、抵抗が３８Ωである信号源の信号に変換され、変換された信号は、コンデンサＣ２を介して、第二のリアクタンス４に入力される。

第二のリアクタンス４は、定数が５１ｎＦであるインダクタＬ５と、定数が２７ｐＦであるコンデンサＣ６とを含む。第二のリアクタンス４は、コンデンサＣ１およびインダクタＬ２によって打ち消されずに残った、送信部１の出力のリアクタンス成分を打ち消すとともに、抵抗を３８Ωから５０Ωに変換して、アンテナ１７で受信された受信信号を受信端子５に出力する。

なお、図４に示される例では、コンデンサＣ３をＧＮＤに接続し、コンデンサＣ２を接続点１６に接続しているが、コンデンサＣ２をＧＮＤに接続し、コンデンサＣ３を接続点１６に接続しても良い。

しかしながら、コンデンサＣ２とインダクタＬ３との接続点−ＧＮＤ間のインピーダンスは、上記のように、第二のインピーダンス変換部２４によって３８Ωに変換される。すると、インダクタＬ４とコンデンサＣ３との接続点−ＧＮＤ間に生じる電圧レベルよりもインダクタＬ３とコンデンサＣ２との接続点に生じる電圧のほうが低いために、接続点１６に印加される電圧レベルも低くなる。

したがって、コンデンサＣ２を接続点１６に接続する利点として、高周波スイッチ３に大きな電圧が加わらなくなり、歪の発生をより小さくすることができる。

また、インピーダンス変換部６のリアクタンス素子のいずれかを接続点１６に接続することにより、図２に示される例よりも部品数を削減することができる。

さらに、アンテナのインピーダンスを直接５０Ωから２５Ωに変換せずに、上記のように、第一のインピーダンス変換部２０と第二のインピーダンス変換部２４による２段階でインピーダンスを５０Ωから２５Ωに変換することにより、ローパスフィルタとしての機能が強化され、高調波スプリアスを減衰させることができる。

本発明の実施の形態においては、受信時に、第二のリアクタンス４によって、送信部１の出力に残留するリアクタンス成分を打ち消すことができる。そのため、受信時に送信部１の影響を除去するために必要となる半導体スイッチ（図１５におけるダイオードＤＰ１）を、送信伝送路中に設ける必要がない。その結果、送信時に半導体スイッチにおける電力損失が発生しないため、送信電力の高効率化を実現し、電池寿命が低下することを抑制することができる。

また、ダイオードの非線形特性によって、送信電力が大きくなるほど大きなスプリアスが発生する。特に、欧州において、送信周波数を１６９ＭＨｚとした場合、法規定により、３次高調波（スプリアス）の放射電力は−５４ｄＢｍ以下にしなければならない。よって、ダイオードの非線形特性によるスプリアスの発生は大きな課題である。

本発明の実施の形態においては、上記のとおり、ダイオードＤＰ１を送信伝送路中に設ける必要がないため、送信電力が大きな場合でも、スプリアスの発生を抑制することができる。

次に、図４に示される送受信切替装置の動作について、図５を参照しながらさらに説明する。図４においては、例えば、ダイオードＤ１およびダイオードＤ２は、品番がＲＮ２４２ＣＳであるＰＩＮダイオードであり、Ｒ１＝Ｒ２＝６００Ωである。

送信時には、抵抗Ｒ１およびＲ２を介して、直流バイアス電流が流れる。より詳細には、例えば送信時に、電源端子２３には３Ｖの電圧が印加される。ＰＩＮダイオードのＯＮ電圧を０．７Ｖとすると、ダイオードＤ１およびＤ２を流れる直流バイアス電流は、約１．３ｍＡである。

図５は、図４に示される本発明の実施の形態における送受信切替装置１００における、接続点１６の電圧Ｖｂ．Ｖｔおよび接続点１６を流れる電流Ｉｂ．Ｉｔの時間的変化のシミュレーション結果を示す。横軸は時間軸、縦軸はそれぞれ接続点１６の電圧Ｖｂ．Ｖｔおよび接続点１６を流れる電流Ｉｂ．Ｉｔである。

コンデンサＣ２とインダクタＬ３との接続点がＨｉｇｈレベルになると、接続点１６の電圧Ｖｂ．Ｖｔが上昇する。すると、ダイオードＤ２がＯＮ状態時に流れる電流が増加する。一方、ダイオードＤ１は逆バイアスの方向に動作する。

コンデンサＣ２とインダクタＬ３との接続点がＬｏｗレベルになると、接続点１６の電圧Ｖｂ．Ｖｔが下降する。すると、ダイオードＤ１がＯＮ状態時に流れる電流が増加する。一方、ダイオードＤ２は逆バイアスの方向に動作する。

ダイオードは蓄積効果を有する。順バイアスの方向に流れた電流の電荷がダイオードで蓄積され、逆バイアスの方向に変わったとき蓄積された電荷が流れることにより、逆バイアスの方向にも電流が流れる。すなわち、直流バイアス状態では、ダイオードはコンデンサのように動作する。

よって、図５に示されるように、接続点１６における電圧Ｖｂ．Ｖｔと電流Ｉｂ．Ｉｔ間はほぼ直交している（位相がほぼ９０度ずれている）。その結果、Ｖｂ．ＶｔとＩｂ．Ｉｔとの積はほぼ零であり、高周波スイッチ３において電力は実質的に消費されない。

なお、ダイオードＤ２のカソードを直接ＧＮＤに接続することもできるが、高周波スイッチ３の抵抗をＲ１＝Ｒ２、およびコンデンサの容量をＣ４＝Ｃ５に設定することで、ダイオードＤ１のアノード側のインピーダンスとダイオードＤ２のカソード側のインピーダンスとを同じにすることができる。その結果、ダイオードＤ１およびダイオードＤ２のそれぞれに流れる電流値が同じになり、ダイオードＤ１およびダイオードＤ２で発生する歪を打ち消すことができる。

以上説明したように、ダイオードＤ１とダイオードＤ２とを直列に接続することにより、損失が少なくかつ歪の発生の少ない高周波スイッチ３を実現することができる。

受信時には、マイコンによって電源端子２３は０Ｖに制御され、ダイオードＤ１およびＤ２に直流バイアス電流は流れない。そのため、ダイオードＤ１およびＤ２はＯＦＦ状態となり、接続点１６から高周波スイッチ３のインピーダンスはオープン（つまりインピーダンスは実質的に無限大）となる。その結果、アンテナ１７を介して受信された受信信号は、接続点１６から高周波スイッチ３へは出力されずに、第二のリアクタンス４を経由して、受信端子５へ出力される。

（実施の形態２）
以下に、高周波スイッチ３の他の例について説明する。図６は、本発明の実施の形態における高周波スイッチ３の他の例を示す。

図６に示される例は、図４におけるダイオードＤ１およびダイオードＤ２の代わりに、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴであるトランジスタＴＲ４およびＮ型ＭＯＳＦＥＴであるトランジスタＴＲ５を用いた例である。

また、図６に示される高周波スイッチ３は、２つのゲートバイアス抵抗Ｒ４、Ｒ５と、ソースバイアス抵抗Ｒ３とを含む。電源端子２３には、マイコンの制御によって、送信時には３Ｖの電圧が印加され、受信時には０Ｖの電圧が印加される。

実施の形態２における送受信切替装置１００では、第一の半導体スイッチであるＰ型ＭＯＳＦＥＴのドレインと第二の半導体スイッチであるＮ型ＭＯＳＦＥＴのドレインとが所定の接続点１６で直列に接続され、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴのソースおよびＮ型ＭＯＳＦＥＴのソースが、直接またはリアクタンス素子を介してＧＮＤに接続される。高周波スイッチ３は、送信時にＰ型ＭＯＳＦＥＴのドレインとソース間が導通するようにＰ型ＭＯＳＦＥＴのゲート電圧を制御するとともにＮ型ＭＯＳＦＥＴのドレインとソース間が導通するようにＮ型ＭＯＳＦＥＴのゲート電圧を制御し、受信時にＰ型ＭＯＳＦＥＴのドレインとソース間が導通しないようにＰ型ＭＯＳＦＥＴのゲート電圧を制御するとともにＮ型ＭＯＳＦＥＴのドレインとソース間が導通しないようにＮ型ＭＯＳＦＥＴのゲート電圧を制御する。

これにより、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴがＯＦＦの時にＰ型ＭＯＳＦＥＴがＯＮし、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴがＯＦＦの時にＮ型ＭＯＳＦＥＴがＯＮすることにより、非線形性を補正することができ、スプリアスの発生を抑えることができる。

図７は、図６に示される高周波スイッチ３を用いた送受信切替装置１００における、接続点１６の電圧Ｖｂ．Ｖｔおよび接続点１６を流れる電流Ｉｂ．Ｉｔの時間的変化のシミュレーション結果を示す。

コンデンサＣ２とインダクタＬ３との接続点がＨｉｇｈレベルになると、接続点１６の電圧Ｖｂ．Ｖｔが上昇する。すると、トランジスタＴＲ５のドレイン電流が増加し、トランジスタＴＲ４はＯＦＦ状態になる。

一方、コンデンサＣ２とインダクタＬ３との接続点がＬｏｗレベルになると、接続点１６の電圧Ｖｂ．Ｖｔが下降する。すると、トランジスタＴＲ４のドレイン電流が増加し、トランジスタＴＲ５はＯＦＦ状態になる。

ＦＥＴ（Ｆｉｅｌｄ−ＥｆｆｅｃｔＴｒａｎｓｉｓｔｏｒ）は、ダイオードが有する蓄積効果を有しない。そのため、ＦＥＴがＯＦＦ状態の時には、電流が流れない。

したがって、トランジスタＴＲ４がＯＮ状態の時には、コンデンサＣ７がトランジスタＴＲ４を介して放電し（つまり、蓄積された電荷がトランジスタＴＲ４に流れ込み）、トランジスタＴＲ４がＯＦＦ状態の時には、ソースバイアス抵抗Ｒ３を介してコンデンサＣ７が充電される（つまり、電荷が蓄積される）。具体的には、図６の場合、トランジスタＴＲ４がＯＮ状態の時には約１００ｍＡの電流が流れる。

このとき、ソースバイアス抵抗Ｒ３を小さくして直流バイアス電流を約１００ｍＡにすると、コンデンサＣ７における充放電のバランスを取ることができるが、一方で、ソースバイアス抵抗Ｒ３による損失が大きくなり、高効率化を実現することができない。

そこで、ソースバイアス抵抗Ｒ３を大きくすることで直流バイアス電流が小さくなるため、ソースバイアス抵抗Ｒ３による損失を小さくすることができる。しかしながら、コンデンサＣ７における充電能力が下がるため、トランジスタＴＲ４のソース電圧がＧＮＤレベルよりも低くなる。

その結果、図７に示されるように、接続点１６の電圧波形Ｖｂ．Ｖｔに若干の歪が発生する。しかしながら、電流波形Ｉｂ．Ｉｔは殆ど歪まないため、送信時に発生する高調波スプリアスはそれほど大きくない。

また、図６に示される高周波スイッチ３を用いる場合、接続点１６の電圧Ｖｂ．Ｖｔと電流Ｉｂ．Ｉｔはほぼ同相である。そして、接続点１６とＧＮＤ間で消費される電力は、電圧Ｖｂ．Ｖｔと電流Ｉｂ．Ｉｔとの積を時間積分したものである。

電圧Ｖｂ．Ｖｔと電流Ｉｂ．Ｉｔがほぼ同相であることは、接続点１６とＧＮＤ間で消費される電力が発生することを意味している。すなわち、高周波スイッチ３で電力損失が発生する。そして、発生した電力は、抵抗に電流が流れたときに消費される。

電力損失ＷＬは、以下の数式（２）にて求められる。
ＷＬ＝（トランジスタＴＲ４に流れる電流の２乗）×（トランジスタＴＲ４の
ドレイン−ソース間の抵抗値）
＋（トランジスタＴＲ５に流れる電流の２乗）×（トランジスタＴＲ５の
ドレイン−ソース間の抵抗値）
（２）

トランジスタＴＲ４がＯＦＦ状態の時には、トランジスタＴＲ４には電流が流れないため、トランジスタＴＲ４で電力は消費しない。同様に、トランジスタＴＲ５がＯＦＦ状態の時には、トランジスタＴＲ５には電流が流れないため、トランジスタＴＲ５で電力は消費しない。よって、電力が消費されるのは、各トランジスタＴＲ４、ＴＲ５がＯＮ状態のときである。

以上より、トランジスタＴＲ４およびトランジスタＴＲ５がＯＮ状態のときのドレイン−ソース間の抵抗値が小さいＦＥＴを使用することが望ましい。

（実施の形態３）
以下に、高周波スイッチ３のさらに別の例について説明する。図８は、高周波スイッチ３のさらに別の例を示す。

図８に示される例は、図６におけるトランジスタＴＲ４およびトランジスタＴＲ５の代わりに、ＰＮＰトランジスタであるトランジスタＴＲ２およびＮＰＮトランジスタであるトランジスタＴＲ３を用いた例である。

また、図８に示される高周波スイッチ３は、２つのベースバイアス抵抗Ｒ８、Ｒ９と、電源端子２３の電圧を分圧するための抵抗Ｒ６、Ｒ７とを含む。コンデンサＣ８は、トランジスタＴＲ２のエミッタおよびトランジスタＴＲ３のエミッタを、送信する無線信号に対してＧＮＤに接地するためのコンデンサであり、１６９ＭＨｚに対して十分小さい定数（例えば１０００ｐＦ）のコンデンサを用いる。電源端子２３には、マイコンの制御によって、送信時には３Ｖの電圧が印加され、受信時には０Ｖの電圧が印加される。

実施の形態３における送受信切替装置１００では、第一の半導体スイッチであるＰＮＰトランジスタのコレクタと第二の半導体スイッチであるＮＰＮトランジスタのコレクタとが所定の接続点１６で直列に接続され、ＰＮＰトランジスタのエミッタおよびＮＰＮトランジスタのエミッタが、リアクタンス素子を介して、ＧＮＤに接続される。高周波スイッチ３は、送信時に電源端子２３に正電圧を印加して、ＰＮＰトランジスタのベースおよびＮＰＮトランジスタのベースのそれぞれにベース電流を流すことでスイッチＯＮし、受信時に電源端子２３にゼロ電圧を印加して、ＰＮＰトランジスタのベースおよびＮＰＮトランジスタのベースのそれぞれにベース電流が流れないことでスイッチＯＦＦする。

これにより、ＮＰＮトランジスタがＯＦＦの時にＰＮＰトランジスタがＯＮし、ＰＮＰトランジスタがＯＦＦの時にＮＰＮトランジスタがＯＮすることにより、非線形性を補正することができ、スプリアスの発生を抑えることができる。

図９は、図８に示される高周波スイッチ３を用いた送受信切替装置における、接続点１６の電圧Ｖｂ．Ｖｔおよび接続点１６を流れる電流Ｉｂ．Ｉｔの時間的変化のシミュレーション結果を示す。

コンデンサＣ２とインダクタＬ３との接続点がＨｉｇｈレベルになると、接続点１６の電圧Ｖｂ．Ｖｔが上昇する。すると、トランジスタＴＲ３のコレクタ電流が増加し、トランジスタＴＲ２はＯＦＦ状態になる。

一方、コンデンサＣ２とインダクタＬ３との接続点がＬｏｗレベルになると、接続点１６の電圧Ｖｂ．Ｖｔが下降する。すると、トランジスタＴＲ２のコレクタ電流が増加し、トランジスタＴＲ３はＯＦＦ状態になる。

トランジスタは、ダイオードが有する蓄積効果を有しない。そのため、トランジスタがＯＦＦ状態の時には、電流が流れない。

したがって、トランジスタＴＲ２がＯＮ状態の時には、コンデンサＣ８がトランジスタＴＲ２を介して放電し（つまり、蓄積された電荷がトランジスタＴＲ２に流れ込み）、トランジスタＴＲ３がＯＮ状態の時には、トランジスタＴＲ３を介してコンデンサＣ８が充電される（つまり、電荷が蓄積される）。

このように、コンデンサＣ８における充電電流と放電電流とのバランスを取ることができる。図９に示されるように、接続点１６の電圧波形Ｖｂ．Ｖｔおよび接続点１６の電流波形Ｉｂ．Ｉｔに歪が発生しない。よって、送信時に発生する高調波スプリアスは抑制される。

また、図８に示される高周波スイッチ３を用いる場合、接続点１６とＧＮＤ間で消費される電力は、電圧Ｖｂ．Ｖｔと電流Ｉｂ．Ｉｔとの積を時間積分したものである。

よって、電圧Ｖｂ．Ｖｔと電流Ｉｂ．Ｉｔがほぼ同相であることは、接続点１６とＧＮＤ間で消費される電力が発生することを意味している。すなわち、高周波スイッチ３で電力損失が発生する。そして、発生した電力は、抵抗に電流が流れたときに消費される。

電力損失ＷＬは、以下の数式（３）にて求められる。
ＷＬ＝（トランジスタＴＲ２に流れる電流の２乗）×（トランジスタＴＲ２の
コレクタ−エミッタ間の抵抗値）
＋（トランジスタＴＲ３に流れる電流の２乗）×（トランジスタＴＲ３の
コレクタ−エミッタ間の抵抗値）
（３）

トランジスタＴＲ２がＯＦＦ状態の時には、トランジスタＴＲ２には電流が流れないため、トランジスタＴＲ２で電力は消費しない。同様に、トランジスタＴＲ３がＯＦＦ状態の時には、トランジスタＴＲ３には電流が流れないため、トランジスタＴＲ３で電力は消費しない。よって、電力が消費されるのは、各トランジスタＴＲ２、ＴＲ３がＯＮ状態のときである。以上より、トランジスタＴＲ２およびトランジスタＴＲ３がＯＮ状態のときのコレクタ−エミッタ間の抵抗値が小さいトランジスタを使用することが望ましい。

（実施の形態４）
次に、本発明の実施の形態４における高周波スイッチを説明する。図１０は、実施の形態４における高周波スイッチ３０を示す図である。

図１０に示される高周波スイッチ３０は、インダクタＬ１１、Ｌ１２およびダイオードＤ１１、Ｄ１２およびキャパシタＣ１１、Ｃ１２を含む。高周波スイッチ３０は、第一の接続端４１と、第二の接続端４２と、バイアス電流を流すためのバイアス電流端４３と、バイアス電源端子４４と、バイアス電流を制限するための抵抗Ｒ１１と、第一および第二の接続端に入力する高周波信号に対して低インピーダンスとなるように定数が設定されたキャパシタＣ１３とを含む。インダクタＬ１１およびＬ１２はバイアス電流端４３を介してダイオードＤ１１およびＤ１２に直流バイアス電流を流すためのバイアス素子である。

以下、図１０を参照しながら本発明の実施の形態の高周波スイッチ３０の動作について説明する。まず高周波スイッチ３０が導通状態となる動作について説明する。導通状態時にはバイアス電源端子４４が例えば３Ｖに制御される。バイアス電源端子４４の電源制御は、例えばマイコン（図示せず）により行うことができる。

バイアス電源端子４４が３Ｖになると抵抗Ｒ１１を介してバイアス電流端４３に直流バイアス電流が流れ込む。するとバイアス素子であるインダクタＬ１１およびＬ１２を介してダイオードＤ１１およびダイオードＤ１２に直流バイアス電流が流れる。そしてダイオードＤ１１のアノードとカソード間が導通状態になる。同様にダイオードＤ１２のアノードとカソード間も導通状態になる。したがって、第一の接続端４１と第二の接続端４２はキャパシタＣ１１およびＣ１２を介して接続された状態となる。

ここでインダクタＬ１１およびＬ１２のインピーダンスは、高周波スイッチ３０が高周波スイッチとして使用される高周波信号において、第一の接続端４１および第二の接続端４２に接続されるインピーダンスよりも十分大きな値に設定されている。例えば、高周波信号の周波数を１６９ＭＨｚ、第一の接続端４１および第二の接続端４２に接続されるインピーダンスを５０Ωとした場合、インダクタＬ１１、Ｌ１２をそれぞれ１μＨにすると、インダクタＬ１１、Ｌ１２のインピーダンスは５０Ωの２０倍以上という大きな値に設定できる。

キャパシタＣ１１およびＣ１２は、前記高周波信号において第一の接続端４１および第二の接続端４２に接続される前記インピーダンスに対して十分小さなインピーダンスになるように設定されている。例えば、送信周波数を１６９ＭＨｚとし、キャパシタＣ１１およびＣ１２を１０００ｐＦに設定すれば、キャパシタＣ１１およびＣ１２のインピーダンスは０．９４Ωになり、５０Ωに比べ非常に小さい値にできる。

第一の接続端４１の電圧が上昇すると、ダイオードＤ１２はより順バイアス状態となりダイオードＤ１２に流れる電流が増加する。一方、ダイオードＤ１１は逆バイアスの方向に動作することになる。次に、第一の接続端４１の電圧が下降すると、ダイオードＤ１１はより順バイアス状態となりダイオードＤ１１に流れる電流が増加する。一方、ダイオードＤ１２は逆バイアスの方向に動作することになる。ダイオードには蓄積効果という現象があり、順バイアス時に流れた電流がダイオード内で蓄積されており、逆バイアスになったときでも蓄積された電荷により電流が流れるということが生じる。すなわち周期的に順バイアス状態になる場合には、ダイオードはキャパシタのように動作する。そして、ダイオードＤ１１に流れる電流はキャパシタＣ１１を介して第二の接続端４２に流れ、ダイオードＤ１２に流れる電流はキャパシタＣ１２を介して第二の接続端４２に流れるので、第一の接続端４１と第二の接続端４２は、２つのキャパシタが並列に接続された状態となる。

しかしながら蓄積効果で流せる電流には限界があり、ダイオードＤ１１或いはＤ１２が順バイアス時に流れる電流に比べ、逆バイアスされたときに蓄積効果で流れる電流の方が少ない。そのためそれぞれのダイオードＤ１１、Ｄ１２は個別では完全なキャパシタとしては機能せず、ダイオード毎に見れば流れる方向により電流の大きさが異なることとなる。したがって、ダイオード毎に見れば歪が発生することになる。しかしながら、第一の接続端４１の電圧が上昇し、ダイオードＤ１２が順方向にバイアスされているときにはダイオードＤ１１が逆方向にバイアスされ、第一の接続端４１の電圧が下降し、ダイオードＤ１１が順方向にバイアスされているときにはダイオードＤ１２が逆方向にバイアスされるため、第一の接続端４１の電圧が上昇した場合であっても下降した場合であっても、必ず一方のダイオードが順方向、他方のダイオードが逆方向にバイアスされることになり、総和としての電流は第一の接続端４１の電圧が上昇した場合であっても下降した場合であっても同じである。すなわち、それぞれのダイオードＤ１１、Ｄ１２で発生する歪は打ち消され、歪は発生しないこととなる。

上記ダイオードＤ１１、Ｄ１２で発生する歪を効果的に打ち消すためには、ダイオードＤ１１とＤ１２は同じ特性のダイオードを使用し、キャパシタＣ１１とＣ１２は同一の特性かつ同一の容量値を用い、インダクタＬ１１とＬ１２も同一の特性かつ同一のインダクタ値を用いることが望ましい。

なお、バイアス素子としてインダクタＬ１１およびＬ１２を用いているが、バイアス素子として抵抗を用いることもできる。しかし、ダイオードＤ１１およびＤ１２に所定の直流バイアス電流を流すためにはバイアス素子の抵抗値を大きくはできない。そのため、バイアス素子のインピーダンスを第一の接続端４１および第二の接続端４２に接続されるインピーダンスに比べて十分に大きくすることができない場合には、高周波スイッチ３０で伝送損失が発生することになる。よって伝送損失を少なくするためにはバイアス素子としてインダクタを用いることが望ましい。

図１１は、第一の接続端４１に１６９ＭＨｚの高周波信号を入力した場合の、第一の接続端４１と第二の接続端４２との間の電位差および第二の接続端４２を流れる電流の時間的変化のシミュレーション結果を示したものである。ダイオードＤ１１およびＤ１２は、ＲＮ２４２ＣＳという品番のＰＩＮダイオードを採用し、キャパシタＣ１１およびＣ１２はキャパシタのインピーダンスの影響を少なくするために０．０１ｕＦという大きな値を採用してシミュレーションを行った例である。横軸は時間軸である。図１１に示すように、第一の接続端４１と第二の接続端４２の電位差と第二の接続端４２を流れる電流は正負対称であり歪が打ち消されていることがわかる。また電位差と電流はほぼ直交している。そのため高周波スイッチ３０で電力損失はほとんど発生しない。

以上説明したごとく、本発明の実施の形態の高周波スイッチ３０を用いれば、従来構成において順バイアス時と逆バイアス時で流れる電流の違いにより発生するスプリアスをなくすことができる。さらに、ダイオードＤ１１とダイオードＤ１２の２個のダイオードを使用することにより、１個あたりのダイオードに流れる電流を半減させることができ、小さな電流容量のダイオードを使用できるという効果がある。さらに、ダイオードＤ１１とダイオードＤ１２の総和としてのコンデンサ機能が増加することにより、損失を減らすこともでき、損失の少ない高周波スイッチを実現でき、電池駆動の送受信装置において電池寿命を延ばすことができるという効果がある。

次に、高周波スイッチ３０が非導通状態となる動作について説明する。非導通状態時にはバイアス電源端子４４が０Ｖに制御される。バイアス電源端子４４の電源制御は、例えばマイコン（図示せず）により行うことができる。このとき、バイアス電流端４３に直流バイアス電流が流れ込まず、ダイオードＤ１１およびダイオードＤ１２には直流バイアス電流が流れない。したがって、ダイオードＤ１１およびダイオードＤ１２は逆バイアス状態であり、第一の接続端４１或いは第二の接続端４２の電圧が上昇しても下降してもダイオードＤ１１およびダイオードＤ１２に電流は流れない。すなわち、第一の接続端４１と第二の接続端４２は非導通状態となる。

図１２は、本発明の実施の形態の高周波スイッチ３０を送受信切替装置１００に用いた第一の例を示す図である。まず送信時の動作について図１２を参照しながら説明する。送信部４５から送信したい高周波信号が出力する。前記高周波信号は例えば１６９ＭＨｚの信号である。

インピーダンス変換部４６ではアンテナインピーダンスにマッチングするように送信部４５の出力インピーダンスをインピーダンス変換する。そしてインピーダンス変換された前記１６９ＭＨｚの信号が高周波スイッチ３０の接続端４１に入力する。キャパシタＣ１４の機能については後述する。高周波スイッチ３０は図１０で説明した高周波スイッチであり、導通状態になるようにバイアス電流端４３に直流バイアス電流が流れ込んでいる。そのため接続端４１と接続端４２は導通状態となり、前記１６９ＭＨｚの信号が接続端４２に出力する。

キャパシタＣ１５はインダクタＬ１１とインダクタＬ１２の影響を除去するために挿入されている。第二の接続端４２とＧＮＤの間にはインダクタＬ１１とインダクタＬ１２により決まるインダクタンスが生じている。キャパシタＣ１５は前記インダクタンスを打ち消すためのキャパシタであり、インダクタＬ１１およびＬ１２とキャパシタＣ１５で並列共振回路を形成している。そして共振周波数は送信周波数である１６９ＭＨｚになるようにキャパシタＣ１５の値が決定される。これにより、図１０で説明したよりもインダクタＬ１１とＬ１２の値を小さくすることができる。インダクタＬ１１およびＬ１２をそれぞれ１００ｎＨとすると、第二の接続端４２とＧＮＤの間のインダクタンスは５０ｎＨとなりインピーダンスは１６９ＭＨｚにおいて５３Ωとなる。アンテナインピーダンス５０Ωに対して前記５３Ωは影響を与える値であり、このままでは送信出力を低下させてしまう。しかしキャパシタＣ１５のインピーダンスが１６９ＭＨｚにおいて−５３Ωになるようにすれば、前記インダクタンスによるインピーダンス５３Ωを打ち消し、第二の接続端４２とＧＮＤの間のインピーダンスを大きくできる。さらにキャパシタＣ１５とインダクタＬ１１およびＬ１２による並列共振回路は１６９ＭＨｚを中心周波数とするバンドパスフィルタとしても機能するため、１６９ＭＨｚ以外のスプリアス信号を除去する効果がある。このようにキャパシタＣ１５を挿入することにより、インダクタＬ１１およびＬ１２の値を小さくすることができるとともに、スプリアス信号を除去できる。

また、キャパシタＣ１１およびＣ１２は、第二の接続端４２に接続されるアンテナインピーダンス５０Ωに影響を与えないために、１６９ＭＨｚにおいてキャパシタＣ１１およびＣ１２のインピーダンスが十分小さくなるように、１０００ｐＦのような大きな値が望ましいが、１００ｐＦのような小さな値を用いることもできる。前記１００ｐＦのような小さな値を用いた場合、図１２には記載していないが、第二の接続端４２とキャパシタＣ１５の接続点の間にキャパシタＣ１１およびＣ１２の並列インピーダンスを打ち消すためのインダクタを挿入すればよい。

第二の接続端４２に生じた１６９ＭＨｚの送信信号は、インダクタＬ１３を介して第二の高周波スイッチ３１の接続端４９に入力する。第二の高周波スイッチ３１が図１０に示す高周波スイッチ３０と異なる点は、高周波スイッチ３０がバイアス素子としてインダクタＬ１１およびＬ１２を使用しているのに対し、第二の高周波スイッチ３１はバイアス素子として抵抗Ｒ１２およびＲ１３を使用していることである。前記バイアス素子の違いを除き高周波スイッチ３１の動作は高周波スイッチ３０と同じである。第二の高周波スイッチ３１のバイアス電流端５１にはバイアス電流が流れ込み、第二の高周波スイッチ３１を導通状態にしている。したがって接続端４９と接続端５０は導通状態であり、接続端４９はＧＮＤに接続されたことになる。導通状態において接続端４９をＧＮＤに接続したことになるため、バイアス素子Ｒ１２およびＲ１３の値が導通状態に影響を与えることはない。よって高周波スイッチ３１においてはバイアス素子としてインダクタを用いる必要はなく、直流バイアス電流を流せる値の抵抗素子で良い。

キャパシタＣ１４は、高周波スイッチ３１を介してＧＮＤに接続されたインダクタＬ１３の影響を除去するために挿入されている。キャパシタＣ１４とインダクタＬ１３は並列共振回路を形成しており、共振周波数は送信信号周波数である１６９ＭＨｚになるようにキャパシタＣ１４の値が設定されている。そのため第二の接続端４２に接続されるインダクタＬ１３によるインピーダンスの低下は発生せず、第二の接続端４２に生じる１６９ＭＨｚの送信信号は減衰することなくアンテナ４７から放射されることになる。なおキャパシタＣ１４とインダクタＬ１３の並列共振回路は中心周波数１６９ＭＨｚのバンドパスフィルタとしても機能し、スプリアス信号を減衰させる効果がある。

次に受信時の動作について説明する。受信時には高周波スイッチ３０のバイアス電流端４３および第二の高周波スイッチ３１のバイアス電流端５１にバイアス電流が流れ込まないように制御される。したがって、図１０で説明したように、高周波スイッチ３０および第二の高周波スイッチ３１は非導通状態となる。第二の接続端４２における高周波スイッチ３０の入力インピーダンスはインダクタＬ１１およびＬ１２で決まるインダクタンスである。そして前記インダクタンスはすでに説明したごとくキャパシタＣ１５により打ち消される。したがってアンテナ４７には高周波スイッチ３０およびキャパシタＣ１５は接続されていないことと同等になる。そしてアンテナ４７で受信した１６９ＭＨｚの受信信号はインダクタＬ１３およびキャパシタＣ１６を介して受信端８に出力する。高周波スイッチ３１は非導通のため接続端４９は開放されていることと同等である。インダクタＬ１３とキャパシタＣ１６は直列共振回路を形成している。前記直列共振回路の共振周波数は受信信号周波数である１６９ＭＨｚである。以上の動作により、アンテナ４７で受信した１６９ＭＨｚの受信信号は減衰することなく受信端８に伝送される。

図１３は、本発明の実施の形態の高周波スイッチを送受信切替装置１００に用いた第二の例を示す図である。図１３において第一の例である図１２と異なる点は、高周波スイッチ３０の第一の接続端４１がアンテナ４７に接続され、第二の接続端４２がインピーダンス変換部４６に接続されていること、キャパシタＣ１５がないこと、そしてキャパシタＣ１４の代わりにキャパシタＣ１９を用いていることである。

まず送信時の動作について図１３を参照しながら説明する。送信時には図１２の場合と同様に高周波スイッチ３０および高周波スイッチ３１が導通状態になるように制御される。第一の接続端４１或いは第二の接続端４２とＧＮＤとの間のインピーダンスは、インダクタＬ１１およびＬ１２で決まるインダクタンスである。さらにインダクタＬ１３は第二の高周波スイッチ３１を介してＧＮＤに接続されており、前記インダクタンスにインダクタＬ１３のインダクタンスが並列に接続されたことになる。そしてキャパシタＣ１９は前記インダクタＬ１１およびＬ１２で決まるインダクタンスとインダクタＬ１３によるインダクタンスとの並列インダクタンスを打ち消すために挿入されている。すなわち前記並列インダクタンスとキャパシタＣ１９は、共振周波数が送信周波数である１６９ＭＨｚの並列共振回路を形成している。つまり送信時にあっては、図１２におけるキャパシタＣ１４とＣ１５の働きに相当するものが、図１３におけるキャパシタＣ１９である。上記動作によりインピーダンス変換部４６の送信出力は減衰することなくアンテナ４７より放射することができる。

次に、図１３の第二の例における受信時の動作を説明する。受信時には図１２の第一の例と同様に、高周波スイッチ３０および高周波スイッチ３１は非導通状態になるように制御される。したがって、高周波スイッチ３０はアンテナ４７に接続されていないのと同等になり、第二の高周波スイッチ３１もインダクタＬ１３とキャパシタＣ１６に接続されていないのと同等になる。当然、キャパシタＣ１９もアンテナ４７に接続されていないことと同等であり、受信動作に影響を与えることはない。よってアンテナ４７で受信した１６９ＭＨｚの受信信号は減衰することなくインダクタＬ１３およびキャパシタＣ１６を介して受信端８に伝送される。インダクタＬ１３とキャパシタＣ１６は、共振周波数が受信周波数の１６９ＭＨｚである直列共振回路を形成している。

上記説明したごとく、図１３に示す第二の例によれば、キャパシタＣ１４およびＣ１５の２つのキャパシタを１つのキャパシタＣ１９にすることができ、部品数を減らすことができる。

図１４は、本発明の実施の形態の高周波スイッチを送受信切替装置１００に用いた第三の例を示す図である。図１４の第三の例において第二の例である図１３と異なる点は、キャパシタＣ１９がないこと、そしてインダクタＬ１３の代わりにキャパシタＣ２０を用い、キャパシタＣ１６の代わりにインダクタＬ１４を用いていることである。

まず送信時の動作について図１４を参照しながら説明する。送信時には図１３の場合と同様に高周波スイッチ３０および高周波スイッチ３１が導通状態になるように制御される。第一の接続端４１或いは第二の接続端４２とＧＮＤとの間のインピーダンスは、インダクタＬ１１およびＬ１２で決まるインダクタンスである。そしてキャパシタＣ２０は第二の高周波スイッチ３１を介してＧＮＤに接続されている。そして前記インダクタンスとキャパシタＣ２０は、共振周波数が送信周波数である１６９ＭＨｚの並列共振回路を形成している。上記動作によりインピーダンス変換部４６の送信出力は減衰することなくアンテナ４７より放射されることができる。

次に図１４の第三の例について受信時の動作を説明する。受信時には図１３の第二の例と同様に、高周波スイッチ３０および高周波スイッチ３１は非導通状態になるように制御される。したがって高周波スイッチ３０はアンテナ４７に接続されていないのと同等になり、第二の高周波スイッチ３１もインダクタＬ１４とキャパシタＣ２０に接続されていないのと同等になる。よってアンテナ４７で受信した１６９ＭＨｚの受信信号は減衰することなくキャパシタＣ２０およびインダクタＬ１４を介して受信端８に伝送される。インダクタＬ１４とキャパシタＣ２０は、共振周波数が受信周波数の１６９ＭＨｚである直列共振回路を形成している。

上記説明したごとく、図１４に示す第三の例を用いればキャパシタＣ１９をなくすことができ、さらなる部品点数削減に貢献できるという効果が得られる。

なお、上述の実施形態の説明では、送受信切替装置および高周波スイッチは無線装置に適用したが、本発明は無線通信に限定されない。本発明は、高周波信号を送受信する回路に適用可能であり、有線の通信装置に適用されてもよい。

本発明の送受信切替装置は、電池寿命を延ばすために、送信時の高効率化を必要とする電池駆動の通信装置に有用である。例として、ガスメータなどの自動検針のための無線装置への適用が考えられる。特に、ガスメータに用いる無線装置は電池駆動であり、１０年以上電池交換なしに動作することが要求されるため、本発明の送受信切替装置は有用である。

また、本発明の高周波スイッチは、歪の少ないスイッチを実現でき、高周波スイッチでの高調波スプリアスの発生を少なくすることができる。そのため高調波スプリアスの発生が問題となる送受信切替装置に本発明の高周波スイッチを用いることは有用である。さらに損失の少ない高周波スイッチを実現できるため、電池寿命を延ばすために、送信時の高効率化を必要とする電池駆動の通信装置に有用である。例として、ガスメータなどの自動検針のための無線装置への適用が考えられる。特に、ガスメータに用いる無線装置波は電池駆動であり、１０年以上電池交換なしに動作することが要求されるため、本発明の高周波スイッチは有用である。

１送信部
２第一のリアクタンス
３高周波スイッチ
４第二のリアクタンス
５受信端子
６インピーダンス変換部
１３、２３電源端子
１６接続点
１７アンテナ
２０第一のインピーダンス変換部
２４第二のインピーダンス変換部
３０、３１高周波スイッチ
４１、４２、４９、５０接続端
４３、５１バイアス電流端
Ｄ１１、Ｄ１２ダイオード
Ｌ１１、Ｌ１２、Ｌ１３、Ｌ１４インダクタ
Ｃ１１、Ｃ１２、Ｃ１３、Ｃ１４、Ｃ１５、Ｃ１６、Ｃ１９、Ｃ２０キャパシタ

Claims

第一のインダクタおよび第一のコンデンサを含み、信号を出力する送信部とアンテナとの間に接続される第一のリアクタンスと、
第二のインダクタおよび第二のコンデンサを含み、所定の接続点と受信端子との間に接続される第二のリアクタンスと、
前記第一のインダクタおよび前記第一のコンデンサの一方の出力端と前記所定の接続点で接続される高周波スイッチと
を含み、
前記第二のインダクタおよび前記第二のコンデンサの各定数は、信号受信時に前記第一のリアクタンスによって生じる不整合の影響を考慮して整合が取れる値を有する、送受信切替装置。
前記第二のインダクタおよび前記第二のコンデンサの各定数は、信号受信時における前記第一のリアクタンスのリアクタンス成分を打ち消す値を有する、請求項１に記載の送受信切替装置。
前記第一のリアクタンスは、前記送信部の出力インピーダンスを第一のインピーダンスに変換し、前記第一のインピーダンスをさらに第二のインピーダンスに変換するインピーダンス変換部をさらに含む、請求項１または２に記載の送受信切替装置。
前記高周波スイッチは、一端が直接またはリアクタンス素子を介してＧＮＤに接続され、他端が前記第一のインダクタおよび前記第一のコンデンサの一方の出力端と前記所定の接続点で接続される半導体スイッチを含み、
前記高周波スイッチは、
前記送信部から出力される信号を前記アンテナから送信する送信時にスイッチＯＮし、
前記アンテナで受信された信号を前記受信端子へ出力する受信時にスイッチＯＦＦする、請求項１から３のいずれかに記載の送受信切替装置。
前記高周波スイッチは、第一の半導体スイッチおよび第二の半導体スイッチを含み、
前記第一の半導体スイッチの一端と前記第二の半導体スイッチの一端とは前記所定の接続点で直列に接続され、
前記第一の半導体スイッチの他端および前記第二の半導体スイッチの他端のそれぞれは、直接またはリアクタンス素子を介してＧＮＤに接続される、請求項１から４のいずれかに記載の送受信切替装置。
前記第一の半導体スイッチの前記他端は電源端子に接続され、
前記高周波スイッチは、
前記送信部から出力される信号を前記アンテナから送信する送信時に、前記電源端子に正電圧が印加されてスイッチＯＮし、
前記アンテナで受信された信号を前記受信端子へ出力する受信時に、前記電源端子にゼロ電圧が印加されてスイッチＯＦＦする、請求項５に記載の送受信切替装置。
前記第一の半導体スイッチである第一のダイオードのカソードと前記第二の半導体スイッチである第二のダイオードのアノードとが前記所定の接続点で直列に接続され、
前記第一のダイオードのアノードおよび前記第二のダイオードのカソードのそれぞれは、直接または前記リアクタンス素子を介してＧＮＤに接続され、
前記第一のダイオードのアノードは前記電源端子に接続され、
前記高周波スイッチは、
前記送信時に前記電源端子に正電圧が印加され、前記第一のダイオードおよび前記第二のダイオードに順方向電流を流すことでスイッチＯＮし、
前記受信時に前記電源端子にゼロ電圧が印加され、前記第一のダイオードおよび前記第二のダイオードに順方向電流を流さないことでスイッチＯＦＦする、請求項６に記載の送受信切替装置。
前記第一の半導体スイッチであるＰ型ＭＯＳＦＥＴのドレインと前記第二の半導体スイッチであるＮ型ＭＯＳＦＥＴのドレインとが前記所定の接続点で直列に接続され、
前記Ｐ型ＭＯＳＦＥＴのソースおよび前記Ｎ型ＭＯＳＦＥＴのソースのそれぞれは、直接または前記リアクタンス素子を介してＧＮＤに接続され、
前記高周波スイッチは、
前記送信部から出力される信号を前記アンテナから送信する送信時に、前記Ｐ型ＭＯＳＦＥＴのドレインとソースとを導通させるとともに、前記Ｎ型ＭＯＳＦＥＴのドレインとソースとを導通させることでスイッチＯＮし、
前記アンテナで受信された信号を前記受信端子へ出力する受信時に、前記Ｐ型ＭＯＳＦＥＴのドレインとソースとを導通させないとともに、前記Ｎ型ＭＯＳＦＥＴのドレインとソースとを導通させないことによりスイッチＯＦＦする、請求項５または６に記載の送受信切替装置。
前記第一の半導体スイッチであるＰＮＰトランジスタのコレクタと前記第二の半導体スイッチであるＮＰＮトランジスタのコレクタとが前記所定の接続点で直列に接続され、
前記ＰＮＰトランジスタのエミッタおよび前記ＮＰＮトランジスタのエミッタのそれぞれは、前記リアクタンス素子を介してＧＮＤに接続され、
前記高周波スイッチは、
前記送信部から出力される信号を前記アンテナから送信する送信時に、前記ＰＮＰトランジスタのベースおよび前記ＮＰＮトランジスタのベースのそれぞれにベース電流を流すことでスイッチＯＮし、
前記アンテナで受信された信号を前記受信端子へ出力する受信時に、前記ＰＮＰトランジスタのベースおよび前記ＮＰＮトランジスタのベースのそれぞれにベース電流を流さないことでスイッチＯＦＦする、請求項５または６に記載の送受信切替装置。
第一のダイオードおよび第二のダイオードと、
前記第一のダイオードおよび前記第二のダイオードにバイアス電流を流すための複数のバイアス素子であって、それぞれが前記第一のダイオードのアノードおよび前記第二のダイオードのカソードに接続される複数のバイアス素子と、
を含み、
第一のダイオードのカソードと第二のダイオードのアノードとの接続点を第一の接続端とし、
前記第一のダイオードのアノードと前記第二のダイオードのカソードとを複数の直流阻止用素子を介して接続した接続点を第二の接続端とし、
前記バイアス電流を流したときに前記第一の接続端と前記第二の接続端とは導通状態になる、高周波スイッチ。
前記複数の直流阻止用素子は、互いに直列に接続された少なくとも２つのキャパシタであり、
前記少なくとも２つのキャパシタの接続点を前記第二の接続端とする、請求項１０に記載の高周波スイッチ。
前記複数のバイアス素子はインダクタであり、前記第一の接続端および前記第二の接続端を通過する高周波信号に対するフィルタを構成するインダクタと共用される、請求項１０または１１に記載の高周波スイッチ。
請求項１０から１２のいずれかに記載の高周波スイッチを含み、
前記高周波スイッチの前記第一の接続端および前記第二の接続端の一方に、信号を出力する送信部が接続され、
前記第一の接続端および前記第二の接続端の他方に、アンテナ、受信端子および更なる高周波スイッチが接続される、送受信切替装置。
前記送信部から出力される信号を前記アンテナから送信する送信時に、前記バイアス電流を流して前記第一の接続端と前記第二の接続端とを導通状態にし、
前記アンテナで受信された信号を前記受信端子へ出力する受信時に、前記バイアス電流を流さないことで前記第一の接続端と前記第二の接続端とを非導通状態にする、請求項１３に記載の送受信切替装置。