JP2014531019A - 蛍光測定法による生体外検出および／または定量化のためのシステム - Google Patents

Abstract

本発明は、特に、免疫試験のために、バイオロジカル材料を構成する流体のサンプル（Ｅ）における少なくとも１つの検体の蛍光測定法による生体外検出および／または定量化のためのシステム（１）に関し、放射源（１０）と、その後方にあり、メイン・ビーム（ＦＰ）をサンプル活性化ビーム（ＦＥ）と参照ビームに分離するための光学スプリッタ（１３）とを含み、さらに、サンプルによって放出された蛍光線（ＲＦ）を検出する第１の光検出手段（１４）と、参照ビームのための第２の光検出手段（１５）とを備えている。このシステムはさらに、シヌソイド・キャリア信号（ＳＮＭ）と少なくとも１つのデジタル復調信号（ＳＩＮＥ，ＣＯＳＩＮＥ）を出力するジェネレータ（３００）と、蛍光線の振幅の特性である蛍光値（ＶＡＬＦ）と参照ビームの振幅の特性である第２の参照値（ＶＡＬＲ）とを抽出するために２つの光検出手段からの信号を復調により処理するためのデジタル処理手段とを含む。本発明は、臨床分野または産業分野における生体外診断のための自動機器において使用されうる。

Description

本発明は、バイオロジカル材料を構成する流体のサンプル（Ｅ）における少なくとも１つの検体の蛍光測定法による生体外検出および／または定量化のためのシステムに関する。

本発明は、臨床分野または産業分野における生体外分析のために自動化された機器において使用されうる。

臨床分野では、外部微生物（バクテリア、ウィルス、寄生動物、抗体等）からの検体を検出または定量化するために、人間の生体サンプル（尿、血液、唾液、膿、脳脊髄液等）から、免疫試験または分子生物学的試験の形式で、分析が実行される。

産業分野では、製品の微生物学的な品質を管理するために、食品、薬品、または化粧品のサンプルから、微生物学的試験の形式で、分析が実行される。

そのような微生物学的試験は、一般に、無菌性（微生物が存在できない）、病原細菌(伝染病の源)の不在、または、共生バクテリア(通常、人間の体内に存在し、低濃度で存在している）さえもが、あるしきい値未満でのみ存在しているか、
の何れかをチェックする。

本発明はまた、この例では、免疫学／生体反応が時間にわたって管理または制御されうる免疫学的試験および分子生物学的試験における動的すなわちリアル・タイムの分析の分野においても使用されうる。

本発明は、特に、蛍光測定法による生体外検出および／または定量化のためのシステムに関し、
−所与の波長において、エミッションと呼ばれるメイン・ビームを放射する光放射源；
−メイン・ビームを、第１のサンプル活性化ビームと第２の参照ビームとに分離するために、光放射源の出力に配置された光学スプリッタ；
−サンプルによって放出された蛍光線を、第１のサンプル活性化ビームによって誘起された励起の結果として、いわゆる蛍光波長において検出することに応じて、第１のアナログ検出信号を提供するように設計された第１の光検出手段；
−第２の参照ビームの検出に応じて、出力において、第２のアナログ検出信号を提供するように設計された第２の光検出手段；
を備える。

これらは、生体外検出および／または定量化システムでは、特に、パルス光源タイプ、レーザ・ランプ、またはアーク・ランプである放射源を用いる例えばＥＰ ０８６４ ０８９ Ｂ１、ＥＰ ０８７１ ８６３ Ｂ１、ＥＰ ０ ２４１ ２６８ Ａ１、およびＷＯ ２００４／０５５５０２ Ａ２といったドキュメントに記載されているように、蛍光測定法による自動化された生体外分析機器において知られている。

一般に、２つの光検出手段からの信号の分析は、特に、検出するための検体の存在／量を示す蛍光ピークを検出するためのアルゴリズムを伴うアナログ処理によって実行される。そのようなアナログ処理の欠点は、実質的には、ノイズを低減するための制限、すなわち、信号対ノイズ比を増加させるための制限にある。

従来技術はまた、蛍光減衰を測定する装置を開示する親出願ＵＳ ５ ７５７ ０１３ Ａの教示によっても例示されている。この装置は、蛍光信号および参照信号に基づいてデジタル処理を実施する。ここで、参照信号は、実質的には、蛍光信号のためのフェーズ・シフトを測定することに役立ち、実施は、光源の駆動信号のキャリア周波数とは異なる周波数で復調された参照信号と蛍光信号との内積を計算することである。この計算によって、このようなフェーズ・シフトを判定し、その蛍光減衰を推定することが可能となる。出願ＵＳ ５ ７５７ ０１３ Ａの測定装置の目的は、サンプル中の蛍光色素分子の濃度を参照することなく、蛍光減衰を判定することである。

従来技術はまた、サンプルの照射中に、エミッション遅延時間を測定することを意図された装置に関するドキュメントＷＯ ００／３７８５０ Ａ１の教示をも含む。この装置は、第１のデジタル入力信号および第２のデジタル入力信号を生成するシステムと、これら２つの信号をアナログ・シヌソイド信号に変換するためのデバイスと、特定の周波数に調整され、サンプルを照射し、もって、サンプルによるエミッションを生成する放射源と、を備える。この装置はまた、第１の入力信号のフェーズに関するフェーズ・シフトを有する第１の出力信号を生成する、サンプルからのエミッションのための検出器と、第１のアナログ出力信号と第２のアナログ出力信号とのデジタル化を可能にするデバイスと、フェーズ変化を示す信号を生成するために、出力信号を受信し、信号フェーズを比較するミキサと、を備える。フィードバック・デバイスは、第１の出力信号と第２の出力信号とを直交させるために、第２の入力信号のフェーズを、ミキサ信号に基づいて歪める。

本発明の目的は、蛍光測定法による生体外検出および／または定量化システムを提供することであって、このシステムは、信号対ノイズ比における増加によって、感度を高めた検体の検出／定量化を保証する信号処理手段を備える。

実際、これは、流体のサンプルにおける少なくとも１つの検体の蛍光測定法による生体外検出および／または定量化システムを提案しており、
−所与の波長において、エミッションと呼ばれるメイン・ビームを放出する放射源;
−メイン・ビームを、第１のサンプル活性化ビームと第２の参照ビームとに分離するために、放射源の出力に配置された光学スプリッタ;
−サンプルによって放出された蛍光線を、第１のサンプル活性化ビームによって誘導された励起の結果として、いわゆる蛍光波長において検出することに応じて、第１のアナログ検出信号を提供するように設計された第１の光検出手段;
−第２の参照ビームの検出に応じて、出力において、第２のアナログ検出信号を提供するように設計された第２の光検出手段；
を含む。

このシステムは、
−いわゆる予め定義されたキャリア周波数でシヌソイド・キャリア信号と、この同じキャリア周波数で少なくとも１つのデジタル復調信号とを出力するジェネレータ；
−ジェネレータに接続され、キャリア周波数において、シヌソイド・キャリア信号を、アナログ復調信号に変換するデジタル／アナログ変換手段；
−デジタル／アナログ変換手段と放射源とに接続され、放射源にアナログ変調信号を適用することによって、キャリア周波数で、メイン・ビームの振幅を変調するための振幅変調器；
−光検出手段に接続され、第１のアナログ検出信号を、いわゆる第１のデジタル蛍光信号へ、第２のアナログ検出信号を、第２のデジタル参照信号へ変換するためのデジタル／アナログ変換手段；
−ジェネレータとアナログ／デジタル変換手段とに接続されており、一方では、蛍光線の振幅のいわゆる第１の蛍光値特性を計算するためにキャリア周波数において復調によって第１のデジタル蛍光信号を処理し、他方では、参照ビームの振幅のいわゆる第２の参照値特性を計算するためにキャリア周波数において復調によって第２のデジタル参照信号を処理するように設計されたデジタル処理手段；
−検体の検出および／または定量化を確立するための最終的な結果を計算するために、第１の蛍光値と第２の参照値とを比較する手段；
を含んでいるという点において注目すべきである。

したがって、本発明にしたがうシステムは、振幅変調および復調によってデジタル処理を実行し、特に、興味深い信号対ノイズ比を達成することを可能にする。

このようなデジタル処理は、特に、ＵＶスペクトルにおいて放射源として発光ダイオード（ＬＥＤ）を用いて実行される。なぜなら、発光ダイオードは、変調された駆動力を用いて使用されることに特に適しているからである。発光ダイオードを用いることにより、特に、振幅の光フラッシュのセットが、時間的および周波数的に良好に定義および制御されることが保証され、これらフラッシュが、制御された正確な方式で、互いに時間的に分離されることが可能となる。発光ダイオードのそのような駆動可能性により、以下のデジタル処理は、ノイズを遮断／制限することが可能となる。

第１のデジタル蛍光信号と第２のデジタル参照信号とは、好適には相対蛍光単位（ＲＦＵ）の形態で到来する最終結果を抽出することを可能にする比較を実行する前に、シヌソイド・キャリア信号のキャリア周波数に対応する同じ周波数で個別に復調されることが理解される。

特定の実施形態では、デジタル処理手段は、
−少なくとも１つの復調蛍光信号を生成するために、キャリア周波数において、第１のデジタル蛍光信号を、少なくとも１つのデジタル復調信号と乗じることによって復調するように設計された第１の復調手段；および
−第１の蛍光値を、少なくとも１つの第１の復調蛍光信号に基づいて計算するように設計された第１の計算手段；
を備える。

特徴によれば、第１の復調手段は、
−いわゆる第１の同一フェーズ復調蛍光信号を出力するために、シヌソイド・キャリア信号と同一フェーズで、キャリア周波数におけるデジタル復調信号による第１の乗算器。ここで、第１の乗算器は、恐らくは、キャリア周波数のよりも低いカットオフ周波数で第１のロウ・パス・フィルタが後続する；および
−いわゆる第１のフェーズ直交復調蛍光信号を出力するために、シヌソイド・キャリア信号に関する同一フェーズ直交で、キャリア周波数におけるデジタル復調信号による第２の乗算器。ここで、第２の乗算器は、恐らくは、同じカットオフ周波数において第２のロウ・パス・フィルタが後続する；
を備える。

さらに、第１の計算手段は、第１の増幅器および第２の増幅器の出力において、第１の同一フェーズ復調蛍光信号と第１のフェーズ直交復調蛍光信号との総和のモジュールに対応する第１の蛍光値を計算する。

この特徴によれば、復調処理は、同一フェーズにおけるコヒーレントな復調と、特に信号対ノイズ比を改善するのに有利である同一フェーズ直交とに対応する。

このシステムは、恐らくは、第１の復調手段の出力において、キャリア周波数よりも低いカットオフ周波数において、各第１の復調蛍光信号をフィルタするため、少なくとも１つのロウ・パス・フィルタを含む。

別の特徴によれば、デジタル処理手段は、第１の増幅器および第２の増幅器の入力において、
−第１のデジタル蛍光信号をフィルタし、フィルタされた第１の中間信号を出力するため、キャリア周波数を中心に持つノッチ・フィルタ；および
−フィルタされた第１の蛍光信号を生成するために、第１のデジタル蛍光信号とフィルタされた第１の中間信号の減算を実行する減算器；
を備える。フィルタされた第１の蛍光信号は、第１の復調手段の第１の乗算器および第２の乗算器に入力される。

減算器に関連付けられたノッチ・フィルタは、最終的には、キャリア周波数において到来する周波数成分を除外するバンド・パス・フィルタを形成する。

特定の実施形態では、デジタル処理手段は、
−少なくとも１つの第２の復調参照信号を生成するために、第２のデジタル参照信号を、キャリア周波数において少なくとも１つのデジタル復調信号によって乗算することによって、第２のデジタル参照信号を復調するように設計された第２の復調手段；および
−少なくとも１つの第２の復調参照信号に基づいて、第２の参照値を計算するように設計された第２の計算手段；
を含む。

この実施形態では、第２の処理手段は、信号対ノイズ比を向上するためのこの種の処理に関する利点を持って、第２のデジタル参照信号に復調処理を適用する。

本発明の可能性によれば、第２の復調手段は、
−キャリア周波数および同一フェーズにおけるシヌソイド・キャリア信号とのデジタル復調信号による第１の乗算器。ここで、第１の乗算器は恐らくは、いわゆる第２の同一フェーズ復調参照信号を出力するように、キャリア周波数よりも低いカットオフ周波数における第１のロウ・パス・フィルタが続く；および
−シヌソイド・キャリア信号に関するキャリア周波数および同一フェーズ直交におけるデジタル復調信号による第２の乗算器。ここで、第２の乗算器は恐らくは、いわゆる第２のフェーズ直交復調参照信号を出力するように、同じカットオフ周波数における第２のロウ・パス・フィルタが続く；
を含む。

そして、第２の計算手段は、第１および第２の乗算器の出力において、第２の同一フェーズ復調参照信号と第２の同一フェーズ直交復調参照信号の総和のモジュールに対応する第２の参照値を計算する。

本発明の別の可能性によれば、デジタル処理手段は、第１および第２の乗算器の入力において、
−第２のデジタル参照信号をフィルタし、第２のフィルタ中間信号を出力するように、キャリア周波数を中心に持つノッチ・フィルタ；および
−第２のフィルタ参照信号を生成するように、第２のデジタル参照信号と第２のフィルタ中間信号の減算を実行する減算器；
を備える。この第２のフィルタ参照信号は、第２の復調手段の第１および第２の乗算器において入力される。

有利なことに、このシステムはさらに、放射源と光学スプリッタとの間に介挿され、エミッション波長を実質的に中央に持つ光学バンド・パス・フィルタを備える。

そのような光学バンド・パス・フィルタを用いることによって、干渉周波数をフィルタすることにより、ソースにおける信号を改善することによって、光検出手段における信号を増加させることが可能となる。

特徴によれば、このシステムはさらに、サンプルと第１の光検出手段との間に介挿され、蛍光波長を実質的に中心に持つ光学バンド・パス・フィルタを備える。

そのような光学バンド・パス・フィルタを用いると、干渉周波数をフィルタすることによって、第１の光検出手段における信号を増加させることが可能となる。

特徴によれば、このシステムはさらに、光学バンド・パス・フィルタと第１の光検出手段との間に介挿され、案内コーンの形態で実現された導波管を備える。

特定の実施形態では、このシステムはさらに、光学スプリッタと第２の光検出手段との間に介挿された、光学ロウ・パス・フィルタを備える。これは、エミッション波長よりも実質的に低い低波長カットオフを示す。

本発明の可能性によれば、このシステムはさらに、光学ロウ・パス・フィルタと第２の光検出手段との間に介挿され、案内コーンの形態で実現される導波管を備える。

本発明の別の可能性によれば、シヌソイド・キャリア信号は、キャリア周波数におけるいくつかの定期的なシヌソイド反復のセットの形態をしている。２つの連続的な反復間の時間差は、シヌソイド反復の周期よりも長い。

本発明のその他の特徴および利点は、以下の添付図面を参照してなされる、限定しない実施からなる以下の詳細記載を読むことに基づいて明らかになるだろう。
図１は、本発明にしたがうシステムの概念図である。 図２は、第１の構成にしたがう本発明にしたがうシステムの概念図である。 図３は、第２の構成にしたがう本発明にしたがうシステムの概念図である。 図４は、ともに本発明にしたがうシステムに適合するＵＶダイオードのエミッション・スペクトルおよび光学バンド・パス・フィルタの透過スペクトルと、４−ＭＵおよび４−ＭＵＰの発光スペクトルとをそれぞれ例示するグラフである。 図５は、本発明にしたがうシステムに適合する光学スプリッタの透過スペクトルの概念図である。 図６は、２５℃において検出された放射の波長に基づいて、本発明にしたがうシステムに適合するフォトダイオードの光感度の変化の概念図である。 図７は、４−ＭＵの蛍光スペクトルと、別の光学バンド・パス・フィルタの透過スペクトルと、本発明にしたがうシステムにともに適合する案内コーンとの概念図である。 図８は、第１の構成にしたがう信号処理部を例示する、本発明にしたがうシステムの概念図である。 図９は、シヌソイド・キャリア信号ＳＮＭ、第１のデジタル蛍光信号ＳＦＮ、および第２のデジタル参照信号ＳＲＮの時間に対する変化曲線を例示するグラフである。これらの信号は、４つのシヌソイド周期反復の形態で到来する。 図１０は、図９の３つの曲線の反復を例示するグラフである。 図１１は、本発明にしたがうシステムのためデジタル・データを転送する２つのフレームの概念図である。 図１２は、第１の構成の改良に対応する第２の構成にしたがう、信号処理部を例示する発明にしたがう本発明にしたがうシステムの概念図である。 図１３は、サンプルにおける４−ＭＵにおける濃度に対するＲＦＵの変化曲線を例示するグラフである。 図１４は、パルスについて、時間ｔに対する駆動電流ＩＤ（ｔ）の変化曲線を例示するグラフである。 図１５は、周波数ｆに対する駆動電流ＩＤ（ｔ）の変化曲線を例示するグラフである。 図１６は、パルスについて、時間ｔに対する第１のアナログ検出信号ＳＡＤ１（ｔ）の変化曲線を例示するグラフである。 図１７は、周波数ｆに対する第１のデジタル蛍光信号ＳＦＮ（ｆ）の変化曲線を例示するグラフである。 図１８は、周波数ｆに対する関数Ｈ_{ＮＯＴＣＨ}（ｆ）の変化曲線を例示するグラフである。 図１９は、周波数ｆに対する第１のフィルタ蛍光信号ＳＦＮ_０（ｆ）の変化曲線を例示するグラフである。 図２０は、２つの乗算器と、２つのロウ・パス・フィルタと、デジタル蛍光信号を獲得／処理するための第１のモジュールのための計算手段のセットの概念図である。 図２１は、周波数ｆに対する同一フェーズの中間復調信号ＳＦ_ＳＩＮ’（ｆ）の変化曲線を例示するグラフである。 図２２は、周波数ｆに対する同一フェーズ直交の中間復調信号ＳＦ_ＣＯＳ’（ｆ）の変化曲線を例示するグラフである。 図２３は、周波数ｆに対する関数Ｈ_{ＬＰｓｍｏｏｔｈ}（ｆ）の変化曲線を例示するグラフである。 図２４は、周波数ｆに対する同一フェーズの第１の復調信号ＳＦ_ＳＩＮ（ｆ）における変化曲線を例示するグラフである。 図２５は、周波数ｆに対する同一フェーズ直交の第１の復調信号ＳＦ_ＣＯＳ（ｆ）における変化曲線を例示するグラフである。

以下の記載の最初の部分は、バイオロジカル材料を構成する流体のサンプルＥにおける少なくとも１つの検体の蛍光測定法による生体外検出および／または定量化のための、本発明にしたがうシステム１のアーキテクチャ的および構成的な部分に関する。図１乃至３は、本発明にしたがい、自動化された生体外検出機器に適合するように設計されたこのようなシステム１のアーキテクチャを概念的に例示する。

このシステム１は、特に、流体のサンプルＥにおけるサブストレート４−メチル・ウンベリフェリル・フォスフェート（４−ＭＵＰ：4-methyl umbelliferyl-phosphate）の加水分解の結果生じる、４−メチル・ウンベリフェロン（４−ＭＵ：4-methylumbelliferone）に基づいて、免疫試験中に放出される蛍光放射の蛍光測定による分析のために意図されている。したがって、このシステムの機能は、サブストレート４−ＭＵＰの励起を回避しながら、４−ＭＵの励起に適した活性化ビームの発生の下、サンプルＥにおける４−ＭＵによって放出された蛍光放射の瞬時的な測定を実行することである。

このシステム１は、メイン・ビームＦＰを放出する光放射源１０をサポートするラックＢを備える。放射源１０は、紫外線（ＵＶ ＬＥＤ）において放射する電界発光ダイオードから構成される。

図４における曲線Ｃ３およびＣ４は、波長（ｎｍ）に対する４−ＭＵＰおよび４−ＭＵの発光スペクトルをそれぞれ例示する。これらは、それぞれ３５０ｎｍおよび３６５−３７０ｎｍにおいて励起ピークを示す。したがって、４−ＭＵの蛍光線の放射を得るために、３６５−３７０ｎｍの波長範囲においてメイン・ビームＦＰを放射するダイオードを有する必要がある。

４−ＭＵの励起ピークの最大は、３６５ｎｍに位置するが、メイン・ビームＦＰは、約３７０ｎｍを中心とすることが望ましい。実際、メイン・ビームのための３６５ｎｍの波長は、４−ＭＵＰをあまりに励起しすぎるであろうから、４−ＭＵの蛍光信号の適切な分析のために有害な干渉をもたらすであろう。したがって、電界発光ダイオード１０は、好適には、約３７０ｎｍの波長で放射する。ダイオードは、理論上は、単色である。

例えば、ダイオード１０は、１５ｎｍのスペクトル半値幅を持ち、３７０−３７５ｎｍの波長範囲でのエミッタである、ＮＩＣＨＩＡコーポレーションによって商品化されている参照ダイオード“ＮＳＨＵ５９１Ａ Ｒａｎｋ ６”から構成される。図４の曲線Ｃ２は、波長（ｎｍ）に対する参照ダイオードＮＳＨＵ５９１Ａのスペクトルを例示する。

約３７０ｎｍのメイン・ビームＦＰ波長を制限する問題に答えるために、システム１はさらに、３７０ｎｍの波長を中心に持つ光学バンド・パス・フィルタ１１を備える。この光学バンド・パス・フィルタ１１は、ダイオード１０の前に配置されている。

例えば、光学バンド・パス・フィルタ１１は、Ｓｅｍｒｏｃｋカンパニによって商品化されている参照“Ｂｉｏｍ−０００７ Ｒｅｖ Ａ −３７０／１０”の光学バンド・パス・フィルタから構成され、以下の特徴を有する。
−中心波長（ＣＷＬ）：３７０ｎｍ；
−透過ピークの半分における十分な幅（半最大値における全幅のためのＦＭＨＭ）：１１．５ｎｍ±１ｎｍ；
−ピーク透過パーセンテージ：９０％；
−３００−３５５ｎｍ範囲における光学密度（ＯＤ）＞５；
および、
−３８５−１０００ｎｍ範囲における光学密度（ＯＤ）＞４。

図４の曲線Ｃ１は、波長（ｎｍ）に対するこのような光学バンド・パス・フィルタ１１の透過スペクトルを例示する。

もちろん、他のペアからなるダイオード１０および光学バンド・パス・フィルタ１１も考慮されうる。すべての場合において、これら２つの比較的に狭いスペクトル帯域が一致しなければならないとすれば、光学バンド・パス・フィルタのスペクトル透過帯域に対するスペクトル放出帯域によって、または、その逆によって、ダイオードを選択することが必要である。

ダイオード１０によって放出され、および、光学バンド・パス・フィルタ１１によってフィルタされた光を導くために、システム１は、光学バンド・パス・フィルタ１１の後方に、例えば、ＵＶダイオードのために特に適した凸面平面レンズのような対物レンズ１２を備える。

システム１はさらに、対物レンズ１２の後方に、メイン・ビームＦＰを第１のサンプル活性化ビームＦＥと第２の参照ビームＦＲとに分離する光学スプリッタ１３を備える。この光学スプリッタ１３は、例えば、半反射ミラーまたは半反射プリズムまたはビーム・スプリッタの形態で実現される。

例えば、光学スプリッタ１３は、約９５％の屈折（または透過）率および約５％の反射率を有するＢＫ７タイプの半反射ガラス・プリズムから構成されうる。第１の活性化ビームＦＥは、光学スプリッタ１３によって屈折（または透過）されたビームに対応し、第２の活性化ビームＦＲは、光学スプリッタ１３によって反射されたビームに対応する。図５は、このようなＢＫ７タイプの半反射グラス・プリズムの透過スペクトルを例示する。

前述したように、ダイオード１０の強度の検出を達成し、その安定性を制御するために、メイン・ビームＦＰの一部を、第２の参照ビームＦＲの形態で、復元する必要がある。さらに、屈折（または透過）率は、その後、サンプルＥへ送られたエネルギの判定において考慮されるだろう。

システム１はまた、サンプルＥのためのサポートＳをも備える。このサポートＳは、第１の活性化ビームＦＥがサンプルＥを照射し、４−ＭＵを励起し、４−ＭＵがその後、この第１の活性化ビームＦＥによって誘起された励起の結果として蛍光線ＲＦを放出することができるように、配置される。

４−ＭＵの蛍光線ＲＦ（または４−ＭＵの蛍光信号）は、約４５０ｎｍに放出ピークを有する。図７の曲線Ｃ１１は、約４５０ｎｍに放出ピークを示す４−ＭＵの蛍光スペクトルを例示する。

システム１は、この蛍光線ＦＲを検出し、この蛍光線ＲＦの検出に応じて第１のアナログ検出信号ＳＡＤ１を出力するように設計された第１の光検出手段１４を備える。第１の光検出手段１４は、例えば、フォトダイオード・タイプからなり、第１のアナログ検出信号ＳＡＤ１は、ダイオード電流（アンペア単位の強度）に相当する。

例えば、第１の光検出手段１４は、浜松カンパニによって商品化されている参照“Ｓ１２２７ ＢＲ”のシリコン・フォトダイオードから構成され、図６は、２５℃の温度において検出された放射の波長に対する光感度の変化を例示する。したがって、このようなシリコン・フォトダイオードは、４−ＭＵの蛍光線ＲＦの放出ピークの波長に対するリマインダとして対応する、４５０ｎｍにおける波長の０．２５Ａ／Ｗの光感度を示している
ことが注目されるべきである。

第１の光検出手段１４が、４−ＭＵの蛍光線ＲＦに対して感度が高くなるように、システム１は、サンプルＥと第１の光検出手段１４との間に配置された蛍光線ＲＦを導くためのチャネル内に、光学バンド・パス・フィルタ１４１および導波管１４２を備える。

光学バンド・パス・フィルタ１４１は、４−ＭＵの蛍光の検出ため、実質的に、蛍光線ＲＦの波長、すなわち、４５０ｎｍの波長に中心を持つ。

例えば、光学バンド・パス・フィルタ１４１は、以下の光学特徴を示す。
−中心波長：４５０ｎｍ±５ｎｍ；
−帯域幅の幅：４０ｎｍ±４ｎｍ；
−中心波長における透過のパーセンテージ＞８０〜９０％において４５％。

図７の曲線Ｃ１３は、このような光学バンド・パス・フィルタ１４１の透過スペクトルを例示する。これは、曲線Ｃ１１に例示された４−ＭＵの蛍光スペクトル・ピークと実質的に一致する透過ピークを示す。

導波管１４２は、第１の光検出手段１４の方向において、光学バンド・パス・フィルタ１４１によってフィルタされた蛍光線ＲＦを導くために、好適には、例えば、ポリメチル・メタクリル酸（ＰＭＭＡ）のような案内コーンまたは光学コーンの形態で実現される。

例えば、案内コーン１４２は、４５０ｎｍより低いこの例では、蛍光線ＲＦの波長よりも低い低周波数カットオフの、ハイ・パス・フィルタの機能を示しうる。図７の曲線Ｃ１２は、３７５−３８５ｎｍの大きさにおいて低波長カットオフを示す、このような案内コーン１４２の透過スペクトルを例示する。

図７は、案内コーン１４２が、スペクトル範囲における蛍光線ＲＦに悪影響を与えず、選択された光学バンド・パス・フィルタ１４１が、第１の光検出手段１４による検出のために適しているという事実を例示する。実際、光学バンド・パス・フィルタ１４１の光学特性は、蛍光線ＲＦの放出スペクトルに実質的に一致し、照射されたサンプルＥによって放出されることが可能な干渉活性化信号を大きく低減する。

このシステムはさらに、蛍光線ＲＦを案内コーン１４２に収斂させるために、光学バンド・パス・フィルタ１４１の前に、光学線ＲＦを導くためのチャネルの入力に配置された対物レンズ１４３を備える。この対物レンズ１４３は、両凸レンズ・タイプでありうる。

したがって、第１の活性化ビームＦＥは、サンプルＥに含まれる媒体と相互作用し、もって、光学バンド・パス・フィルタ１４１および案内コーン１４２を通過して第１の光検出手段１４へ送られる前に、レンズ１４３によって収集された蛍光線ＲＦの放出を引き起こす。

システム１はさらに、第２の参照ビームＦＲを検出し、この第２の参照ビームＲＦを検出することに応じて、第２のアナログ検出信号ＳＡＤ２を出力するように設計された第２の光検出手段１５を備える。第２の光検出手段１５は、例えば、フォトダイオード・タイプからなり、第２のアナログ検出信号ＳＡＤ２は、ダイオード電流（アンペア単位での強度）に相当する。

例えば、第２の光検出手段１５は、第１の光検出手段１４と同じタイプからなり、浜松カンパニによって商品化されている参照“Ｓ１２２７ ＢＲ”のシリコン・フォトダイオードから構成され、図６は、２５℃の温度において検出された光線の波長に対する光感度の変化を例示する。したがって、このようなシリコン・フォトダイオードは、前述した光学バンド・パス・フィルタ１１を通過した後、メイン・ビームＦＰおよび第２の参照ビームＦＲの長さに対する実質的なリマインダとして対応する、３７０ｎｍの大きさの波長について、０．１７Ａ／Ｗの大きさの光感度を有することは注目に値する。

第２の光検出手段１５が、第２の参照ビームＦＲに対して高い感度を持つように、システム１は、光学スプリッタ１３と第２の光検出手段１５との間に配置された第２の参照ビームＦＲを案内するチャネルに、ロウ・パス・フィルタ１５１および導波管１５２を備える。

光学ロウ・パス・フィルタ１５１は、リマインダとして３７０ｎｍの大きさの第２の参照ビームＦＲの波長よりも実質的に低い低波長カットオフを有する。

例えば、光学ロウ・パス・フィルタ１５１は、以下のような光学特性を有する。
−３６０〜３８０ｎｍにおよぶ波長範囲について、４０％±５％の大きさの透過パーセンテージ；
−４０５〜７９０ｎｍにおよぶ波長範囲について１％未満の透過パーセンテージ；および、
−４２５〜７９０ｎｍにおよぶ波長範囲について０．２％の大きさの透過パーセンテージ。

導波管１５２は、第２の光検出手段１５の方向に、光学ロウ・パス・フィルタ１５１によってフィルタされた第２の参照ビームＦＲを導くために、例えば、好適には、ポリメチル・メタクリル酸（ＰＭＭＡ）のような案内コーンまたは光学コーンの形態で実現される。

図３の実施形態では、２つの光検出器１４，１５をダイオード１０の下に配置することができるように、蛍光線ＲＦを導くためのチャネルにおける対物レンズ１４３の後ろと、第２の参照ビームＦＲを導くためのチャネルにおける光学スプリッタ１３の後ろに、反射ミラー１４４，１５４がそれぞれ４５°に配置されている。

他の例示されていない実施形態では、例えば追加のレンズのようなその他の光学部材が組み込まれうる。

以下の記載の第２の部分は、サンプルＥにおける検体の蛍光測定によって、非常に満足できる信号対ノイズ比を得るという利点を持って、検出を実行するために、２つの光検出手段１４，１５からの信号を分析することと、ダイオード１０を制御することとを可能にする本発明にしたがうシステム１の信号の一部を処理することに関する。

図８は、第１の構成にしたがって、信号処理部に適した本発明にしたがうシステム１を例示する。

この信号処理部は、３つのメイン・ボード、すなわち、
−２つの光検出器１４，１５に接続された前置増幅ボード２；
−サンプル内の検体の量を計算するために前置増幅ボード２の出力に配置されたデジタル信号処理ボード３；および、
−デジタル信号処理ボード３の出力に配置され、ダイオード１０の電流を駆動する“ＬＥＤ駆動ボード”またはダイオード１０の駆動ボード４；
を備える。

前置増幅ボード２は、
−第１の光検出手段１４に接続され、第１のアナログ検出信号ＳＡＤ１を第１のいわゆるデジタル蛍光信号ＳＦＮに変換するための第１のアナログ／デジタル変換手段２１と、
−第２の光検出手段１５に接続され、第２のアナログ検出信号ＳＡＤ２を第２のいわゆるデジタル参照信号ＳＲＮに変換するための第２のアナログ／デジタル変換手段２２と、
を備える。

システム１の第２の構成に関連する図１２は、前置増幅ボード２を、より完全かつ詳細に例示する。

この図１２において見えるように、第１のアナログ／デジタル変換手段２１は、
−第１のアナログ検出信号ＳＡＤ１（アンペア単位の強さ）を第１の検出電圧ＶＤ１（ボルト単位）に、ＶＤ１＝ＳＡＤ１．ＲＤ１のタイプの変換で変換するための第１の電流／電圧変換器２３、ここで、ＲＤ１は、電流ＳＡＤ１／電圧ＶＤ１変換のために使用されるオーム単位の第１の抵抗に対応する；および、
−第１の電流／電圧変換器２３の出力において、第１の検出電圧ＶＤ１を第１のいわゆるデジタル蛍光信号ＳＦＮへ変換するための第１のアナログ／デジタル変換器２４；
を備える。

同様に、第２のアナログ／デジタル変換手段２２は、
−第２のアナログ検出信号ＳＡＤ２（アンペア単位の強さ）を第２の検出電圧ＶＤ２（ボルト単位）に、ＶＤ２＝ＳＡＤ２．ＲＤ２のタイプの変換で変換するための第２の電流／電圧変換器２５、ここで、ＲＤ２は、電流ＳＡＤ２／電圧ＶＤ２変換のために使用されるオーム単位の第２の抵抗に対応する；および、
−第２の電流／電圧変換器２５の出力において、第２の検出電圧ＶＤ２を第２のいわゆるデジタル参照信号ＳＲＮへ変換するための第２のアナログ／デジタル変換器２６；
を備える。

図１２に例示されている改良では、第１のアナログ／デジタル変換手段２１はさらに、電圧ＶＳ１＝Ｖ_ＯＦＦ−ＶＤ１を出力するために、第１の検出電圧ＶＤ１からオフセット電圧Ｖ_ＯＦＦを減算する第１の減算器２７を備える。この第１の減算器２７は、第１の電流／電圧変換器２３と第１のアナログ／デジタル変換器２４との間に介挿される。

同様に、第２のアナログ／デジタル変換手段２２はさらに、電圧ＶＳ２＝Ｖ_ＯＦＦ−ＶＤ２を出力するために、第２の検出電圧ＶＤ２から同じオフセット電圧Ｖ_ｏｆｆを減算する第２の減算器２８を備える。この第２の減算器２８は、第２の電流／電圧変換器２５と第２のアナログ／デジタル変換器２６との間に介挿される。

オフセット電圧Ｖ_ＯＦＦの導入は、パフォーマンスのために適した後者の電圧を入力することによって、すべての動作を、デジタル／アナログ変換器２４，２６に入力するために使用できるようにする。

図８に例示されるように、デジタル信号処理ボードは、変調／復調信号３０を生成するためのモジュールを備える。これは、
−２ｋＨｚにおける説明の残りのために決定される予め定義されたキャリア周波数ｆ_０においてシヌソイド・キャリア信号ＳＮＭを出力するジェネレータ３００；および、
−ジェネレータ３０の出力に配置されたアナログ出力モジュール３０１；
を備える。

図９に示すように、シヌソイド・キャリア信号ＳＮＭは、１６ビットのデジタル・データ・パケットで送信され、いくつかの周期的なシヌソイド反復のセットの形態で到来する。

図９および１０（図１０は、図９の３つの曲線の５つの反復のうちの１つを例示している）の例では、反復回数は４であり、各反復は、３１のシヌソイド振動から形成される。

各シヌソイド振動（あるいは、シヌソイド信号のユニークな期間）は、おのおのが１２．５マイクロ秒（すなわち、０．０１２５ミリ秒）隔離された４０のサンプリング・ポイントで構成される。

したがって、反復内のシヌソイド信号の周期は、５００マイクロ秒（すなわち、０．５ミリ秒。４０×０．０１２５ミリ秒に対応する）である。したがって、各シヌソイド反復は、反復内の３１のシヌソイド振動によって、１５．５ミリ秒継続する。これは、３１×０．５ミリ秒期間に等しい。

２つの連続する反復間、言い換えれば、反復の終了と反復の開始との間の時間差は、８０ミリ秒であり、シヌソイド振動の周期（０．５ミリ秒）と、反復の持続時間（１５．５ミリ秒）よりもはるかに長い。したがって、反復の周期は９５．５ミリ秒であり、まとめると、４つの反復からなるセットは、最初の反復と最後の反復との間で一般に３０２ミリ秒継続する。

ジェネレータ３００はまた、同じキャリア周波数ｆ_０において２つのデジタル復調信号、すなわち、
−キャリア周波数ｆ_０において、シヌソイド・キャリア信号ＳＮＭと同一フェーズであるデジタル復調信号ＳＩＮＥ、ここで、このデジタル復調信号ＳＩＮＥは、シヌソイド・キャリア信号ＳＮＭと同一である；および、
−キャリア周波数ｆ_０においてシヌソイド・キャリア信号ＳＮＭに関して同一フェーズ直交であるデジタル復調信号ＣＯＳＩＮＥ；
を出力する。

このため、ジェネレータ３００は、デジタル復調信号ＣＯＳＩＮＥを生成するために、フェーズ・シフタを９０°に調整する。

アナログ出力モジュール３０１は、ジェネレータ３００の出力において、
−キャリア周波数ｆ_０において、フィルタする前に、シヌソイド・キャリア信号ＳＮＭを、初期アナログ変調信号ＳＡＭ_０へ変換するデジタル／アナログ変換手段３０３；および、
−デジタル／アナログ変換手段３０３の出力において、キャリア周波数ｆ_０において、アナログ変調信号ＳＡＭまたは“ＬＥＤ信号”を出力するために初期アナログ変調信号ＳＡＭ_０をアナログ処理するアナログ処理モジュール３０４、
を連続的に備える。このアナログ変調信号ＳＡＭは、ダイオード１０のアナログ駆動信号を生成する。

図１２に例示されるように、このアナログ処理モジュール３０４は、
−ＲＣフィルタ・タイプのロウ・パス・フィルタ３０５；
−ロウ・パス・フィルタ３０５の出力において、フィルタ３０５の出力電圧から、いわゆるオフセット電圧Ｔｘｏｆｆｓｅｔ、例えば、Ｔｘｏｆｆｓｅｔ＝０．０１２Ｖ、を減算する減算器３０６。これによって、初期アナログ変調信号ＳＡＭ_０がゼロである場合、ダイオード１０がスイッチ・オフされることを維持することが可能となる；および、
−減算器３０６の出力において、予め定義されたゲインを持ち、アナログ変調信号ＳＡＭを出力する増幅器３０７；
を連続的に備える。

デジタル信号処理ボード３の説明に進む前に、駆動ボード４は、デジタル／アナログ変換手段３０３およびダイオード１０に接続され、ダイオード１０にアナログ変調信号ＳＡＭを加えることによって、キャリア周波数ｆ_０においてメイン・ビームＦＰの振幅を変調する振幅変調器を備えていることに注目する価値がある。

駆動ボード４は、特に、アナログ変調信号ＳＡＭを、オーム単位の抵抗ＲＤによってダイオード１０の駆動電流ＩＤへ変換する電圧／電流変換器４０を備える。抵抗ＲＤの端部で測定された実際の電圧ＶＤは、ダイオード１０のシヌソイド・フィードバック信号（ＬＥＤフィードバック信号）に相当し、ＶＤ＝ＩＤ．ＲＤの関係を満足する。

したがって、駆動ボード４は、ダイオード１０が、時間にわたる規則的ないくつのフラッシュからなるメイン・ビームＦＰを放出できるように、電圧すなわち強度でダイオード１０を駆動する。各フラッシュは、キャリア周波数ｆ_０において変調されている。言い換えれば、キャリア周波数ｆ_０におけるシヌソイド成分を示している。

図１２の例では、デジタル信号処理ボード３はさらに、ダイオード１０の駆動電流ＩＤのリターン・ループによって、サーボ制御のためにダイオード１０を駆動するアナログ変調信号ＳＡＭと、抵抗ＲＤの端部において測定された電圧ＶＤとの間のエラーまたはシフトを決定するために、駆動ボード４から到来する測定済電圧ＶＤ（シヌソイド・フィードバック信号）を入力において受信するリトロアクティブ制御モジュール３０８を備える。

このリトロアクティブ制御モジュール３０８は、
−駆動ボード４の出力において、測定済電圧ＶＤおよびいわゆるオフセット電圧ＲＸｏｆｆｓｅｔ、例えばＲＸｏｆｆｓｅｔ＝０．０３８Ｖ、を総和する加算器３０９。これによって、初期アナログ変調信号ＳＡＭ_０がゼロである場合、到来する負電圧ＶＤを補償することが可能となる；
−加算器３０９の出力において、予め定義されたゲインを持つ増幅器３１３；および、
−増幅器３１３の出力において、デジタル・フィードバック信号ＳＦＤを出力するアナログ／デジタル変換器３１１；
を連続的に備える。

このリトロアクティブ制御モジュール３０８の第１の目的は、駆動電流ＩＤ（ＩＤ＝ＶＤ／ＲＤ）の振幅およびゼロ（一般に、“オフセット”と呼ばれる）を調節できることである。これによって、この駆動電流ＩＤは、必要とされるシヌソイド信号に相当するようになる。

このリトロアクティブ制御モジュール３０８の第２の目的は、シフトまたはエラーのしきい値を超えた場合に、アラートを生成するように、各信号反復において、駆動電流ＩＤとアナログ変調信号ＳＡＭとのシフトを制御できることである。

メイン・ビームＦＰの変調により、２つの光検出器１４，１５の端部において測定された２つのアナログ検出信号ＳＡＤ１，ＳＡＤ２はおのおの、キャリア周波数ｆ_０において、いくつかの周期的シヌソイド反復のセットの形態で到来する。

したがって、図９および１０において例示されるように、前置増幅ボード２の出力における第１のデジタル蛍光信号ＳＦＮ（または“Ｆｌｕｏ信号”）および第２のデジタル参照信号ＳＲＮ（または“Ｒｅｆ信号”）はおのおの、シヌソイド・キャリア信号ＳＮＭと実質的に同じ時間特性および周波数特性を有するいくつかの周期的なシヌソイド反復のセットの形態で到来する。

デジタル信号処理ボード３は、ジェネレータ３００および前置増幅ボード２の出力において配置されたメイン信号獲得／処理モジュール３１を備える。このデジタル信号処理ボード３は、デジタル蛍光信号ＳＦＮ（または“Ｆｌｕｏ信号”）を獲得／処理するための第１のモジュール３２と、第２のデジタル参照信号ＳＲＮ（または“Ｒｅｆ信号”）を獲得／処理するための第２のモジュール３３とを備える。

通信局面から、デジタル信号処理ボード３は、第１のデジタル蛍光信号ＳＦＮおよび第２のデジタル参照信号ＳＲＮの受信／獲得、およびシヌソイド・キャリア信号ＳＮＭの送信のために、例えば、同時に３２ビットを受信および送信することができる３２ビットのＳＰＩタイプ（シリアル周辺インタフェース・バス）のようなデジタル通信バスＢＣＯを用いる。

図１１に示すように、デジタル信号処理ボード３のジェネレータ３００は、規則的な間隔で、３２ビットのフレームのうちの１６ビットのデータ・パケットＰＤ１１内で、シヌソイド・キャリア信号ＳＮＭのサンプリング・ポイントＰＥＭ（ｉ）（ｉは整数）を出力する。他の１６ビットのデータ・パケットＰＤ１２は使用されない。リマインダとして、２つの連続するサンプリング・ポイントＰＥＭ（ｉ−１）およびＰＥＭ（ｉ）間の時間差は、１２．５マイクロ秒（すなわち、０．０１２５ミリ秒）である。これは、１２．５マイクロ秒の２つの連続するフレーム間の時間差に相当する。

図１１に示すように、サンプリング・ポイントＰＥＭ（ｉ）が、シヌソイド・キャリア信号ＳＮＭのために送信される毎に、デジタル信号処理ボード３、および特にそのメイン信号獲得／処理モジュール３１は、第１のデジタル蛍光信号ＳＦＮのためのサンプリング・ポイントＰＥＭ（ｉ−１）と、第２のデジタル参照信号ＳＲＮのためのサンプリング・ポイントＰＥＭ（ｉ−１）とを受信する。サンプリング・ポイントＰＥＭ（ｉ−１）およびＰＥＲ（ｉ−１）は、シヌソイド・キャリア信号ＳＮＭのために既に出力されたサンプリング・ポイントＰＥＭ（ｉ−１）に対する応答である。サンプリング・ポイントＰＥＦ（ｉ−１）およびＰＥＲ（ｉ−１）は、３２ビットのフレームのうちの１６ビットの２つのデータ・パケットＰＤ２１，ＰＤ２２で送信および受信される。

したがって、シヌソイド・キャリア信号のための２つのサンプリング・ポイントＰＥＭ（ｉ）間の時間間隔（１２．５マイクロ秒）は、サンプリング・ポイントＰＥＦ（ｉ）およびＰＥＲ（ｉ）間と同じ獲得時間間隔に相当する。

メイン信号獲得／処理モジュール３１によって実行され、また、後述されるフェーズおよび直交コヒーレント復調処理のおかげで、恐らくすべてのフェーズ・シフトは、サンプルＥにおける検体の定量値を抽出するための信号分析に悪影響を与えないシステムによって導かれる。このようなフェーズ・シフトの起点は、駆動電流ＩＤとメイン・ビームＦＰの出力との間の応答時間と、ビームＦＰ，ＦＥ，ＦＲ，ＲＦの光学経路に沿って導かれる遅延と、第１のフォトダイオード１４による蛍光線ＲＦの検出と第１のアナログ検出信号ＳＡＤ１の生成との間の応答時間と、第２のフォトダイオード１５による第２の参照ビームＦＲの検出と第２のアナログ検出信号ＳＡＤ２の生成との間の応答時間と、第１のアナログ／デジタル変換手段２１の第１の減算器２７によってもたらされたフェーズ変換と、第２のアナログ／デジタル変換手段２２の第２の減算器２８によってもたらされたフェーズ変換（図１２参照）と、寄生コンデンサによってもたらされたトランス・インピーダンス振幅遅れと、にありうる。

特に、いくつかの周期的シヌソイド反復のセットの形態でシヌソイド・キャリア信号ＳＮＭを生成することが興味深い。

実際、２つのアナログ検出信号ＳＡＤ１，ＳＡＤ２が、例えば−７Ｖおよび＋８Ｖに固定されたような、予め定義された最小しきい値を超えるか否かをチェックするためにのみ第１の反復を用いることが可能である。第１の検出信号ＳＡＤ１が、対応する最低しきい値未満である場合、アナログ変調信号ＳＡＭを、特に、初期信号に対する３倍の大きさに低減するためにリターン・ループが提供される。

したがって、第１の活性化ビームＦＥの減少を補償するために、各反復のために、第１の検出信号ＳＡＤ１のモジュールにおいてアップストリームで補正係数が適用される。そのようなリターン・ループの目的は、電子チャネル飽和による正しくない読み取りを阻止し、さらに、４−ＭＵという幾分高い濃度でさえも検出されるように、蛍光読み取り範囲を拡張することである。

各反復について、第１のデジタル蛍光信号ＳＦＮおよび第２のデジタル蛍光信号ＳＲＮのモジュールの値を抽出するために別の３つの反復が使用される。

これら３つの各反復のおのおの内では、電圧ＶＤをチェックするために最後のシヌソイド振動が使用される。これは、ダイオード１０のシヌソイド・フィードバック信号（ＬＥＤフィードバック信号）とも呼ばれ、ダイオード１０の端部において測定された実際の電圧に対するリマインダとして相当する。

正確さのため、および、振幅変調原理にしたがって、第１のデジタル蛍光信号ＳＦＮのモジュールは、第１のデジタル蛍光信号ＳＦＮのシヌソイド部分（シヌソイド反復の内部）のエンベロープに対応し、第２のデジタル参照信号ＳＲＮのモジュールは、第２のデジタル参照信号ＳＲＮのシヌソイド部分（シヌソイド反復の内部）のエンベロープに対応する。

図９および１０に例示された例では、デジタル蛍光信号ＳＦＮおよびデジタル参照信号ＳＲＮは、変調された信号であり、これら２つの信号のそれぞれのモジュールは、実質的には、対応する信号のシヌソイド部分の電圧増幅Ｖｐｐの半分に対応する。

図２および３に例示されているように、ダイオード１０または光学デバイス１１，１２，１３においてありうる欠陥またはありうる故障を検出するために、デジタル信号処理ボード３は、各反復の終わりにおいて、第２のデジタル参照信号ＳＲＮのモジュールが、予め定義された動作範囲内に位置しているのか、言い換えると、２つの予め定義された安全しきい値内にあるのかを自動的にチェックする。

説明の残りは、特に、フェーズおよび直交コヒーレント復調処理を実施することを可能にするメイン信号獲得／処理モジュール３１に関連する。メイン信号獲得／処理モジュール３１は、リマインダとして、
−前置増幅ボード２の第１のアナログ／デジタル変換手段２１およびジェネレータ３００に接続され、第１のデジタル蛍光信号ＳＦＮを獲得および処理するための第１の獲得／処理モジュール３２；および、
−前置増幅ボード２の第２のアナログ／デジタル変換手段２２およびジェネレータ３００に接続され、第２のデジタル参照信号ＳＲＮを獲得および処理するための第２の獲得／処理モジュール３３；
を含む。

第１の獲得／処理モジュール３２は、第１のデジタル蛍光信号ＳＦＮを復調するように設計された第１の復調手段３４を備える。これは、
−いわゆる第１の同一フェーズＳＦ_ＳＩＮ復調蛍光信号を出力するための、同一フェーズのデジタル復調信号ＳＩＮＥによる第１の乗算器３４１。ここで、第１の乗算器３４１は、キャリア周波数ｆ_０よりも低いカットオフ周波数ｆ_ｃ（例えば、ｆ_ｃ＝１１０Ｈｚ）において第１のロウ・パス・フィルタ３５１が後続する；および、
−いわゆるフェーズ直交ＳＦ_ＣＯＳ復調蛍光信号を出力するための、同一フェーズ直交におけるデジタル復調信号ＣＯＳＩＮＥによる第２の乗算器３４２。ここで、第２の乗算器３４２は、同じカットオフ周波数ｆ_ｃにおいて第２のロウ・パス・フィルタ３５２が後続する；
を備える。

第１の獲得／処理モジュール３２はさらに、第１および第２のロウ・パス・フィルタ３５１，３５２の出力において、蛍光線ＲＦの振幅のいわゆる第１の蛍光ＶＡＬＦ値特性を計算するための手段３５３を備える。これは、第１のデジタル蛍光信号ＳＦＮのモジュールに対応する。すなわち、第１の同一フェーズ復調蛍光信号ＳＦ_ＳＩＮと第１のフェーズ直交復調蛍光信号ＳＦ_ＣＯＳとの総和のモジュールに対応する。

さらに詳しくは、第１の蛍光値ＶＡＬＦは、以下の式にしたがって計算される。ＶＡＬＦ（ＳＦ_ＳＩＮ ^２＋ＳＦ_ＣＯＳ ^２）^１／２。

第１の獲得／処理モジュール３２はさらに、第１および第２の乗算器３４１，３４２の入力において、
−第１のデジタル蛍光信号ＳＦＮをフィルタし、第１のフィルタされた中間信号ＳＦＮ’を出力するために、キャリア周波数ｆ_０を中心に持つノッチ・フィルタ３６１；および、
−第１のフィルタされた蛍光信号ＳＦＮ_０＝ＳＦＮ−ＳＦＮ’を生成するために、第１のデジタル蛍光信号ＳＦＮと第１のフィルタされた中間信号ＳＦＮ’との減算を実行する減算器３６２。ここで、第１のフィルタされた蛍光信号ＳＦＮ_０は、第１および第２の乗算器３４１，３４２に入力される；
を備える。

第２の獲得／処理モジュール３３は、第２のデジタル参照信号ＳＲＮを復調するように設計された第２の復調手段３７を備える。これは、
−いわゆる第２の同一フェーズ復調参照信号ＳＲ_ＳＩＮを出力するための同一フェーズにおけるデジタル復調信号ＳＩＮＥによる第１の乗算器３７１。ここで、この第１の乗算器３７１は、キャリア周波数ｆ_０よりも低いカットオフ周波数ｆ_ｃにおける第１のロウ・パス・フィルタ３８１によって後続される；および、
−いわゆる第２のフェーズ直交復調蛍光信号ＳＦ_ＣＯＳを出力するためのフェーズ直交でのデジタル復調信号ＣＯＳＩＮＥによる第２の乗算器３７２。ここで、この第２の乗算器３７２は、同じカットオフ周波数ｆ_ｃにおける第２のロウ・パス・フィルタ３７２によって後続される；
を備える。

第２の獲得／処理モジュール３３はさらに、第１および第２のロウ・パス・フィルタ３８１，３８２の出力において、参照ビームＦＲの振幅のいわゆる第２の参照値ＶＡＬＲ特性を計算するための手段３８３を備える。これは、第２のデジタル参照信号ＳＦＮのモジュールに対応する。したがって、第２の同一フェーズ復調参照信号ＳＲ_ＳＩＮと第２のフェーズ直交復調参照信号ＳＲ_ＣＯＳとの総和のモジュールに対応する。

さらに詳しくは、第２の参照値ＶＡＬＲは、以下の式にしたがって計算される。ＶＡＬＲ＝（ＳＲ_ＳＩＮ ^２＋ＳＲ_ＣＯＳ ^２）^１／２。

第２の獲得／処理モジュール３３はまた、第１および第２の乗算器３７１，３７２の入力において、
−第２のデジタル参照信号ＳＲＮをフィルタし、第２のフィルタされた中間信号ＳＲＮ’を出力するために、キャリア周波数ｆ_０を中心に持つノッチ・フィルタ３９１；および、
−第２のフィルタされた参照信号ＳＲＮ_０＝ＳＲＮ−ＳＲＮ’を生成するために、第２のデジタル参照信号ＳＲＮと第２のフィルタされた中間信号ＳＲＮ’との減算を実行する減算器３９２。ここで、第２のフィルタされた参照信号ＳＲＮ_０は、第１および第２の乗算器３７１，３７２に入力される；
を備える。

説明の残りは、サンプルＥの蛍光を、相対蛍光ユニット（ＲＦＵ）の形態で示すことによって決定するために実施される計算に関連する。相対蛍光ユニットは、蛍光の強度と励起の強度との比として定義される。

ＲＦＵ値は、通常、以前の較正処理によって決定された、必要とされるスケール値のために調節される。

本システム１の場合、蛍光測定法による測定中に、サンプルＥに含まれる４−ＭＵの所与の濃度“ｘ”について、較正されたＲＦＵ値は、以下のようにして計算される。
ＲＦＵ_ｃａｌ（ｘ）＝（Ｆｘ．ｇ_ＦＬＵＯ）／（Ｒｘ．ｇ_ＲＥＦ）、ここで、
−Ｆｘは、第１の光検出器において検出された蛍光信号の、ミリボルトでの生値である。これは、本発明のスコープ内であり、デジタル信号処理ボード３において実施された復調処理からの第１の蛍光値ＶＡＬＦ（デジタル・データ）に相当する；
−Ｒｘは、第２の光検出器において検出された参照信号の、ミリボルトでの生値である。これは、本発明のスコープ内であり、デジタル信号処理ボード３において実施された復調処理からの第２の参照値ＶＡＬＲ（デジタル・データ）に相当する；および
−ｇ_ＦＬＵＯおよびｇ_ＲＥＦは、システム１の光学較正中に調節されたゲイン・パラメータである。

較正処理は、例えば、ある精度間隔をもって、Ｃ_ＲＥＦ＝６４１０ｎＭおよびＲＦＵ_ＲＥＦ＝３１４４であるような、４−ＭＵの既知の濃度Ｃ_ＲＥＦを有し、所与のＲＦＵ_ＲＥＦ値を提供する、参照の液体の、蛍光測定法による以前の分析によって実行される。ゲイン・パラメータｇ_ＦＬＵＯおよびｇ_ＲＥＦは、出力において、ＲＦＵ_ＲＥＦの大きさでＲＦＵを取得するために、分析中に確立される。

免疫学試験の範囲では、４−ＭＵの濃度は、４０ｎＭ−４００００ｎＭの範囲で飽和する。図１３は、４−ＭＵの濃度のＲＦＵ非線形関数を示す、４−ＭＵにおける濃度に対するＲＦＵの変化を例示する。本発明にしたがうシステム１を用いてこのような曲線を得るために、この例では、４−ＭＵにおける濃度の多項式関数である変換係数Ｆ_ＣＯＮＶを、デジタル信号処理ボード３の出力において適用することが提供され、これによって、システム１によって測定されたＲＦＵは、図１３に例示された曲線に一致し、もって、必要とされる曲線形状が取得されるようになる。この変換係数Ｆ_ＣＯＮＶは、測定の信頼性および反復性を確証するために、いくつかの変動要因（４−ＭＵの別の溶液および別の光学機器）を含む蛍光測定法による分析プロトコルにしたがって確立される。

これら計算の詳細は以下に記述される。

第１に、アナログ変調信号ＳＡＭの変換から、ダイオード１０の駆動電流ＩＤ（ｔ）が確立される。シヌソイド・パルスについては、駆動電流ＩＤ（ｔ）（または、ダイオード電流）は、以下の式（Ｅ１）を満足する。

ここで、
−ｆ_０＝２ＫＨｚ（キャリア周波数）、
−Ｔ＝１５．５ミリ秒（シヌソイド・パルスの持続時間）、
−Ａは、オフセット強度（ゼロに対するシフト）に対応し、１５ｍＡの値をとりうる。
−Ｂは、駆動電流の半振幅に対応し、１０ｍＡの値をとりうる。

図１４は、パルスに関する時間ｔに対する駆動電流ＩＤ（ｔ）を例示する。

周波数領域では、この式（Ｅ１）は、以下の式（２）によって変換される。

図１５は、周波数ｆに対するＩＤ（ｆ）を例示する。

第２に、第１の活性化ビームＦＥおよび第２の参照ビームＦＲへ分割される前に、
駆動電流ＩＤ（ｔ）（キャリア周波数ｆ_０における変調処理からのキャリア信号）が、この例では約３７０ｎｍである所与の波長において、メイン・ビームＦＰへ変換される。第１の活性化ビームＦＥは、サンプルおよび４−ＭＵの分子を励起する。これらは、それに応じて、第１の光検出器１４によって検出される蛍光線ＲＦを放出する。この光検出は、第１の光検出器１４の端部における第１のアナログ検出信号ＳＡＤ１によって変換される。

第１の光検出器１４の出力および第１のアナログ／デジタル変換器２４または第１のアナログ／デジタル変換手段２１の入力における信号である、駆動電流ＩＤ（ｔ）の通過を、第１のアナログ検出信号ＳＡＤ１（ｔ）に変換する以下の式（Ｅ３）が確立される。

ここで、
−ｚ（ｔ）は、蛍光線ＲＦの放出を変換する振幅信号であり、一定であると考えられ、定数Ｋに等しい；
−∂＝Δ−π／２であり、ここで、Δは、ダイオード１０と第１の光検出器１４との間に、システムによって導入されるフェーズ・シフトに対応する。

図１６は、パルスについて、時間ｔに対する第１のアナログ検出信号ＳＡＤ１（ｔ）を例示する。

第３に、アナログ検出信号ＳＡＤ１（ｔ）は、第１のアナログ／デジタル変換手段２１を通過した後、第１のデジタル蛍光信号ＳＦＮを与えるために、デジタル信号へ変換される。したがって、周波数領域では、以下の式（Ｅ４）が得られる。

図１７は、周波数ｆに対するＳＦＮ（ｔ）を例示する。

第１のデジタル蛍光信号ＳＦＮは、その後、以下の復調処理のステップにしたがって、デジタル信号処理ボード３によって、詳しくは、メイン信号獲得処理モジュール３１によって、取得され、処理される。

復調処理の第１のステップでは、第１のデジタル蛍光信号ＳＦＮ（ｆ）が、減算器３６２に関連付けられたノッチ・フィルタ３６１からなるバンド・パス・フィルタを通過する。

ノッチ・フィルタ３６１は、低周波数カットオフｆ_１＝｜ｆ_ｏ｜―ｆｄｅｃおよび高周波数カットオフｆ_２＝｜ｆ_ｏ｜＋ｆｄｅｃを用いて、キャリア周波数ｆ_ｏを中心とする関数Ｈ_{ｎｏｔｃｈ}（ｆ）へ変換する。ここで、ｆｄｅｃは、１００Ｈｚに設定され、これによって、ノッチの周波数幅Δｆ_{ｎｏｔｃｈ}は、Δｆ_{ｎｏｔｃｈ}＝２．ｆ_ｄｅｃ＝２００Ｈｚとなる。図１８は、周波数ｆに対する関数Ｈ_{Ｎｏｔｃｈ}（ｆ）を例示する。

第１のフィルタされた中間信号ＳＦＮ’（ｆ）は、式ＳＦＮ’（ｆ）＝Ｈ_{Ｎｏｔｃｈ}（ｆ）．ＳＦＮ（ｆ）を満足する。

したがって、減算器３６２に関連付けられたノッチ・フィルタ３６１からなるバンド・パス・フィルタは、関数Ｈ_ＢＰ（ｆ）＝１−Ｈ_{Ｎｏｔｃｈ}（ｆ）によって変換する。これは、第１のデジタル蛍光信号ＳＦＮ（ｆ）に加えられる。

したがって、第１のフィルタされた蛍光信号ＳＦＮ_０（ｆ）＝ＳＦＮ（ｆ）−ＳＦＮ’（ｆ）は、以下の式（Ｅ５）を満足する。

図１９は、周波数ｆに対するＳＦＮ_０（ｆ）を例示する。

時間領域では、この式（Ｅ５）は、以下の式（Ｅ６）によって変換される。

復調処理の第２のステップでは、第１のフィルタされた蛍光信号ＳＦＮ_０が、デジタル復調信号ＳＩＮＥおよびＣＯＳＩＮＥを乗じられるように、２つの乗算器３４１，３４２を通過する。このステップの説明のために、２つの乗算器３４１，３４２のみならず、ロウ・パス・フィルタ３５１，３５２およびその後に続く計算手段３５３を具体的に例示する図２０が有用に参照されるだろう。

ＳＦＮ_０（ｔ）信号は、一方では、第１の乗算器３４１において、出力において、第１の同一フェーズ中間復調信号ＳＦ_ＳＩＮ’（ｔ）を生成するように、第１のデジタル復調信号ＳＩＮＥを乗じられ、他方では、第２の乗算器３４２において、出力において、第１のフェーズ直交中間復調信号ＳＦ_ＣＯＳ’（ｔ）を生成するように、デジタル復調信号ＣＯＳＩＮＥを乗じられる。

デジタル復調信号ＳＩＮＥおよびＣＯＳＩＮＥは、以下の時間形態で到来する。

ここで、Ｋ_ｓｉｎとＫ_ｃｏｓは、信号の増幅に相当し、２の値に設定される。

同一フェーズ中間復調信号ＳＦ_ＳＩＮ’（ｔ）およびフェーズ直交中間復調信号ＳＦ_ＣＯＳ’（ｔ）は、時間領域において以下の式（Ｅ７）および（Ｅ８）を満足する。

周波数領域では、これら式（Ｅ７）および（Ｅ８）は、以下の（Ｅ９）および（Ｅ１０）に変換される。

図２１は、周波数ｆに対するＳＦ_ＳＩＮ’（ｆ）を例示し、図２２は、周波数ｆに対するＳＦ_ＣＯＳ’（ｆ）を例示する。

復調処理の第３のステップでは、中間同一フェーズ復調信号ＳＦ_ＳＩＮ’および中間同一フェーズ直交復調信号ＳＦ_ＣＯＳ’が、それぞれのロウ・パス・フィルタ３５１，３５２によってフィルタされる。これらはそれぞれ、出力において、第１の同一フェーズ復調信号ＳＦ_ＳＩＮと第１の同一フェーズ直交復調信号ＳＦ_ＣＯＳとを伝える。

各ロウ・パス・フィルタ３５１，３５２は、ここでは１１０Ｈｚに設定されたカットオフ周波数ｆｃを持つ関数ＨＬＰ（ｆ）によって変換される。

例示されていない改良では、各ロウ・パス・フィルタ３５１，３５２には、平滑ロウ・パス・フィルタが後続する。これは、ｆｃ１＝２ｆ_０およびｆｃ２＝４ｆ_０等においてカットオフ周波数をもつ、図２３に例示される関数Ｈ_{ＬＰｓｍｏｏｔｈ}（ｆ）によって変換される。各平滑ロウ・パス・フィルタによって、前のロウ・パス・フィルタＨ_ＬＰ（ｆ）からの最後の２０のサンプリング・ポイントの平均化を実行することが可能となり、２ｆ_０の倍数であるカットオフ周波数における信号の遮断が増加される。

第１の同一フェーズ復調信号ＳＦ_ＳＩＮおよび第１の同一フェーズ直交復調信号ＳＦ_ＣＯＳは、周波数領域において、以下の式（Ｅ１１）および（Ｅ１２）を満足する。

図２４および２５はそれぞれ、周波数ｆに対する信号ＳＦ_ＳＩＮ（ｆ）およびＳＦ_ＣＯＳ（ｆ）を例示する。

時間領域では、これらの式（Ｅ１１）および（Ｅ１２）は、以下の式（Ｅ１３）および（Ｅ１４）によって変換される。

復調処理の第４のステップでは、信号のモジュール［（ＳＦ_ＳＩＮ（ｔ）＋ＳＦ_ＣＯＳ（ｔ））^２］^１／２のモジュールに対応する第１のアナログ検出信号ＳＡＤ１（ｔ）のモジュールを計算するために、第１の同一フェーズ復調信号ＳＦ_ＳＩＮおよび第１の同一フェーズ直交復調信号ＳＦ_ＣＯＳが計算手段３５３に入力される。これら復調処理のステップによって、システムによってもたらされる未知のフェーズ・シフトによって影響されることなく、復調信号ｚ（ｔ）を抽出することが可能となる。

メイン信号獲得／処理モジュール３１の出力において生成された第１の蛍光値ＶＡＬＦに対応する、計算されたモジュールは、以下の式（Ｅ１５）を満足する。

第２のデジタル参照信号ＳＲＮ、および、いわゆる最後の第２の参照値ＶＡＬＲの同じ式が、参照ビームＦＲのために、および、第２のアナログ検出信号ＳＡＤ２の計算のために繰り返される。

第４に、第１の獲得／処理モジュール３２と第２の獲得／処理モジュール３３の出力に配置された比較手段（例示されていない）は、各シヌソイド反復（ｊが、反復の数に対応し、０，１，２の値を取る。リマインダのために、これら３回の反復は、蛍光を測定するために用いられる）について、および、ｉと付番された４−ＭＵの濃度について、これらモジュール３２，３３の出力において伝えられた第１の蛍光値ＶＡＬＦ_ｊ，ｉおよび第２の参照値ＶＡＬＲ_ｊ，ｉに基づいて、ＲＦＵの値の計算を実行する。

濃度ｉを持つ反復ｊについて、ｒｆｕ_ｊ，ｉと命名されたＲＦＵの以前の値が、以下の式（Ｅ１６）を満足する。

ここで、ｘ_ｊ，ｉは、以下の式を満足する。
−通常座標では、

−拡張座標では、

ここで、
−ｉ＝４−ＭＵにおける濃度の数値
−ｊ＝反復の数（０，１，２）

＝前の較正処理中に計算された蛍光線の調節係数

＝前の較正処理中に計算された蛍光のための拡張座標における調節係数

＝前の較正処理中に計算された参照ビームの調節係数

＝前の較正処理中に計算された参照ビームの拡張座標の調節係数

＝自動較正中に計算された内部読取の調節係数

＝光学較正処理中に計算された参照光学位置の調節係数

＝濃度ｉについて取得された反復ｊのための第１の蛍光値

＝濃度ｉについて取得された反復ｊのための第２の参照値

＝空気中における読み取りのために取得された第１の平均蛍光値

＝空気中における読み取りのために取得された拡張座標における第１の平均蛍光値

＝オフセットＲＦＵの値
その後、ｒｆｕ_ｊ，ｉのｊ値を計算した後、変換係数ＦＣＯＮＶに関して、図１３を参照して前述されたような多項式転換が実行される。

濃度ｉの反復ｊの場合、

と命名された、変換係数Ｆ_ＣＯＮＶの適用後のＲＦＵの値は、以下の式（Ｅ１７）を満足する。

ここで、ａ，ｂ，ｃ，ｄおよびｅは定数であり、例えば、
− ａ＝１，３２４０７４５９５１７１６５００Ｅ−１３；
− ｂ＝−３，７６８６７０７０１８９２８２００Ｅ−０９；
− ｃ＝７，３３３７０３６４０４７８１１００Ｅ−０７；
− ｄ＝１，０３１１８３２０２８７９０６００Ｅの＋００；
− ｅ＝９，４２３９１９０２９４１８２２００Ｅ−０１；
であり、ここで、
−（Ｅ１７）を用いて計算され、しきい値Ｒｍａｘよりも大きい

の値の場合、値２３４３３に等しい

がしきい値Ｒｍａｘにおいて設定される。
−（Ｅ１７）を用いて計算され、しきい値Ｒｍａｘよりも小さい

の値の場合、

は、計算された値に等しく維持される。

最後に、濃度ｉについて、最終的に必要とされるＲＦＵの値

が、平均からはるかに離れた

の値を考慮することなく、０，１，２の値を取るｊを用いて、

の平均化を実行することによって計算される。

最後に、最終的な式（Ｅ１８）が得られる：

第５に、最終的なＲＦＵの値である

が、追加計算を用いた検体内の濃度評価のために、例えば外部コンピュータ端末または自動化された生体外診断機器内に統合されたコンピュータ・システムのような動作システムへ送信される。

Claims (13)

1. 流体のサンプル（Ｅ）内の少なくとも１つの検体の蛍光測定法による生体外検出および／または定量化のためのシステム（１）であって、
   −放出波長と呼ばれる所与の波長でメイン・ビーム（ＦＰ）を放射する放射源（１０）と、
   −前記放射源（１０）の出力に配置され、前記メイン・ビーム（ＦＰ）を第１のサンプル（Ｅ）活性化ビーム（ＦＥ）および第２の参照ビーム（ＦＲ）へ分離する光学スプリッタ（１３）と、
   −前記第１の活性化ビーム（ＦＥ）によってもたらされた励起の結果として、いわゆる蛍光波長において、前記サンプル（Ｅ）によって放出された蛍光線（ＲＦ）を検出することに応じて、第１のアナログ検出信号（ＳＡＤ１）を提供するように設計された第１の光検出手段（１４）と、
   −前記第２の参照ビーム（ＦＲ）の検出に応じて、出力において、第２のアナログ検出信号（ＳＡＤ２）を提供するように設計された第２の光検出手段（１５）と
   を備え、
   −キャリア周波数（ｆ_０）と呼ばれる予め定義された周波数においてシヌソイド・キャリア信号（ＳＮＭ）を、この同じキャリア周波数（ｆ_０）において少なくとも１つのデジタル復調信号（ＳＩＮＥ，ＣＯＳＩＮＥ）を、出力するジェネレータ（３００）と、
   −前記ジェネレータ（３００）に接続され、前記キャリア周波数（ｆ_０）において、前記シヌソイド・キャリア信号（ＳＮＭ）を、アナログ変調信号（ＳＡＭ）へ変換するデジタル／アナログ変換手段（３０３）と、
   −前記デジタル／アナログ変換手段（３０３）および前記放射源（１０）に接続され、前記放射源（１０）に前記アナログ変調信号（ＳＡＭ）を適用することによって、前記キャリア周波数（ｆ_０）において、前記メイン・ビーム（ＦＰ）の振幅を変調する振幅変調器（４）と、
   −前記光検出手段（１４，１５）に接続され、前記第１のアナログ検出信号（ＳＡＤ１）をいわゆる第１のデジタル蛍光信号（ＳＦＮ）へ、前記第２のアナログ検出信号（ＳＡＤ２）を第２のデジタル参照信号（ＳＲＮ）へ変換するアナログ／デジタル変換手段（２１，２２）と、
   −前記ジェネレータ（３００）および前記アナログ／デジタル変換手段（２１，２２）に接続され、一方では、前記蛍光線（ＲＦ）の振幅のいわゆる第１の蛍光値（ＶＡＬＦ）特性を計算するために、前記キャリア周波数（ｆ_０）における復調によって前記第１のデジタル蛍光信号（ＳＦＮ）を処理し、他方では、前記参照ビーム（ＦＲ）の振幅のいわゆる第２の参照値（ＶＡＬＲ）特性を計算するために、前記キャリア周波数（ｆ_０）における復調によって前記第２のデジタル参照信号（ＳＲＮ）を処理するように設計されたデジタル処理手段（３２，３３）と、
   −前記検体の検出および／または定量化を確立するための最終結果（ＲＦＵ）を計算するために、前記第１の蛍光値（ＶＡＬＦ）と前記第２の参照値（ＶＡＬＲ）とを比較する手段と、
   を備えたことを特徴とするシステム（１）。
2. 前記デジタル処理手段（３２，３３）は、
   −少なくとも１つの第１の復調蛍光信号（ＳＦ_ＳＩＮ，ＳＦ_ＣＯＳ）を生成するために、前記第１のデジタル蛍光信号（ＳＦＮ）に、少なくとも１つのデジタル復調信号（ＳＩＮＥ，ＣＯＳＩＮＥ）を乗じることによって、前記第１のデジタル蛍光信号（ＳＦＮ）を復調するように設計された第１の復調手段（３４）と、
   −前記蛍光線（ＲＦ）の振幅のいわゆる第１の蛍光値（ＶＡＬＦ）特性を、少なくとも１つの第１の復調蛍光信号（ＳＦ_ＳＩＮ，ＳＦ_ＣＯＳ）に基づいて計算するように設計された第１の計算手段（３５３）と
   を備える、請求項１に記載のシステム（１）。
3. 前記第１の復調手段（３４）は、
   −いわゆる第１の同一フェーズ復調蛍光信号（ＳＦ_ＳＩＮ）を出力するために、前記キャリア周波数（ｆ_０）および同一フェーズにおける、前記シヌソイド・キャリア信号（ＳＮＭ）とのデジタル復調信号（ＳＩＮＥ）よる第１の乗算器（３４１）と、ここで、前記第１の乗算器（３４１）は、前記キャリア周波数（ｆ_０）よりも低いカットオフ周波数（ｆ_ｃ）において第１のロウ・パス・フィルタ（３５１）によって後続される、
   −いわゆる第１のフェーズ直交復調蛍光信号（ＳＦ_ＣＯＳ）を出力するために、前記シヌソイド・キャリア信号（ＳＮＭ）に関して同一フェーズ直交で、前記キャリア周波数（ｆ_０）におけるデジタル復調信号（ＣＯＳＩＮＥ）による第２の乗算器（３４２）と、ここで、前記第２の乗算器（３４２）は、前記同じカットオフ周波数（ｆ_ｃ）において第２のロウ・パス・フィルタ（３５２）によって後続される、
   を備え、
   前記第１の計算手段（３５３）は、前記第１および第２の乗算器（３４１，３４２）の出力において、前記第１の同一フェーズ復調蛍光信号（ＳＦ_ＳＩＮ）と前記第１のフェーズ直交復調蛍光信号（ＳＦ_ＣＯＳ）との総和のモジュールに対応する第１の蛍光値（ＶＡＬＦ）を計算する、請求項２に記載のシステム（１）。
4. 前記デジタル処理手段（３２，３３）は、前記第１および第２の乗算器（３４１，３４２）の入力において、
   −前記第１のデジタル蛍光信号（ＳＦＮ）をフィルタし、第１のフィルタされた中間信号（ＳＦＮ’）を出力するために、前記キャリア周波数（ｆ_０）を中心とするノッチ・フィルタ（３６１）と、
   −第１のフィルタされた蛍光信号（ＳＦＮ_０）を生成するために、前記第１のデジタル蛍光信号（ＳＦＮ）と前記第１のフィルタされた中間信号（ＳＦＮ’）との減算を実行する減算器（３６２）と、ここで、前記第１のフィルタされた蛍光信号（ＳＦＮ_０）は、前記第１の復調手段（３４）の第１および第２の乗算器（３４１，３４２）に入力される、
   を備える、請求項３に記載のシステム（１）。
5. 前記デジタル処理手段（３２，３３）は、
   −少なくとも１つの第２の復調参照信号（ＳＲ_ＳＩＮ，ＳＲ_ＣＯＳ）を生成するために、前記キャリア周波数（ｆ_０）において、前記第２のデジタル参照信号（ＳＲＮ）に、少なくとも１つのデジタル復調信号（ＳＩＮＥ、ＣＯＳＩＮＥ）を乗じることによって、前記第２のデジタル参照信号（ＳＲＮ）を復調するように設計された第２の復調手段（３７）と、
   −前記第２の参照値（ＶＡＬＲ）を、少なくとも１つの第２の復調参照信号（ＳＲ_ＳＩＮ，ＳＲ_ＣＯＳ）に基づいて計算するように設計された第２の計算手段（３８３）と
   を備える、請求項１乃至４のうちの何れかに記載のシステム（１）。
6. 前記第２の復調手段（３７）は、
   −いわゆる第２の同一フェーズ復調蛍光信号（ＳＲ_ＳＩＮ）を出力するように、前記キャリア周波数（ｆ_０）および同一フェーズにおける、前記シヌソイド・キャリア信号（ＳＮＭ）とのデジタル復調信号（ＳＩＮＥ）よる第１の乗算器（３７１）と、ここで、前記第１の乗算器（３７１）は、前記キャリア周波数（ｆ_０）よりも低いカットオフ周波数（ｆ_ｃ）において第１のロウ・パス・フィルタ（３８１）によって後続される、
   −いわゆる第２のフェーズ直交復調蛍光信号（ＳＲ_ＣＯＳ）を出力するように、前記シヌソイド・キャリア信号（ＳＮＭ）に関して同一フェーズ直交で、前記キャリア周波数（ｆ_０）におけるデジタル復調信号（ＣＯＳＩＮＥ）による第２の乗算器（３７２）と、ここで、前記第２の乗算器（３７２）は、前記同じカットオフ周波数（ｆ_ｃ）において第２のロウ・パス・フィルタ（３８２）によって後続される、
   を備え、
   前記第２の計算手段（８５３）は、前記第１および第２の乗算器（３７１，３７２）の出力において、前記第２の同一フェーズ復調参照信号（ＳＲＳＩＮ）と前記第２の同一フェーズ直交復調参照信号（ＳＲＣＯＳ）との総和のモジュールに対応する第２の参照値（ＶＡＬＲ）を計算する、
   請求項５に記載のシステム（１）。
7. 前記デジタル処理手段（３２，３３）は、前記第２のアナログ／デジタル変換手段（２２）の出力、および、前記第１および第２の乗数器（３７１，３７２）の入力において、
   −前記第２のデジタル参照信号（ＳＲＮ）をフィルタし、第２のフィルタされた中間信号（ＳＲＮ’）を出力するように、前記キャリア周波数（ｆ_０）を中心とするノッチ・フィルタ（３９１）と、
   −第２のフィルタされた参照信号（ＳＲＮ_０）を生成するように、前記第２のデジタル参照信号（ＳＲＮ）と前記第２のフィルタされた中間信号（ＳＲＮ’）との減算を実行する減算器（３９２）と、ここで、前記第２のフィルタされた参照信号（ＳＲＮ_０）は、前記第２の復調手段（３７）の第１および第２の乗算器（３７１，３７２）に入力される、
   を備える、請求項６に記載のシステム（１）。
8. 前記放射源（１０）と前記光学スプリッタ（１３）との間に介挿され、実質的に前記放出波長を中心とする光学バンド・パス・フィルタ（１１）、をさらに備える請求項１乃至７のうちの何れかに記載のシステム（１）。
9. 前記サンプル（Ｅ）と前記第１の光検出手段（１４）との間に介挿され、実質的に蛍光波長を中心とする光学バンド・パス・フィルタ（１４１）、をさらに備える請求項１乃至８のうちの何れかに記載のシステム（１）。
10. 前記光学バンド・パス・フィルタ（１４１）と前記第１の光検出手段（１４）との間に介挿入され、案内コーンの形態で実現される導波管（１４２）、をさらに備える請求項９に記載のシステム（１）。
11. 前記光学スプリッタ（１３）と前記第２の光検出手段（１５）との間に介挿され、前記放出波長よりも実質的に低い低波長カットオフを示す光学ロウ・パス・フィルタ（１５１）、をさらに備える請求項１乃至１０のうちの何れかに記載のシステム（１）。
12. 前記光学ロウ・パス・フィルタ（１５１）と前記第２の光検出手段（１５）との間に介挿され、案内コーンの形態で実現される導波管（１５２）、をさらに備える請求項１１に記載のシステム（１）。
13. 前記シヌソイド・キャリア信号（ＳＮＭ）は、前記キャリア周波数（ｆ_０）において、いくつかの周期的なシヌソイド反復のセットの形態からなり、２つの連続する反復間の時間差は、前記シヌソイド反復の周期よりも大きい、請求項１乃至１２のうちの何れかに記載のシステム（１）。

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