CN103874915A - 通过荧光法进行体外检测和/或定量的系统 - Google Patents

Abstract

本发明涉及在构成生物材料的液体样品（E）中以至少一种分析物的荧光法进行体外检测和/或定量的系统，特别地针对于免疫学测试，包括辐射源（10），跟随有用于将主光束（FP）分离为样品激励光束（FE）和参考光束的分光器（13），具有用于检测由样品发射的荧光射线（RF）的第一光检测器（14）和用于参考光束的第二光检测器（15），所述系统也包括输出正弦载波信号（SNM）和至少一个数字解调信号（SINE,COSINE）的发生器（300），和用于处理的数字处理装置，通过来自两个光检测器装置的信号的解调，以便提取荧光射线的振幅特征的荧光值（VALF）和参考光束的振幅特征的第二参考值（VALR）。本发明可以在临床或工业领域用于体外诊断的自动化仪器中。

Description

通过荧光法进行体外检测和/或定量的系统

技术领域

本发明涉及在生物材料的液体样品（E）中以至少一种分析物的荧光法进行体外检测和/或定量的系统。

本发明可应用于临床或工业领域中体外诊断的自动化器械。

背景技术

在临床领域，诊断是由人类生物样本（尿，血，唾液，脓，脑脊髓液，等）得到实现的，由外部微生物或非外部微生物（细菌、病毒、寄生虫、抗体等）以免疫学或分子生物学的形式检测和定量分析物。

在工业领域中，诊断是通过食品，药物或化妆品样品进行的，以微生物测试的形式控制产品的微生物质量。这种微生物的测试通常检查要么是无菌（无微生物存在），要么是缺乏致病菌（感染源），甚至是低于某一阈值而唯一存在的共生菌（通常存在于人体和在平常的低浓度中）。

本发明也能应用于动态分析领域，也就是说是实时的，在此情况下，免疫学的测试和分子生物学测试中免疫学/生物学的反应可被依时间管理或控制。

本发明特别涉及通过荧光法用于体外检测和/或定量的系统，包括：

-光辐射源，其在给定波长上发出称为发射的主光束;

-一个布置在所述辐射源输出端的分光器，用于把主光束分为第一样品激励光束和第二参考光束;

-一个第一光电检测装置，其用于提供一第一模拟检测信号以响应，作为所述第一激励光束引起的激励结果的，检测样品在所谓荧光波长所发射的荧光射线;

-一个第二光电检测装置，其用于在输出端提供一第二模拟检测信号以响应检测所述第二参考光束。

这样的体外检测和/或定量系统，通过荧光法应用在自动化体外诊断器械上是已知的，例如在文献EP0864089B1，EP0871863B1，EP0241268A1和WO2004/055502A2中，使用脉冲光源、激光灯或弧光灯类型的辐射源。

通常情况下，来自两个光电检测装置的信号分析是通过模拟处理进行检测的，特别是使用一种用于检测表现被分析物的存在/数量的荧光峰值的算法。这样的模拟处理的缺点实质上限制了降低噪声并因此增大了信噪比率。

现有技术也可以通过专利申请US5757013A中公开的一种测量荧光衰减的装置得以启示，其实现了基于荧光信号和参考信号的数字处理，其中所述参考信号实质上为了测量荧光信号的一个相移，通过在一个频率上解调的荧光信号和参考信号之间的内部产品的计算而实现，该频率不同于光源驱动信号的载波频率;该计算允许确定这样的一个相移及其由此推导出荧光衰减。专利申请US5757013A中测量装置的目的是确定荧光衰减，而与样品中荧光团的浓度无关。

现有技术还包括文献WO00/37850A1中的教导，其中涉及在样品的照射期间测量发射延迟时间的一个仪器，包括产生第一和第二数字输入信号的系统，用于将这两个信号转换成模拟正弦信号的装置，调制在特定频率并且照射样品的辐射源，从而产生来自样品的发射。该仪器还包括检测样品发射的检测器并且其产生具有相对于所述第一输入信号相移的第一输出信号，和一个允许进行数字化所述第一和第二模拟输出信号的装置，一混频器用于接收所述输出信号和比较信号相位以便产生一个指示相变的信号。一个反馈装置，在混频器信号的基础上，使所述第二输入信号的相位畸变以便放置所述第一和第二正交输出信号。

发明内容

本发明的目的是提供一种通过荧光法进行体外检测和/或定量的系统，包括信号处理装置以确保分析物的检测/定量，并通过信噪比率的增加而改善灵敏度。

实际上，本发明提出了一种在液体样品中通过至少一种分析物的荧光法进行体外检测和/或定量的系统，包括：

-辐射源，其在给定波长上发出称为发射的主光束;

-布置在所述辐射源输出端的分光器，用于把主光束分为第一样品激励光束和第二参考光束;

-第一光检测器，其提供第一模拟检测信号以响应，作为所述第一激励光束引起的激励结果，检测样品在所谓荧光波长发射的荧光射线;

-第二光检测器，其在输出端提供第二模拟检测信号以响应检测所述第二参考光束。

这个系统的特征在于它包括：

-发生器，其在一个称为预定义载波频率上输出一正弦载波信号，并在同一载波频率上输出至少一个数字解调信号;

-连接到所述发生器的数/模转换装置，用于在载波频率上将正弦载波信号转换成模拟调制信号;

-连接到所述数/模转换装置和所述辐射源的调幅器，其在载波频率上通过在所述辐射源应用模拟调制信号对主光束调幅;

-连接到所述光检测器装置的模/数转换装置，将所述第一模拟检测信号转换成所谓第一数字荧光信号，并将所述第二模拟检测信号转换成第二数字参考信号;

-连接到所述发生器和模/数转换装置的数字处理装置，其一方面通过在载波频率上解调处理第一个数字荧光信号以便计算表征荧光射线振幅的所谓第一荧光值，另一方面，通过在载波频率上解调处理第二数字参考信号，以便计算表征参考光束振幅的所谓第二参考值;

-用于比较所述第一荧光值和第二参考值的装置，以计算用于建立分析物的检测和/或定量的最终结果。

因此，本发明的系统通过调幅和解调进行数字处理，达到特别令人关注的信噪比率。

这样的数字处理优选地使用发光二极管（LED）作为辐射源，特别是在紫外光谱中，因为发光二极管特别适用于调制驱动器。使用发光二极管，使得被明确定义和受控的以时间和频率的形式表现的一组振幅的闪光能特别地被确保，闪光能够短暂地以一种受控和精确的方式彼此时间上间隔开。发光二极管的这种驱动可能性使得下面的数字处理允许拒绝/限制噪声。

可以理解的是第一数字荧光信号和第二数字参考信号在比较之前被分别地在对应于正弦载波信号的载波频率的相同频率上解调，使得提取的最终结果优选以相对荧光单位（RFU）的形式呈现。

在一个特定实施例中，数字处理装置包括：

-第一解调装置，其用于通过载波频率中至少一个数字解调信号倍频解调第一数字荧光信号，以生成至少一个第一解调荧光信号;

-第一计算装置，其基于至少一个第一解调荧光信号，计算所述第一荧光值。

根据特征，所述第一解调装置包括：

-通过在载波频率上且与正弦载波信号同相的数字解调信号的第一倍增器，在一个低于载波频率的截止频率上所述第一倍增器可能紧跟有第一低通滤波器，以便输出所谓第一同相解调荧光信号;和

-通过在载波频率上且与所述正弦载波信号同相正交的数字解调信号的第二倍增器，在同一截止频率上所述第二倍增器可能紧跟有第二低通滤波器，以便输出所谓第一同相正交解调荧光信号;

和，第一计算装置，在第一和第二倍增器的输出端,计算对应于所述第一同相解调荧光信号和所述第一同相正交解调荧光信号总和的模块的第一荧光值。

有了此特征，对应同相和同相正交的相干解调的解调处理对于提高信噪比是特别有利的。

在低于载波频率的截止频率情况下，该系统可能在第一解调器的输出端包括至少一个低通滤波器，以滤除所述或每个第一解调荧光信号。

根据另一特性，在所述第一和第二倍增器的输入端，数字处理装置包括：

-集中在载波频率上以便过滤所述第一数字荧光信号和输出第一滤波中频信号的陷波滤波器，以及

-对所述第一数字荧光信号和所述第一滤波中频信号执行减法的减法器，以便产生一第一滤波荧光信号，该第一滤波荧光信号在所述第一解调装置的第一和第二倍增器被注入。

与减法器关联的陷波滤波器在端部形成一带通滤波器，该带通滤波器不包括在载波频率上的频率传入组件。

在一个特定的实施例中，数字处理装置包括：

-第二解调装置，其通过在载波频率的至少一个数字解调信号倍频解调第二数字参考信号，以便产生至少一个第二解调参考信号；以及

-第二计算装置，其基于至少一个第二解调参考信号，计算所述的第二参考值。

在本实施例中，第二处理装置在所述的第二数字参考信号上实施解调处理，具有用于此类处理以提高信噪比的优点。

根据本发明的可能性，所述第二解调装置包括：

-通过在载波频率上且与正弦载波信号同相的数字解调信号的第一倍增器，在一个低于载波频率的截止频率上其可能跟随有第一低通滤波器，以便输出所谓第二同相解调参考信号;和

-通过在载波频率上且与所述正弦载波信号同相正交的数字解调信号的第二倍增器，在同一截止频率上其可能跟随有第二低通滤波器，以便输出所谓第二同相正交解调参考信号;

和，第二计算装置，在第一和第二倍增器的输出端,计算对应于所述第二同相解调参考信号和所述第二同相正交解调参考信号总和的模块的第二参考值。

根据本发明的另一可能，在第一和第二倍增器的输入端，数字处理装置包括：

-集中在载波频率上以便过滤所述第二数字参考信号和输出第二滤波中频信号的陷波滤波器，和

-对所述第二数字参考信号和所述第二滤波中频信号执行减法的减法器，以便产生第二滤波参考信号，该第二滤波参考信号在所述第二解调装置的第一和第二倍增器被注入。

有利地，所述系统进一步包括，介于所述辐射源和分光器之间，实质集中于发射波长的光学带通滤波器。

使用如此一个光学带通滤波器，通过过滤干扰频率来改善在源的信号，使得在增加光检测器装置的信号。

根据一个特征，所述系统进一步包括，介于样品和第一光检测器之间，实质集中于荧光波长的光学带通滤波器。

使用如此一个光学带通滤波器，通过过滤干扰频率，使得在第一光检测器装置增加信号。

根据一个特征，该系统进一步包括，介于所述光学带通滤波器和所述第一光检测器之间，导流锥形式的波导。

在特定实施例中，所述系统还包括，介于分光器和第二光检测器之间，显示出实质上低于发射波长的低波截止的光学低通滤波器。

根据本发明的一个可能性，该系统进一步包括，介于该光学低通滤波器和所述第二光检测器之间，导流锥形式的波导。

根据本发明的另一种可能性，在载波频率上正弦载波信号形式上是一组若干次周期性正弦迭代，在两个连续迭代之间的时间差大于正弦迭代的周期。

附图说明

本发明的其它特征和优点通过阅读说明书下面详细的描述以及非限制性实施方式而变得明显，并参照如下附图：

-图1是本发明的系统的示意图;

-图2是本发明第一种配置的系统的示意图;

-图3是本发明第二种配置的系统的示意图;

-图4是分别示出了本发明系统中的光学带通滤波器的透射光谱和UV二极管的发射光谱，以及激励光谱4-MU和4-MUP的曲线图;

-图5是本发明系统中的分光器的透射光谱的示意曲线图;

-图6是本发明系统中一个光电二极管基于在25℃的温度下所检测到的辐射的波长的光敏度变化的示意曲线图;

-图7是本发明系统中4-MU荧光光谱，以及另一光学带通滤波器透射光谱和导流锥的示意图;

-图8是本发明第一种配置的系统，示出了信号处理部分的示意图;

-图9是根据正弦载波信号SNM、第一数字荧光信号SFN和第二数字参考信号SRN的时间的变化曲线图，这些信号以四个正弦周期迭代的形式呈现;

-图10图示出了图9的三条曲线的迭代;

-图11是本发明的系统中两帧传送数字数据的示意图;

-图12是本发明的第二种配置的系统，对应于所述第一种配置的改进而示出的信号处理部分的示意图;

-图13是根据在样品中4-MU的浓度示出的RFU的变化曲线的曲线图;

-图14是根据在时刻t的脉冲示出的驱动电流ID（t）的变化曲线的曲线图;

-图15是根据该频率f示出驱动电流ID（t）的变化曲线的曲线图;

-图16是根据时间t的脉冲示出所述第一模拟信号的检测SAD1（t）的变化曲线的曲线图;

-图17是根据该频率f示出第一数字荧光信号SFN（f）的变化曲线的曲线图;

-图18是根据频率f示出函数H_陷波(f)的变化曲线的曲线图;

-图19是根据该频率f示出了第一滤波荧光信号SFN₀(f)的变化曲线的曲线图;

-图20是一组两个倍增器，两个低通滤波器，以及用于第一模块的用于获取/处理所述数字荧光信号的计算装置的示意图;

-图21是根据该频率f示出在相SF_SIN’(f)的中频解调信号的变化曲线的曲线图;

-图22是根据该频率f示出在同相正交SF_COS’(f)的中频解调信号的变化曲线的曲线图;

-图23是根据频率f示出的函数H_低通平滑(f)的变化曲线的曲线图;

-图24是根据频率f示出在同相SF_SIN(f)第一解调信号的变化曲线的曲线图;

-图25是根据频率f示出在同相正交SF_COS(f)第一解调信号的变化曲线的曲线图。

具体实施方式

以下描述的第一部分涉及本发明在生物材料的液体样品E中以至少一种分析物的荧光法进行体外检测和/或定量的系统1的架构或结构部分。图1至图3图示出了按照本发明和装配于自动体外诊断仪器中的这样的系统1的结构。

这个系统1特别在基于4-甲基伞形酮（4-MU），基质4-甲基伞形酮磷酸酯（4-MUP）在液体样品E的水解作所得，免疫学试验期间通过荧光法分析发射的荧光辐射。因此，该系统的功能是在样品E中在合适于激励4-MU的激励光束的影响下，同时避免激励基质4-MUP，对4-MU所发射的荧光辐射瞬时测量。

该系统1包括支持发射主光束FP的光辐射源10的机架B。所述辐射源10由发射的紫外线的电致发光二极管（UV LED）构成。

图4中的曲线C3和C4分别示出了4-MUP和4-MU的激励光谱，根据波长（单位为纳米（nm）），分别在350nm和365-370nm表现出激励峰。为了获得4-MU荧光射线的发射，有一个二极管在365-370nm波长范围内发射主光束FP是必要的。

虽然4-MU激励峰的最大值位于365nm，但主光束FP集中在大约370nm则表现最好。事实上，365nm波长的主光束激励4-MUP过多并因此引发对4-MU的荧光信号正当分析的有害干扰。电致发光二极管10优选发射出约370nm的波长，二极管理论上是单色。

例如，二极管10由NICHIA公司生产的参考二极管“NSHU591ARank6”构成，在波长370-375nm范围的发射器，具有15nm的光谱半峰宽。图4的曲线C2示出了根据波长（以nm为单位）的参考二极管NSHU591A的频谱。

为了限制主光束FP约在370nm波长，系统1还包括一个集中在370nm波长的光学带通滤波器11，该光学带通滤波器11被安置在二极管10的前面。

例如，光学带通滤波器11可参考由公司Semrock生产的“BIOM-0007版本A-370/10”光学带通滤波器，具有以下特点：

-中央波长（CWL）：370nm;

-全宽半峰传输值（FWHM为半最大值全宽）：11.5nm±1nm;

-峰值传输率：90％;

-光密度值（OD）>5，300-355nm的范围内;和

-光密度值（OD）>4，385-1000nm范围内。

图4的C1曲线示出了根据波长（单位nm）的光学带通滤波器11的透射光谱。

当然，对二极管10和光学带通滤波器11的其它配搭也可以考虑。在所有情况下，有必要按照光学带通滤波器的光谱透射波段选择通过二极管的光谱发射波段的二极管，或相反地进行选择，这两个相对较窄的光谱波段必须一致。

为了引导由二极管10发射并通过所述光学带通滤波器11过滤的辐射，该系统1包括，在光学带通滤波器11之后，一个物镜12，例如特别适用于紫外二极管的平凸透镜。

系统1进一步包括，在物镜12的后面，用于把主光束FP分成第一样本激励光束FE和第二参考光束FR的分光器13。该分光器13采用的是例如半反射镜或半反射棱镜或分束器。

例如，分光器13可以由折射率（或透射）95％左右以及反射率5％左右的BK7类型的半反射玻璃棱镜构成，对应于由分光器13折射（或传输）光束的第一激励光束FE和对应于由分光器13反射的第二参考光束FR。图5示出的BK7这种半反射玻璃棱镜的透射光谱。

如先前所描述的，以第二参考光束FR的形式回收主光束FP的一部分是必不可少的，以便实现二极管10强度的检测和控制它稳定性。此外，折射（或透射）率将在后面传输到样品E中的能量的测定中予以考虑。

该系统1还包括用于样品E的载体S，该载体S被定位以便第一激励光束FE照射样品E并激励4-MU，这样会发射荧光射线RF作为由第一激励光束FE引起的激励结果。

4-MU的荧光射线RF（或4-MU的荧光信号）具有约450nm的发射峰。图7的C11曲线示出了发射峰在450nm附近的4-MU荧光光谱。

系统1包括用于检测荧光射线FR的第一光检测器14，并输出第一模拟检测信号SAD1以响应对该荧光射线RF的检测。第一光检测器装置14是例如光电二极管型的，并且所述第一模拟检测信号SAD1对应于二极管的电流（强度单位为安培）。

例如，第一光检测器14参考由Hamamatsu公司生产的“S1227BR”的硅光电二极管所构成，图6根据所检测到的辐射的波长示出了在25℃的温度光敏性的变化。应当指出，这样的硅光电二极管呈现在幅度450nm波长，对应于4-MU荧光射线RF的发射峰的波长，的光敏性幅度为0.25A/W。

为了实现第一光检测器14对4-MU荧光射线RF是敏感的，系统1包括，在样品E和第一光检测器14之间为了引导荧光射线RF的通道中，光带通滤波器141和波导142。

光带通滤波器141实质上集中在荧光射线RF的波长上，为了4-MU荧光的检测因此是在450nm波长上。

例如，所述光带通滤波器141表现出以下光学特性：

-中央波长：450nm±5nm;

-带宽的宽度：40nm±4nm;

-在中心波长的透射百分率>45％，80至90％的幅度。

图7的C13曲线示出了光学带通滤波器141的透射光谱，表现出发射峰与所示的C11曲线的4-MU的荧光光谱峰实质上一致。

波导142优选一个导流锥或光锥的形式，例如聚甲基丙烯酸甲酯（PMMA），以便引导由光学带通滤波器141过滤的荧光射线RF通过所述第一光检测器14。

例如，导流锥142能够表现出高通滤波的特征，具有低于荧光射线RF的波长的低频截止，在450nm以下的情况。图7的C12曲线示出了该导流锥142的透射光谱，其显示出在375至385nm的低波截止的透射光谱。

图7示出了一个事实，即导流锥142在光谱上不影响荧光射线RF，即所选择的光学带通滤波器141适用于由第一个光检测器装置14检测。事实上，光学带通滤波器141的光学特性实质上与所述荧光射线RF的透射光谱可以重合并且高度减少被辐射样品E发射的激励信号的干扰。

系统还包括用于引导荧光射线RF而布置在通道的输入端的物镜143，在光学带通滤波器141之前，使荧光射线RF汇聚于导流锥142，物镜143可以是双凸镜头类型。

因此，第一激励光束FE与包含在样本E中的介质进行交互，因此造成由透镜143收集的荧光射线RF的发射，在通过光学带通滤波器141与导流锥142之前到达第一光检测器14。

系统1还包括用于检测所述第二参考光束FR，并输出响应检测第二参考光束FR的第二模拟检测信号SAD2的第二光检测器15。第二光检测器15例如是光电二极管型，且所述第二模拟信号SAD2对应二极管电流（强度以安培为单位）。

例如，第二光检测器15是与第一光检测器14同类型的且参考是由Hamamatsu公司生产的“S1227BR”硅光电二极管构成，图6示出了在25℃的温度下根据检测射线的波长而产生的光敏性的变化。因此，值得注意的是，这样的硅光电二极管具有在370nm幅度的波长的光敏性的幅度是0.17A/W，提醒注意的是，通过上述光学带通滤波器11之后，实质上是对应于主光束FP和第二参考光束FR的长度。

为了使第二光检测器15对第二参考光束FR是敏感的，系统1包括，在分光器13和第二光检测器15之间用于引导放置的所述第二参考光束FR的通道中，一个低通滤波器151和一波导152。

该光学低通滤波器151具有大幅低于所述第二参考光束FR的低波截止，作为提醒，是在370nm幅度上。

例如，该光学低通滤波器151具有以下光学特性：

-透射百分比在40％±5％幅值则波长范围介于360和380nm;

-透射百分比低于1％则波长范围介于405和790nm，以及

-透射百分比在0.2％幅度则波长范围介于425和790nm。

波导152优选一个导流锥或光锥的形式，例如聚甲基丙烯酸甲酯（PMMA），以引导由光学低通滤波器151过滤的所述第二参考光束FR通过第二光检测器15。

在图3的实施例中反射镜144和154分别以45°布置在用于引导荧光射线RF的通道上的物镜143之后和用于引导所述第二参考光束FR的通道上的分光器13之后，以便能够在二极管10的下面安排两个光电探测器14，15。

在其他未图示的实施例中，其他光学部件可被结合，例如：附加镜头。

下面描述的第二部分是本发明涉及的系统1的信号处理部分，允许分析来自两个光电探测器14,15的信号和控制二极管10，以便在样品E中通过分析物的荧光法进行一个检测，从而具有获得一个非常满意的信噪比的优势。

图8示出了根据本发明第一种配置而装配有信号处理部分的系统1。

该信号处理部分包括三个主板，即：

-连接到两个光检测器14，15的前置放大板2;

-布置在前置放大板2的输出端以计算样品中分析物的量的数字信号处理板3；以及

-布置在数字信号处理板3的输出端并以电流驱动二极管10的二极管10的驱动器板4或“LED驱动板”。

前置放大板2包括：

-连接到第一光电探测器14用于将所述第一模拟检测信号SAD1转换成所谓第一荧光信号SFN的第一模/数转换装置21。

-连接到所述第二光电探测器15用于将第二模拟检测信号SAD2转换成所谓第二数字参考信号SRN的第二模/数转换装置22。

图12涉及系统的第二种配置，以更完整详细地方式示出了前置放大板2。

在图12中可见，第一模/数转换装置21包括：

-第一电流/电压转化器23，用于将所述第一模拟检测信号SAD1（强度单位为安培）转换成第一检测电压VD1（以伏特为单位），转换方式为VD1=SAD1.RD1，其中RD1为用于电流SAD1/电压VD1转换的以欧姆为单位的第一电阻，和

-在所述第一电流/电压转化器23的输出端的第一模/数转化器24，用于将所述第一检测电压VD1转换到所谓第一数字荧光信号SFN。

类似地，第二模/数转换装置22，包括：

-第二电流/电压转化器25，用于将所述第二模拟检测信号SAD2（强度单位为安培）转换成第二检测电压VD2（以伏特为单位），用式VD2=SAD2.RD2进行类型转换，其中RD2为用于电流SAD2/电压VD2转换的单位为欧姆的第二电阻;和

-在所述第二电流/电压转化器25的输出端的第二模/数转化器26，用于将所述第二检测电压VD2转换成所谓第二数字参考信号SRN。

一个改进在图12中示出，第一模/数转换装置21还包括一个第一减法器27，从偏移电压V_偏移减去所述第一检测电压VD1，以便输出一个电压VS1=V_偏移-VD1，该第一减法器27介于第一电流/电压转化器23和第一模/数转化器24之间。

类似地，第二模/数转换装置22还包括第二减法器28，从相同的偏移电压V_偏移减去第二检测电压VD2，以便输出一个电压VS2=V_偏移-VD2，该第二减法器28介于第二电流/电压转化器25和第二模/数转化器26之间。

偏移电压V_偏移的引进使得，用于输入数/模转化器24，26中通过适合他们实现的途径注入后面的电压，可以是全动态。

如图8所示，数字信号处理板包括一个用于产生调制/解调信号30的模块，包括：

-发生器300以预定的载波频率f₀输出正弦载波信号SNM，该载波频率被固定为2kHz以便说明剩余部分，并

-模拟输出模块301配置在发生器30的输出端。

参照图9，正弦载波信号SNM被16比特的数字数据包传输，并且采用一组若干次周期性正弦迭代的形式。

在图9和图10的示例中（图10示出图9的三条曲线的5次迭代中的一个），迭代的次数是4次且每一次迭代由31个正弦波振荡构成。每个正弦振荡（否则正弦信号的一个独特周期）是由每个采样点分隔5.12微秒（即0.0125毫秒）的40个采样点构建的。

因此，在一个迭代内该正弦信号的周期为500微秒（即0.5毫秒，对应于40倍的0.0125毫秒）。因此，每个正弦迭代持续时间为15.5毫秒，由于31个正弦振荡的迭代，则相当于31倍的0.5毫秒周期。

两个连续迭代之间的时间差，换句话说一个迭代的结束和一个迭代的开始之间，是80毫秒，比正弦振荡的周期（0.5毫秒）和一个迭代的持续时间（15.5毫秒）要高得多。因此，迭代的周期是95.5毫秒并且总体上，在第一和最后的迭代之间一组四个迭代通常持续302毫秒。

发生器300在同一载波频率f₀上也发射两个数字解调信号，即：

-在载波频率f₀上且与正弦载波信号SNM同相的数字解调信号SINE，该数字解调信号SINE与正弦载波信号SNM是相同的，并且

-在载波频率f₀上且相对于正弦载波信号SNM为同相正交的数字解调信号COSINE。

为此，发生器300以90°集成相移器用于生成数字解调信号COSINE。

模拟输出模块301，在发生器300的输出端，依次包括：

-数/模转换装置303用于将正弦载波信号SNM，在滤波之前，转换为在载波频率f₀上的初始模拟调制信号SAM₀;和

-在数/模转换装置303的输出端，模拟处理模块304模拟处理初始模拟调制信号SAM₀以在载波频率f₀上输出模拟调制信号SAM或“LED信号”，此模拟调制信号SAM形成二极管10的模拟驱动信号。

如图12所示，这个模拟处理模块304依次包括：

-RC过滤器类型的低通滤波器305;

-在低通滤波器305的输出端，减法器306，其从所谓的偏移电压Tx偏移减去该滤波器305的输出电压，其允许当初始模拟调制信号SAM₀为零时维持二极管10关闭，例如Tx偏移=0.012V;以及

-在减法器306的输出端，预定义增益的放大器307，且其输出模拟调制信号SAM。

在继续描述数字信号处理板3之前，值得注意的是驱动板4包括连接到数/模变换转换装置303和二极管10的放大调制器，通过在二极管10施加模拟调制信号SAM，在载波频率f₀上调制主光束FP的振幅。

驱动板4更具体地包括一个电压/电流转化器40，用于经由单位为欧姆的电阻RD将模拟调制信号SAM转换成二极管10的驱动电流ID。在电阻RD的端子测得的实际电压VD对应于二极管10的正弦反馈信号（LED反馈信号）并满足关系VD=ID.RD。

因此，驱动器板4的驱动电压和二极管10的强度，使得它发出的主光束FP由在一段时间内规律地间隔的几个闪光组成，每个闪光被调制在载波频率f₀上，换句话说表现出载波频率f₀的正弦分量。

在图12的示例中，数字信号处理板3还包括一个追溯控制模块308，其在输入端得到从驱动电路板4测得的电压VD（正弦反馈信号），以便确定在转变电阻RD的端子测量到的电压VD和驱动二极管10的模拟调制信号SAM之间的误差或移动，用于通过二极管10的驱动电流ID的归返回路的伺服控制。

这个追溯控制模块308依次包括：

-在驱动板4的输出端，加法器309计算测得的电压VD和一个所谓的偏移电压Rx偏移的总和，允许当初始模拟信号调制SAM₀为零时补偿输入负电压VD，例如Rx偏移=0.038V;

-在加法器309的输出端，预定义增益的放大器313，和

-在放大器313的输出端，模/数转化器311，其输出数字反馈信号SFD。

此追溯控制模块308的第一目的是调整驱动电流ID(ID=VD/RD)的幅度和零值（通常称为“偏移”），从而使此驱动电流ID对应于所需的正弦信号。

此追溯控制模块308的第二个目的是随着每一次信号迭代控制驱动电流ID和模拟调制信号SAM之间的移动，如果移动或误差超过阈值则报警。

由于主光束FP的调制，两个模拟检测信号SAD1，SAD2在两个光检测器14，15的端子被测量，而且每次在载波频率f₀上以一组若干次周期性正弦迭代的形式呈现。

因此，如图9和图10所示，第一数字荧光信号SFN（或“FLuo信号”）和第二数字参考信号SRN（或“Ref信号”），在前置放大电路板2的输出端，每次以一组若干次周期性正弦迭代的形式呈现，实质上与正弦载波信号SNM具有同样的时间和频率特征。

数字信号处理板3包括一布置在发生器300与前置放大器板2输出端的主信号获取/处理模块31。这个数字信号处理板3包括用于获取/处理32数字荧光信号SFN（或“Fluo信号”）的第一模块和用于获取/处理33第二数字参考信号SRN（或“Ref信号”）的第二模块。

从通信方面，数字信号处理板3用于正弦载波信号SNM的传输和第一数字荧光信号SFN和第二数字参考信号SRN的接收/获取，数字通信总线BCO：例如，32比特的SPI类型（串行外设接口总线）的例子，在同一时间能够接收和发射32比特。

参照图11，数字信号处理板3的发生器300以规律间隔的发射一采样点PEM(i)（i是一个整数），用于带有在32比特帧的16比特的数据包PD11的正弦载波信号SNM，其他16比特的数据包PD12未被使用。作为提醒，在两个连续采样点PEM(i-1)和PEM(i)之间的时间差是12.5微秒（即0.0125毫秒），这是对应于12.5毫秒的两个连续帧之间的时间差。

参照图11，每次用于正弦载波信号SNM的采样点PEM（i）被传输，数字信号处理板3，更具体地是其主信号获取/处理模块31，接收用于所述第一数字荧光信号SFN的采样点PEF（i-1）和用于第二数字参考信号SRN的采样点PER(i-1)，其中，采样点的PEF（i-1）和PER（i_-1）响应于先前发射的用于正弦载波信号SNM的采样点PEM(i-1)。采样点PEF（i-1）和PER(i-1)被传输和被接收分别为32比特帧的两个的16比特的数据包PD21，PD22。

因此，在用于正弦载波信号SNM的两个采样点PEM（i）之间的时间间隔（12.5微秒）对应于在采样点PEF(i)和PER(i)之间的相同的获取时间间隔。

由于主信号采集/处理模块31实施了相和正交相干解调处理，将在随后给予描述，所有可能由系统所引发的相移不影响用于在样品E中提取被分析物的定量值的信号分析，这种相移的起源可能在驱动电流ID和主光束FP发射之间的响应时间，沿着光束FP，FE，FR，RF的光路的延时，响应在第一光电二极管14对于荧光射线RF的检测和第一模拟检测信号SAD1的生成之间的时间，响应在第二光电二极管15对于第二参考光束FR的检测和第二模拟检测信号SAD2的生成之间的时间，由第一模/数转换装置21的第一减法器27引入的相位倒置，和由所述第二模/数转换装置22的第二减法器28引入的相位倒置（参照图12），跨阻抗放大器的延迟由寄生电容引入。

以一组若干次周期性正弦迭代形式产生正弦载波信号SNM是特别有趣的。

事实上，如果两个模拟检测信号SAD1，SAD2高于预定的最低阀值，例如固定在-7V和+8V，仅仅使用第一次迭代检查是可能的。如果所述第一检测信号SAD1低于对应的最小阈值，用于降低模拟调制信号SAM的一个归返回路被提供，特别是相对于3倍原始信号的幅度。

因此，在每次迭代中，校正系数被应用于所述第一检测信号SAD1的模块的上游，以便补偿第一激励光束FE的减少。这种归返回路的目的是为了防止由于电子通道饱和而不正确的读数，且也扩大了荧光读数范围，以致检测到奇高浓度的4-MU。

其他三个迭代对每次迭代提取第一数字荧光信号SFN和第二数字参考信号SRN的模块的值。

这三个迭代内部，最后的正弦振荡用来检查电压VD，也称为二极管10的正弦反馈信号（LED反馈信号），作为提醒，对应在二极管10的端子实际被测的电压。

为了精确，并根据幅度调制的原理，第一数字荧光信号SFN的模块对应于第一数字荧光信号SFN的正弦部分（正弦迭代内）的封包，并且模块中的第二数字参考信号SRN的模块对应于所述第二数字参考信号SRN的正弦部分（正弦迭代内）的封包。

在图9和图10所示的示例中，数字荧光SFN的信号和参考SRN的信号是被调制的，并且这两个信号各自的模块实质上对应于相应信号的正弦部分的一半的电压幅度Vpp。

为了检测示于图2和图3的二极管10或光学器件11，12，13的可能缺陷或故障，在每个迭代结束时，数字信号处理板3自动检查第二个数字参考信号SRN的模块在一个预定义的工作范围内，换句话说在两个预定义的安全阈值之间。

在说明书的其余部分，特别涉及到的主信号采集/处理模块31，其允许实现一个相和正交相干解调处理。

主信号采集/处理模块31包括，作为一个提示：

-连接到发生器300和前置放大板2的第一模/数转换装置21的第一个采集/处理模块32，用于采集和处理第一数字荧光信号SFN，和

-连接到发生器300和前置放大板2的第二模/数转换装置22的第二采集/处理模块33，用于获取和处理第二数字参考信号SRN。

第一采集/处理模块32包括一第一解调装置34，用于解调第一数字荧光信号SFN，其包括：

-通过同相数字荧光信号SINE的第一倍增器341，在截止频率f_c低于载波频率f₀（例如f_c=110Hz）的情况下，该第一倍增器341后面跟着第一低通滤波器351，以便输出第一所谓同相SF_SIN解调荧光信号，和

-通过同相正交数字解调信号COSINE的第二倍增器342，在同一截止频率f_c上，该第二倍增器342后面跟着第二低通滤波器352，以便输出第一所谓同相正交SF_COS解调荧光信号。

第一采集/处理模块32还包括，在第一和第二低通输出滤波器351，352的输出端，装置353用于计算表征荧光射线RF振幅的第一所谓的荧光VALF值，对应于所述第一数字荧光信号SFN的模块和因此对应于第一同相解调荧光信号SF_SIN和第一同相正交解调荧光信号SF_COS的总和模块。

更具体地，第一荧光值VALF是根据下面的等式计算：VALF=(SF_SIN ²+SF_COS ²)^1/2.

第一采集/处理模块32，在所述第一和第二倍增器341，342的输入端，还包括：

-陷波滤波器361，其集中在载波频率f₀上，以便过滤所述第一数字荧光信号SFN和输出第一滤波中频信号SFN'，和

-减法器362，其进行第一数字荧光信号SFN和第一滤波中频信号SFN'的减法，以便产生一第一滤波荧光信号SFN₀=SFN–SFN’，此第一滤波荧光信号SFN₀在所述第一和第二倍增器341，342被注入。

第二个采集/处理模块33包括第二解调装置37，其用于解调第二数字参考信号SRN，并包括：

-通过同相数字解调信号SINE的第一倍增器371，在截止频率f_c低于载波频率f₀的情况下该第一倍增器371后面跟着第一低通滤波器381，以便输出第二所谓同相解调参考信号SR_SIN；并

-通过同相正交数字解调信号COSINE的第二倍增器372，在相同的截止频率f_c下该第二倍增器372后面跟着第二低通滤波器372，以便输出第二所谓同相正交解调荧光信号SF_COS。

第二获取/处理模块33进一步包括，在所述第一和第二低通滤波器381，382的输出端，装置383用于计算参考光束FR的振幅的所谓第二参考值VALR特征，对应于第二数字参考信号SRN的模块和因此对应于第二同相解调参考信号SR_SIN和所述第二同相正交解调参考信号SR_COS的总和模块。

更具体地，第二参考值VALR是根据下面的等式计算：VALR=(SR_SIN ²⁺SR_COS ^2)1/2.。

第二获取/处理模块33，在所述第一和第二倍增器371，372的输入端，还包括：

-陷波滤波器391，其集中在载波频率f₀上，以便过滤第二数字参考信号SRN和输出第二滤波中频信号SRN'，和

-减法器392，其对第二数字参考信号SRN和第二滤波中频信号SRN’进行减法，以产生第二滤波参考信号SRN₀=SRN–SRN’，在所述第一和第二倍增器371，372第二滤波参考信号SRN₀被注入。

在说明书的其余部分涉及为了确定以相对荧光单位（RFU）的形式表现的样品E的荧光而进行的计算，相对荧光单位被定义为在荧光的强度和激励强度的比率。

RFU值通常被调整以用于所需的值的范围，且由之前的校准过程来确定。

至于本发明的系统1，对于在样品E中通过荧光法测量期间给定的所含4-MU的浓度“x”，该校准RFU值的计算公式如下：

RFU_cal(x)=(Fx.g_FLUO)/(Rx.g_REF)，其中

-Fx是在第一光检测器检测到的荧光信号以毫伏（mV）为单位的原始值，本发明的范围内，对应于是从在数字信号处理板3实施的解调处理的第一荧光值VALF（数字数据）;

-Rx是在第二光检测器检测到的参考信号的以毫伏（mV）为单位的原始值，本发明的范围内，对应于是从在数字信号处理板3实施的解调处理的第二参考值VALR（数字数据）;和

-g_FLUO和g_REF是在系统1的光学校准期间被调整的增益参数。

校准过程是用荧光法先前的分析进行的，具有4-MU的已知浓度C_REF的参考溶液且提供一个给定RFU_REF值，例如具有某一精度间隔C_REF=6410nM和RFU_REF=3144的液体。在分析期间建立增益参数gFLUO和_gREF，以便在输出端在RFU_REF的幅度获得一个RFU。

在免疫学试验的范围内，4-MU的浓度为40nM-40,000nM。图13显示了根据4-MU的浓度的RFU的变化情况，RFU是随着4-MU浓度变化的非线性函数。为了获得与本发明的系统1相一致的曲线，在这种情况下，在数字信号处理板3的输出端，提供一应用于4-MU浓度的多项式函数的转换因子F_CONV，因此由系统1所测量的RFU正好与图13所示曲线一致并且因此获得所需的曲线形状。该转换因子F_CONV由以下荧光法分析协议所建立，包含若干变化因素（不同的4-MU溶液和不同的光学仪器），以确保测量的可靠性和可重复性。

该计算的细节描述如下。

首先，从模拟调制信号SAM的转换，二极管10的驱动电流ID(t)被建立。对于正弦脉冲，驱动电流ID(t)（或二极管电流）满足下述等式（E1）：

ID(t)=[A+B.sin(2πf₀t)].rect_T(t),即

ID(t)=[A+B.cos(2πf₀t-π/2)].rect_T(t)  (E1)

其中

-f₀=2KHz(载波频率),

-T=15.5ms(正弦脉冲持续时间),

-A对应的偏移强度（移动相对于零），可能需要15毫安（mA）的值，

-B对应的驱动电流的半幅，可能需要10毫安（mA）的值。

图14示出了根据时间t的脉冲，此驱动电流ID（t）的情况。

在频率领域，这个等式（E1）由下面的等式（E2）转化：

ID(f)=A.T.sinc(fT)+B.T/2.(e^-jπ/2.sinc[(f-f_o)T)]+e^jπ/2.sinc[(f+f_o)T)])(E2)

图15根据频率f示出了ID(f)的情况。

第二，在被分离成第一激励光束FE和第二参考光束FR之前，驱动电流ID（t）（来自于在载波频率f₀上的调制处理的载波信号）是在一个给定的波长被转换成主光束FP，在此例中约370nm。第一激励光束FE激励样品和4-MU分子，其回应发射的荧光射线RF由所述第一光电探测器14RF检测到，此光电检测在第一光检测器14的端子由第一模拟检测信号SAD1转化。

建立下面的等式（E3），在第一光电探测器14的输出端和在第一模/数转换装置21或者第一模/数转化器24的输入端，其将驱动电流ID（t）的通道转化为所述第一模拟检测信号SAD1(t)：

SAD1(t)=z(t).ID(t),即

SAD1(t)=K.[A+B.cos(2πf₀t-π/2+Δ)].rect_T(t),即

$\mathrm{SAD}1\left(t\right)=K.A.{\mathrm{rect}}_T\left(t\right)+[K.B.\cos (2\mathrm{\π}{f}_{o}t+\∂)].{\mathrm{rect}}_T\left(t\right)---\left(E3\right)$

其中

-z(t)是转化荧光射线RF发射的放大信号，并且其被认为是常数并等于常数K;

-

用Δ对应于在二极管10和第一光电探测器14之间由系统引入的相移。

图16根据时间t的脉冲示出了第一模拟检测信号SAD1(t)。

第三，在所述第一模/数转换装置21的通路之后，将模拟检测信号SAD1(t)转换成数字信号，以得到第一数字荧光信号SFN。在频率领域，因此得到下面的等式（E4）：

$\mathrm{SFN}\left(f\right)=K.A.T.\sin c\left(\mathrm{fT}\right)+K.B.T/2.(e^{j\∂}.\sin c[(f-f_o)T\left)\right]+e^{j\∂}.\sin c\left[(f+f_o)T\right]),$ 即

$\mathrm{SFN}\left(f\right)=Y\left(f\right)=K.A.T.\sin c\left(\mathrm{fT}\right)+K.B.T/2.(e^{j\∂}.\sin c[(f-f_o)T]+e^{j\∂}.\sin c[(f+f_o)T\left)\right])$ $\left(E4\right)$

图17根据频率f示出了SFN(t)。

然后，第一数字荧光信号SFN由数字信号处理板3获得和处理，并且更具体地是由主信号采集/处理模块31根据以下的解调处理的步骤进行的。

在解调处理中的第一步骤，所述第一数字荧光信号SFN（f）通过与减法器362关联的由陷波滤波器361组成的带通滤波器。

陷波滤波器361集中在载波频率f_o上转换成一个具有一个低频截止f₁=|f_o|–fdec和高频截止f₂=|f_o|+fdec的函数H_陷波(f)，其fdec可以设置在100Hz，使得的陷波的频率宽度Δf_陷波为Δf_陷波=2.f_dec=200Hz。图18根据频率f示出了该函数H_陷波(f)。

第一滤波中频信号SFN’(f)，因此满足等式SFN’(f)=H_陷波(f).SFN(f)。

因此，与减法器362关联的由陷波滤波器361组成的带通滤波器，通过函数H_BP(f)=1-H_陷波(f)转化，其被应用到所述第一数字荧光信号SFN(f)。

第一滤波荧光信号SFN₀(f)=SFN(f)–SFN’(f)中，因此满足下式（E5）：

SFN₀(f)=H_BP(f).SFN(f)=(1-H_陷波(f)).SFN(f),即

${\mathrm{SFN}}_0\left(f\right)=K.B.T/2.(e^{j\∂}.\sin c[(f-f_o)T\left)\right]+e^{j\∂}.\sin c\left[(f+f_o)T\right)\left]\right)---\left(E5\right)$

图19根据频率f示出了SFN₀(f)。

在时间领域，这个等式（E5）通过下面的等式（E6）转化：

${\mathrm{SFN}}_0\left(t\right)=[K.B.\cos (2\mathrm{\π}{f}_{o}t+\∂\left)\right].\mathrm{rec}{t}_T\left(t\right),$ 因此

${\mathrm{SFN}}_0\left(t\right)=K.B.{\mathrm{rect}}_T\left(t\right).\cos (\∂).\cos \left(2\mathrm{\π}{f}_{o}t\right)-K.B.\mathrm{res}{t}_T\left(t\right).\sin (\∂).\sin .\left(2\mathrm{\π}{f}_{o}t\right),$ 即

SFN₀(t)=Kc(t).cos(2πf_ot)-Ks(t).sin(2πf_ot)  (E6)

$\mathrm{avecKc}\left(t\right)=K.B.{\mathrm{rect}}_T\left(t\right)\cos (\∂)$ 且 $\mathrm{Ks}\left(t\right)=K.B.\mathrm{rec}{t}_T\left(t\right).\sin (\∂)$

在解调处理中的第二步骤中，第一滤波荧光信号SFN₀由两个倍增器341，342传递，以便由数字解调信号SINE和COSINE相乘。为了描述该步骤，参考图20，其特别说明了如下的两个倍增器341，342，以及低通滤波器351，352和计算装置353。

一方面，在第一倍增器341中该SFN₀(t)信号乘以数字解调信号SINE，在输出端产生第一同相中频解调信号SF_SIN’(t)，另一方面，在第二倍增器342中乘以数字解调信号COSINE，在输出端产生第一同相正交中频解调信号SF_COS’(t)。

数字解调信号SINE和COSINE以下面的时间形式呈现：

SINE(t)=K_sin.sin(2πf_ot)=2.sin(2πf_ot),和

COSINE(t)=K_cos.cos(2πf_ot)=2.cos(2πf_ot)

其中K_sin和K_cos对应于信号的振幅并被设置值为2。

在时间领域，同相中频解调信号SF_SIN’(t)和同相正交中频解调信号SF_COS’(t)满足下面的等式（E7）及（E8）：

SF_SIN’(t)=[Kc(t).cos(2πf_ot)-Ks(t).sin(2πf_ot)].2sin(2πf_ot),即

SF_SIN’(t)=2.[1/2.Ks(t)-1/2.Kc(t).cos(2π2f_ot)-1/2.Ks(t).sin(2π2f_ot)],即

SF_SIN’(t)=Ks(t)-Kc(t).cos(2π2f_ot)-Ks(t).sin(2π2f_ot)(E7)

SF_COS’(t)=[Kc(t).cos(2πf_ot)-Ks(t).sin(2πf_ot)].2cos(2πf_ot),即

SF_COS’(t)=2.[1/2.Kc(t)+1/2.Kc(t).cos(2π2f_ot)-1/2.Ks(t).sin(2π2f_ot)],即

SF_COS’(t)=Kc(t)+Kc(t).cos(2π2f_ot)-Ks(t).sin(2π2f_ot)(E8)

在频率领域，等式（E7）及（E8）转化为下面的等式（E9）和（E10）：

${\mathrm{SF}}_{\mathrm{SIN}}\text{'}\left(f\right)=[K.B.T.\sin (\∂)].\sin \left(\mathrm{fT}\right)-$

$[(K.B.T.\cos (\∂))/2].\left(\sin c\right[(f-2f_o)T\left)\right]+\sin c\left[(f+2f_o)T\right])-$

$[(K.B.T.\sin (\∂))/2].(e^{-\mathrm{j\π}/2}.\sin c[(f-2f_o)T]+e^{\mathrm{j\π}/2},\sin c[(f+2f_o)T\left]\right)---\left(E9\right)$

${\mathrm{Sf}}_{\mathrm{COS}}\text{'}\left(f\right)=[K.B.T.\cos (\∂)].\sin c\left(\mathrm{fT}\right)+$

$[(K.B.T.\cos (\∂))/2].\left(\sin c\right[(f-2f_o)T]+\sin c[(f+2f_o)T\left]\right)-$

$[(K.B.T.\sin (\∂))/2](e^{-\mathrm{j\π}/2}.\sin c[(f-2f_o)T]+e^{\mathrm{j\π}/2}.\sin c[(f+2f_o)T\left]\right)$ $\left(E10\right)$

图21根据频率f示出了SF_SIN’(f)，图22根据该频率f示出了SFCOS’(f)。

在解调处理的第三步骤中，同相解调信号SF_SIN’和同相正交解调信号SF_COS’的中频由相应的低通滤过滤器351，352过滤，其在输出端分别传送第一同相解调信号SF_SIN和第一同相正交解调信号SF_COS。

每个低通滤波器351，352由带有一个截止频率fc，在这里设置为110Hz，的函数H_LP(f)转化。

在非图示的改进中，每个低通滤波器351，352之后是一个平滑低通滤波器，该平滑低通滤波器是由如图23所示的一个函数H_低通平滑(f)转化的，具有截止频率fc1=2f₀,fc2=4f₀,等。每个平滑低通滤波器允许对来自之前的低通滤波器H_LP(f)的最后的20个采样点进行平均以在多倍2f₀截止频率上增加信号的排斥。

在频率领域，第一同相解调信号SF_SIN和第一同相正交解调信号SF_COS满足下式（E11）和（E12）：

图24和图25根据该频率f分别示出了信号SF_SIN(f)和SF_COS(f)。

在时间领域，这些等式（E11）和（E12）由下面的等式（E13）和（E14）转化：

${\mathrm{SF}}_{\mathrm{SIN}}\left(t\right)=\mathrm{Ks}\left(t\right)=K.B.{\mathrm{rect}}_T\left(t\right).\sin (\∂)---\left(E13\right)$

${\mathrm{SF}}_{\mathrm{COS}}\left(t\right)=\mathrm{Kc}\left(t\right)=K.B.\mathrm{rec}{t}_T\left(t\right).\cos (\∂)---\left(E14\right)$

在解调处理的第四步骤中，第一同相解调信号SF_SIN和第一同相正交解调信号SF_COS在计算装置353中被注入，以便计算所述第一模拟检测信号SAD1(t)的模块，其对应的信号[(SF_SIN(t)+SF_COS(t))²]^1/2的模块;这些解调处理的步骤提取放大信号z(t)而不被通过系统介入的未知相移所影响。

计算模块，对应在主信号采集/处理模块31的输出端产生的第一荧光值VALF，满足下式（E15）：

VALF=Module[SAD1(t)],即

VALF=[Kc(t)²+Ks(t)²]^1/2

$\mathrm{VALF}=[{(K.B.\mathrm{rec}{t}_T\left(t\right).\cos (\∂))}^2+[K.B.\mathrm{re}{\mathrm{ct}}_T\left(t\right).\sin (\∂){]}^2{]}^{1/2}$

$\mathrm{VALF}={\left[(K.B.{\mathrm{rect}}_T\left(t\right){)}^2.(\cos {(\∂)}^2+\sin {(\∂)}^2)\right]}^{1/2}$

VALF=K.B.rect_T(t)

因此考虑到rect_T(t)=1，对于t<T

VALF=K.B  (E15)

对于参考光束FR，相同的等式被重复，从而用于计算所述第二模拟检测信号SAD2，第二数字参考信号SRN和在最后所谓第二参考值VALR。

第四，一个布置在所述第一采集/处理模块32和第二采集/处理模块33输出端的比较装置（未示出）基于在这些模块32，33的输出端已传递的第一荧光值VALF_j,i和第二参考值VALR_j,i进行RFU值的计算，用于每个正弦迭代（j对应于迭代的次数并且取值0，1，2，三次迭代被用于测量荧光），和用于第i值时4-MU的浓度。

对于带有浓度i的迭代j，RFU的前值被命名为rfu_j,i，满足下述等式（E16）：

rfu_j,i＝(x_j,i+rfu_Offset)  (E16)

其中x_j,i满足以下等式:

-在法坐标中:

$x_{j,i}=(\frac{({\mathrm{VALF}}_{j,i}-{\mathrm{offset}}_{\mathrm{AiR}})\&CenterDot;K_{\mathrm{OPT}}^{\mathrm{FLUO}}\left)\right)}{({\mathrm{VALR}}_{j,i}\&CenterDot;A_{\mathrm{OPT}}^{\mathrm{REF}})}\&CenterDot;K_{\mathrm{STRIP}}\&CenterDot;K_{\mathrm{STD}})$

-在扩展坐标中：

$x_{j,i}=(\frac{({(\mathrm{VALF}}_{j,i}-{\mathrm{offset}}_{\mathrm{EXR}})\&CenterDot;K_{\mathrm{OPT}}^{\mathrm{FLUO}}\left)\right)}{({\mathrm{VALR}}_{j,i}\&CenterDot;A_{\mathrm{OPT}}^{\mathrm{REF}})}\&CenterDot;\frac{C_{\mathrm{opt}}^{\mathrm{FLOU}}}{C_{\mathrm{opt}}^{\mathrm{REF}}}{K}_{\mathrm{STRIP}}\&CenterDot;K_{\mathrm{STD}})$

其中

-i=4-MU的浓度的数值

-j=迭代(0,1,2)的数值

-

=在前校准过程中用于被计算的荧光射线的调整系数

=在前校准过程中用于被计算的荧光射线在扩展坐标上的调整系数

=在前校准过程中用于被计算的参考光束的调整系数

=在前校准过程中用于被计算的参考光束在扩展坐标上的调整系数

-K_STD=在自动校准中用于被计算的内部读数的调整系数

-K_STRIP=在光学校准过程中用于被计算的参考光学位置的调整系数

-VALF_j,i=用于迭代j的第一荧光值,以获得浓度i

-VALR_j,i=用于迭代j的第二参考值,以获得浓度i

-offset_AIR=用于在空气中读数取得的第一平均荧光值

-offset_EXR=用于在空气中读数取得在扩展坐标中的第一平均荧光值

-rfu_Offset=偏移RFU值

然后，在计算rfu_j,i的j值以后，如上所述的涉及转换因子F_CONV的多项变换式被执行，参照图13。

对于带有浓度i的迭代j，在应用转换因子F_CONV后RFU的值被命名为

满足下述等式（E17）：

${\mathrm{rfu}}_{j,i}^{\mathrm{CONV}}={\left({\mathrm{rfu}}_{j,i}\right)}^4\&CenterDot;a+{\left(\mathrm{rf}{u}_{j.i}\right)}^2\&CenterDot;b+{\left({\mathrm{rfu}}_{j.i}\right)}^2\&CenterDot;c+\left({\mathrm{rfu}}_{j.i}\right)\&CenterDot;d+{\left({\mathrm{rfu}}_{j.i}\right)}^2\&CenterDot;e$ $\left(E17\right)$

其中，a,b,c,d和e是常数，例如：

-a=1,3240745951716500E-13;

-b=-3,7686707018928200E-09;

-c=7,3337036404781100E-07;

-d=1,0311832028790600E+00;

-e=9,4239190294182200E-01;

并且其中：

-使用（E17）计算且高于阈值Rmax，此处等于23433，的

值，被设定为阈值Rmax;和

-使用（E17）计算且低于该阈值Rmax的值，

等于这个计算值。

最后，对于浓度i所需的最终的

值是通过计算

的平均值获得，其中j取值0,1和2，且远离该平均值的

的值是不予考虑的。

最后，最终的等式（E18）被获得：

${\mathrm{REU}}_i^{\mathrm{FIN}}=\frac{\left(\underset{j}{\overset{2}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\mathrm{rfu}}_{j.i}^{\mathrm{CONV}}\right)}{2}---\left(E18\right)$

第五，最后的这个值被传送给操作系统，如外部计算机终端或在自动体外诊断仪器中集成的计算机系统，用另外的计算以评估分析物的浓度。

Claims (12)

1.对于液体样品（E）中至少一种分析物的荧光法体外检测和/或定量的系统（1），包括：

-辐射源（10），其在称为发射波长的给定波长上发射主光束（FP）;

-布置在所述辐射源（10）输出端的分光器（13），其用于把主光束（FP）分为第一样品（E）激励光束（FE）和第二参考光束（FR）;

-第一光检测器（14），其用于提供第一模拟检测信号（SAD1）以响应对样品在谓荧光波长发射的荧光射线（RF），作为所述第一激励光束（FE）引起的激励结果，的检测;

-第二光检测器（15），其用于在输出端提供第二模拟检测信号（SAD2）以响应对所述第二参考光束（FR）的检测;

所述系统（1）的特征在于，其包括：

-发生器（300），其在称为载波频率(f_o)的预定义频率上输出正弦载波信号(SNM)，并在同一载波频率(f_o)上输出至少一个数字解调信号（(SINE,COSINE)）;

-连接到所述发生器（300）的数/模转换装置（303），其用于在载波频率(f₀)上将正弦载波信号（SNM）转换成模拟调制信号（SAM）;

-连接到数/模转换装置（303）和所述辐射源（10）的调幅器（4），其在载波频率(f₀)上通过在所述辐射源（10）上应用模拟调制信号（SAM）对主光束（FP）调幅;

-连接到光检测器装置(14,15)的模/数转换装置(21,22)，其将所述第一模拟检测信号（SAD1）转换成所谓第一数字荧光信号(SFN)，和将所述第二模拟检测信号(SAD2)转换成第二数字参考信号（SRN）;

-连接到所述发生器（300）和模/数转换装置（21,22）的数字处理装置（32,33），一方面其通过在载波频率(f₀)上解调处理第一个数字荧光信号（SFN）以便计算荧光射线（RF）振幅特性的所谓第一荧光值(VALF)，另一方面，其通过在载波频率(f₀)上解调处理第二数字参考信号（SRN），以便计算参考光束（FR）振幅特性的所谓第二参考值（VALR）;

-用于比较所述第一荧光值(VALF)和第二参考值(VALR)的装置，其用于计算用于建立分析物的检测和/或定量的最终结果(RFU)。

2.根据权利要求1所述的系统（1），其中数字处理装置（32,33）包括：

-第一解调装置（34），其用于通过在载波频率(f₀)上倍频至少一个数字解调信号(SINE,COSINE)以解调第一数字荧光信号(SFN)，以便生成至少一第一解调荧光信号(SF_SIN,SF_COS);和

-第一计算装置（353），其基于至少一个第一解调荧光信号(SF_SIN,SF_COS)，计算荧光射线（RF）振幅特性的所谓第一荧光值(VALF)。

3.根据权利要求2所述的系统（1），其中第一解调装置（34）包括：

-第一倍增器（341），其用于通过在载波频率(f₀)上且与正弦载波信号(SNM)同相的数字解调信号(SINE)，所述第一倍增器（341）在一个低于载波频率(f₀)的截止频率(f_c)上可能由第一低通滤波器（351）跟随，以便输出所谓第一同相解调荧光信号(SF_SIN);和

-第二倍增器（342），其用于通过在载波频率(f₀)上且与所述正弦载波信号(SNM)同相正交的数字解调信号(COSINE)，所述第二倍增器（342）可能由在同一截止频率(f_c)上的第二低通滤波器（352）跟随，以便输出所谓第一同相正交解调荧光信号(SF_COS);

其中，第一计算装置（353），在第一和第二倍增器（341,342）的输出端,计算对应于所述第一同相解调荧光信号(SF_SIN)和所述第一同相正交解调荧光信号(SF_COS)总和的模块的第一荧光值(VALF)。

4.根据权利要求3所述的系统（1），其中数字处理装置（32,33），在所述第一和第二倍增器（341,342）的输入端，包括：

-陷波滤波器(361)，其集中在载波频率(f₀)上以便过滤所述第一数字荧光信号(SFN)和输出第一滤波中频信号(SFN’)，以及

-减法器（362），其对所述第一数字荧光信号(SFN)和所述第一滤波中频信号(SFN’)执行减法，以便产生第一滤波荧光信号(SFN₀)，该第一滤波荧光信号(SFN₀)在所述第一解调装置(34)的第一和第二倍增器(341,342)被注入。

5.根据前述任一权利要求所述的系统（1），其中数字处理装置（32,33）包括：

-第二解调装置（37），其解调第二数字参考信号（SRN），通过在载波频率上倍频至少一个数字解调信号(SINE,COSINE)，以便产生至少一个第二解调参考信号(SR_SIN,SR_COS)；和

-第二计算装置（383），其基于至少一个第二解调参考信号(SR_SIN,SR_COS)，计算所述的第二参考值(VALR)。

6.根据权利要求5所述的系统（1），其中第二解调装置（37）包括：

-第一倍增器（371），其用于通过在载波频率(f₀)上且与正弦载波信号(SNM)同相的数字解调信号(SINE)，在一个低于载波频率(f₀)的截止频率(f_c)上所述第一倍增器（371）可能由第一低通滤波器（381）跟随，以便输出所谓第二同相解调参考信号(SR_SIN);和

-第二倍增器（372），其用于通过在载波频率(f₀)上且与所述正弦载波信号(SNM)同相正交的数字解调信号(COSINE)，所述第二倍增器（372）可能由在同一截止频率(f_c)上的第二低通滤波器（382）跟随，以便输出所谓第二同相正交解调参考信号(SR_COS);

其中，第二计算装置（383），在第一和第二倍增器（371,372）的输出端,计算对应于所述第二同相解调参考信号(SR_SIN)和所述第二同相正交解调参考信号(SR_COS)总和的模块的第二参考值(VALR)。

7.根据权利要求6所述的系统（1），其中的数字处理装置（32,33），在第二模/数转换装置（22）的输出端和所述的第一和第二倍增器（371,372）的输入端，包括

-陷波滤波器(391)，其集中在载波频率(f₀)上以便过滤所述第二数字参考信号(SRN)和输出第二滤波中频信号(SRN’)的，和

-减法器（392），其对所述第二数字参考信号(SRN)和所述第二滤波中频信号(SRN’)执行减法，以便产生第二滤波参考信号(SRN₀)，该第二滤波参考信号(SRN₀)在所述第二解调装置(37)的第一和第二倍增器(371,372)被注入。

8.根据前述任一权利要求所述的系统（1），进一步包括，介于所述辐射源（10）和分光器（13）之间，实质集中在发射波长的光学带通滤波器（11）。

9.根据前述任一权利要求所述的系统（1），进一步包括，介于样品（E）和第一光检测器(14)之间，实质集中在荧光波长的光学带通滤波器（141）。

10.根据权利要求9所述的系统（1），进一步包括，介于所述光学带通滤波器（141）和所述第一光检测器（14）之间，以导流锥形式取得的波导（142）。

11.根据前述任一权利要求所述的系统（1），进一步包括，介于分光器（13）和第二光检测器（15）之间，显示出实质上低于发射波长的截止低波的光学低通滤波器（151）。

12.根据权利要求11所述的系统（1），进一步包括，介于该光学低通滤波器（151）和所述第二光检测器（15）之间，以导流锥形式取得的波导（152）。13.根据前述任一权利要求所述的系统（1），其中在载波频率(f₀)上正弦载波信号(SNM)形式上是一组若干次周期性正弦迭代，在两个连续迭代之间的时间差大于正弦迭代的周期。

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