KR102099230B1

KR102099230B1 - 형광분석에 의한 체외 검출 및/또는 정량화를 위한 시스템

Info

Publication number: KR102099230B1
Application number: KR1020147011256A
Authority: KR
Inventors: 베로니카 루시아 로시; 주세페 페로렐리; 마씨모 갈디에로; 프랑코 프란치니; 다비드 자프란세스코
Original assignee: 비오메리으
Priority date: 2011-09-26
Filing date: 2012-09-25
Publication date: 2020-04-10
Also published as: US20140252246A1; FR2980577A1; JP2014531019A; BR112014007122A2; JP6239515B2; FR2980577B1; BR112014007122B1; US9632031B2; CN103874915B; WO2013045807A1; KR20140067152A; EP2776812A1; IN2014DN03167A; CN103874915A

Abstract

본 발명은 생물학적 시료를 구성하는 유체의 샘플(E) 내의 적어도 하나의 분석물질의 형광분석에 의한 체외 검출 및/또는 정량화를 위한 특히 면역학 시험을 위한 시스템(1)으로서, 방사원(10)과 이에 후속하는 메인 빔(FP)을 샘플-에너자이징(energizing) 빔(FE) 및 기준 빔(FR)으로 분할하기 위한 분광기(13), 샘플에 의하여 방출된 형광선(fluorescence ray; RF)을 검출하기 위한 제 1 광검출기 수단(14) 및 기준 빔(FR)에 대한 제 2 광검출기 수단(15)을 포함하며, 또한 정현 캐리어 신호(SNM) 및 적어도 하나의 디지털 복조 신호(SINE, COSINE)를 출력하는 발생기(300), 및 형광선의 진폭의 특징인 형광 값(VALF) 및 기준 빔의 진폭의 특징인 제 2 기준 값(VALR)을 추출하기 위하여, 복조에 의해 두 개의 광검출기 수단으로부터의 신호를 처리하기 위한 디지털 처리 수단을 포함하는 시스템(1)에 관련된다. 본 발명은 임상 또는 산업 분야에서의 체외 진단을 위한 자동화된 기구에서 사용될 수 있다.

Description

형광분석에 의한 체외 검출 및/또는 정량화를 위한 시스템{SYSTEM FOR IN VITRO DETECTION AND/OR QUANTIFICATION BY FLUOROMETRY}

본 발명은 생물학적 시료를 구성하는 유체의 샘플(E) 내의 적어도 하나의 분석물질의 형광분석에 의한 체외 검출 및/또는 정량화에 관련된다.

본 발명은 임상 분야 또는 산업 분야에서의 체외 진단을 위한 자동화된 기구에서 사용될 수 있다.

임상 분야에서, 외부 마이크로-유기체(박테리아, 바이러스, 기생충, 항체, 등) 로부터의 분석물질이 존재하는지를 검출 또는 정량화하기 위하여 면역학적 테스트 또는 분자 생물학 테스트의 형태로서 사람의 생물학적 샘플(소변, 혈액, 타액, 고름, 뇌척수액 등)로부터 진단이 수행된다.

산업 분야에서, 진단은 음식, 약제 또는 화장 제품의 샘플로부터 수행되어 미생물학적 테스트의 형태로 제품의 미생물학적 품질을 제어한다. 이러한 미생물학적 테스트는 일반적으로 멸균(미생물이 존재해서는 안됨), 또는 병원성 박테리아(감염원)의 부존재, 또는 심지어 공생 박테리아(일반적으로 저농도로 인간 및 일상에서 존재한다)가 어떤 임계 아래로만 존재한다는 것을 검사한다.

또한 본 발명은 동적 분석, 다시 말해서 실시간의 분석 분야에 사용될 수 있는데, 이 경우에는 면역학적/생물학적 반응이 시간이 지남에 따라서 관리 또는 제어될 수도 있는 면역학적 테스트 및 분자 생물학 테스트에서 사용될 수 있다.

본 발명은 좀 더 자세하게 설명하면 형광분석에 의한 체외 검출 및/또는 정량화를 위한 시스템으로서:

- 메인 빔을 방출이라고 불리는 주어진 파장에서 방출하는 방사원;

- 메인 빔을 제 1 샘플-에너자이징(energizing) 빔 및 제 2 기준 빔으로 분할하기 위하여 방사원의 출력에 구현되는 분광기;

- 샘플에 의하여 방출된 형광선을, 제 1 에너자이징 빔에 의하여 유도된 여기의 결과로서 소위 형광 파장에서 검출하는 것에 응답하여 제 1 아날로그 검출 신호를 제공하도록 설계된 제 1 광검출기 수단;

- 제 2 기준 빔의 검출에 응답하여 출력에서 제 2 아날로그 검출 신호를 제공하도록 설계된 제 2 광검출기 수단을 포함하는 시스템에 관련된다.

이러한 체외 검출 및/또는 정량화 시스템은 자동화된, 예를 들어 문서 EP 0864 089 B1, EP 0871 863 B1, EP 0 241 268 A1, 및 WO 2004/055502 A2 와 같은 형광분석에 의한 체외 진단 기구에서 특히 공지되는데, 이것은 펄스형 광원 타입, 레이저 램프 또는 아크 램프와 같은 방사원을 사용한다.

통상적으로, 두 개의 광검출기 수단으로부터의 신호의 분석은 특히 검출할 분석물질의 존재/양을 나타내는 형광 피크를 검출하기 위한 알고리즘으로써 아날로그 프로세스에 의하여 수행된다. 이러한 아날로그 처리의 단점은 실질적으로 노이즈를 감소하기 위한 그러므로 신호-대-잡음 비를 증가시키기 위한 이것의 한계에 상존한다.

또한 종래 기술은 특허 출원 제 US 5 757 013 A 호의 교시 내용에 의하여 예시될 수도 있는데, 이것은 형광 감쇠(decay)를 측정하기 위한 장치로서, 형광 신호 및 기준 신호에 기초한 디지털 처리를 구현하며, 여기에서 기준 신호는 실질적으로 광원의 구동 신호의 캐리어 주파수와는 상이한 주파수에서 복조된 형광 및 기준 신호의 내적의 계산의 구현으로써 형광 신호에 대한 위상 천이를 측정하는 역할을 한다; 이러한 계산은 이러한 위상 천이를 결정하고 그것의 형광 감쇠를 연역하도록 허용한다. 출원 제 US 5 757 013 A 호의 측정 장치의 목적은 샘플 내의 형광 발색단(fluorophore)의 농도를 참조하지 않고 형광 감쇠를 결정하는 것이다.

또한 종래 기술은 문서 WO 00/37850 A1 의 교시 내용을 포함하는데, 이것은 샘플의 조사 도중에 방출 지연 시간을 측정하도록 의도되는 장치로서, 제 1 및 제 2 디지털 입력 신호를 생성하는 시스템, 이러한 두 개의 신호를 아날로그 정현 신호로 변환하기 위한 디바이스, 특정 주파수에서 변조되며 샘플을 조사함으로써 샘플에 의한 방출을 생성하는 방사원을 포함하는 장치에 관련된다. 또한 이 장치는 샘플로부터의 방출을 검출하며 제 1 입력 신호의 위상에 대한 위상 천이를 가지는 제 1 출력 신호를 생성하는 검출기, 및 제 1 및 제 2 아날로그 출력 신호를 디지털화하도록 허용하는 디바이스, 출력 신호를 수신하며 위상 변화를 표시하는 신호를 생성하기 위하여 신호 위상을 비교하는 믹서를 포함한다. 피드백 디바이스는 제 1 및 제 2 출력 신호를 직교 상태로 만들기 위하여 믹서 신호에 기초하여 제 2 입력 신호의 위상을 왜곡시킨다.

본 발명의 목적은, 신호-대-잡음 비의 증가에 의하여 얻어진 개선된 민감도로써 분석물질의 검출/정량화를 보장하는 신호 처리 수단을 포함하는, 형광분석에 의한 체외 검출 및/또는 정량화 시스템을 제공하는 것이다.

사실상, 이것은 유체의 샘플 내의 적어도 하나의 분석물질의 형광분석에 의한 체외 검출 및/또는 정량화를 위한 시스템으로서:

- 메인 빔을 방출 파장이라고 불리는 주어진 파장에서 방출하는 방사원;

이러한 시스템은:

- 정현 캐리어 신호를 소위 선정의된 캐리어 주파수에서, 그리고 적어도 하나의 디지털 복조 신호를 이러한 동일한 캐리어 주파수에서 출력하는 발생기;

- 정현 캐리어 신호를 캐리어 주파수에서 아날로그 변조 신호로 변환하기 위하여 발생기에 연결되는 디지털/아날로그 변환 수단;

- 디지털/아날로그 변환 수단에 그리고 방사원에 연결되어 아날로그 변조 신호를 상기 방사원에 인가함으로써 진폭에 있어서 메인 빔을 캐리어 주파수에서 변조하는 진폭 변조기;

- 광검출기 수단에 연결되어 제 1 아날로그 검출 신호를 제 1 디지털 소위 형광 신호로 그리고 제 2 아날로그 검출 신호를 제 2 디지털 기준 신호로 변환하는 디지털/아날로그 변환 수단;

- 발생기에 그리고 아날로그/디지털 변환 수단에 연결되며 일면에서는 형광선의 진폭의 제 1 소위 형광 값 특징을 계산하기 위하여 캐리어 주파수에서의 복조에 의하여 제 1 디지털 형광 신호를 처리하도록, 그리고 다른 면에서는 기준 빔의 진폭의 제 2 소위 기준 값 특징을 계산하기 위하여 캐리어 주파수에서의 복조에 의하여 제 2 디지털 형광 신호를 처리하도록 설계되는 디지털 처리 수단;

- 제 1 형광 값 및 제 2 기준 값을 비교하여 분해물질의 검출 및/또는 정량화를 달성하기 위한 최종 결과를 계산하기 위한 수단한다는 점에서 특징을 가진다.

따라서, 본 발명에 따른 시스템은 진폭 변조 및 복조에 의하여 디지털 처리를 수행하여, 특히 흥미로운 신호-대-잡음 비에 도달하도록 허용한다.

이러한 디지털 처리는 바람직하게는 특히, UV 스펙트럼에서의 발광 다이오드(LED)를 방사원으로서 사용하여 수행되는데, 이것은 발광 다이오드가 변조된 드라이브와의 사용에 특히 적합하기 때문이다. 발광 다이오드가 있으면, 잘 정의되고 제어된 시간적 및 주파수 형태의 진폭의 광 플래시의 세트가 보장될 수도 있는데, 이러한 플래시는 시간적으로 제어되고 정밀한 방식으로 서로로부터 이격될 수 있다. 발광 다이오드의 이러한 드라이브 가능성과 함께, 후속하는 디지털 처리는 노이즈를 제거/한정하는 것을 허용한다.

제 1 디지털 형광 신호 및 제 2 디지털 기준 신호가, 바람직하게는 상대적 형광 유닛(RFU)의 형태로 나타날 최종 결과를 추출하도록 할 비교를 수행하기 이전에 정현 캐리어 신호의 캐리어 주파수에 대응하는 동일한 주파수에서 개별적으로 복조된다는 것이 이해된다.

특정 실시예에서, 디지털 처리 수단은:

- 적어도 하나의 제 1 복조된 형광 신호를 생성하기 위하여, 제 1 디지털 형광 신호를 캐리어 주파수에서 적어도 하나의 디지털 복조 신호에 의하여 승산함으로써 제 1 디지털 형광 신호를 복조하도록 설계된 제 1 복조 수단; 및

- 적어도 하나의 제 1 복조된 형광 신호에 기초하여, 제 1 형광 값을 계산하도록 설계된 제 1 계산 수단을 포함한다.

일 피쳐에 따르면, 제 1 복조 수단은:

- 캐리어 주파수에 있으며 정현 캐리어 신호와 동위상인 디지털 복조 신호에 의한 제 1 승산기로서, 상기 제 1 승산기는 제 1 소위 동위상 복조된 형광 신호를 출력하기 위하여, 캐리어 주파수보다 더 낮은 컷-오프 주파수에서의 제 1 저역-통과 필터에 의하여 후속되는 것이 가능한, 제 1 승산기; 및

- 캐리어 주파수에 있으며 정현 캐리어 신호와 직교위상인 디지털 복조 신호에 의한 제 2 승산기로서, 상기 제 2 승산기는 제 1 소위 직교 위상 복조된 형광 신호를 출력하기 위하여, 동일한 컷-오프 주파수에서의 제 2 저역-통과 필터에 의하여 후속되는 것이 가능한, 제 2 승산기를 포함하고,

더 나아가, 제 1 및 제 2 승산기의 출력에서, 제 1 계산 수단은 제 1 동위상 복조된 형광 신호 및 제 1 직교 위상 복조된 형광 신호의 합산 모듈에 대응하여 제 1 형광 값을 계산한다.

이러한 피쳐로써, 복조 프로세스는 동위상 및 직교 위상에서의 코히어런트 복조에 대응하며, 이것은 신호-대-잡음 비를 개선하기 위하여 특히 유리하다.

이러한 시스템은 제 1 복조된 형광 신호 또는 각각을 필터링하기 위하여, 캐리어 주파수보다 더 낮은 컷-오프 주파수에서, 제 1 복조 수단의 출력에서 적어도 하나의 저역-통과 필터를 포함하는 것이 가능하다.

다른 피쳐에 따르면, 디지털 처리 수단은 제 1 및 제 2 승산기의 입력에서:

- 제 1 디지털 형광 신호를 필터링하고 제 1 필터링된 중간 신호를 출력하기 위하여 캐리어 주파수에 중심이 맞춰지는 노치 필터; 및

- 제 1 필터링된 형광 신호를 생성하기 위하여 제 1 디지털 형광 신호 및 제 1 필터링된 중간 신호의 감산을 수행하는 감산기로서, 이러한 제 1 필터링된 형광 신호는 제 1 복조 수단의 상기 제 1 및 제 2 승산기에 주입되는, 감산기를 포함한다.

감산기와 연관된 노치 필터는 결국 캐리어 주파수에서의 주파수 인입 성분을 제거하는 대역-통과 필터를 형성한다.

특정 실시예에서, 디지털 처리 수단은:

- 적어도 하나의 제 2 복조된 기준 신호를 생성하기 위하여, 제 2 디지털 기준 신호를 캐리어 주파수에서 적어도 하나의 디지털 복조 신호에 의하여 승산함으로써 제 2 디지털 기준 신호를 복조하도록 설계된 제 2 복조 수단; 및

- 적어도 하나의 제 2 복조된 기준 신호에 기초하여 제 2 기준 값을 계산하도록 설계되는 제 2 계산 수단을 포함한다.

이러한 실시예에서, 제 2 처리 수단은 제 2 디지털 기준 신호에 복조 처리를 적용하는데, 이 때 신호-대-잡음 비를 개선하기 위한 프로세스의 이러한 타입에 장점은 계속 유지된다.

본 발명의 가능성에 따르면, 제 2 복조 수단은:

- 캐리어 주파수에 있으며 정현 캐리어 신호와 동위상인 디지털 복조 신호에 의한 제 1 승산기로서, 제 1 승산기는 제 2 소위 동위상 복조된 기준 신호들 출력하기 위하여, 캐리어 주파수보다 더 낮은 컷오프 주파수에서의 제 1 저역-통과 필터에 의하여 후속되는 것이 가능한, 제 1 승산기; 및

- 캐리어 주파수에 있으며 정현 캐리어 신호와 직교위상인 디지털 복조 신호에 의한 제 2 승산기로서, 제 2 승산기는 제 2 소위 직교 위상 복조된 기준 신호를 출력하기 위하여, 동일한 컷오프 주파수에서의 제 2 저역-통과 필터에 의하여 후속되는 것이 가능한, 제 2 승산기를 포함하고,

상기 제 1 및 제 2 승산기의 출력에서, 제 2 계산 수단은 제 2 동위상 복조된 기준 신호 및 제 2 직교 위상 복조된 기준 신호의 합산 모듈에 대응하여 제 2 기준 값을 계산한다.

본 발명의 다른 가능성에 따르면, 디지털 처리 수단은 이러한 제 1 및 제 2 승산기의 입력에서:

- 제 2 디지털 기준 신호를 필터링하고 제 2 필터링된 중간 신호를 출력하기 위하여 캐리어 주파수에 중심이 맞춰지는 노치 필터;

및,

- 제 2 필터링된 기준 신호를 생성하기 위하여 제 2 디지털 기준 신호 및 제 2 필터링된 중간 신호의 감산을 수행하는 감산기로서, 이러한 제 2 필터링된 기준 신호는 제 2 복조 수단의 상기 제 1 및 제 2 승산기에 주입되는, 감산기를 포함한다.

바람직하게는, 이 시스템은 방사원 및 분광기 사이에 삽입되며, 방출 파장 상에 실질적으로 중심이 맞춰지는 광 대역 통과 필터를 더 포함한다.

이러한 광 대역 통과 필터의 사용은 간섭 주파수를 필터링하여 소스에서 신호를 개선함으로써, 광검출기 수단에서 신호를 증가시키는 것을 허용한다.

일 피쳐에 따르면, 시스템은 샘플 및 제 1 광검출기 수단 사이에 삽입되며, 형광 파장 상에 실질적으로 중심이 맞춰지는 광 대역 통과 필터를 더 포함한다.

이러한 광 대역 통과 필터의 사용은 간섭 주파수를 필터링함으로써 제 1 광검출기 수단에서의 신호를 증가시키도록 허용한다.

일 피쳐에 따르면, 이 시스템은 광 대역 통과 필터 및 제 1 광검출기 수단 사이에 삽입되며, 유도 원뿔의 형태로 획득되는 도파관을 더 포함한다.

특정 실시예에서, 시스템은 분광기 및 제 2 광검출기 수단 사이에 삽입되며, 방출 파장보다 실질적으로 더 낮은 저파장 컷오프를 나타내는 광학적 저역-통과 필터를 더 포함한다.

본 발명의 가능성에 따르면, 이 시스템은 광 저역 통과 필터 및 제 2 광검출기 수단 사이에 삽입되며, 유도 원뿔의 형태로 획득되는 도파관을 더 포함한다.

본 발명의 다른 가능성에 따르면, 정현 캐리어 신호는 캐리어 주파수에서의 수 개의 주기적 정현 반복의 세트의 형태를 가지는데, 두 개의 연속적 반복들 사이의 시간 차분은 정현 반복의 주기보다 더 높다.

본 발명의 다른 특징 및 장점은 첨부 도면을 참조하면서 비한정적인 구현예의 후속하는 상세한 설명을 읽음으로써 명백해 질 것이다:

도 1 은 본 발명에 따르는 시스템의 개략도이다;
도 2 는 제 1 구성에 따른 본 발명에 따르는 시스템의 개략도이다;
도 3 은 제 2 구성에 따른 본 발명에 따르는 시스템의 개략도이다;
도 4 는 본 발명에 따르는 시스템에 모두 맞춤하는 광 대역 통과 필터의 투과 스펙트럼 및 UV 다이오드의 방출 스펙트럼, 및 에너자이징 스펙트럼 4-MU 및 4-MUP을 각각 예시하는 그래프이다;
도 5 는 본 발명에 따르는 시스템에 맞춤하는 분광기의 투과 스펙트럼의 개략적인 그래프이다;
도 6 은 25℃의 온도에서의 검출된 방사의 파장에 기초하는, 본 발명에 따르는 시스템에 맞춤하는 포토다이오드의 광민감도의 변동의 개략적인 그래프이다;
도 7 은 4-MU의 형광 스펙트럼, 및 본 발명에 따르는 시스템에 모두 맞춤하는 다른 광 대역 통과 필터 및 유도 원뿔의 투과 스펙트럼의 개략적인 그래프 이다;
도 8 은 제 1 구성에 따르는, 이것의 신호 처리 부분을 예시하는 본 발명에 따르는 시스템의 개략도이다;
도 9 는 정현 캐리어 신호(SNM)의, 제 1 디지털 형광 신호(SFN) 및 제 2 디지털 기준 신호(SRN)의 시간에 따른 변동 곡선을 도시하는 그래프인데, 이러한 신호들은 4 개의 정현 주기적 반복의 형태로 나타난다;
도 10 은 도 9 의 3 개의 곡선의 반복을 예시하는 그래프이다;
도 11 은 본 발명에 따르는 시스템에 대한 디지털 데이터를 전송하는 두 개의 프레임의 개략도이다;
도 12 는 제 1 구성의 개선예에 대응하는 제 2 구성에 따른, 이것의 신호 처리 부분을 예시하는 본 발명에 따르는 시스템의 개략도이다;
도 13 은 샘플내의 4-MU의 농도에 따른 RFU의 변동 곡선을 예시하는 그래프이다;
도 14 는 한 펄스에 대한 구동 전류(ID(t))의 시간 t에 따른 변동 곡선을 예시하는 그래프이다;
도 15 는 주파수 f에 따른 구동 전류(ID(t))의 변동 곡선을 예시하는 그래프이다;
도 16 은 한 펄스에 대한 제 1 아날로그 검출 신호(SAD1(t))의 시간 t에 따른 변동 곡선을 예시하는 그래프이다;
도 17 은 주파수 f에 따른 제 1 디지털 형광 신호(SFN(f))의 변동 곡선을 예시하는 그래프이다;
도 18 은 주파수 f에 따른 함수 H_NOTCH(f)의 변동 곡선을 예시하는 그래프이다;
도 19 는 주파수 f에 따른 제 1 필터링된 형광 신호(SFN)₀(f)의 변동 곡선을 예시하는 그래프이다;
도 20 은 디지털 형광 신호를 획득/처리하기 위한 제 1 모듈에 대한 두 개의 승산기, 두 개의 저역-통과 필터 및 계산 수단의 세트의 개략도이다;
도 21 은 주파수 f에 따른 동위상인 중간 복조된 신호 SF_SIN'(f)의 변동 곡선을 예시하는 그래프이다;
도 22 는 주파수 f에 따른 직교위상인 중간 복조된 신호 SF_COS'(f)의 변동 곡선을 예시하는 그래프이다;
도 23 은 주파수 f에 따른 함수 H_LPsmooth(f)의 변동 곡선을 예시하는 그래프이다;
도 24 는 주파수 f에 따른 동위상인 제 1 복조된 신호SF_SIN(f)의 변동 곡선을 예시하는 그래프이다;
도 25 는 주파수 f에 따른 직교위상인 제 1 복조된 신호 SF_COS(f)의 변동 곡선을 예시하는 그래프이다;

후속하는 설명의 첫 번째 부분은 생물학적 시료를 구성하는 유체의 샘플 내의 적어도 하나의 분석물질의 형광분석에 의한 체외 검출 및/또는 정량화를 위한 본 발명에 따른 시스템(1)의 아키텍처 또는 구조적 부분에 관련된다. 도 1 내지 도 3 은 본 발명에 따르면 자동화된 체외 진단 기구에 맞춤하도록 설계된 이러한 시스템(1)의 아키텍처를 개략적으로 예시한다.

이러한 시스템(1)은 특히, 유체의 샘플(E) 내의 기질 4-메틸움벨리페릴인산염(methylumbelliferyl-phosphate; 4-MUP)의 가수분해로부터 유래하는 것과 같은, 4-메틸움벨리페론(methylumbelliferone; 4-MU)에 기초한 면역 테스트 도중에 방출되는 형광 방사를 형광분석에 의하여 분석하기 위하여 의도된다. 따라서, 이러한 시스템의 기능은 기질 4-MUP를 여기시키는 것을 회피하면서, 4-MU를 여기시키기에 적합한 에너자이징 빔의 입사하에, 샘플(E)내의 4-MU에 의하여 방출된 형광 방사의 순시 측정을 수행하는 것이다.

이러한 시스템(1)은 메인 빔(FP)을 방출하는 광 방사원(10)을 지지하는 랙(B)을 포함한다. 방사원(10)은 자외선에서 방출하는 전계발광 다이오드(UV LED)로 구성된다.

도 4 의 곡선 C3 및 C4 는 각각 4-MUP 및 4-MU의 에너자이징 스펙트럼을 파장(nm 단위)에 따라 도시하며, 이것은 각각 350 nm 및 365 내지 370 nm에서 여기 피크를 나타낸다. 따라서 4-MU의 형광 선의 방출을 획득하기 위하여, 메인 빔(FP)을 365 내지 370 nm의 파장 범위에서 방출하는 다이오드를 가질 필요가 있다.

비록 4-MU의 여기 피크의 최대치가 365 nm에서 위치된다면, 그럼에도 불구하고 메인 빔(FP)이 370 nm 근처에 중심이 맞춰지는 것이 바람직하다. 사실 상, 메인 빔에 대한 365 nm의 파장은 4-MUP를 너무 많이 여기시키고, 따라서 4-MU의 형광 신호의 적합한 분석에 해로운 간섭을 초래할 것이다. 따라서 전계발광 다이오드(10)는 바람직하게는 370 nm 근처의 파장에서 방출하는 것이 바람직하며; 다이오드는 이론적으로는 단색성이다.

예를 들어, 다이오드(10)는 니치아 코보레이션 사(NICHIA Corporation)에 의하여 상용화된 기준 다이오드 "NSHU591A Rank 6", 및 15 nm의 스펙트럴 하프-폭을 가진 파장 범위 370 내지 375 nm에서의 방출기로 구성된다. 도 4 의 곡선 C2 는 기준 다이오드 NSHU591A의 스펙트럼을 파장(nm 단위)에 따라 도시한다.

메인 빔(FP) 파장을 370 nm 근처에서 한정시키는 이슈에 대해 답하기 위하여, 시스템(1)은 370 nm의 파장에 중심이 맞춰진 광 대역 통과 필터(11)를 더 포함한다; 이러한 광 대역 통과 필터(11)는 다이오드(10) 전면에 정렬된다.

예를 들어, 광 대역 통과 필터(11)는 셈록 사(Semrock company)에 의하여 상용화되고 다음 특징을 가진 기준 "Biom-0007 Rev A - 370/10"의 광 대역 통과 필터로 구성될 수도 있다:

- 중심 파장(CWL): 370 nm;

- 하프 투과 피크에서의 전체 폭(하프 최대에서의 전체 폭에 대한 FWHM): 11.5 nm ± 1 nm;

- 피크 투과 퍼센티지: 90%;

- 300 내지 355 nm 범위에 대하여 광학적 밀도(OD) > 5;

및,

- 385 내지 1000 nm 범위에 대하여 광학적 밀도(OD) > 4.

도 4 의 곡선 C1 은 이러한 광학적 대역-통과 필터(11)의 투과 스펙트럼을 파장에 따라서(nm 단위) 도시한다.

물론, 다이오드(10) 및 광학적 대역-통과 필터(11)의 다른 쌍이 고려될 수도 있다. 모든 경우들에서, 다이오드를 이것의 스펙트럴 방출 대역에 의하여 광 대역 통과 필터의 스펙트럴 투과 대역에 따라 선택하는 것 또는 그 반대의 경우가, 이러한 두 개의 상대적으로 좁은 스펙트럴 대역들이 일치하여야 한다는 것이 주어진다면 본질적이다.

다이오드(10)에 의하여 방출되고 광 대역 통과 필터(11)에 의하여 필터링된 방사를 채널링(channel)하기 위하여, 시스템(1)은 광 대역 통과 필터(11) 후면에 대물 렌즈(12), 예컨대 UV 다이오드에 특히 적합한 볼록 평면 렌즈를 포함한다.

시스템(1)은 대물 렌즈(12) 후면에, 메인 빔(FP)을 제 1 샘플-에너자이징 빔(FE) 및 제 2 기준 빔(FR)으로 분할하기 위한 분광기(13)를 더 포함한다. 이러한 분광기(13)는 예를 들어 반-반사 미러 또는 반-반사 프리즘 또는 빔 분할기의 형태로 달성된다.

예를 들어, 분광기(13)는 95 % 근처의 굴절(또는 투과)률, 및 5% 근처의 반사율을 가지는 BK7 타입 반-반사 유리 프리즘; 분광기(13)에 의한 굴절된(또는 투과된) 빔에 대응하는 제 1 에너자이징 빔(FE) 및 분광기(13)에 의해 반사된 빔에 대응하는 제 2 기준 빔(FR)으로 구성될 수도 있다. 도 5 는 BK7 타입의 이러한 반-반사 유리 프리즘의 투과 스펙트럼을 도시한다.

이전에 설명된 바와 같이, 메인 빔(FP)의 일부를 제 2 기준 빔(FR)의 형태로 복원하여 다이오드(10)의 강도의 검출을 획득하고 이것의 안정성을 제어하는 것이 본질적이다. 더욱이, 굴절(또는 투과)률은 샘플(E)로 투과된 에너지의 결정에서 추후에 고려될 것이다.

또한 시스템(1)은 샘플(E)에 대한 지지체(S)를 포함하고, 이러한 지지체(S)는 제 1 에너자이징 빔(FE)이 샘플(E)을 조사하고 4-MU를 여기시키게 하도록 포지셔닝되고, 이것은 이제 이러한 제 1 에너자이징 빔(FE)에 의해 유도된 여기의 결과로서 형광 선(RF)을 방출할 것이다.

4-MU의 형광 선(RF)(또는 4-MU의 형광 신호)은 450 nm 근처에서 방출 피크를 가진다. 도 7 의 곡선 C11 은 방출 피크를 450 nm 근처에서 나타내는 4-MU의 형광 스펙트럼을 도시한다.

시스템(1)은 이러한 형광 선(FR)을 검출하기 위하여 설계되고 이러한 형광 선(RF)의 검출에 응답하여 제 1 아날로그 검출 신호(SAD1)를 출력하는 제 1 광검출기 수단(14)을 포함한다. 제 1 광검출기 수단(14)은 예를 들어 포토다이오드 타입이며 제 1 아날로그 검출 신호(SAD1)는 다이오드 전류(암페어 단위의 세기)에 대응한다.

예를 들어, 제 1 광검출기 수단(14)은 하마마츠 사(Hamamatsu company)에 의해 상용화된 기준 "S1227 BR"의 실리콘 포토다이오드로 구성되는데, 이에 대하여 도 6 은 25 ℃의 온도에서 검출된 방사의 파장에 따라 광민감도의 변동을 도시한다. 따라서, 4-MU의 형광 선(RF)의 방출 피크의 파장에 대응함을 상기하며, 이러한 실리콘 포토다이오드는 450 nm의 크기에서의 파장에 대한 0.25 A/W의 크기에서의 광민감도를 제공한다는 것에 주의하여야 한다.

제 1 광검출기 수단(14)이 4-MU의 형광 선(RF)에 민감하도록 하기 위하여, 시스템(1)은 샘플(E) 및 제 1 광검출기 수단(14) 사이에 배치된 형광 선(RF)을 유도하기 위한 채널에서, 광 대역 통과 필터(141) 및 도파관(142)을 포함한다.

광 대역 통과 필터(141)는 형광 선(RF)의 파장에, 그리고 그러므로 4-MU의 형광의 검출을 위해 450 nm의 파장에 실질적으로 중심이 맞춰진다.

예를 들어, 광 대역 통과 필터(141)는 다음 광학적 특징들을 보인다:

- 중심 파장: 450 nm ± 5 nm;

- 대역폭의 폭: 40 nm ± 4 nm;

- 80 내지 90%의 크기에서 중심 파장에서의 투과의 퍼센티지 > 45%.

도 7 의 곡선 C13 은 이러한 광 대역 통과 필터(141)의 투과 스펙트럼을 도시하는데, 이것은 곡선 C11에서 도시된 4-MU의 형광 스펙트럼 피크와 실질적으로 일치하는 투과 피크를 보인다.

광 대역 통과 필터(141)에 의하여 필터링된 형광 선(RF)을 제 1 광검출기 수단(14)의 방향으로 채널링하기 위하여, 도파관(142)은, 예를 들어 폴리메틸 메타크릴산(polymethyl methacrylate; PMMA)으로 이루어진 유도 원뿔(guiding cone) 또는 광학적 원뿔의 형태로 획득되는 것이 바람직하다.

예를 들어, 유도 원뿔(142)은 저-주파수 컷오프가 형광 선(RF)의 파장보다 더 낮은, 이러한 실례에서는 450 nm보다 더 낮은 고역-통과 필터의 피쳐를 보일 수도 있다. 도 7 의 곡선 C12 는 이러한 유도 원뿔(142)의 투과 스펙트럼을 도시하는데, 이것은 375 내지 385 nm의 크기에서의 저파장 컷오프를 보여준다.

도 7 은 유도 원뿔(142)이 스펙트럼 관점에서 형광 선(RF)에 영향을 주지 않는 다는, 그리고 선택된 광 대역 통과 필터(141)가 제 1 광검출기 수단(14)에 의한 검출을 위하여 적합하다는 사실을 도시한다. 사실 상, 광 대역 통과 필터(141)의 광학적 피쳐는 형광 선(RF)의 방출 스펙트럼과 실질적으로 일치하며 조사된 샘플(E)에 의하여 방출될 수 있는 간섭 에너자이징 신호(interfering energizing signals)를 크게 감소시킨다.

또한 시스템은 광 대역 통과 필터(141)가 형광 선(RF)이 유도 원뿔(142)을 향하여 수렴하게 하기 이전에 형광 선(RF)을 유도하기 위한 채널의 입력에 정렬되는 대물 렌즈(143)를 포함한다; 이러한 대물 렌즈(143)는 양면 볼록(biconvex) 렌즈 타입일 수도 있다.

따라서, 제 1 에너자이징 빔(FE)은 샘플(E) 내에 포함된 매질과 상호작용하며, 따라서 광 대역 통과 필터(141) 및 유도 원뿔(142)을 통과하여 제 1 광검출기 수단(14)으로 전달하기 이전에 렌즈(143)에 의해 수집되는 형광 선(RF)의 방출을 야기한다.

포함 시스템(1)은 제 2 기준 빔(FR)을 검출하고 제 2 아날로그 검출 신호(SAD2)를 이러한 제 2 기준 빔(FR)의 검출에 응답하여 출력하도록 설계되는 제 2 광검출기 수단(15)을 포함한다. 제 2 광검출기 수단(15)은 예를 들어 포토다이오드 타입이며, 제 2 아날로그 검출 신호(SAD2)는 다이오드 전류(암페어 단위의 세기)에 대응한다.

예를 들어, 제 1 광검출기 수단(14)과 동일한 타입인 제 2 광검출기 수단(15)은 하마마츠 사(Hamamatsu company)에 의해 상용화된 기준 "S1227 BR"의 실리콘 포토다이오드로 구성될 수 있는데, 이에 대하여 도 6 은 25 ℃의 온도에서 검출된 선(ray)의 파장에 따라 광민감도의 변동을 도시한다. 따라서, 메인 빔(FP)의, 그리고 따라서 제 2 기준 빔(FR)의 길이에 실질적으로 대응함을 상기하며, 이러한 실리콘 포토다이오드는 전술된 광 대역 통과 필터(11)를 통과한 이후에 370 nm의 크기에서의 파장에 대한 0.17 A/W의 크기에서의 광민감도를 가진다는 것에 주의하여야 한다.

제 2 광검출기 수단(15)이 제 2 기준 빔(FR)에 민감하게 하기 위하여, 시스템(1)은 분광기(13) 및 제 2 광검출기 수단(15) 사이에 배치되는 제 2 기준 빔(FR)을 유도하기 위한 채널에서, 저역-통과 필터(151) 및 도파관(152)을 포함한다.

광학적 저역-통과 필터(151)는 제 2 기준 빔(FR)의 파장보다 실질적으로 더 낮은 저파장 컷오프를 가지는데, 이것은 다시 상기하면 370 nm의 크기에 있다.

예를 들어, 광학적 저역-통과 필터(151)는 다음 광학적 피쳐를 가진다:

- 360 및 380 nm 사이의 파장 범위에 대한 40% ± 5% 의 크기에서의 투과 퍼센티지;

- 405 및 790 nm 사이의 파장 범위에 대한 1%보다 더 낮은 투과 퍼센티지; 및

- 425 및 790 nm 사이의 파장 범위에 대한 0.2% 의 크기에서의 투과 퍼센티지.

광 저역 통과 필터(151)에 의하여 필터링된 제 2 기준 빔(FR)을 제 2 광검출기 수단(15)의 방향으로 채널링하기 위하여, 도파관(152)은, 예를 들어 폴리메틸 메타크릴산(polymethyl methacrylate; PMMA)의 유도 원뿔 또는 광학적 원뿔의 형태로 획득되는 것이 바람직하다.

도 3 의 실시예에서 반사 미러(144 및 154)는 두 개의 광검출기 수단(14, 15)을 다이오드(10) 아래에 배치할 수 있기 위하여, 형광 선(RF)을 유도하기 위한 채널 상의 대물 렌즈(143) 이후에 그리고 제 2 기준 빔(FR)을 유도하기 위한 채널 상의 분광기(13) 이후에 각각 45°로 배치된다.

다른 도시되지 않은 실시예에서, 예를 들어 추가적 렌즈와 같은 다른 광학적 부재들이 통합될 수도 있다.

후속하는 설명의 제 2 부분은 시스템(1)의 신호의 본 발명에 따른 처리 부분에 관련되는데, 이것은 매우 만족스러운 신호-대-잡음 비를 획득하는 장점을 가지고 샘플(E) 내의 분석물질의 형광분석법에 의한 검출을 수행하기 위하여, 두 개의 광검출기 수단(14, 15)으로부터의 신호를 분석하고 다이오드(10)를 제어하도록 허용한다.

도 8 은 제 1 구성에 따르는, 이것의 신호 처리 부분과 맞춤하는 본 발명에 따르는 시스템(1)을 개략적으로 도시한다.

이러한 신호 처리 부분은 3 개의 메인 보드, 즉:

- 두 개의 광검출기 수단(14, 15)에 연결된 전증폭 보드(2);

- 전증폭 보드(2)의 출력에 있는 샘플 내의 분석물질의 양을 계산하기 위한 디지털 신호 프로세스 보드(3); 및

- 디지털 신호 프로세스 보드(3)의 출력에 배치되고 전류에서 다이오드(10)를 구동하는, 다이오드(10)의 드라이버 보드(4) 또는 "LED 드라이버 보드"를 포함한다.

전증폭 보드(2)는:

- 제 1 아날로그 검출 신호(SAD1)를 제 1 디지털 소위 형광 신호(SFN)로 변환하기 위하여 제 1 광검출기 수단(14)에 연결된 제 1 아날로그/디지털 변환 수단(21).

- 제 2 아날로그 검출 신호(SAD2)를 제 2 디지털 소위 기준 신호(SRN)로 변환하기 위하여 제 2 광검출기 수단(15)에 연결된 제 2 아날로그/디지털 변환 수단(22)을 포함한다.

시스템(1)의 제 2 구성에 적용되는 도 12 는 전증폭 보드(2)를 더 완전하고 상세한 방식으로 도시한다.

도 12 에서 볼 수 있는 바와 같이, 제 1 아날로그/디지털 변환 수단(21)은:

- 제 1 아날로그 검출 신호(SAD1)(암페어 단위의 세기)를 타입의 변환 VD1 = SAD1.RD1 으로써 제 1 검출 전압(VD1)(볼트 단위)으로 변환하기 위한 제 1 전류/전압 컨버터(23)로서, RD1 는 전류(SAD1)/전압(VD1) 변환을 위하여 사용되는 옴 단위의 제 1 저항에 대응하는, 제 1 전류/전압 컨버터(23); 및

- 제 1 전류/전압 컨버터(23)의 출력에 있으며 제 1 검출 전압(VD1)을 제 1 디지털 소위 형광 신호(SFN)로 변환하기 위한 제 1 아날로그/디지털 컨버터(24)를 포함한다.

이와 유사하게, 제 2 아날로그/디지털 변환 수단(22)은:

- 제 2 아날로그 검출 신호(SAD2)(암페어 단위의 세기)를 타입의 변환 VD2 = SAD2.RD2 로써 제 2 검출 전압(VD2)(볼트 단위)으로 변환하기 위한 제 2 전류/전압 컨버터(25)로서, RD2 는 전류(SAD2)/전압(VD2) 변환을 위하여 사용되는 옴 단위의 제 2 저항에 대응하는, 제 2 전류/전압 컨버터(25); 및

- 제 2 전류/전압 컨버터(25)의 출력에 있으며 제 2 검출 전압(VD2)을 제 2 디지털 소위 형광 신호(SRN)로 변환하기 위한 제 2 아날로그/디지털 컨버터(26)를 포함한다.

도 12 에 도시된 개선예에서, 제 1 아날로그/디지털 변환 수단(21)은 전압 VS1 = V_OFF-VD1 을 출력하기 위하여 제 1 검출 전압(VD1)으로부터 오프셋 전압(V_OFF)을 감산하는 제 1 감산기(27)를 더 포함하는데, 이러한 제 1 감산기(27)는 제 1 전류/전압 컨버터(23) 및 제 1 아날로그/디지털 컨버터(24) 사이에 배치된다.

이와 유사하게, 제 2 아날로그/디지털 변환 수단(22)은 전압 VS2 = V_OFF-VD2 를 출력하기 위하여 제 2 검출 전압(VD2)로부터 동일한 오프셋 전압(Voff)을 감산하는 제 2 감산기(28)를 더 포함하는데, 이러한 제 2 감산기(28)는 제 2 전류/전압 컨버터(25) 및 제 2 아날로그/디지털 컨버터(26) 사이에 배치된다.

오프셋 전압(V_OFF)을 도입하는 것은 디지털/아날로그 컨버터(24, 26)에 입력하기 위한 모든 다이내믹(dynamic)을, 후자에 그들의 성능에 적합한 전압을 주입함으로써 사용하도록 허용한다.

도 8 에 도시된 바와 같이, 디지털 신호 프로세스 보드는 변조/복조 신호(30)를 생성하기 위한 모듈을 포함하는데, 이것은:

- 정현 캐리어 신호(SNM)를 명세서의 잔여 부분에 대하여 2 kHz에서 고정되는 선정의된 캐리어 주파수 f₀ 에서 출력하는 발생기(300); 및

- 발생기(30)의 출력에 배치된 아날로그 출력 모듈(301)을 포함한다.

도 9 를 참조하면, 정현 캐리어 신호(SNM)는 16 비트의 디지털 데이터 패킷에서 송신되며 여러 주기적 정현 반복의 세트의 형태로 나타난다.

도 9 및 도 10 의 예에서(도 10 은 도 9 의 3 개의 곡선의 5 개의 반복 중 하나를 나타냄), 반복의 개수는 4 이고 각각의 반복은 31 개의 정현 발진으로 형성된다. 각각의 정현 발진(그렇지 않으면 정현 신호의 고유 주기)은 각각 12.5 μs(즉 0.0125 ms)만큼 이격된 40 개의 샘플링 포인트로 구성된다.

따라서, 하나의 반복 내의 정현 신호의 주기는 500 μs(즉 0.0125 ms의 40 배인 0.5 ms)이다. 결과적으로, 각각의 정현 반복은 한 반복 내의 31 개의 정현 발진에 기인하여, 0.5 ms의 주기의 31 배와 동등한 15.5 ms 동안 지속한다.

두 개의 연속 반복 사이의, 다르게 말하면 한 반복의 끝 및 한 반복의 시작 사이의 시간 차분은 정현 발진의 주기(0.5 ms) 및 한 반복의 지속기간(15.5 ms)보다 훨씬 높은 80 ms이다. 따라서, 반복의 주기성은 95.5 ms이고, 전체적으로 4 개의 반복의 세트가 첫 번째 및 마지막 반복 사이에서 일반적으로 302 ms동안 지속한다.

발생기(300)는 또한 이러한 동일한 캐리어 주파수 f₀에서 두 개의 디지털 복조 신호, 즉:

- 캐리어 주파수 f0 에 있으며 정현 캐리어 신호(SNM)와 동위상인 디지털 복조 신호(SINE)로서, 정현 캐리어 신호(SNM)와 동일한 디지털 복조 신호(SINE); 및

- 캐리어 주파수 f₀ 에 있으며 정현 캐리어 신호(SNM)에 대해 직교 위상인 디지털 복조 신호(COSINE)를 방출한다.

이를 위하여, 발생기(300)는 디지털 복조 신호(COSINE)를 생성하기 위하여 90°의 위상 천이기를 통합한다.

발생기(300)의 출력에 있는 아날로그 출력 모듈(301)은, 연속적으로:

- 필터링 이전에, 정현 캐리어 신호(SNM)를 초기 아날로그 변조 신호(SAM₀)로 캐리어 주파수 f₀에서 변환하기 위한 디지털/아날로그 변환 수단(303); 및

- 디지털/아날로그 변환 수단(303)의 출력에서, 아날로그 변조 신호(SAM)"또는 LED 신호"를 캐리어 주파수 f₀에서 출력하기 위하여 최초 아날로그 변조 신호(SAM₀)를 아날로그적으로 처리하는 아날로그 처리 모듈(304)로서, 이러한 아날로그 변조 신호(SAM)는 다이오드(10)의 아날로그 구동 신호를 형성하는, 아날로그 처리 모듈(304)을 포함한다.

도 12 에 도시된 바와 같이, 이러한 아날로그 처리 모듈(304)은 연속적으로:

- RC 필터 타입의 저역-통과 필터(305);

- 저역-통과 필터(305)의 출력에서, 필터(305)의 출력 전압으로부터 소위 오프셋 전압(Txoffset)을 감산하는 감산기(306)로서, 다이오드(10)가 최초 아날로그 변조 신호(SAM₀)가 제로일 때 예를 들어 Txoffset = 0.012 V로써 유지하도록 허용하는 감산기(306); 및

- 감산기(306)의 출력에서, 선정의된 이득의 증폭기(307)로서, 아날로그 변조 신호(SAM)를 출력하는 증폭기(307)를 포함한다.

디지털 신호 프로세스 보드(3)를 설명하기 이전에, 드라이버 보드(4)가 아날로그 변조 신호(SAM)를 다이오드(10)에 인가함으로써 진폭에 있어서 메인 빔(FP)을 캐리어 주파수 f₀에서 변조하기 위하여 디지털/아날로그 변환 수단(303)에 그리고 다이오드(10)에 연결된 진폭 변조기를 포함한다는 것에 주의할 만하다.

좀 더 자세하게 설명하면 드라이버 보드(4)는 아날로그 변조 신호(SAM)를 옴 단위의 저항(RD)을 통하여 다이오드(10)의 구동 전류(ID)로 변환하기 위한 전압/전류 컨버터(40)를 포함한다. 저항(RD)의 단자에서 측정된 실제 전압(VD)은 다이오드(10)의 정현 피드백 신호(LED 피드백 신호)에 대응하며 관련성 VD = ID.RD을 만족한다.

따라서, 드라이버 보드(4)는 다이오드(10)가 시간 상에 규칙적으로 이격된 수 개의 플래시로 구성된 메인 빔(FP)을 방출하도록 전압을 그리고 따라서 이것의 세기를 구동하는데, 각각의 플래시는 캐리어 주파수 f₀에서 변조되며, 다르게 말하면 캐리어 주파수 f₀에서 정현 성분을 나타낸다.

도 12 의 예에서, 디지털 신호 프로세스 보드(3)는, 다이오드(10)의 구동 전류(ID)의 리턴 루프에 의한 서보-제어를 위해서 저항(RD)의 단자에서 측정된 이러한 전압(VD) 및 다이오드(10)를 구동하는 아날로그 변조 신호(SAM) 사이의 에러 또는 천이를 측정하기 위하여 입력에서 드라이버 보드(4)로부터 도달하는 측정된 전압(VD)(정현 피드백 신호)을 수신하는 반동(retroactive) 제어 모듈(308)을 더 포함한다.

이러한 반동 제어 모듈(308)은 연속적으로:

- 드라이버 보드(4)의 출력에서, 측정된 전압(VD) 및 소위 오프셋 전압(RXoffset)을 합산하는 합산기(309)로서, 인입하는 음의 전압(VD)을 최초 아날로그 변조 신호(SAM₀)가 제로일 때, 예를 들어 Rxoffset = 0.038 V로써 보상하도록 허용하는 합산기(309);

- 합산기(309)의 출력에서, 선정의된 이득의 증폭기(313); 및

- 증폭기(313)의 출력에서, 디지털 피드백 신호(SFD)를 출력하는 아날로그/디지털 컨버터(311)를 포함한다.

이러한 반동 제어 모듈(308)의 첫 번째 목표는 구동 전류(ID)(ID = VD/RD)의 진폭 및 제로(통상적으로 "오프셋"이라고 불림)를 조절함으로써, 이러한 구동 전류(ID)가 요구되는 정현 신호에 대응하도록 할 수 있는 것이다.

이러한 반동 제어 모듈(308)의 두 번째 목표는, 각각의 신호 반복과 함께, 구동 전류(ID) 및 아날로그 변조 신호(SAM) 간의 천이를 천이 또는 에러 임계가 초과되면 경보를 생성하기 위하여 제어할 수 있는 것이다.

메인 빔(FP)의 변조에 기인하여, 두 개의 광검출기(14, 15)의 단자에서 측정되는 두 개의 아날로그 검출 신호(SAD1, SAD2) 각각도 역시 캐리어 주파수 f₀ 에서의 여러 주기적 정현 반복의 세트의 형태로 나타난다.

따라서, 도 9 및 도 10 에서 도시되는 바와 같이, 전증폭 보드(2)의 출력에서의 제 1 디지털 형광 신호(SFN)(또는 "Fluo 신호") 및 제 2 디지털 기준 신호(SRN)(또는 "Ref 신호") 각각은 정현 캐리어 신호(SNM)와 실질적으로 동일한 시간 및 주파수 피쳐를 가지는 여러 주기적 정현 반복들의 형태로 각각 나타난다.

디지털 신호 프로세스 보드(3)는 발생기(300)의 출력에 배치되는 메인 신호 획득/처리 모듈(31) 및 전증폭 보드(2)를 포함한다. 이러한 디지털 신호 프로세스 보드(3)는 디지털 형광 신호(SFN)(또는 "Fluo 신호")를 획득/처리(32)하기 위한 제 1 모듈 및 제 2 디지털 기준 신호(SRN)(또는 "Ref 신호")를 획득/처리(33) 하기 위한 제 2 모듈을 포함한다.

통신 양태에서, 디지털 신호 프로세스 보드(3)는 정현 캐리어 신호(SNM)의 송신 및 제 1 디지털 형광 신호(SFN) 및 제 2 디지털 기준 신호(SRN)의 수신/획득을 위하여 예를 들어 32 비트를 동시에 수신하고 방출할 수 있는 32 비트를 가진 SPI 타입(Serial Peripheral Interface Bus)과 같은 디지털 통신 버스(BCO)를 사용한다.

도 11 을 참조하면, 디지털 신호 프로세스 보드(3)의 발생기(300)는 정규 간격으로 32 비트의 프레임의 16 비트의 데이터 패킷 PD11 내의 정현 캐리어 신호(SNM)에 대한 샘플링 포인트 PEM(i)(i는 정수)를 방출하는데, 16 비트의 다른 데이터 패킷 PD12 는 미사용된다. 리마인더로서, 두 개의 연속적인 샘플링 포인트 PEM(i-1) 및 PEM(i) 사이의 시간 차분은 12.5 μs(즉 0.0125 ms)이며, 이것은 12.5 μs의 두 개의 연속적인 프레임들 사이의 시간 차분에 대응한다.

도 11 을 참조하면, 각각의 시간 샘플링 포인트 PEM(i)는 정현 캐리어 신호(SNM)에 대하여 송신되고, 디지털 신호 프로세스 보드(3), 및 좀 더 자세하게 설명하면 이것의 메인 신호 획득/처리 모듈(31)은 제 1 디지털 형광 신호(SFN)에 대한 샘플링 포인트 PEM(i-1) 및 제 2 디지털 기준 신호(SRN)에 대한 샘플링 포인트 PEM(i-1)을 수신한다; 샘플링 포인트 PEM(i-1) 및 PER(i-1)은 정현 캐리어 신호(SNM)에 대한 이전에 방출된 샘플링 포인트 PEM(i-1)에 대한 응답이다. 샘플링 포인트 PEF(i-1) 및 PER(i-1)은 32 비트의 프레임의 16 비트의 두 개의 개별적인 데이터 패킷(PD21, PD22)에서 송신되고 수신된다.

따라서, 정현 캐리어 신호(SNM)에 대한 두 개의 샘플링 포인트 PEM(i) 사이의 시간 간격(12.5 μs)은 샘플링 포인트 PEF(i) 및 PER(i) 사이의 동일한 획득 시간 간격에 대응한다.

메인 신호 획득/처리 모듈(31)에 의해 구현된 동위상 및 직교 코히어런트 복조 프로세스 덕분에 그리고 이하 설명되는 바와 같이, 모든 위상 천이는 샘플(E) 내의 분석물질의 정량화 값을 추출하기 위한 신호 분석에 영향을 미치지 않으면서 도입되는 것이 가능하다; 이러한 위상 천이의 원점은 구동 전류(ID) 및 메인 빔(FP)의 방출 사이의 응답 시간, 빔(FP, FE, FR, RF) 광경로를 따라 도입된 지연, 제 1 포토다이오드(14)에 의한 형광 선(RF)의 검출 및 제 1 아날로그 검출 신호(SAD1)의 생성 사이의 응답 시간, 제 2 포토다이오드(15)에 의한 제 2 기준 빔(FR)의 검출 및 제 2 아날로그 검출 신호(SAD2)의 생성 사이의 응답 시간, 제 1 아날로그/디지털 변환 수단(21)의 제 1 감산기(27)에 의한 위상 반전, 제 2 아날로그/디지털 변환 수단(22)의 제 2 감산기(28)에 의한 위상 반전(도 12 참조), 및 기생 커패시터에 의해 도입된 트랜스-임피던스 증폭 지연에 있을 수도 있다.

정현 캐리어 신호(SNM)를 수 개의 주기적 정현 반복의 세트의 형태로 생성하는 것이 특히 흥미롭다.

사실 상, 두 개의 아날로그 검출 신호(SAD1, SAD2)가 위의 선정의된 최소 임계, 예를 들어 -7V 및 +8V에 고정되는지를 검사하기 위하여 제 1 반복만을 사용하는 것이 가능하다. 만일 제 1 검출 신호(SAD1)가 대응하는 최소 임계 아래라면, 리턴 루프가 아날로그 변조 신호(SAM)를, 특히 최초 신호에 대해 3 배의 크기로 감소시키기 위하여 제공된다.

따라서, 제 1 에너자이징 빔(FE)의 감소를 보상하기 위하여, 각각의 반복에 대하여 정정 계수가 제 1 검출 신호(SAD1)의 모듈의 업스트림에 인가된다. 이러한 리턴 루프의 목적은 전자적 채널 포화에 기인한 부정확한 판독치(reading)를 방지하고, 또한 형광 판독치 범위를 확장하여 4-MU의 더 높은 농도가 검출될 수도 있게 하는 것이다.

3 개의 다른 반복들이 각 반복에 대하여 제 1 디지털 형광 신호(SFN) 및 제 2 디지털 기준 신호(SRN)의 모듈의 값을 추출하기 위하여 사용된다.

이러한 3 개의 반복의 각각 내에, 마지막 정현 발진이 다이오드(10)의 정현 피드백 신호(Led 피드백 신호) 이라고도 불리는 전압(VD)을 검사하기 위하여 사용되는데, 이것은 다시 상기하면 다이오드(10)의 단자에서 측정된 실제 전압에 대응한다.

정밀성을 위하여, 그리고 진폭 변조 원리에 따라서, 제 1 디지털 형광 신호(SFN)의 모듈은 제 1 디지털 형광 신호(SFN)의 정현 부분(정현 반복 내의)의 포락선에 대응하고, 제 2 디지털 기준 신호(SRN)의 모듈은 제 2 디지털 형광 신호(SFN)의 정현 부분(정현 반복 내의)의 포락선에 대응한다.

도 9 및 도 10 에 도시된 예에서, 디지털 형광(SFN) 및 기준(SRN) 신호는 변조된 신호이고 이러한 두 개의 신호의 개별적인 모듈은 대응하는 신호의 정현 부분의 전압 진폭(Vpp)의 절반에 실질적으로 대응한다.

도 2 및 도 3 에 도시된 다이오드(10) 또는 광학적 디바이스(11, 12, 13) 내의 가능한 결함 또는 가능한 고장을 검출하기 위하여, 디지털 신호 프로세스 보드(3)는 각각의 반복의 끝에서 제 2 디지털 기준 신호(SRN)의 모듈이 선정의된 동작 범위 내의, 다르게 말하면 두 개의 선정의된 안전성 임계들 사이의 범위를 가진다는 것을 자동적으로 검사한다.

상세한 설명의 나머지는 메인 신호 획득/처리 모듈(31)에 관련되는데, 이것은 동위상 및 직교 코히어런트 복조 프로세스를 구현하도록 허용한다.

메인 신호 획득/처리 모듈(31)은, 다시 상기하면:

- 발생기(300)에 그리고 전증폭 보드(2)의 제 1 아날로그/디지털 변환 수단(21)에 제 1 디지털 형광 신호(SFN)를 획득하고 처리하기 위하여 연결된 제 1 획득/처리 모듈(32); 및

- 발생기(300)에 그리고 전증폭 보드(2)의 제 2 아날로그/디지털 변환 수단(22)에 제 2 디지털 기준 신호(SRN)를 획득하고 처리하기 위하여 연결된 제 2 획득/처리 모듈(33)을 포함한다.

제 1 획득/처리 모듈(32)은 제 1 디지털 형광 신호(SFN)를 복조하도록 설계되며:

- 동위상인 디지털 복조 신호(SINE)에 의한 제 1 승산기(341)로서, 이러한 제 1 승산기(341)는 제 1 소위 동위상(SF_SIN) 복조된 형광 신호를 출력하기 위하여 캐리어 주파수 f₀ 보다 더 낮은 컷오프 주파수 f_c(예를 들어 f_c= 110 Hz)에서의 제 1 저역-통과 필터(351)에 의해 후속되는, 제 1 승산기(341); 및

- 직교 위상인 디지털 복조 신호(COSINE)에 의한 제 2 승산기(342)로서, 이러한 제 2 승산기(342)는 제 1 소위 직교 위상(SF_COS) 복조된 형광 신호를 출력하기 위하여 동일한 컷-오프 주파수 f_c에서의 제 2 저역-통과 필터(352)에 의해 후속되는, 제 2 승산기(342)를 포함하는, 제 1 복조 수단(34)을 포함한다.

제 1 획득/처리 모듈(32)은 더 나아가 제 1 및 제 2 저역-통과 필터(351, 352)의 출력에서, 제 1 디지털 형광 신호(SFN)에 그리고 따라서 제 1 동위상 복조된 형광 신호(SF_SIN) 및 제 1 직교 위상 복조된 형광 신호(SF_COS)의 합산의 모듈에 대응하는, 형광 선(RF)의 진폭의 제 1 소위 형광 값(VALF) 특징을 계산하기 위한 수단(353)을 포함한다.

자세하게 설명하면, 제 1 형광 값(VALF)은 다음 수학식: VALF = (SF_SIN ² + SF_COS ²)^1/2에 따라서 계산된다.

또한 제 1 획득/처리 모듈(32)은 제 1 및 제 2 승산기(341, 342)의 입력에서:

- 제 1 디지털 형광 신호(SFN)를 필터링하고 제 1 필터링된 중간 신호(SFN')를 출력하기 위하여 캐리어 주파수 f₀ 상에 중심이 맞춰진 노치 필터(361); 및

- 제 1 필터링된 형광 신호(SFN₀ = SFN - SFN')를 생성하기 위하여 제 1 디지털 형광 신호(SFN) 및 제 1 필터링된 중간 신호(SFN')의 감산을 수행하는 감산기(362)로서, 이러한 제 1 필터링된 형광 신호(SFN₀)는 제 1 및 제 2 승산기(341, 342)에 주입되는, 감산기(362)를 포함한다.

제 2 획득/처리 모듈(33)은 제 2 디지털 기준 신호(SRN)를 복조하도록 설계되며:

- 동위상인 디지털 복조 신호(SINE)에 의한 제 1 승산기(371)로서, 이러한 제 1 승산기(371)는 제 2 소위 동위상 복조된 기준 신호(SR_SIN)를 출력하기 위하여 캐리어 주파수 f₀ 보다 더 낮은 컷오프 주파수 f_c에서의 제 1 저역-통과 필터(381)에 의해 후속되는, 제 1 승산기(371); 및

- 직교 위상인 디지털 복조 신호(COSINE)에 의한 제 2 승산기(372)로서, 이러한 제 2 승산기(372)는 제 2 소위 직교 위상 복조된 형광 신호(SF_COS)를 출력하기 위하여 동일한 컷-오프 주파수 f_c에서의 제 2 저역-통과 필터(372)에 의해 후속되는, 제 2 승산기(372)를 포함하는, 제 2 복조 수단(37)을 포함한다.

제 2 획득/처리 모듈(33)은 더 나아가 제 1 및 제 2 저역-통과 필터(381, 382)의 출력에서, 제 2 디지털 기준 신호(SRN)에 그리고 따라서 제 2 동위상 복조된 기준 신호(SR_SIN) 및 제 2 직교 위상 복조된 형광 신호(SR_COS)의 합산의 모듈에 대응하는, 기준 빔(FR)의 진폭의 제 2 기준 값(VALR) 특징을 계산하기 위한 수단(383)을 포함한다.

좀 더 자세하게 설명하면, 제 2 기준 값(VALR)은 다음 수학식: VALR =(SR_SIN ^{2 +} SR_COS ² ^{) 1/2}에 따라서 계산된다.

또한 제 2 획득/처리 모듈(33)은 제 1 및 제 2 승산기(371, 372)의 입력에서:

- 제 2 디지털 기준 신호(SRN)를 필터링하고 제 2 필터링된 중간 신호(SRN')를 출력하기 위하여 캐리어 주파수 f₀ 상에 중심이 맞춰진 노치 필터(391); 및

- 제 2 필터링된 기준 신호(SRN₀ = SRN - SRN')를 생성하기 위하여 제 2 디지털 기준 신호(SRN) 및 제 2 필터링된 중간 신호(SRN')의 감산을 수행하는 감산기(392)로서, 이러한 제 2 필터링된 기준 신호(SRN₀)는 제 1 및 제 2 승산기(371, 372)에 주입되는, 감산기(392)를 포함한다.

상세한 설명의 나머지는 샘플(E)의 형광을, 이것을 상대적 형광 유닛(relative fluorescence unit; RFU)으로 표현함으로써 결정하기 위하여 구현된 계산에 관련되는데, 상대적 형광 유닛은 형광의 강도 및 여기의 강도 간의 비율로서 정의된다.

RFU 값은 보통 종래의 교정 프로세스에 의하여 결정되는, 값의 요구된 스케일에 대하여 조절된다.

본 시스템(1)의 경우에, 형광분석에 의한 측정 도중에 샘플(E) 내에 포함된 4-MU의 주어진 농도 "x" 에 대하여, 교정된 RFU 값은 다음과 같이 계산된다:

RFU_cal(x) =(Fx.g_FLUO) /(Rx.g_REF), 여기에서

- Fx는 제 1 광검출기에서 검출된 형광 신호의 mV 단위의 로(raw) 값인데, 이것은 본 발명의 범위 내에서 디지털 신호 처리 보드(3) 내에 구현된 복조 프로세스로부터의 제 1 형광 값(VALF)(디지털 데이터)에 대응한다;

- Rx는 제 2 광검출기에서 검출된 기준 신호의 mV 단위의 로(raw) 값인데, 이것은 본 발명의 범위 내에서 디지털 신호 처리 보드(3) 내에 구현된 복조 프로세스로부터의 제 2 기준 값(VALR)(디지털 데이터)에 대응한다; 그리고

- g_FLUO 및 g_REF는 시스템(1)의 광학적 교정 도중에 조절된 이득 파라미터들이다.

교정 프로세스는 4-MU의 공지된 농도 C_REF를 가지고 RFU_REF의 주어진 값을 제공하는, 예를 들어 어떤 정밀도 간격으로써 C_REF=6410 nM 및 RFU_REF=3144 를 가지는 기준의 액체 솔루션의 형광분석에 의한 종래의 분석에 의하여 수행된다. 이득 파라미터 g_FLUO 및 g_REF는 출력에서 RFU_REF의 크기에서 RFU를 획득하기 위하여 분석 도중에 확립된다.

면역학적 테스트의 범위 내에서, 4-MU의 농도는 40 nM - 40000 nM 범위 내에 위치된다. 도 13 은 4-MU 내의 농도에 따른 RFU의 변동을 도시하는데, RFU는 4-MU 내의 농도의 비선형 함수이다. 이러한 곡선을 본 발명에 따른 시스템(1)으로써 획득하기 위하여, 디지털 신호 프로세스 보드(3)의 출력에서 변환 인자(F_CONV)를, 이러한 실례에서는 4-MU의 농도의 다항식 함수를 적용함으로써, 시스템(1)에 의하여 측정된 RFU가 도 13 에 도시된 곡선과 일치하게 하며 따라서 요구된 곡선 형상을 획득하도록 하는 것이 제공된다. 이러한 변환 인자(F_CONV)는 측정의 신뢰성 및 반복가능성을 보장하기 위하여, 수 개의 변동 인자(4-MU에 대한 상이한 솔루션 및 상이한 광학 기구)를 포함하는 형광분석에 의한 분석 프로토콜을 따름으로써 확립된다.

계산의 상세가 이하 설명된다.

우선, 다이오드(10)의 구동 전류(ID(t))가 아날로그 변조 신호(SAM)의 변환으로부터 확립된다. 정현 펄스에 대하여, 구동 전류(ID(t))(또는 다이오드 전류)는 다음 수학식 1 을 만족한다:

여기서

- f₀ = 2 KHz(캐리어 주파수),

- T = 15.5 ms(정현 펄스의 지속기간),

- A는 오프셋 강도(제로에 대한 천이)에 대응하는데, 이것은 15 mA의 값을 가질 수도 있다, 그리고

- B는 구동 전류의 하프-진폭이며, 이것은 10 mA의 값을 가질 수도 있다.

도 14 는 한 펄스에 대한 시간 t에 따른 이러한 구동 전류(ID(t))를 도시한다.

주파수 필드에서, 이러한 수학식 1은 다음 수학식 2에 의하여 전환된다:

도 15 는 주파수 f에 따른 ID(f)를 도시한다.

둘째로, 구동 전류(ID(t))(f₀에서의 변조 프로세스로부터의 캐리어 신호)는 제 1 에너자이징 빔(FE) 및 제 2 기준 빔(FR)으로 분할되기 이전에 주어진 파장에서, 이러한 실례에서는 370 nm 근처에서 메인 빔(FP)으로 변환된다. 제 1 에너자이징 빔(FE)은 4-MU의 샘플 및 분자를 여기시키고, 이것이 이제 제 1 광검출기(14)에 의하여 검출되는 형광 선(RF)을 방출한다; 이러한 광검출은 제 1 광검출기(14)의 단자에서 제 1 아날로그 검출 신호(SAD1)에 의하여 전환된다.

다음 수학식 3이 구동 전류(ID(t))의 제 1 아날로그 검출 신호(SAD1(t))인, 제 1 광검출기(14)의 출력에서의 신호 및 제 1 아날로그/디지털 변환 수단(21) 또는 제 1 아날로그/디지털 컨버터(24)의 입력에서의 신호로의 통과를 변환시킨다는 것이 확립된다:

- z(t)는 형광 선(RF)의 방출을 변환하는 증폭 신호이며 상수이고 상수 K와 동일한 것으로 간주된다;

- ∂ = Δ-π/2, 이고 Δ 는 다이오드(10) 및 제 1 광검출기(14) 사이에서 시스템에 의하여 도입된 위상 천이이다.

도 16 은 한 펄스에 대한 시간 t에 따른 이러한 제 1 아날로그 검출 신호(SAD1(t))를 도시한다.

세째로, 아날로그 검출 신호(SAD1(t))는 제 1 아날로그/디지털 변환 수단(21) 내에서의 통과 이후에 디지털 신호로 변환되어 제 1 디지털 형광 신호(SFN)를 제공한다. 주파수 필드에서, 따라서 다음 수학식 4가 획득된다:

도 17 은 주파수 f에 따른 SFN(t)를 도시한다.

그러면 제 1 디지털 형광 신호(SFN)가 디지털 신호 프로세스 보드(3)에 의하여, 좀 더 자세하게 설명하면 메인 신호 획득/처리 모듈(31)에 의하여 복조 프로세스의 후속하는 단계에 따라 획득되고 처리된다.

복조 프로세스의 제 1 단계에서, 제 1 디지털 형광 신호(SFN(f))는 감산기(362)와 연관된 노치 필터(361)로 구성된 대역-통과 필터를 통과해 지난다.

노치 필터(361)는 저-주파수 컷오프 f₁ =|f_o| - fdec 및 고-주파수 컷오프 f₂ = |f_o| + fdec를 가지고 캐리어 주파수 f_o에 중심이 맞춰진 함수 H_notch(f)로 변환되는데, 여기에서 fdec는 100 Hz에서 설정됨으로써 노치의 주파수 폭 Δf _notch가 Δf _notch= 2.f_dec =200 Hz가 되게 할 수도 있다. 도 18 은 함수 H_notch(f)를 주파수 f에 따라서 도시한다.

그러므로 제 1 필터링된 중간 신호(SFN'(f))는 수학식 SFN'(f) = H_notch(f).SFN(f)를 만족한다.

따라서, 감산기(362)와 연관된 노치 필터(361)로 구성된 대역-통과 필터는, 제 1 디지털 형광 신호(SFN(f))에 적용되는 함수 H_BP(f) = 1 - H_notch(f)에 의하여 전환한다.

따라서 제 1 필터링된 형광 신호(SFN)₀(f) = SFN(f) - SFN'(f)는 다음 수학식 5를 만족한다:

도 19 는 SFN₀(f)를 주파수 f에 따라서 도시한다.

시간 필드에서, 이러한 수학식 5는 다음 수학식 6에 의하여 전환한다:

복조 프로세스의 제 2 단계에서, 제 1 필터링된 형광 신호(SFN)₀ 는 디지털 복조 신호(SINE 및 COSINE)에 의하여 승산되기 위하여 두 개의 승산기(341, 342)를 거쳐 지나간다. 이러한 단계의 설명을 위하여, 두 개의 승산기(341, 342), 및 저역-통과 필터(351, 352) 및 후속하는 계산 수단(353)을 구체적으로 도시하는 도 20 을 참조하는 것이 유용할 것이다.

SFN₀(t) 신호는 일 면으로는 출력에서 제 1 동위상 중간 복조된 신호 SF_SIN'(t)를 생성하기 위하여 제 1 승산기(341)에서 디지털 복조 신호(SINE)에 의하여 승산되고 다른 면으로는 출력에서 제 1 직교 위상 중간 복조된 신호 SF_COS'(t)를 생성하기 위하여 제 2 승산기(342)에서 디지털 복조 신호(COSINE)에 의하여 승산된다.

디지털 복조 신호(SINE 및 COSINE)는 다음의 시간적 형태로 나타난다:

SINE(t) = K_sin.sin(2πf_ot) = 2.sin(2πf_ot), 및

COSINE(t) = K_cos.cos(2πf_ot) = 2.cos(2πf_ot)

여기에서 K_sin및K_cos은 신호의 진폭에 대응하며 2 의 값으로 설정된다.

동위상 중간 복조된 신호 SF_SIN'(t) 및 직교 위상 중간 복조된 신호 SF_COS'(t)는 다음 수학식 7 및 수학식 8을 시간 필드에서 만족한다:

주파수 필드에서, 이러한 수학식 7 및 수학식 8은 다음 수학식 9 및 수학식 10으로 전환한다:

도 21 은 SF_SIN'(f)를 주파수 f에 따라서 도시하고 도 22 는 SF_COS'(f)를 주파수 f에 따라서 도시한다.

복조 프로세스의 제 3 단계에서, 중간 동위상 복조된 신호 SF_SIN' 및 중간 직교 위상 복조된 신호 SF_COS' 는 개별적인 저역-통과 필터(351, 352)에 의하여 필터링되고, 이것은 출력에서 제 1 동위상 복조된 신호 SF_SIN 및 제 1 직교 위상 복조된 신호 SF_COS를 각각 전달한다.

각각의 저역-통과 필터(351, 352)는 컷-오프 주파수 fc가 여기에서는 110 Hz에서 설정된 함수 H_LP(f)에 의하여 전환된다.

도시되지 않은 개선예에서, 각각의 저역-통과 필터(351, 352)는 도 23 에 도시되며, 컷-오프 주파수가 fc1 = 2f₀, fc2 = 4f₀ 등에 있는 함수 H_LPsmooth(f)에 의하여 전환되는 평활 저역-통과 필터에 의하여 후속된다. 각각의 평활 저역-통과 필터는 이전의 저역-통과 필터 H_LP(f) 로부터의 마지막 20 개의 샘플링 포인트를 평균화(average out)하여 2f₀의 배수인 컷-오프 주파수에서의 신호의 억제를 증가시키는 것을 수행하도록 허용한다.

제 1 동위상 복조된 신호 SF_SIN 및 제 1 직교 위상 복조된 신호 SF_COS는 주파수 필드에서 다음 수학식 11 및 수학식 12를 만족한다:

도 24 및 도 25 는 각각 신호 SF_SIN(f)및 SF_COS(f)를 주파수 f에 따라서 도시한다.

시간 필드에서, 이러한 수학식 11 및 수학식 12는 다음 수학식 13 및 수학식 14에 의하여 전환된다:

복조 프로세스의 제 4 단계에서, 제 1 동위상 복조된 신호 SF_SIN 및 제 1 직교 위상 복조된 신호 SF_COS는, 제 1 아날로그 검출 신호(SAD1(t))의 모듈을 계산하기 위하여 계산 수단(353)에 주입되는데, 이것은 신호의 모듈 [(SF_SIN(t)+ SF_COS(t)²]^1/2에 대응한다; 복조 프로세스의 이러한 단계는 시스템에 의하여 도입된 미지의 위상 천이에 의하여 영향받지 않고 증폭 신호 z(t)를 추출하도록 허용한다.

메인 신호 획득/처리 모듈(31)의 출력에서 발생된 제 1 형광 값(VALF)에 대응하는 계산된 모듈은 다음 수학식 15를 만족한다:

동일한 수학식이 기준 빔(FR)에 대하여, 그리고 따라서 제 2 아날로그 검출 신호(SAD2)의, 그리고 제 2 디지털 기준 신호(SRN)와 마지막으로는 제 2 소위 기준 값(VALR)의 계산을 위하여 반복된다.

네째로, 제 1 획득/처리 모듈(32) 및 제 2 획득/처리 모듈(33)의 출력에 배치된 비교 수단(미도시)은, 각각의 정현 반복(j는 반복의 번호에 대응하며 값 0, 1, 2를 가지는데, 이는 상기하건데 3 개의 반복이 형광을 측정하기 위하여 사용되기 때문임)에 대하여 그리고 i의 번호를 가진 4-MU 내의 농도에 대하여, RFU의 값의 계산을 이러한 모듈(32, 33)의 출력에서 전달되는 제 1 형광 값(VALF)_j,i및 제 2 기준 값 VALR_j,i에 기초하여 수행한다.

농도 i인 반복 j에 대하여, rfu_j _,i라고 명명된 RFU의 종래의 값은 다음 수학식 16을 만족한다:

여기에서 x_j,i는 다음 수학식을 만족한다:

- 정상 좌표에서:

- 연장된 좌표에서:

여기서

- i = 4-MU 내의 농도의 번호

- j = 반복의 번호(0, 1, 2)

-

= 종래의 교정 프로세스 도중에 계산된 형광 선에 대한 조절 계수

-

= 종래의 교정 프로세스 도중에 계산된 형광 선에 대한 연장된 좌표에서의 조절 계수

-

= 종래의 교정 프로세스 도중에 계산된 기준 빔에 대한 조절 계수

-

= 종래의 교정 프로세스 도중에 계산된 기준 빔에 대한 연장된 좌표에서의 조절 계수

-

= 자기-교정(auto-calibration) 도중에 계산된 내부 판독치(internal reading)의 조절 계수

-

= 광 교정 프로세스 도중에 계산된 기준 광 포지션의 조절 계수

-

= 농도 i에 대하여 획득된, 반복 j에 대한 제 1 형광 값

-

= 농도 i에 대하여 획득된, 반복 j에 대한 제 2 형광 값

-

= 공기에서의 판독치에 대해 획득된 제 1 평균 형광 값

-

= 공기에서의 판독치에 대해 획득된 연장된 좌표에서의 제 1 평균 형광 값

-

= 오프셋 RFU의 값

그러면, rfu_j,i의 j 값을 계산한 이후에, 다항식 변환이 변환 인자 F_CONV와 관련하여 도 13 을 참조하여 위에서 설명된 바와 같이 수행된다.

농도 i인 반복 j에 대하여, 변환 인자 F_CONV를 인가한 이후의 RFU의 값, 즉

는 다음 수학식 17을 만족한다:

여기에서 a, b, c, d 및 e는 상수이고 예를 들어:

- a = 1,3240745951716500 E-13;

- b = -3,7686707018928200 E-09;

- c = 7,3337036404781100 E-07;

- d = 1,0311832028790600 E+00;

- e = 9,4239190294182200 E-01;

이고 여기에서:

- 수학식 17로써 계산되고 여기에서는 23433의 값과 같은 임계 Rmax보다 더 높은

의 값에 대하여,

는 임계 값 Rmax로 설정된다;

그리고,

- 수학식 17로써 계산되고, 임계 Rmax보다 더 낮은

의 값에 대하여,

는 계산된 값으로 유지된다.

마지막으로, 농도 i에 대한 요구된 최종 RFU RFU_i ^FIN의 값은, 평균으로부터 너무 먼

의 값을 고려할 필요가 없이 0, 1, 및 2 의 값을 가지는 j로써

의 평균을 수행함으로써 계산된다.

마지막으로, 최종 수학식 18이 획득된다:

다섯째로, 최종 RFU의 이러한 값(RFU_i ^FIN)은 추가적 계산과 함께 분석물질 내의 농도를 평가하기 위하여 운영 시스템, 예컨대 자동화된 체외 진단 기구와 함께 통합된 외부 컴퓨터 단자 또는 컴퓨터 시스템으로 송신된다.

Claims

유체의 샘플(E) 내의 적어도 하나의 분석물질의 형광분석에 의한 체외 검출 및/또는 정량화를 위한 시스템(1)에 있어서,
메인 빔(FP)을 방출 파장이라고 불리는 주어진 파장에서 방출하는 방사원(10);
상기 메인 빔(FP)을 제 1 샘플(E)-에너자이징(energizing) 빔(FE) 및 제 2 기준 빔(FR)으로 분할하기 위하여 상기 방사원(10)의 출력에 구현되는 분광기(13);
상기 샘플(E)에 의하여 방출된 형광선(fluorescence ray; RF)을, 상기 제 1 에너자이징 빔(FE)에 의하여 유도된 여기의 결과로서 소위 형광 파장에서 검출하는 것에 응답하여 제 1 아날로그 검출 신호(SAD1)를 제공하도록 설계된 제 1 광검출기(14) 수단; 및
제 2 기준 빔(FR)의 검출에 응답하여 출력에서 제 2 아날로그 검출 신호(SAD2)를 제공하도록 설계된 제 2 광검출기(15) 수단을 포함하는, 시스템(1)으로서,
상기 시스템(1)은,
정현 캐리어 신호(SNM)를 캐리어 주파수(f_o)라고 불리는 선정의된 주파수에서, 그리고 적어도 하나의 디지털 복조 신호(SINE, COSINE)를 이러한 동일한 캐리어 주파수(f_o)에서 출력하는 발생기(300);
정현 캐리어 신호(SNM)를 상기 캐리어 주파수(f₀)에서 아날로그 변조 신호(SAM)로 변환하기 위하여 상기 발생기(300)에 연결되는 디지털/아날로그 변환 수단(303);
상기 디지털/아날로그 변환 수단(303)에 그리고 상기 방사원(10)에 연결되어 상기 아날로그 변조 신호(SAM)를 상기 방사원(10)에 인가함으로써 진폭에 있어서 상기 메인 빔(FP)을 상기 캐리어 주파수(f₀)에서 변조하는 진폭 변조기(4);
상기 광검출기 수단(14, 15)에 연결되어 상기 제 1 아날로그 검출 신호(SAD1)를 제 1 디지털 소위 형광 신호(SFN)로 그리고 상기 제 2 아날로그 검출 신호(SAD2)를 제 2 디지털 기준 신호(SRN)로 변환하는 아날로그/디지털 변환 수단(21, 22);
상기 발생기(300)에 그리고 상기 아날로그/디지털 변환 수단(21, 22)에 연결되며 일면에서는 상기 형광선(RF)의 진폭의 제 1 소위 형광 값(VALF) 특징을 계산하기 위하여 상기 캐리어 주파수(f₀)에서의 복조에 의하여 상기 제 1 디지털 형광 신호(SFN)를 처리하도록, 그리고 다른 면에서는 상기 기준 빔(FR)의 진폭의 제 2 소위 기준 값(VALR) 특징을 계산하기 위하여 상기 캐리어 주파수(f₀)에서의 복조에 의하여 상기 제 2 디지털 형광 신호(SFN)를 처리하도록 설계되는 디지털 처리 수단(32, 33); 및
상기 제 1 형광 값(VALF) 및 제 2 기준 값(VALR)을 비교하여 분해물질의 검출 및/또는 정량화를 달성하기 위한 최종 결과(RFU)를 계산하기 위한 수단을 포함하는, 시스템(1).
제 1 항에 있어서,
상기 디지털 처리 수단(32, 33)은,
적어도 하나의 제 1 복조된 형광 신호(SF_SIN, SF_COS)를 생성하기 위하여, 제 1 디지털 형광 신호(SFN)를 캐리어 주파수(f₀)에서 적어도 하나의 디지털 복조 신호(SINE, COSINE)에 의하여 승산함으로써 상기 제 1 디지털 형광 신호(SFN)를 복조하도록 설계된 제 1 복조 수단(34); 및
적어도 하나의 제 1 복조된 형광 신호(SF_SIN, SF_COS)에 기초하여, 상기 형광 선(RF)의 진폭의 하나의 제 1 소위 형광 값(VALF) 특징을 계산하도록 설계된 제 1 계산(353) 수단을 포함하는, 시스템(1).
제 2 항에 있어서,
상기 제 1 복조 수단(34)은,
캐리어 주파수(f₀)에 있으며 정현 캐리어 신호(SNM)와 동위상인 디지털 복조 신호(SINE)에 의한 제 1 승산기(341)로서, 상기 제 1 승산기(341)는 제 1 소위 동위상 복조된 형광 신호(SF_SIN)를 출력하기 위하여, 상기 캐리어 주파수(f₀)보다 더 낮은 컷-오프 주파수(f_c)에서의 제 1 저역-통과 필터(351)에 의하여 후속되는 것이 가능한, 제 1 승산기(341); 및
캐리어 주파수(f₀)에 있으며 정현 캐리어 신호(SNM)와 직교위상인 디지털 복조 신호(COSINE)에 의한 제 2 승산기(342)로서, 상기 제 2 승산기(342)는 제 1 소위 직교 위상 복조된 형광 신호(SF_COS)를 출력하기 위하여, 동일한 컷-오프 주파수(f_c)에서의 제 2 저역-통과 필터(352)에 의하여 후속되는 것이 가능한, 제 2 승산기(342)를 포함하고,
상기 제 1 및 제 2 승산기(341, 342)의 출력에서, 상기 제 1 계산 수단(353)은 상기 제 1 동위상 복조된 형광 신호(SF_SIN)및 제 1 직교 위상 복조된 형광 신호(SF_COS)의 합산 모듈에 대응하여 상기 제 1 형광 값(VALF)을 계산하는, 시스템(1).
제 3 항에 있어서,
상기 디지털 처리 수단(32, 33)은 상기 제 1 및 제 2 승산기(341, 342)의 입력에서:
상기 제 1 디지털 형광 신호(SFN)를 필터링하고 제 1 필터링된 중간 신호(SFN')를 출력하기 위하여 상기 캐리어 주파수(f₀)에 중심이 맞춰지는 노치 필터(361); 및
제 1 필터링된 형광 신호(SFN₀)를 생성하기 위하여 상기 제 1 디지털 형광 신호(SFN) 및 제 1 필터링된 중간 신호(SFN')의 감산을 수행하는 감산기(362)로서, 이러한 제 1 필터링된 형광 신호(SFN₀)는 상기 제 1 복조 수단(34)의 상기 제 1 및 제 2 승산기(341, 342)에 주입되는, 감산기(362)를 포함하는, 시스템(1).
제 1 항 내지 제 4 항 중 어느 한 항에 있어서,
상기 디지털 처리 수단(32, 33)은,
적어도 하나의 제 2 복조된 기준 신호(SR_SIN, SR_COS)를 생성하기 위하여, 상기 제 2 디지털 기준 신호(SRN)를 상기 캐리어 주파수(f₀)에서 적어도 하나의 디지털 복조 신호(SINE, COSINE)에 의하여 승산함으로써 상기 제 2 디지털 기준 신호(SRN)를 복조하도록 설계된 제 2 복조 수단(37); 및
적어도 하나의 제 2 복조된 기준 신호(SR_SIN, SR_COS)에 기초하여 상기 제 2 기준 값(VALR)을 계산하도록 설계되는 제 2 계산 수단(383)을 포함하는, 시스템(1).
제 5 항에 있어서,
상기 제 2 복조 수단(37)은,
캐리어 주파수(f₀)에 있으며 정현 캐리어 신호(SNM)와 동위상인 디지털 복조 신호(SINE)에 의한 제 1 승산기(371)로서, 상기 제 1 승산기(371)는 제 2 소위 동위상 복조된 기준 신호(SR_SIN)를 출력하기 위하여, 상기 캐리어 주파수(f₀)보다 더 낮은 컷오프 주파수(f_c)에서의 제 1 저역-통과 필터(381)에 의하여 후속되는 것이 가능한, 제 1 승산기(371); 및
캐리어 주파수(f₀)에 있으며 정현 캐리어 신호(SNM)와 직교위상인 디지털 복조 신호(COSINE)에 의한 제 2 승산기(372)로서, 상기 제 2 승산기(372)는 제 2 소위 직교 위상 복조된 기준 신호(SR_COS)를 출력하기 위하여, 동일한 컷오프 주파수(f_c)에서의 제 2 저역-통과 필터(382)에 의하여 후속되는 것이 가능한, 제 2 승산기(372)를 포함하고,
상기 제 1 및 제 2 승산기(371, 372)의 출력에서, 상기 제 2 계산 수단(383)은 상기 제 2 동위상 복조된 기준 신호(SR_SIN) 및 제 2 직교 위상 복조된 기준 신호(SR_COS)의 합산 모듈에 대응하여 상기 제 2 기준 값(VALR)을 계산하는, 시스템(1).
제 6 항에 있어서,
상기 디지털 처리 수단(32, 33)은,
상기 제 2 아날로그/디지털 변환 수단(22)의 출력에서 그리고 상기 제 1 및 제 2 승산기(371, 372)의 입력에서,
상기 제 2 디지털 기준 신호(SRN)를 필터링하고 제 2 필터링된 중간 신호(SRN')를 출력하기 위하여 상기 캐리어 주파수(f₀)에 중심이 맞춰지는 노치 필터(391); 및
제 2 필터링된 기준 신호(SRN₀)를 생성하기 위하여 상기 제 2 디지털 기준 신호(SRN) 및 제 2 필터링된 중간 신호(SRN')의 감산을 수행하는 감산기(392)로서, 이러한 제 2 필터링된 기준 신호(SRN₀)는 상기 제 2 복조 수단(37)의 상기 제 1 및 제 2 승산기(371, 372)에 주입되는, 감산기(392)를 포함하는, 시스템(1).
제 1 항 내지 제 4 항 중 어느 한 항에 있어서,
상기 방사원(10) 및 분광기(13) 사이에 삽입되며, 상기 방출 파장 상에 실질적으로 중심이 맞춰지는 광 대역 통과 필터(11)를 더 포함하는, 시스템(1).
제 1 항 내지 제 4 항 중 어느 한 항에 있어서,
상기 샘플(E)및 제 1 광검출기 수단(14) 사이에 삽입되며, 상기 형광 파장 상에 실질적으로 중심이 맞춰지는 광 대역 통과 필터(141)를 더 포함하는, 시스템(1).
제 9 항에 있어서,
상기 광 대역 통과 필터(141) 및 제 1 광검출기 수단(14) 사이에 삽입되며, 유도 원뿔(guiding cone)의 형태로 획득되는 도파관(142)을 더 포함하는, 시스템(1).
제 1 항 내지 제 4 항 중 어느 한 항에 있어서,
상기 분광기(13) 및 제 2 광검출기 수단(15) 사이에 삽입되며, 상기 방출 파장보다 실질적으로 더 낮은 저파장 컷오프를 나타내는 광학적 저역-통과 필터(151)를 더 포함하는, 시스템(1).
제 11 항에 있어서,
상기 광 저역 통과 필터(151) 및 제 2 광검출기 수단(15) 사이에 삽입되며, 유도 원뿔의 형태로 획득되는 도파관(152)을 더 포함하는, 시스템(1).
제 1 항 내지 제 4 항 중 어느 한 항에 있어서,
상기 정현 캐리어 신호(SNM)는 캐리어 주파수(f₀)에서의 수 개의 주기적 정현 반복(sinusoidal iterations)의 세트의 형태를 가지는데, 두 개의 연속적 반복들 사이의 시간 차분은 정현 반복의 주기보다 더 높은, 시스템(1).
제 5 항에 있어서,
상기 방사원(10) 및 분광기(13) 사이에 삽입되며, 상기 방출 파장 상에 실질적으로 중심이 맞춰지는 광 대역 통과 필터(11)를 더 포함하는, 시스템(1).
제 5 항에 있어서,
상기 샘플(E)및 제 1 광검출기 수단(14) 사이에 삽입되며, 상기 형광 파장 상에 실질적으로 중심이 맞춰지는 광 대역 통과 필터(141)를 더 포함하는, 시스템(1).
제 15 항에 있어서,
상기 광 대역 통과 필터(141) 및 제 1 광검출기 수단(14) 사이에 삽입되며, 유도 원뿔(guiding cone)의 형태로 획득되는 도파관(142)을 더 포함하는, 시스템(1).
제 5 항에 있어서,
상기 분광기(13) 및 제 2 광검출기 수단(15) 사이에 삽입되며, 상기 방출 파장보다 실질적으로 더 낮은 저파장 컷오프를 나타내는 광학적 저역-통과 필터(151)를 더 포함하는, 시스템(1).
제 17 항에 있어서,
상기 광 저역 통과 필터(151) 및 제 2 광검출기 수단(15) 사이에 삽입되며, 유도 원뿔의 형태로 획득되는 도파관(152)을 더 포함하는, 시스템(1).
제 5 항에 있어서,
상기 정현 캐리어 신호(SNM)는 캐리어 주파수(f₀)에서의 수 개의 주기적 정현 반복(sinusoidal iterations)의 세트의 형태를 가지는데, 두 개의 연속적 반복들 사이의 시간 차분은 정현 반복의 주기보다 더 높은, 시스템(1).