JP2014503958A - 交流駆動ｌｅｄ照明装置 - Google Patents

Abstract

本発明は、ＬＥＤ照明装置において、交流電圧を整流して直流の整流電圧に変換する整流回路と、前記整流回路から電流を供給される負荷であって、１つ以上のＬＥＤを有するＬＥＤ発光ブロックと、該ＬＥＤ発光ブロックに供給される電流を調節する電流源と、前記交流電圧を基礎にして算定された正弦波の設計電流値を算出し、前記算出された設計電流値を前記電流源に提供し、前記ＬＥＤ発光ブロックに供給される電流が前記設計電流値よりも大きい場合には、前記電流源にかかる電圧降下が調節されるようにして、前記設計電流値のみが前記ＬＥＤ発光ブロックに供給されるように制御する制御器と、を含み、交流電圧が変われば、前記設計電流を変更してＬＥＤ照明装置の明るさを一定にすることを特徴とする交流駆動ＬＥＤ照明装置に関する。

Description

本発明は、ＬＥＤを使用する照明装置に関し、より詳しくは、交流入力電圧の高低に関係なく常に一定の電流を使用してＬＥＤ発光ブロックを点灯することで光の明るさが一定であり、過電流供給を制限して消費電力を節減し、ＬＥＤ照明装置で発生する熱を低くしてＬＥＤ照明装置の寿命が延びる交流駆動ＬＥＤ照明装置に関する。

発光ダイオードは、電流が流れると光を放出する電光変換半導体素子であって、表示器バックライトなどに広く使用されており、技術の発達により電光変換効率が既存の白熱灯及び蛍光灯よりも高くなって、現在は、一般の照明用としてその範囲を広げている。

しかし、発光ダイオード（Ｌｉｇｈｔ Ｅｍｉｔｔｉｎｇ ｄｉｏｄｅ，ＬＥＤ）は、微量の電圧変動にも電流が大きく変化する。このため、精密な電流制御が要求される。

従来のＬＥＤ照明装置は、図１に示されたように、交流電圧を供給する交流電源９１０と、前記交流電源９１０から供給された交流電圧を直流の整流電圧Ｖｒｅｃｔに変換する整流回路９４０と、前記整流回路９４０の出力の整流電圧Ｖｒｅｃｔで駆動されるＬＥＤ発光ブロック９７０と、前記ＬＥＤ発光ブロック９７０の電流スロープを設定する電流スロープ設定抵抗９３０と、を含んで構成される。

ところが、従来のＬＥＤ照明装置では、交流入力電圧が高くなれば、ＬＥＤ発光ブロック９７０に流れる電流も増加し続けて消費電力が高くなり、熱発生も多くなってＬＥＤ素子の特性が低下したりする。

以下、図２及び図３を使用して従来の問題点を説明する。

図２の電圧−電流特性曲線９５０は、複数のＬＥＤを直列に配列して作製した任意のＬＥＤ発光ブロック９７０の特性曲線を表示したもので、電流が本格的に流れ始める閾値電圧は６２．５Ｖであることが分かる。

第１直線モデル９５１及び第２直線モデル９５２は、前記特性曲線９５０を簡単に直線にモデリングしたもので、このうち第１直線モデル９５１は、整流電圧Ｖｒｅｃｔが０Ｖ〜１１２．５Ｖの間を動かすとき、モデリングするのに使用可能であり、６２．５Ｖでは電流が０ｍＡ、１１２．５Ｖでは電流が３１ｍＡ流れることが分かる。

そして、第２直線モデル９５２は、整流電圧Ｖｒｅｃｔが０Ｖ〜８７．５Ｖの間を動かすとき、モデリングするのに使用可能であり、６２．５Ｖでは電流が０ｍＡ、８７．５Ｖでは電流が１１ｍＡ流れることが分かる。

図３は、前記第１直線モデル９５１及び第２直線モデル９５２を電源周波数が５０Ｈｚの場合について、一例として図示したものである。

まず、整流最大電圧１１２．５Ｖを適用した第１直線モデル９５１の場合、整流電圧Ｖｒｅｃｔは波形９５１Ｖ、整流電流は波形９５１Ａで示した。そして、整流最大電圧８７．５Ｖを適用した第２直線モデル９５２の場合、整流電圧Ｖｒｅｃｔは波形９５２Ｖ、整流電流は波形９５２Ａで示した。

ここで、同一の発光ブロック９７０を使用すれば、整流電圧Ｖｒｅｃｔの大きさに関係なく、前記発光ブロックの閾値電圧は６２．５Ｖに同一であるが、ＬＥＤ発光ブロック９７０の点灯開始時刻は、整流電圧Ｖｒｅｃｔの実効値が高くなるほど早くなり、ＬＥＤ発光ブロック９７０の点灯期間が長くなる。

一例として、電源周波数５０Ｈｚの場合に、整流最大電圧が８７．５Ｖ及び１１２．５Ｖに対してＬＥＤ発光ブロック９７０の閾値電圧である６２．５Ｖを通過する時刻をそれぞれ計算してみれば、２．５３ｍｓ及び１．８７ｍｓであって、整流電圧Ｖｒｅｃｔの実効値が高くなれば、点灯開始時刻も早くなることが分かる。

また、整流電圧位相９０度で前記ＬＥＤ発光ブロック９７０に流れる電流は、それぞれ１１ｍＡ及び３１ｍＡであって、整流電圧Ｖｒｅｃｔの実効値が高ければ、電圧の高い方が同一時刻に流れる電流もさらに多く流れることが分かる。

図３を要約すると、整流電圧Ｖｒｅｃｔの実効値がさらに高くなれば、ＬＥＤ発光モジュールの点灯開始時刻がさらに早くなって点灯される時間が長くなり、そして、同一の時刻に流れる電流量もさらに多くなるという問題点がある。すなわち、整流電圧Ｖｒｅｃｔの実効値が変われば、負荷電流もともに変わってＬＥＤ照明装置の明るさが変わるという問題点がある。また、設計よりも高い整流電圧が印加される場合には、過電流保護回路がないため、負荷のＬＥＤ発光モジュールが過電流によって破損されるという問題点がある。

本発明は、従来技術の問題点を解決するために導き出したもので、本発明の目的は、交流入力電圧の変動に関係なく光の明るさが一定のＬＥＤ照明装置を提供し、設計以上の高い交流入力電圧が印加される場合には、前記ＬＥＤ照明装置に流れる電流を遮断して前記ＬＥＤ照明装置を保護する保護回路を提供するところにある。

これのために、本発明に係る交流駆動ＬＥＤ照明装置は、交流電圧を整流して直流の整流電圧に変換する整流回路と、前記整流回路から電流を供給される負荷であって１つ以上のＬＥＤを有するＬＥＤ発光ブロックと、前記ＬＥＤ発光ブロックに供給される電流を調節する電流源と、前記交流電圧を基礎にして算定された正弦波の設計電流値を算出し、前記算出された設計電流値を前記電流源に提供して、前記ＬＥＤ発光ブロックに供給される電流が前記設計電流値よりも大きい場合には、前記電流源にかかる電圧降下が調節されるようにして前記設計電流値のみが前記ＬＥＤ発光ブロックに供給されるように制御する制御器と、を含むことを特徴とする。

このとき、前記制御器によって制御される電流源は、前記ＬＥＤ発光ブロックに供給される電流が前記設計電流値よりも小さい場合には、前記電流源にかかる電圧降下なしで前記ＬＥＤ発光ブロックに供給される電流の全体を前記ＬＥＤ発光ブロックに供給することが好ましい。

また、前記制御器は、前記交流電圧と同位相の正弦波信号を使用して、前記正弦波の設計電流値を算出することが好ましい。

また、前記ＬＥＤ発光ブロックは、複数個が直列に連結されており、前記ＬＥＤ発光ブロックに直列または並列に連結された一つ以上のスイッチを具備し、前記スイッチのオン／オフを通じて前記直列に連結された複数のＬＥＤ発光ブロックに流れる電流の流れを変更して、前記直列に連結されたＬＥＤ発光ブロックの点灯数を調節するスイッチブロックをさらに含むが、前記制御器は、前記スイッチのオン／オフを制御して、前記ＬＥＤ発光ブロックに供給される瞬時整流入力が大きい場合には、多数のＬＥＤ発光ブロックを点灯させ、前記ＬＥＤ発光ブロックに供給される瞬時整流入力が小さい場合には、少数のＬＥＤ発光ブロックを点灯させることが好ましい。

また、前記制御器は、前記複数のＬＥＤ発光ブロックのうち点灯が必要な数分だけのＬＥＤ発光ブロックが交互に交代で点灯されることが好ましい。

また、前記制御器は、前記ＬＥＤ発光ブロックに供給される整流入力のうち奇数番目の整流サイクルでは、一側に配置されたＬＥＤ発光ブロックから他側に配置されたＬＥＤ発光ブロックの順序で点灯が行われるようにして、偶数番目の整流サイクルでは、前記奇数番目の整流サイクルとは逆に、他側に配置されたＬＥＤ発光ブロックから一側に配置されたＬＥＤ発光ブロックの順序で点灯が行われるように制御することが好ましい。

また、前記制御器は、前記ＬＥＤ発光ブロックに供給される整流入力のうち前回の整流サイクルで点灯したＬＥＤ発光ブロックを最後の順序になるように設定（左回転）した後、次回の整流サイクルでは、前記左回転方式で設定された順序でＬＥＤ発光ブロックを点灯させるか、または、前記ＬＥＤ発光ブロックに供給される整流入力のうち前回の整流サイクルで最後に点灯されたＬＥＤ発光ブロックを最初の順序になるように設定（右回転）した後、次回の整流サイクルでは、前記右回転方式で設定された順序でＬＥＤ発光ブロックを点灯させるように制御することが好ましい。

一方、本発明の他の実施例に係る交流駆動ＬＥＤ照明装置は、交流電圧を整流して直流の整流電圧に変換する整流回路と、前記整流回路から電流を供給される負荷であって１つ以上のＬＥＤを有する複数のＬＥＤ発光ブロックが直列に連結されており、前記ＬＥＤ発光ブロックに並列に連結された一つ以上のスイッチを具備し、前記スイッチのオン／オフを通じて前記直列に連結された複数のＬＥＤ発光ブロックに流れる電流の流れを変更して、前記直列に連結されたＬＥＤ発光ブロックの点灯数を調節するスイッチブロックを含んで、前記スイッチのオン／オフを制御し、前記ＬＥＤ発光ブロックに供給される瞬時整流入力が大きい場合には、多数のＬＥＤ発光ブロックを点灯させ、前記ＬＥＤ発光ブロックに供給される瞬時整流入力が小さい場合には、少数のＬＥＤ発光ブロックを点灯させる制御器を含むが、前記制御器は、前記複数のＬＥＤ発光ブロックのうち点灯が必要な数分だけのＬＥＤ発光ブロックが交互に交代で点灯されることを特徴とする。

以上のような本発明に係る交流駆動ＬＥＤ照明装置によると、本発明の交流駆動ＬＥＤ照明装置は、交流電圧が高くなれば、従来にはＬＥＤ発光ブロックに電流がさらに多く流れるようになったが、本発明では、ＬＥＤ発光ブロック電流を調節（低く）して、従来のような電流が流れるようにする。

したがって、本発明の交流駆動ＬＥＤ照明装置によると、交流入力電圧の高低に関係なく常に一定の電流を使用してＬＥＤ発光ブロックを点灯することで光の明るさが一定であり、過電流供給を制限して消費電力を節減し、ＬＥＤ照明装置で発生する熱を低くしてＬＥＤ照明装置の寿命が延びる効果がある。

従来のＬＥＤ照明装置を示す図面である。 従来技術に係る電圧−電流特性曲線である。 従来技術の時間経過に対する電流波形である。 本発明の第１実施例に係るＬＥＤ照明装置の図面である。 本発明に適した電流源である。 本発明に適した電流源の特性曲線である。 本発明の第１実施例に係る低い交流電圧で電流波形である。 本発明の第１実施例に係る高い交流電圧で電流波形である。 本発明の第２実施例に適したＬＥＤ照明装置の図面である。 本発明に適した発光ブロックの電圧−電流特性曲線である。 本発明に係る低い交流電圧で電流波形である。 本発明の第２実施例に係る高い交流電圧で電流波形である。 本発明の第２実施例に係る高い交流電圧でさらに他の電流波形である。 本発明の第２実施例に適したさらに他のＬＥＤ照明装置の図面である。 本発明の第３実施例に係るＬＥＤ照明装置の図面である。 本発明の第３実施例に使用したＬＥＤ直線モデルの一例である。 本発明に係る交流電源の電流波形の一例である。 本発明に係る各発光ブロック別の電流波形の一例である。 逆循環点灯法に適した回路のさらに他の例である。

以下、添付された図面を参照して本発明の好ましい実施例を詳細に説明する。このとき、添付された図面で同一の構成要素は、なるべく同一の符号で示していることに留意しなければならない。

また、以下で説明される本明細書及び請求範囲に使用された用語や単語は、通常的または辞書的な意味に限定して解釈してはならず、本発明の技術的思想に符合する意味および概念に解釈されなければならない。そして、本発明の要旨を不必要に不明確にすると判断される公知構成および機能に対する詳細な説明を省略する。

本発明の核心概念は、制御器が正弦波電流（整流電圧と同じ位相のサイン波電流）を負荷に供給するように制御信号を電流源に送信すると、前記電流源は、要請された量の電流を供給する条件になれば（回路に十分な電流が流れてその量を減らすことができれば）、電流源の両端に電圧降下を誘発して負荷両端電圧を減らし、負荷電流を要請された水準に流れるようにする。

その反面、条件にならなければ（回路に流れる電流が要請電流よりも低ければ）、電流源の両端電圧を最小（電流源の飽和電圧）に作製して回路が流すことができる最大電流が流れるようにする。

すなわち、整流最大電圧が設計値よりも高く供給されると、余剰電圧は電流源の両端にかかり、負荷には設計電圧がかかるようにして、負荷最大電流は前記電流源によって制限される。

以下、図４〜図８を使用して本発明の第１実施例に係る交流駆動ＬＥＤ照明装置を詳細に説明する。

図４は、本発明の第１実施例に係る交流駆動ＬＥＤ照明装置の回路図である。

まず、図４を参照して回路の構成を調べてみれば、本発明は、交流電源１と、整流回路２と、負荷のＬＥＤ発光ブロック７０と、電流源ＣＳ１と、制御器３とを含んで構成され、前記発光ブロック７０と電流源ＣＳ１は、直列に連結されている。

このとき、ＬＥＤ発光ブロック７０は、１つ以上のＬＥＤで構成され、複数のＬＥＤが直列、並列、または直列／並列に構成される。ＬＥＤ発光ブロック７０は、広く知られた公知技術で構成されるので、以下では、説明の簡略化のために具体的な技術は省略する。

そして、好ましくは、前記制御器３は、交流電圧と同一位相の正弦波信号を発生させ、前記正弦波信号を整流（負電圧を正電圧に変換）し、整流された正弦波の大きさを調節して電流量調節信号Ｃｓｉｎを生成し、生成された調節信号Ｃｓｉｎを電流源ＣＳ１に供給する。

制御器３が交流電圧と同位上の正弦波を発生する理由は、交流電源１から供給される交流電流が交流電圧と同一位相であり、その形態は正弦波であって力率が改善されるようにしなければならないからである。負荷に流れる負荷電流は、前記交流電流が整流されたことは当然である。

前記電流源ＣＳ１は、前記制御器３から提供された前記調節信号Ｃｓｉｎに相応する電流を供給する条件になれば（負荷に十分な電流が流れれば）、前記電流源ＣＳ１の両端に電圧降下を誘発して前記負荷のＬＥＤ発光ブロック７０の両端電圧を減らし、負荷電流を要請された水準に流れるようにして、条件にならなければ（負荷に流れる電流が要請電流よりも低ければ）、前記電流源ＣＳ１の両端電圧を最小（電流源の飽和電圧）にして負荷が流すことができる最大電流が流れるようにする。

すなわち、整流電圧が設計よりも高く供給されると、余剰電圧は電流源ＣＳ１の両端にかかり、負荷７０には設計電圧がかかるようにして、負荷電流は前記電流源ＣＳ１によって制限されることが好ましい。

以下、図５を使用して本発明に適した電流源回路の一例を説明する。

まず、電流源ＣＳ１の回路構成を調べてみれば、直流電源ＶＤＣ、制御器３から制御信号Ｃｓｉｎを入力される入力端子、可変抵抗Ｒ１、同一の電気的特性を有する第１トランジスタＱ１及び第２トランジスタＱ２を含んで構成される。

そして、電流源ＣＳ１の回路結線は、第１トランジスタＱ１及び第２トランジスタＱ２のベース端子が共通に連結された状態で、第１トランジスタＱ１のコレクタ端子が前記共通連結されたベース端子に連結され、それと同時に第１トランジスタＱ１のコレクタ端子は、可変抵抗Ｒ１によって直流電源ＶＤＣに連結されている。

なお、第１トランジスタＱ１と第２トランジスタＱ２のエミッタ端子は、接地ＧＮＤに連結されており、前記第２トランジスタＱ２のコレクタ端子は、開放されている。前記開放された第２トランジスタＱ２のコレクタ端子は、負荷のＬＥＤ発光モジュール７０によって整流電圧Ｖｒｅｃｔに連結される。

ここで、前記第２トランジスタＱ２のエミッタは、図４で電流源ＣＳ１の二つの端子のうち接地Ｖｓｓ端子であり、前記第２トランジスタＱ２のコレクタは、図４で電流源ＣＳ１の残りの端子であることは当然である。

そして、前記可変抵抗Ｒ１に流れる調節電流Ｉｉｎは、前記直流電圧ＶＤＣで前記第１トランジスタＱ１のコレクタ−エミッタ両端電圧［Ｖｃｅ（Ｑ１）］を差し引いた電圧を前記抵抗Ｒ１値で割れば良い。また、前記調節電流Ｉｉｎは、前記第１トランジスタＱ１のコレクタ電流［Ｉｃ（Ｑ１）］、前記第１トランジスタＱ１のベース電流［Ｉ_Ｂ（Ｑ１）］及び前記第２トランジスタＱ２のベース電流［Ｉ_Ｂ（Ｑ２）］の合計で構成され、数式１で表現可能である。

Ｉｉｎ＝Ｉｃ（Ｑ１）＋Ｉ_Ｂ（Ｑ１）＋Ｉ_Ｂ（Ｑ２）−−−−−−−（数式１）

また、前記第１トランジスタＱ１及び前記第２トランジスタＱ２の電気的特性が同一であれば、前記二つのトランジスタのベース電流（以下、トランジスタの区分なしにＩ_Ｂで表現する）は、同じである。

そして、前記第１トランジスタＱ１のコレクタ電流［Ｉｃ（Ｑ１）］は、前記第１トランジスタＱ１のベース電流Ｉ_Ｂを電流増幅率（ｈ_ＦＥ）倍したものである。したがって、これを活用して数式１をまとめると、下の数式２の通りである。

Ｉｉｎ＝（ｈ_ＦＥ×Ｉ_Ｂ）＋Ｉ_Ｂ＋Ｉ_Ｂ

＝（ｈ_ＦＥ＋２）×Ｉ_Ｂ−−−−−−−（数式２）

そして、電流源の出力Ｉｏｕｔは、前記出力第２トランジスタＱ２のコレクタ電流であるので、前記ベース電流Ｉ_Ｂに電流増幅率ｈＦＥをかければよく、式で表現すると数式３になる。

Ｉｏｕｔ＝ｈ_ＦＥ×Ｉ_Ｂ−−−−−−−（数式３）

したがって、可変抵抗Ｒ１を可変して調節電流Ｉｉｎを調整すれば、電流源ＣＳ１の出力電流Ｉｏｕｔが調節されて本発明に適した電流源になる。ここで、調節電流Ｉｉｎの実効値が変われば、電流源出力Ｉｏｕｔの実効値もともに変わるのは当然である。

以下、図６を使用して前記電流源ＣＳ１の出力第２トランジスタＱ２の電圧−電流特性曲線を調べてみる。まず、特性曲線５を調べてみれば、ベース電流Ｉ_Ｂが２００ｕＡの場合であって、前記第２トランジスタＱ２のコレクタ−エミッタ両端電圧Ｖｃｅが前記第２トランジスタＱ２の飽和電圧Ｖｓａｔ以上の場合には、電圧に関係なくベース電流Ｉ_Ｂに対応する一定のコレクタ電流Ｉｃが流れるが、飽和電圧Ｖｓａｔ以下の場合には、電流が急激に０に減る飽和電流Ｉｓａｔが流れる。

すなわち、本発明の趣旨に合わせて前記電流源ＣＳ１の第２トランジスタＱ２の役割を説明すると、制御器３が正弦波希望電流Ｉｓｉｎ（すなわち、ＬＥＤ発光ブロックの点灯に適した電流、以下「設計電流」という）を設定した状態で、前記第２トランジスタＱ２の出力両端電圧［Ｖｃｅ（Ｑ２）］が飽和電圧Ｖｓａｔよりも大きければ、前記電流源ＣＳ１が設計電流Ｉｓｉｎを供給し（余剰電圧は、前記電流源の両端にかかり）、そうでなければ、前記電流源ＣＳ１が前記トランジスタの飽和電流Ｉｓａｔを供給することが分かる。

この内容を異ならせて表現すると、前記電流源ＣＳ１は、負荷電流が設計電流Ｉｓｉｎよりも高い場合には、前記電流源ＣＳ１の両端に電圧降下が起きるようにして前記負荷両端電圧を低くし、負荷電流を設計電流と一致するようにする。しかし、負荷電流が前記設計電流Ｉｓｉｎよりも低い場合には、前記電流源ＣＳ１の両端電圧を最大限低く（飽和電圧Ｖｓａｔ以下に）することで、負荷に電圧が全部かかるようにして、負荷電流がそのまま流れるようにする。

以上、本発明に適した電流源であって、一例として電流駆動素子のバイポーラトランジスタを使用して説明したが、電圧駆動素子のＭＯＳＦＥＴで構成されてもよく、また、Ｗｉｄｌａｒ電流源（Ｗｉｄｌａｒ ｃｕｒｒｅｎｔ ｓｏｕｒｃｅ）、ウィルスン電流源（Ｗｉｌｓｏｎ ｃｕｒｒｅｎｔ ｓｏｕｒｃｅ）、及び電圧−電流変換器（Ｖｏｌｔａｇｅ−ｃｕｒｒｅｎｔ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）等のような多様な形態で変形されるのは、当然である。

［Ｃａｓｅ Ｉ：負荷電流＜設計電流］

以下、図７を使用して本発明に係る一実施例を電源周波数５０Ｈｚの場合について説明する。

電流波形５０Ａは、本発明の制御器３で受信された正弦波制御信号Ｃｓｉｎによって、前記電流源ＣＳ１が負荷に供給しなければならない好ましい正弦波の設計電流Ｉｓｉｎを表示したものである。ここで、設計電流５０Ａは、整流電圧Ｖｒｅｃｔと同一位相であり、整流された正弦波であることは当然である。

そして、電流波形５２Ａは、従来の技術を説明した図３で図示した負荷電流９５２Ａをそのまま図示したもので、整流最大電圧が８７．５Ｖであり、直線モデル９５２によって計算された電流波形である。

全時間領域において、負荷電流５２Ａが設計電流５０Ａよりも低いので、前記電流源ＣＳ１は飽和領域で動作し、前記電流源ＣＳ１を流れる電流は負荷電流と同一になる。すなわち、設計電流は、波形５０Ａのように高く設定したが、実際に前記電流源ＣＳ１の電流は、前記設計電流５０Ａよりも低く流れて負荷電流５２Ａと同一になる。

［Ｃａｓｅ ＩＩ：負荷電流＞設計電流］

以下、図８を使用して本発明に係る一実施例を電源周波数５０Ｈｚの場合について説明する。

電流波形５０Ａは、本発明の制御器３で受信された正弦波制御信号Ｃｓｉｎによって、前記電流源ＣＳ１が負荷に供給しなければならない好ましい正弦波の設計電流Ｉｓｉｎを表示したものである。ここで、設計電流５０Ａは、整流電圧Ｖｒｅｃｔと同一位相であり、整流された正弦波であることは当然である。

そして、負荷電流５９Ａは、従来の技術を説明した図３の電流波形９５１Ａをそのまま図示したもので、整流最大電圧は、１１２．５Ｖの場合［電圧波形５９Ｖ］を電源周波数５０Ｈｚの場合に対して直線モデル９５１によって計算された電流波形である。

本発明によると、設計電流は波形５０Ａで示され、電流源ＣＳ１を通過した電流は波形５９ＬＡと同一であり、負荷両端電圧は、従来技術では波形５９Ｖと同一であるが、本発明による負荷両端電圧は、波形５９ＬＶと同一になり、電圧波形５９Ｖと電圧波形５９ＬＶの差電圧が電流源ＣＳ１の両端にかかるようになる。

すなわち、区間Ｌ１及び区間Ｌ２では、従来の負荷電流５９Ａが設計電流５０Ａよりも低いので、電流源ＣＳ１を流れる電流は、従来の負荷電流と同一になる。しかし、区間Ｈ１では、従来の負荷電流５９Ａが設計電流よりも高いので、前記電流源ＣＳ１の両端に電圧降下を起こして負荷のＬＥＤ発光ブロック７０の両端電圧を減らし、電流源ＣＳ１に流れる電流を設計電流５０Ａと同一になるようにする。

ここで、整流最大電圧が８７．５Ｖの整流電流５２Ａと整流最大電圧が１１２．５Ｖの整流電流５９ＬＡとを比較してみれば、高い整流最大電圧の場合が点灯開始時刻がさらに早くて力率が改善され、電流が流れる時間がさらに長いことが分かり、また、同一時刻で電流量もさらに多いことが分かる。

したがって、好ましい本発明の応用では、整流最大電圧が設計基準電圧よりも高くなれば、設計電流の実効値も低くして（すなわち、電流源の設計電流を低くして）、整流電圧の１サイクルで負荷のＬＥＤ発光ブロックに流れた電流の総合（総電子量）を設計電圧における発光電流の総合と同一にする。

そうすれば、設計電圧よりも高い最大整流電圧が供給されても、負荷のＬＥＤ発光ブロックの明るさは設計整流電圧の場合と同一であり、前記負荷及び電流源で消費される電力消耗も減り、熱発生も減って前記負荷と前記電流源を保護する効果が生じる。したがって、電流源の設計電流の実効値は、交流入力電圧の実効値に相応して調整できることが好ましい。

以上、本発明の第１実施例を詳細に説明した。本実施例で詳細に説明された整流回路、電流源、制御器、及びスイッチは、一つの半導体素子で製作できることは当然である。

本発明の核心概念をさらに要約すると、制御器３は、交流電圧と同一位相の正弦波の設計電流Ｉｓｉｎを設定し、電流源ＣＳ１は、負荷電流が設計電流Ｉｓｉｎよりも高い場合には、前記電流源ＣＳ１の両端に電圧降下を起こして前記負荷両端電圧を減らすことにより、負荷電流が設計電流と一致するようにする。

逆に、負荷電流が設計電流Ｉｓｉｎよりも低い場合には、前記電流源ＣＳ１の両端電圧を最大限低く（飽和電圧Ｖｓａｔ以下に）して、整流電圧Ｖｒｅｃｔが前記負荷に全部かかるようにして、負荷電流が流れるようにする。

以下、図９〜図１４を参照して本発明の第２実施例に係るＬＥＤ照明装置を詳細に説明する。

本実施例は、本発明の第１実施例で負荷のＬＥＤ発光ブロック７０を、直列連結された複数のサブ発光ブロック１０，１１，１２で構成したもので、低い瞬時整流電圧では少数のサブ発光ブロックを駆動し、高い瞬時整流電圧では多数のサブ発光ブロックを駆動することによって、全体的な点灯時間を長くした。

本実施例の効果では、単位整流期間で点灯される期間が長くなるので（すなわち、消灯される時間が少なくなるので）、光の揺れ（フリッカー）が減って、力率が改善され、また、従来と同一の明るさを実現する場合には、最大整流電圧で負荷電流を低くすることができ、負荷の発光ブロックと電流源で消費される電力及び熱発生量を減らす効果がある。

図９は、並列スイッチの構造を採択した本発明に適した回路の一例である。

まず、図９を参照して回路の構成を調べてみれば、交流電源１、整流回路２、負荷の第１発光ブロック１０，第２発光ブロック１１及び第３発光ブロック１２、電流源ＣＳ２、及び制御器４で構成され、このとき、前記第１発光ブロック１０〜第３発光ブロック１２及び電流源ＣＳ２は、直列に連結されている。

そして、点灯される発光ブロック１０，１１，１２の直列数を制御する第１スイッチＳ１１及び第２スイッチＳ１２を含んで構成され、前記第１スイッチＳ１１は、第１発光ブロック１０の出力端と電流源ＣＳ２の入力端との間に設けられ、前記第２スイッチＳ１２は、第２発光ブロック１１の出力端と電流源ＣＳ２の入力端との間に設けられる。

好ましくは、前記第１発光ブロック１０〜第３発光ブロック１２は、１つ以上のＬＥＤで構成され、複数のＬＥＤが直列、並列、または直列／並列の配列で構成される。前記発光ブロック１０，１１，１２は、広く知られた公知技術で構成することができるので、本明細書では、説明の簡略化のためにこれに関する具体的な技術は省略する。

そして、前記制御器４は、交流電圧と同一位相の正弦波信号を発生させ、前記正弦波信号を整流（負電圧を正電圧に変換）し、前記正弦波信号の大きさを調節して電流量調節信号Ｃｓｉｎを作製し、前記調節信号Ｃｓｉｎを電流源ＣＳ２に供給する。また、前記制御器４は、瞬時整流電圧を測定して前記第１スイッチＳ１１〜第２スイッチＳ１２を制御する第１スイッチ制御信号ＳＣ１１及び第２スイッチ制御信号ＳＣ１２を発生することが好ましい。

また、前記電流源ＣＳ２は、前記制御器４から提供された前記調節信号Ｃｓｉｎに相応する電流を供給する条件になれば（負荷に十分な電流が流れれば）、前記電流源ＣＳ２の両端に電圧降下を誘発して前記負荷両端電圧を減らし、負荷電流を要請された水準に流れるようにし、条件にならなければ（負荷に流れる電流が要請電流よりも低ければ）、前記電流源ＣＳ２の両端電圧を最小（電流源の飽和電圧）に作製して、負荷が流すことができる最大電流が流れるようにする。

すなわち、整流最大電圧が設計よりも高く供給されると、余剰電圧は電流源ＣＳ２の両端にかかり、負荷には設計電圧がかかるようにして、負荷最大電流は、前記電流源ＣＳ２によって制限されることが好ましい。

以下、図１０を使用して本実施例で使用する発光ブロックの特性について説明する。

まず、特性曲線９５０は、図２を参照して本発明の第１実施例で説明した発光ブロック７０の特性曲線をそのまま図示したもので、本実施例では、３個のサブ発光ブロック１０，１１，１２、すなわち、第１発光ブロック１０〜第３発光ブロック１２を全部連結した場合に該当する。この場合、図９の第１スイッチＳ１１及び第２スイッチＳ１２が全部遮断されることは当然である。

そして、第３直線モデル３３は、前記特性曲線９５０を簡単に線形でモデリングしたもので、本実施例では、前記第３直線モデル３３で整流電圧Ｖｒｅｃｔが０Ｖ〜８７．５Ｖの区間を使用する。そして、電圧６２．５Ｖでは電流が０ｍＡ、電圧８７．５Ｖでは電流が１１ｍＡであることが第３直線モデル３３から分かる。

また、第２直線モデル３２は、従来の前記発光ブロック７０を均等に３等分し、そのうち２つの発光ブロックを直列に連結した場合をモデリングしたものである。すなわち、第１発光ブロック１０と第２発光ブロック１１を点灯し、第３発光ブロック１２を消灯する場合である。

このとき、前記第１スイッチＳ１１は遮断され、前記第２スイッチＳ１２は導通されて、第３発光ブロック１２をバイパスさせるように制御器４が作動しなければならないことは当然である。そして、発光ブロック１０，１１の等価直列抵抗（Ｅｑｕｉｖａｌｅｎｔ ｓｅｒｉｅｓ ｒｅｓｉｓｔａｎｃｅ）は、従来の２／３になるので、閾値電圧は、従来の前記発光ブロック７０の２／３である４１．７Ｖになる。

また、従来の発光ブロック７０は、閾値電圧で２５Ｖが増加したときに１１ｍＡが流れたが、２つの発光ブロック１０，１１を直列に連結した場合には、２５Ｖの２／３電圧である１６．６７Ｖが増加した５８．３Ｖで１１ｍＡが流れるようになる。したがって、従来の発光ブロック７０が線形モデル３３による場合、前記発光ブロック７０を均等に３個の発光ブロックに３等分して、２つの発光ブロックを直列に連結した場合を線形モデリングすれば、第２直線モデル３２のように表れる。

また、第１直線モデル３１は、従来の前記発光ブロック７０を均等に３等分して、そのうち１つの発光ブロックのみを点灯する場合をモデリングしたものである。すなわち、第１発光ブロック１０は点灯し、第２発光ブロック１１及び第３発光ブロック１２は消灯する場合である。このとき、前記第２スイッチＳ１２の状態は関係なく、前記第１スイッチＳ１１は導通され、第２発光ブロック１１及び第３発光ブロック１２をバイパスさせるように制御器４が作動しなければならないことは当然である。

そして、発光ブロック１０の等価直列抵抗は、従来の１／３になるので、閾値電圧は、従来の前記発光ブロック７０の１／３である２０．８Ｖになり、従来の発光ブロック７０は、閾値電圧で２５Ｖが増加したとき１１ｍＡが流れたが、１つの発光ブロック１０のみを点灯する場合には、２５Ｖの１／３電圧である８．３Ｖが増加した２９．２Ｖで１１ｍＡが流れるようになる。したがって、従来の発光ブロック７０が線形モデル３３による場合、前記発光ブロック７０を均等に３個の発光ブロックに３等分して、１つの発光ブロック１０を点灯する場合を線形でモデリングすれば、第１直線モデル３１のように表れる。

以下、図１１を使用して説明する。

図１１は、図９の回路図に前記第１直線モデル３１〜第３直線モデル３３を使用して電源周波数が５０Ｈｚであり、整流最大電圧が８７．５Ｖの場合を図示したものである。

まず、整流電圧Ｖｒｅｃｔは電圧波形９Ｖで示し、そのとき、従来の発光ブロック７０を駆動する場合の電流波形は、波形９Ａで示した。そして、波形３１ａ及び波形３１ｂは、第１直線モデル３１を用いて整流電圧Ｖｒｅｃｔに対する負荷電流を示したものである。同様に波形３２ａ及び波形３２ｂは、第２直線モデル３２を用いて整流電圧Ｖｒｅｃｔに対する負荷電流を示したものである。

そして、電流源ＣＳ２に制御信号から提供される正弦波の設計電流は、最高瞬時電流が１１ｍＡの波形５０Ａ（薄い実線）で示した。前記制御器４によってスイッチが適切に調節された場合に流れる整流電流は、波形７０Ｃａ（太い点線）で示した。

以下、表１を使用して時間区間別に詳細に説明する。

ここで、Ｂ１は第１発光ブロック１０、Ｂ２は第２発光ブロック１１を示したものである。

まず、Ｐ１は、整流電圧Ｖｒｅｃｔが第１発光ブロック１０の閾値電圧を通過して上昇する時刻の地点であり、Ｐ２は、第１直線モデル３１による電流３１ａと設計電流５０Ａが交差する地点であり、Ｐ３は、第２直線モデル３２による電流３２ａと設計電流５０Ａが交差する地点であり、Ｐ６は、第２直線モデル３２による電流３２ｂと設計電流５０Ａが交差する地点であり、Ｐ７は、第１直線モデル３１による電流３１ｂと設計電流５０Ａが交差する地点であり、Ｐ８は、整流電圧Ｖｒｅｃｔが下降して第１発光ブロック１０の閾値電圧を通過する時刻の地点である。

ここで、０ｍｓから前記Ｐ１地点の間は、第１発光ブロック１０の閾値電圧以下であって、未点灯される区間である。

そして、Ｐ１を過ぎてＰ２未満までは、第１発光ブロック１０が第１直線モデル３１によって点灯される区間であり、電流源ＣＳ２が飽和領域で作動して前記電流源ＣＳ２の両端電圧がほとんど０（ゼロ）ボルトの区間である。

そして、Ｐ２を過ぎてＰ３未満までは、依然として第１発光ブロック１０が第１直線モデル３１によって点灯される区間であり、電流源ＣＳ２の両端に電圧降下が起きて負荷両端電圧が調節され、設計電流５０Ａが負荷に供給される区間である。また、この期間では、時間の増加によって前記電流源ＣＳ２での電圧降下は増加し続ける。

Ｐ３では、スイッチの切り替えが起きて一つの発光ブロックがさらに点灯されることが好ましい時点である。すなわち、第１及び第２発光ブロック１０，１１が点灯される時点である。スイッチの切り替えの判断基準は、現時刻の１）設計電流と、２）モデル電流（現整流電圧で発光ブロックをもう一つ追加した時の直線モデルで流れる電流、以下「モデル電流」と称する）を比較して、モデル電流が設計電流よりも大きい場合に制御器４がスイッチの切り替えを行うことが好ましい。（整流電圧上昇時のスイッチ制御規則）

スイッチが切り替えられる前には、前記電流源ＣＳ２の両端に電圧降下が大きいが（略、スイッチ変更後の閾値電圧−変更前の閾値電圧）、逆に、切り替えが起きれば、前記電流源ＣＳ２の両端に電圧降下は、略電流源ＣＳ２の飽和電圧Ｖｓａｔの程度になる。

そして、モデル電流は、直線モデルの以外に多次元関数を使用して求めることもでき、メモリに既保存されている実際回路（スイッチを含む）の電流−電圧の測定値テーブルで探すこともできることは当然である。

Ｐ３から電圧位相９０度までは、第１発光ブロック１０及び第２発光ブロック１１の合成モデルである第２直線モデル３２によって点灯される区間であり、電流源ＣＳ２の両端に電圧降下が起きて負荷両端電圧が調節され、設計電流５０Ａが負荷に供給される区間である。

この区間で制御器４は、各時刻の１）設計電流と、２）モデル電流９Ａとを比較してモデル電流９Ａが設計電流よりも大きい場合に、スイッチの切り替えを行おうとするが、モデル電流が設計電流よりも高くならないため、これ以上スイッチの切り替えはなく、整流電圧の上昇期間は終了する。また、この期間でも時間の増加によって前記電圧降下は増加し続ける。

電圧位相９０度からＰ６未満までは、続けて第１発光ブロック１０及び第２発光ブロック１１の合成モデルである第２直線モデル３２によって点灯される区間であり、電流源ＣＳ２の両端に電圧降下が起きて負荷両端電圧が調節され、設計電流５０Ａが負荷に供給される区間である。このとき、時間の増加によって前記電流源ＣＳ２の出力端の電圧降下は減少し続ける。

この区間で制御器４は、電流源ＣＳ２の出力端の電圧を監視して前記出力端の電圧が飽和電圧Ｖｓａｔ以下に落ちる前にスイッチを制御して、発光ブロック１つをさらにバイパスさせて回路から除去することが好ましい（整流電圧下降時のスイッチ制御規則）。

Ｐ６からＰ７までは、続けて第１発光ブロック１０の第１直線モデル３１によって点灯される区間であり、電流源ＣＳ２の両端に電圧降下が起きて負荷両端電圧が調節され、設計電流５０Ａが負荷に供給される区間である。このとき、時間の増加によって前記電流源ＣＳ２の出力端の電圧降下は減少し続ける。

この区間では、ただ一つの発光ブロック、すなわち、第１発光ブロック１０のみが点灯され、これ以上バイパスさせる発光ブロックがないので、Ｐ８を経て次の整流サイクルが開始するまで現スイッチの状態を維持する。

ＬＥＤ発光ブロックは抵抗性負荷であるので、電流−電圧が一対一の対応関係にあるため、「整流電圧上昇時のスイッチ制御規則」及び「整流電圧下降時のスイッチ制御規則」でスイッチの切り替え時点（Ｐ３〜Ｐ６）は、スイッチの切り替え電圧Ｖｒｅｆで示しても良い。すなわち、整流電圧と、計算を通じて既に知っているスイッチの切り替え電圧Ｖｒｅｆとを比較して、整流電圧がスイッチの切り替え電圧Ｖｒｅｆを通過して上昇または下降するとき、スイッチを切り替えて発光ブロックを追加または除去する。

交流電圧が上がって１）希望電流の実効値を低くしなければならない場合、スイッチの切り替え電圧Ｖｒｅｆをさらに低い値に変更することが好ましい（ＬＥＤで電流が低くなれば、電圧も低くなるので）。また、２）既設定されたスイッチの切り替え電圧Ｖｒｅｆを通過する時刻も早くなるので（すなわち、瞬時希望電流も低くなる）、希望電流の実効値を低くしない場合にもスイッチの切り替え電圧Ｖｒｅｆをさらに低い値に変更することが好ましい。３）しかし、費用対比効果を考慮してスイッチの切り替え電圧Ｖｒｅｆを変更しないのも好ましい。この場合、スイッチの切り替え電圧Ｖｒｅｆを変更することよりは光効率が低いが、従来の技術よりは光効率が高いのは当然である。

以上、整流最大電圧が８７．５Ｖの場合について詳細に説明した。

以下、整流電圧最大値が１２５Ｖの場合について説明する。

図１２は、図１１のように、図９の回路図に前記第１直線モデル３１〜第３直線モデル３３を使用して電源周波数が５０Ｈｚであり、最大整流電圧が１２５Ｖの場合を図示したものである。

まず、波形３１ｃ及び波形３１ｄは、第１直線モデル３１を用いて整流電圧Ｖｒｅｃｔに対する負荷電流を示したものである。同様に波形３２ｃ及び波形３２ｄは、第２直線モデル３２を用いて整流電圧Ｖｒｅｃｔに対する負荷電流を示したものであり、波形３３ｃ及び波形３３ｄは、第３直線モデル３３を用いて整流電圧Ｖｒｅｃｔに対する負荷電流を示したものである。そして、電流源ＣＳ２に制御信号として提供される正弦波の設計電流は、最高瞬時電流が１１ｍＡの波形５０Ａで示し、このとき流れる整流電流は、波形７０Ｃａ（太い点線）で示した。

以下、表２を使用して時間区間別に詳細に説明する。

ここで、Ｂ１は第１発光ブロック１０、Ｂ２は第２発光ブロック１１、Ｂ３は第３発光ブロック１２を示したものである。

まず、Ｐ１ａは、整流電圧Ｖｒｅｃｔが第１発光ブロック１０の閾値電圧を通過して上昇する時刻の地点であり、Ｐ２ａは、第１直線モデル３１による電流３１ｃと設計電流５０Ａが交差する地点であり、Ｐ３ａは、第２直線モデル３２による電流３２ｃと設計電流５０Ａが交差する地点であり、Ｐ４ａは、第３直線モデル３３による電流３３ｃと設計電流５０Ａが交差する地点であり、Ｐ５ａは、第３直線モデル３３による電流３３ｄと設計電流５０Ａが交差する地点であり、Ｐ６ａは、第２直線モデル３２による電流３２ｄと設計電流５０Ａが交差する地点であり、Ｐ７ａは、第１直線モデル３１による電流３１ｄと設計電流５０Ａが交差する地点であり、Ｐ８ａは、整流電圧Ｖｒｅｃｔが第１発光ブロック１０の閾値電圧を通過して下降する時刻の地点である。

０ｍｓから前記Ｐ１ａ地点の間は、第１発光ブロック１０の閾値電圧以下であって、すべての発光ブロックが未点灯される区間である。

Ｐ１ａを過ぎてＰ２ａ未満までは、第１発光ブロック１０が第１直線モデル３１によって点灯される区間であり、電流源ＣＳ２が飽和領域で作動して前記電流源ＣＳ２の両端電圧がほとんど０（ゼロ）ボルトの区間である。

そして、Ｐ２ａを過ぎてＰ３未満までは、依然として第１発光ブロック１０が第１直線モデル３１によって点灯される区間であり、電流源ＣＳ２の両端に電圧降下が起きて負荷両端電圧が調節され、設計電流５０Ａの電流が負荷に供給される区間である。また、この期間では、時間の増加によって前記電流源ＣＳ２での電圧降下は増加し続ける。

Ｐ３ａでは、スイッチの切り替えが起きて一つの発光ブロックがさらに点灯される時点である。すなわち、第１及び第２発光ブロック１０，１１が点灯される時点である。このとき、スイッチの切り替えは、「整流電圧上昇時のスイッチ制御規則」に従う。すなわち、現時刻の１）設計電流と、２）モデル電流とを比較してモデル電流が設計電流よりも大きい場合に、制御器４がスイッチの切り替えを行うことが好ましい。

スイッチが切り替えられる前には、前記電流源ＣＳ２の両端に電圧降下が大きいが（略、スイッチ変更後の閾値電圧−変更前の閾値電圧）、切り替えが起きれば、前記電流源ＣＳ２の両端に電圧降下は、略前記電流源ＣＳ２の飽和電圧Ｖｓａｔの程度になる。

そして、モデル電流は、直線モデルの以外に多次元関数を使用して求めることもでき、メモリに既保存されている実際回路（スイッチを含む）の電流−電圧の測定値テーブルでも探すことができるのは当然である。

Ｐ３ａを過ぎてＰ４ａ未満までは、依然として第１及び第２発光ブロック１０，１１が第２直線モデル３２によって点灯される区間である。

Ｐ４ａでは、スイッチの切り替えが起きて一つの発光ブロックがさらに点灯される時点である。すなわち、第１〜第３発光ブロック１０，１１，１２が点灯される時点である。スイッチの切り替えは、Ｐ３ａ地点で使用した「整流電圧上昇時のスイッチ制御規則」に従う。

Ｐ４ａから電圧位相９０度までは、第１発光ブロック１０〜第３発光ブロック１２の合成モデルである第３直線モデル３３によって点灯される区間であり、電流源ＣＳ２の両端に電圧降下が起きて負荷両端電圧が調節され、設計電流５０Ａが負荷に供給される区間である。この区間で既にすべての発光ブロック１０，１１，１２が点灯されているので、制御器４による追加スイッチの切り替えなしで、整流電圧の上昇期間が終了する。また、この期間では、時間の増加によって前記電流源ＣＳ２の両端の電圧降下は増加し続ける。

電圧位相９０度からＰ５ａ未満までは、続けて第１発光ブロック１０〜第３発光ブロック１２の合成モデルである第３直線モデル３３によって点灯される区間であり、電流源ＣＳ２の両端に電圧降下が起きて負荷両端電圧が調節され、設計電流５０Ａが負荷に供給される区間である。このとき、時間の増加によって前記電流源ＣＳ２の出力端の電圧降下は減少し続ける。

Ｐ５ａでは、スイッチの切り替えが起きて一つの発光ブロックがさらに消灯される時点である。すなわち、第３発光ブロック１２が消灯されて第１発光ブロック１０及び第２発光ブロック１１のみが点灯される時点である。スイッチの切り替えは、前記「整流電圧下降時のスイッチ制御規則」に従う。すなわち、制御器４は、電流源ＣＳ２の出力端の電圧を監視して前記出力端の電圧が飽和電圧Ｖｓａｔ以下に落ちる前にスイッチを制御し、発光ブロック１つをさらにバイパスさせて回路から除去することが好ましい。

Ｐ５ａからＰ６ａ未満までは、続けて第１発光ブロック１０及び第２発光ブロック１１の合成モデルである第２直線モデル３２によって点灯される区間であり、電流源ＣＳ２の両端に電圧降下が起きて負荷両端電圧が調節され、設計電流５０Ａが負荷に供給される区間である。このとき、時間の増加によって前記電流源ＣＳ２の両端の電圧降下は減少し続ける。

Ｐ６ａでは、スイッチの切り替えが起きて一つの発光ブロックがさらに消灯される時点である。すなわち、第２発光ブロック１１が消灯されて第１発光ブロック１０のみが点灯される時点である。スイッチの切り替えは、前記「整流電圧下降時のスイッチ制御規則」に従う。

Ｐ６ａからＰ７ａ未満までは、続けて第１発光ブロック１０の第１直線モデル３１によって点灯される区間であり、電流源ＣＳ２の両端に電圧降下が起きて負荷両端電圧が調節され、設計電流５０Ａが負荷に供給される区間である。このとき、時間の増加によって前記電流源ＣＳ２の両端の電圧降下は減少し続ける。この区間では、ただ一つの発光ブロック、すなわち、第１発光ブロック１０のみが点灯されていて、これ以上バイパスさせる発光ブロックがないので、Ｐ８ａを経て次の整流サイクルが開始するまで現スイッチの状態を維持する。

以上、整流最大電圧が１２５Ｖの場合について詳細に説明した。

図１１と図１２を比較してみれば、交流電圧が高くなるほど第１発光ブロックの点灯開始時刻はさらに早くなり、力率はさらに改善され、電流が流れる期間はさらに長くなって、明るさはさらに明るくなることが分かる。

したがって、交流入力電圧が高くなると、設計電流を低くして設計基準電圧での明るさと一致させれば、明るさが一定であり、消費電力も節減され、発光ブロック１０，１１，１２と電流源ＣＳ１での発熱が減少して発光ブロック１０，１１，１２と電流源ＣＳ１を保護する効果が生じるので、電流源ＣＳ１の設計電流は、交流入力電圧のレベルに相応して調整することが好ましい。

ＬＥＤ発光ブロックは抵抗性負荷であるので、電流−電圧が一対一の対応関係にあるため、「整流電圧上昇時のスイッチ制御規則」及び「整流電圧下降時のスイッチ制御規則」でスイッチの切り替え時点Ｐ３ａ〜Ｐ６ａは、スイッチの切り替え電圧Ｖｒｅｆに示すこともできる。すなわち、整流電圧とあらかじめ計算で知っているスイッチの切り替え電圧Ｖｒｅｆとを比較して、整流電圧がスイッチの切り替え電圧Ｖｒｅｆを通過して上昇または下降するとき、スイッチを切り替えて発光ブロックを追加または除去することである。

交流電圧が上がり、１）希望電流の実効値を低くしなければならない場合、スイッチの切り替え電圧Ｖｒｅｆをさらに低い値に変更することが好ましい（ＬＥＤで電流が低くなれば、電圧も低くなるので）。また、２）既設定されたスイッチの切り替え電圧Ｖｒｅｆを通過する時刻も早くなるので（すなわち、瞬時希望電流も低くなる）、希望電流の実効値を低くしない場合にも、スイッチの切り替え電圧Ｖｒｅｆをさらに低い値に変更することが好ましい。３）しかし、費用対比効果を考慮してスイッチの切り替え電圧Ｖｒｅｆを変更しないことも好ましい。この場合、スイッチの切り替え電圧Ｖｒｅｆを変更することよりは光効率が低いが、従来の技術よりは光効率が高いのは当然である。

そして、設計電圧よりも高い整流電圧が提供された場合（すなわち、電流源の両端に電圧がたくさんかかり電流源の消費電力が定格を超過する場合）には、設計電流を低くして電流源での消費電力が低くなるようにすることで、電流源を保護することが好ましい。あるいは、さらに他の方法として整流電圧位相９０度の近所では、電流が最大であり、電圧も最大であって、最大の電力消費が発生するので、前記整流電圧位相９０度の付近で前記電流源ＣＳ２の電流をほとんど「０」（例えば、１ｍＡ以下）に設定して負荷電流を低くし、負荷両端電圧は、閾値電圧を維持して電流源ＣＳ２の両端の電圧を低くすることによって電力消費を減らす方法もある。

このような場合を図示したのが図１３の電流波形７０Ｃｂである。それにより発生する長所は、負荷が過電圧状態で自由であり、設計電圧以上の入力電圧でも照明装置の基本技能である光を放出する機能を行うことができることにある。

本実施例では、発光ブロックを３個、スイッチを２個含む実施例を図示して説明した。しかし、本発明の技術的思想は、発光ブロックを２個以上含む実施例も実現できることは、当業者には自明である。

そして、発光ブロックを３個から４個のように、発光ブロックを１つ追加する時を一般化して説明すれば、最後の発光ブロック（ｎ）の出力端と電流源の入力端の間に追加する発光ブロック（ｎ＋１）を挿入し、追加するスイッチ（ｎ＋１）は、最後の発光ブロック（ｎ＋１）の入力端と前記電流源の入力端との間に挿入すれば良い。

図１４は、図１０の回路で並列に配置されたスイッチを直列スイッチに変更したものである。

図１４でスイッチ配列の特徴を調べてみれば、第２発光ブロック１１と第１スイッチＳ１１ａは並列に連結され、第３発光ブロック１２と第２スイッチＳ１２ａは並列に連結され、第１発光ブロック１０、第２発光ブロック１１及び第３発光ブロック１２が全部直列に連結されている。

ここで、発光ブロックを３個から４個のように、発光ブロックを１つ追加する時を一般化して説明すれば、まず、追加する発光ブロック（ｎ＋１）と追加するスイッチ（ｎ＋１）を並列に連結し、最後の発光ブロック（ｎ）の出力端と前記電流源の入力端との間に前記並列に連結された追加する発光ブロック（ｎ＋１）と追加するスイッチ（ｎ＋１）とを挿入すれば良い。

前記図１４に図示された回路は、図９に図示された回路とスイッチの状態のみが異なり、その他のスイッチを作動する判断基準などは同一であるので、本明細書では、説明の簡略化のためにこれに関する具体的な技術は省略する。

以上、本発明の第２実施例を詳細に説明した。本実施例で詳細に説明された整流回路、電流源、制御器、及びスイッチは、一つの半導体素子で製作できることは当然である。

本実施例は、上述した第２実施例をさらに改良したものである。すなわち、第２実施例では、負荷のＬＥＤ発光ブロック９７０を複数のサブ発光ブロックに分けて、前記複数の発光ブロックを直列に構成し、低い瞬時整流入力では少数のサブ発光ブロックを駆動し、高い瞬時整流入力では多数のサブ発光ブロックを駆動するようにして、全体的な点灯時間を長く改善した。そして、第３実施例では、各発光ブロックが点灯される順序を調節して、各発光ブロック間の明るさの偏差を最小化するように改善した。

以下、図１５〜図１９を使用して本発明の第３実施例に係る交流駆動ＬＥＤ照明装置を詳細に説明する。

図１５は、本発明に適した回路の一例である。

まず、図１５を参照して回路の構成を調べてみれば、交流電源１、整流回路２、第１発光ブロック１１、第２発光ブロック１２、第３発光ブロック１３及び第４発光ブロック１４で構成される負荷、前記各発光ブロックに流れる電流をバイパスさせる第１スイッチＳ１１、第２スイッチＳ１２、第３スイッチＳ１３及び第４スイッチＳ１４で構成される直列スイッチブロック、電流源ＣＳ、及び制御器４を含んで構成される。

前記第１発光ブロック１１〜第４発光ブロック１４及び前記電流源ＣＳは、全部直列に連結されている。そして、点灯される発光ブロックの直列数を制御する前記第１スイッチＳ１１は、第１発光ブロック１１と並列回路を構成し、前記第２スイッチＳ１２は、第２発光ブロック１２と並列回路を構成し、前記第３スイッチＳ１３は、第３発光ブロック１３と並列回路を構成し、前記第４スイッチＳ１４は、第４発光ブロック１４と並列回路を構成する。

好ましくは、前記第１発光ブロック１１〜第４発光ブロック１４は、１つ以上のＬＥＤで構成され、複数のＬＥＤが直列、並列、または直列／並列の配列で構成される。前記第１発光ブロック１１〜第４発光ブロック１４は、広く知られた公知技術であるので、以下では、説明の簡略化のためにそれに関する具体的な技術は省略する。

そして、好ましくは、前記制御器４は、第２実施例と同一の概念で動作するので、以下では、説明の簡略化のためにそれに関する具体的な説明は省略する。

以下、図１６を使用して本実施例で使用する発光ブロックの特性について説明する。

まず、電圧−電流特性曲線５０は、複数のＬＥＤを直列に配列して作製したソウル半導体社のＡＸ３２２０の電圧−電流特性曲線を図示したもので、本実施例では、第１発光ブロック１１〜第４発光ブロック１４を全部直列に連結した場合に該当する。この場合、図１５に図示された前記第１スイッチＳ１１〜前記第４スイッチＳ１４は、全部遮断されることは当然である。

そして、第４直線モデル７４は、前記電圧−電流特性曲線５０を簡単に線形でモデリングしたもので、整流電圧Ｖｒｅｃｔが０Ｖ〜２２０Ｖの区間を使用する。図１６に図示された第４直線モデル７４から、電圧１３２Ｖでは電流が０ｍＡであり、電圧２２０Ｖでは電流が２０ｍＡであることが分かる。

第１直線モデル７１は、前記従来の発光ブロック９７０を均等に４等分して、そのうち１つの発光ブロックのみを点灯する場合をモデリングしたものである。前記第１直線モデル７１の等価直列抵抗は、従来の１／４になるので、閾値電圧は、従来の第４直線モデル７４の１／４である３３Ｖになり、電流２０ｍＡが流れる電圧は、前記第４直線モデル７４の１／４である５５Ｖになる。したがって、従来の発光ブロック９７０を均等に４個の発光ブロックに等分して、１つの発光ブロックのみを点灯する場合を線形モデリングすれば、第１直線モデル７１のように表れる。

ここで、点灯される１つの発光ブロックは、前記第１発光ブロック１１〜第４発光ブロック１４のいずれか一つであってもよい。これは、前記発光ブロックの直列数を制御するスイッチは、点灯される発光ブロックと並列に配置されたスイッチのみを遮断し、その他の消灯される発光ブロックと並列に配置されたスイッチは、全部導通することによって実現される。

そして、第２直線モデル７２は、前記従来の発光ブロック９７０を均等に４等分して、２つの発光ブロックを直列に連結した場合をモデリングしたものである。第２直線モデル７２の等価直列抵抗は、従来の２／４になるので、閾値電圧は、従来の第４直線モデル７４の２／４である６６Ｖになり、電流２０ｍＡが流れる電圧は、第４直線モデル７４の２／４である１１０Ｖになる。したがって、従来の発光ブロック９７０を均等に４個の発光ブロックに等分して、そのうち２つの発光ブロックを直列に連結した場合を線形モデリングすれば、第２直線モデル７２のように表れる。

ここで、２つの発光ブロックを点灯する第２直線モデル７２は、前記第１発光ブロック１１と第２発光ブロック１２の直列連結であってもよく、また、前記第１発光ブロック１１及び前記第３発光ブロック１３の直列連結であってもよい。すなわち、一般化して表現すれば、４個の発光ブロックのうち２つを選択して点灯する場合に該当するモデルである。このとき、前記発光ブロックの直列数を制御するスイッチは、点灯される発光ブロックと並列に配置されたスイッチのみを全部遮断し、その他の消灯される発光ブロックと並列に配置されたスイッチは、全部導通することによって実現される。

そして、第３直線モデル７３は、前記従来の発光ブロック９７０を均等に４等分して、そのうち３個の発光ブロックを直列に連結した場合をモデリングしたものである。第３直線モデル７３の等価直列抵抗は、従来の３／４になるので、閾値電圧は、従来の第４直線モデル７４の３／４である９９Ｖになり、電流２０ｍＡが流れる電圧は、前記第４直線モデル７４の３／４である１６５Ｖになる。したがって、従来の発光ブロック９７０を均等に４個の発光ブロックに等分して、３個の発光ブロックを直列に連結した場合を線形モデリングすれば、第３直線モデル７３のように表れる。

ここで、３個の発光ブロックを点灯する第３直線モデル７３を一般化して表現すれば、４個の発光ブロックのうち３個の発光ブロックを選択して点灯する場合に該当するモデルである。このとき、前記発光ブロックの直列数を制御するスイッチは、点灯される発光ブロックと並列に配置されたスイッチのみを全部遮断し、その他の消灯される発光ブロックと並列に配置されたスイッチは、全部導通することによって実現される。

以下、図１７を参照して説明する。

図１７は、図１５の回路図に前記第１直線モデル７１〜第４直線モデル７４を使用して電源周波数が５０Ｈｚであり、整流最大電圧が２３０Ｖの場合を図示したものである。

まず、整流電圧Ｖｒｅｃｔは電圧波形７２Ｖで示し、そして、波形７１ａ及び波形７１ｂは、発光ブロックの第１直線モデル７１を用いて前記整流電圧７２Ｖに対する負荷電流を示したもので、波形７２ａ及び波形７２ｂは、発光ブロックの第２直線モデル７２を用いて前記整流電圧７２Ｖに対する負荷電流を示したものである。そして、波形７３ａ及び波形７３ｂは、発光ブロックの第３直線モデル７３を用いて前記整流電圧７２Ｖに対する負荷電流を示したもので、波形７４ａ及び波形７４ｂは、発光ブロック第４直線モデル７４を用いて前記整流電圧７２Ｖに対する負荷電流を示したものである。

電流源ＣＳに提供される正弦波の設計電流は、瞬時最高電流が２０ｍＡの波形７０Ｓ（薄い実線）で示した。前記制御器４によってスイッチが適切に調節された場合に流れる整流電流は、波形１ＡＡ（太い点線）で示した。

図１７の整流電流波形１ＡＡ（太い点線）を得るための図１５の回路における好ましい動作を、整流電圧位相０度から９０度まで前記整流電圧が増加する順序で説明する。

まず、整流電圧位相０度から前記設計電流７０Ｓ（薄い実線）と直線モデル電流７１ａが会う交点Ｐ１までは、１つの発光ブロックが点灯されるように前記スイッチブロックを設定する。このとき、設計電流７０Ｓよりも低いモデル電流７１ａが流れているので、前記電流源ＣＳの両端電圧を最小の電圧（電流源の飽和電圧）に作製して負荷にモデル電流７１ａが流れるようにする。

前記設計電流７０Ｓ（薄い実線）と前記直線モデル電流７１ａが会う交点Ｐ１から、前記設計電流７０Ｓと前記直線モデル電流７２ａが会う交点Ｐ２までは、続けて１つの発光ブロックが点灯されるように前記スイッチブロックを設定する。

このとき、設計電流７０Ｓよりも高いモデル電流７１ａが流れるので、前記電流源ＣＳの両端に電圧降下を起こして前記１つの発光ブロック両端電圧を調節し、負荷電流を前記設計電流７０Ｓと一致させる。この区間で点灯される発光ブロックは、第１発光ブロック１１〜第４発光ブロック１４のうちいずれか一つが続けて点灯される（以下、「１段継続点灯法」と称する）。

ところが、前記１段継続点灯法では、続けて消灯された発光ブロックと続けて点灯された発光ブロックとの明るさの差を人が感じることもできるので、すべての発光ブロックを早く交代しながら交互に一度に１つの発光ブロックを点灯し、すべての発光ブロックの明るさを同一に感じさせることも好ましい（以下、「１段交代点灯法」と称する）。

前記設計電流７０Ｓ（薄い実線）と前記直線モデル電流７２ａが会う交点Ｐ２から、前記設計電流７０Ｓと前記直線モデル電流７３ａが会う交点Ｐ３までは、２つの発光ブロックが点灯されるように前記スイッチブロックを設定し、設計電流７０Ｓよりも高いモデル電流７２ａが流れるので、前記電流源ＣＳの両端に電圧降下を起こして前記２つの発光ブロック両端電圧を低くして調節し、負荷電流を前記設計電流７０Ｓと一致させる。この区間で点灯される発光ブロックは、第１発光ブロック１１〜第４発光ブロック１４のうちいずれか２つが続けて点灯される（以下、「２段継続点灯法」と称する）。

ところが、前記２段継続点灯法では、続けて消灯された発光ブロックと続けて点灯された発光ブロックとの明るさの差を人が感じることもできるので、すべての発光ブロックを早く交代しながら交互に一度に２つの発光ブロックを点灯し、すべての発光ブロックの明るさを同一に感じさせることも好ましい（以下、「２段交代点灯法」と称する）。

前記設計電流７０Ｓ（薄い実線）と前記直線モデル電流７３ａが会う交点Ｐ３から、前記設計電流７０Ｓと前記直線モデル電流７４ａが会う交点Ｐ４までは、３個の発光ブロックが点灯されるように前記スイッチブロックを設定し、設計電流７０Ｓよりも高いモデル電流７３ａが流れるので、前記電流源ＣＳの両端に電圧降下を起こして前記３個の発光ブロック両端電圧を低くして負荷電流を前記設計電流７０Ｓと一致させる。この区間で点灯される発光ブロックは、第１発光ブロック１１〜第４発光ブロック１４のうちいずれか３個が続けて点灯される（以下、「３段継続点灯法」と称する）。

ところが、前記３段継続点灯法では、続けて消灯された発光ブロックと続けて点灯された発光ブロックとの明るさの差を人が感じることもできるので、すべての発光ブロックを早く交代しながら交互に一度に３個の発光ブロックを点灯し、すべての発光ブロックの明るさを同一に感じさせることも好ましい（以下、「３段交代点灯法」と称する）。

そして、前記設計電流７０Ｓ（薄い実線）と前記直線モデル電流７４ａが会う交点Ｐ４から前記整流電圧位相９０度までは、４個の発光ブロックがすべて点灯されるように前記スイッチブロックを設定し、設計電流７０Ｓよりも高いモデル電流７４ａが流れるので、前記電流源ＣＳの両端に電圧降下を起こして前記４個の発光ブロック両端電圧を低くして負荷電流を前記設計電流７０Ｓと一致させることが好ましい。この区間で点灯される発光ブロックは、第１発光ブロック１１〜第４発光ブロック１４の全部を続けて点灯することができる（以下、「４段継続点灯法」と称する）。

以上で、発光ブロックが４個の場合に対して、１段交代点灯法〜３段交代点灯法、並びに、１段継続点灯法及び４段継続点灯法を説明した。これを発光ブロックがｎ個であると一般化して表現すれば、それぞれ「ｎ段交代点灯法」及び「ｎ段継続点灯法」とすることができる。ここで、ｎは２よりも大きい自然数であり、その大きさは特別に制限されないことは当然である。

以下、表３を使用して固定された順序で、各段継続点灯法を施行する「固定順序点灯法」について説明する。

ここで、１１は第１発光ブロック、１２は第２発光ブロック、１３は第３発光ブロック、１４は第４発光ブロックを示す。

すべての整流サイクルで、１段継続点灯は前記第１発光ブロック１１で点灯し、２段継続点灯は前記第１発光ブロック１１及び第２発光ブロック１２が点灯され、３段継続点灯は前記第１発光ブロック１１〜第３発光ブロック１３が点灯され、４段継続点灯はすべての発光ブロック１１〜１４を点灯する方法である。

図１８を参照して前記各発光ブロック１１〜１４に流れる電流を整流電圧の１サイクルで調べてみれば、前記第１発光ブロック１１には、電流が波形１ＡＡのように他の発光ブロック１２〜１４と対比して最も多くの電流が流れ、前記第２発光ブロック１２には、電流が波形２ＡＡのように前記第１発光ブロック１１よりも少なく流れ、第３発光ブロック１３には、電流が波形３ＡＡのように前記第２発光ブロック１２よりも少なく流れ、前記第４発光ブロック１４には、電流が波形４ＡＡのように他の発光ブロックと対比して最も少ない電流が流れる。

すなわち、固定順序点灯法では、各発光ブロック別に流れる電流が異なるので、前記各発光ブロック別に明るさに差が生じるという問題点がある。また、相対的に多くの電流が流れる発光ブロックは、少ない電流が流れる発光ブロックよりも寿命が短くなるという問題点がある。

以下、表４を使用して各発光ブロック間の明るさの差を減らす「逆循環点灯法」について説明する。

ここで、１１は第１発光ブロック、１２は第２発光ブロック、１３は第３発光ブロック、１４は第４発光ブロックを示す。

奇数番目の整流サイクルでは、前記第１発光ブロック１１から第４発光ブロック１４の順で低い番号の発光ブロックが優先して点灯される継続点灯法を実施する。すなわち、１段継続点灯は前記第１発光ブロック１１で点灯し、２段継続点灯は前記第１発光ブロック１１及び第２発光ブロック１２を点灯し、３段継続点灯は前記第１発光ブロック１１〜第３発光ブロック１３を点灯し、４段継続点灯はすべての発光ブロックを点灯する低い番号の発光ブロックから（すなわち、図面を基準として左側から）継続点灯法を実施する。

そして、偶数番目の整流サイクルでは、前記第４発光ブロック１４から第１発光ブロック１１の順で高い番号の発光ブロックが優先して点灯される継続点灯法を実施する。すなわち、１段継続点灯は前記第４発光ブロック１４を点灯し、２段継続点灯は前記第４発光ブロック１４及び第３発光ブロック１３を点灯し、３段継続点灯は前記第４発光ブロック１４〜第２発光ブロック１２を点灯し、４段継続点灯はすべての発光ブロックを点灯する高い番号の発光ブロックから（すなわち、図面を基準として右側から）継続点灯法を実施する。

このように、高い番号の発光ブロックから点灯する継続点灯法／低い番号の発光ブロックから点灯する継続点灯法を交互に実施する「逆循環点灯法」を採択することにより、２つの整流サイクル単位で前記各発光ブロックに流れる電流を比較してみれば、前記固定順序点灯法よりは、電流が均一に流れるので、１）各発光ブロックから放出される光も相対的に一定であることは当然であり、また、２）各発光ブロックの寿命も固定順序点灯法よりも長くなる効果がある。

図１９は、逆循環点灯法に適した回路のさらに他の例である。

回路の構成の最も大きい特徴は、発光ブロックに流れる電流をバイパスさせるスイッチが、直列に配列されたスイッチブロックＳＢと並列に配列されたスイッチブロックＳＡを全部具備したことである。

前記図１９の回路の好ましい動作は、１）奇数番目の整流サイクルでは、低い番号の発光ブロックから（すなわち、図面を基準として左側から）優先して点灯される継続点灯法を実施する。これのために直列配列されたスイッチブロックＳＢは全部遮断し、並列配列されたスイッチブロックＳＡを使用して点灯を実施する。２）偶数番目の整流サイクルでは、高い番号の発光ブロックから（すなわち、図面を基準として右側から）優先して点灯される継続点灯法を実施する。これのために並列配列されたスイッチブロックＳＡは全部遮断し、直列配置されたスイッチブロックＳＢを使用して点灯を実施する。

前記回路の長所は、スイッチを半導体素子で構成する場合、各半導体素子間の特性偏差が多少存在しても前記回路が正確に動作をするということである。

より具体的に調べてみれば、直列スイッチブロックＳＢを使用して低い番号の発光ブロックから（すなわち、図面を基準として左側から）優先して継続点灯法を実施する場合には、すべてのスイッチが導通された状態で低い番号のスイッチから遮断を実施する。

例えば、第２スイッチＳＢ＿２が遮断されて第２発光ブロックが点灯されれば、前記第２発光ブロックを通過した電流が流れることができる経路が２つ存在する。理論的には、すべての電流が前記第３スイッチＳＢ＿３を通過して流れなければならないが、前記スイッチブロックＳＢを構成するスイッチ間に特性偏差が大きいため、全てのスイッチが完全に導通されていない場合には、前記第３スイッチＳＢ＿３の状態によって（完全に導通されていれば）、電流がたくさん流れたり（部分的に導通されていれば、回路の直列抵抗が大きくて）、少なく流れたりもする。

より具体的に説明すれば、ＰＮＰトランジスタでスイッチを構成する場合を調べてみれば、前記トランジスタを導通させる時は、ベース電流（駆動電流）が必ず必要であり、遮断させる時は、ベース電流がゼロであるためベース電流は必要ない。すなわち、すべての直列スイッチの遮断は完全に行うことができる。しかし、すべてのスイッチの導通は、スイッチを流れる電流量（瞬時設計電流量）によって全部導通されたり、導通されなかったり（すなわち、瞬時設計電流がスイッチ駆動電流よりも小さい場合）するという問題点がある。

一方、並列スイッチブロックＳＡを使用して低い番号の発光ブロックから（すなわち、図面を基準として左側から）優先して継続点灯法を実施する場合には、さらに点灯しようとする発光ブロックを制御するスイッチのみを正確に導通し、その他のすべてのスイッチが遮断状態にあれば良い。すなわち、各半導体素子間の特性偏差が多少存在しても、前記回路は正確に動作をする。

また、同一の概念（すなわち、一つのスイッチのみを導通し、その他のすべてのスイッチは遮断すること）により、並列スイッチブロックＳＣ（図示せず）を構成して高い番号の発光ブロックから（すなわち、図面を基準として右側から）優先的に継続点灯法を実施できることは当業者に自明である。

前記直列スイッチブロックＳＢ及び並列スイッチブロックＳＡの内部の細部的な動作に対する説明は、前に図９（並列スイッチブロック）及び図１５（直列スイッチブロック）で詳細に説明したので、説明の簡略化のために具体的な技術は省略する。

以上で、表４及び図１９を参照して整流サイクルを基準として奇数番目の整流サイクルでは、低い番号の発光ブロック優先点灯を実施し、偶数番目の整流サイクルでは、高い番号の発光ブロック優先点灯を実施する、いわゆる「逆循環点灯法」を説明した。

一方、図１９の回路で整流サイクルでないサイクル（好ましくは、整流サイクルよりも短いサイクル、以下では「交代サイクル」と称する）で点灯を実施することができる。すなわち、奇数番目の交代サイクルでは、スイッチブロックＳＡを使用して低い番号の発光ブロック優先点灯を実施し、偶数番目の交代サイクルでは、スイッチブロックＳＢを使用して高い番号の発光ブロック優先点灯を実施することは、前に説明した「交代点灯法」の具体的な実施例になる。ここで、交代サイクルの周期は、点灯された発光ブロックと消灯された発光ブロック間の明るさの差を人が感じることができない周期よりも短いのが好ましく、その値は特別に制限されない。

以下、表５を使用して各発光ブロック間の明るさの差を減らす「円形の循環点灯法」について説明する。

円形の循環点灯法は、以前の整流サイクルにおいて、１段継続点灯法で駆動された発光ブロックを左回転（Ｒｏｔａｔｅ Ｌｅｆｔ）させて最後の発光ブロックの後に移動（表５の第２サイクル〜第４サイクルを参照）させ、前記以前の整流サイクルの２段継続点灯に新規で参加した発光ブロックを現サイクルの１段継続点灯法で駆動するものである。さらに他の方法では、右回転（Ｒｏｔｅｔｅ Ｒｉｇｈｔ）させて最後の発光ブロックが最初の発光ブロックに移動するのも可能である。

ここで、１１は第１発光ブロック、１２は第２発光ブロック、１３は第３発光ブロック、１４は第４発光ブロックを示す。

まず、表５の第１整流サイクルでは、前記第１発光ブロック１１が１段継続点灯法で駆動される低い番号の発光ブロックから点灯する継続点灯法が適用された。

そして、第２整流サイクルでは、以前のサイクルで１段継続点灯法で駆動された発光ブロック（すなわち、前記第１発光ブロック１１）を円形で左回転（Ｒｏｔａｔｅ Ｌｅｆｔ）して最後の発光ブロック（すなわち、前記第４発光ブロック１４）の後に移動させ、１段継続点灯法で駆動される発光ブロックが前記第２発光ブロック１２になる継続点灯法が適用された。

そして、第３整流サイクルでは、以前のサイクルで１段継続点灯法で駆動された発光ブロック（すなわち、前記第２発光ブロック１２）を円形で左回転（Ｒｏｔａｔｅ Ｌｅｆｔ）して最後の発光ブロック（すなわち、前記第１発光ブロック１１）の後に移動させ、１段継続点灯法で駆動される発光ブロックが前記第３発光ブロック１３になる継続点灯法が適用された。

そして、第４整流サイクルでは、以前のサイクルで１段継続点灯法で駆動された発光ブロック（すなわち、前記第３発光ブロック１３）を円形で左回転（Ｒｏｔａｔｅ Ｌｅｆｔ）して最後の発光ブロック（すなわち、前記第２発光ブロック１２）の後に移動させ、１段継続点灯法で駆動される発光ブロックが前記第４発光ブロック１４になる継続点灯法が適用された。

本実施例の核心概念をさらに要約して説明すると、１）負荷の発光ブロックを複数のサブ発光ブロックに分けて、２）低い整流電圧では少数のサブ発光ブロックを点灯し、高い整流電圧では多数の発光ブロックを点灯して、発光効率は高め、３）各サブ発光ブロックが点灯される順序を調節して各発光ブロックの明るさの偏差を減らすようにする。

点灯順序の調節方法は、上記でいくつかの例を挙げて詳細に説明したが、その他の多様な組合が可能であることは当然である。また、明るさの偏差を減らす方法に適用された本発明の概念は、希望電流源を採択しない場合にも有効であることは当然である。

本実施例では、発光ブロックを４個、スイッチを４個含む実施例を図示して説明した。しかし、本発明の技術的思想は、発光ブロックを２個以上含む実施例も実現できることは、当業者には自明である。

ここで、発光ブロックを４個から５個のように、発光ブロックを１つさらに追加する時を一般化して説明すれば、まず、追加する発光ブロック（ｎ＋１）と追加するスイッチ（ｎ＋１）を並列に連結し、最後の発光ブロック（ｎ）の出力端と前記電流源の入力端との間に前記並列に連結された追加する発光ブロック（ｎ＋１）と追加するスイッチ（ｎ＋１）とを挿入すれば良い。

そして、本実施例では、発光ブロックを直線でモデリングしたが、多次元関数でモデリングすることもでき、メモリに既保存されている実際回路（スイッチ含む）の電流−電圧の測定値テーブルでモデリングできることは当然である。

以上、本発明の実施例を詳細に説明した。本実施例で詳細に説明された整流回路、電流源、制御器、及びスイッチは、一つの半導体素子で製作できることは当然である。

以上、本発明に対してその好適な実施例を調べたが、これは例示に過ぎず、本技術分野の通常の知識を有する者であれば、多様な変形された実施例が可能であることを理解しなければならない。したがって、本明細書と図面に開示された本発明の実施例は、本発明の技術内容を容易に説明し、本発明の理解を助けるために特定例を提示したものに過ぎず、本発明の範囲を限定するものではない。

Claims (4)

1. 交流電圧を整流して直流の整流電圧に変換する整流回路と、
   前記整流回路から電流を供給されてそれぞれ１つ以上のＬＥＤからなる複数のＬＥＤ発光ブロックが複数互いに直列連結された負荷と、
   前記ＬＥＤ発光ブロックに供給される電流を調節する電流源と、
   前記交流電圧を基礎にして算定された正弦波の設計電流値を算出し、前記算出された設計電流値を前記電流源に提供する制御器と、
   前記ＬＥＤ発光ブロックに直列または並列に連結された一個以上のスイッチを具備し、前記スイッチのオン／オフを通じて前記直列に連結された複数のＬＥＤ発光ブロックに流れる電流の流れを変更して、前記直列に連結されたＬＥＤ発光ブロックの点灯数を調節するスイッチブロックと、
   を含み、
   前記制御器は、前記交流電圧と同位相の正弦波信号を使用して前記正弦波の設計電流値を算出し、
   前記制御器によって制御される電流源は、前記ＬＥＤ発光ブロックに供給される電流が前記設計電流値よりも大きい場合には、前記電流源にかかる電圧降下が調節されるようにして前記設計電流値のみが前記ＬＥＤ発光ブロックに供給し、前記ＬＥＤ発光ブロックに供給される電流が前記設計電流値よりも小さい場合には、前記電流源にかかる電圧降下なしで前記ＬＥＤ発光ブロックに供給される電流全体を前記ＬＥＤ発光ブロックに供給し、
   前記制御器は、前記直列に連結されたＬＥＤ発光ブロックの個数別に瞬時交流電圧に対する供給電流をモデリング（すなわち、瞬時交流電圧がＬＥＤ発光ブロックの両端に供給される時の供給電流をモデリング）して算出し、前記算出されたモデリング電流値が現在の交流電圧位相での瞬時設計電流値よりは大きくなりながら、最も多数のＬＥＤ発光ブロックが点灯されるように前記スイッチブロックを制御することを特徴とする交流駆動ＬＥＤ照明装置。
2. 前記制御器は、前記複数のＬＥＤ発光ブロックのうち点灯が必要な数分だけのＬＥＤ発光ブロックが交互に交代で点灯されるように、前記スイッチブロックを制御することを特徴とする請求項１に記載の交流駆動ＬＥＤ照明装置。
3. 前記制御器は、前記ＬＥＤ発光ブロックに供給される整流入力のうち奇数番目の整流サイクルでは、一側に配置されたＬＥＤ発光ブロックから他側に配置されたＬＥＤ発光ブロックの順序で点灯が行われるようにし、偶数番目の整流サイクルでは、前記奇数番目の整流サイクルとは逆に他側に配置されたＬＥＤ発光ブロックから一側に配置されたＬＥＤ発光ブロックの順序で点灯が行われるように、前記スイッチブロックを制御することを特徴とする請求項１に記載の交流駆動ＬＥＤ照明装置。
4. 前記制御器は、前記ＬＥＤ発光ブロックに供給される整流入力のうち前回の整流サイクルで点灯されたＬＥＤ発光ブロックを最後の順序になるように設定（左回転）した後、次回の整流サイクルでは、前記左回転方式で設定された順序でＬＥＤ発光ブロックを点灯させるか、または、前記ＬＥＤ発光ブロックに供給される整流入力のうち前回の整流サイクルで最後に点灯されたＬＥＤ発光ブロックを最初の順序になるように設定（右回転）した後、次回の整流サイクルでは、前記右回転方式で設定された順序でＬＥＤ発光ブロックを点灯させるように前記スイッチブロックを制御することを特徴とする請求項４に記載の交流駆動ＬＥＤ照明装置。

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