CN103283309A - 交流驱动led照明装置 - Google Patents

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CN103283309A CN2011800601258A CN201180060125A CN103283309A CN 103283309 A CN103283309 A CN 103283309A CN 2011800601258 A CN2011800601258 A CN 2011800601258A CN 201180060125 A CN201180060125 A CN 201180060125A CN 103283309 A CN103283309 A CN 103283309A
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Abstract

本发明为一种LED照明装置，包含整流回路，用以将交流电压整流以转换为直流的整流电压；LED发光模块，用以作为从上述整流回路获得电流的负载体且具备一个以上LED；调节供应至上述LED发光模块的电流的电流源；以及控制器，用以基于上述交流电压计算出正弦波设计电流值，将上述计算出的设计电流值提供至上述电流源，在供给至上述LED发光模块的电流大于上述设计电流值时，降低通过上述电流源的电压，以将与上述设计电流值相应的电流供给至上述LED发光模块。该装置为交流驱动LED照明装置，其特征为当交流电压发生变化时，改变设计电流，从而使LED照明装置的亮度保持在一定水平。

Description

交流驱动LED照明装置
技术领域
本发明为使用LED的照明装置，更详细来说，是不受输入电压高低的影响，始终保持一定的电流，点亮LED发光模块，光的亮度维持在一定水平，限制过电流供给，节减耗电量，降低LED照明装置产生的热量，延长LED照明装置寿命的交流驱动LED照明装置。
背景技术
发光二极管是在电流通过时进行发光的电光转换半导体材料，广泛应用于显示器背光，技术比较发达，电光转换效率高于既有的白炽灯及日光灯，因此被越来越广泛地应用于一般照明。
但是，发光二极管（Light Emitting diode，LED）在电压发生细微变动时也会使电流发生很大的变化，因此需要十分缜密的电流控制。
老式的LED照明装置如图1所示，由供给交流电压的交流电源910，将从上述交流电源910获得的交流电压转换为直流的整流电压Vrect的整流回路940，以上述整流回路940输出的整流电压Vrect进行驱动的LED发光模块970以及用于设定上述LED发光模块970的电流强度的电流强度设定电阻930构成。
但是，老式的LED照明装置在交流输入电压变高时，通过LED发光模块970的电流也持续增加，使得耗电量增加，产生的热量也增大，从而导致LED元件的特性下降。
下面参考图2及图3对老式LED照明装置的问题进行说明。
图2的电压-电流特性曲线950为多个LED串联时随机形成的LED发光模块970的特性曲线，从图中可以看出，电流开始流入的门限电压为62.5V。
第1直线线型951及第2直线线型952是将上述特性曲线950简单转换成直线时的线型，其中第1直线线型951适用于整流电压Vrect在0V～112.5V之间进行变化的情况，从图中可以看出，电压为62.5V时电流为0mA，电压为112.5V时电流为31mA。
另外，第2直线线型952适用于整流电压Vrect在0V～87.5V之间进行变化的情况，从图中可以看出，电压为62.5V时电流为0mA，电压为87.5V时电流为11mA。
图3是在电源频率为50Hz时，针对第1直线线型951及第2直线线型952形成的示意图。
对于适用于整流最大电压为112.5V的第1直线线型951，整流电压Vrect呈现波形951V，整流电流呈现波形951A。对于适用于整流最大电压为87.5V的第2直线线型952，整流电压Vrect呈现波形952V，整流电流呈现波形952A。
此处，如果使用相同的发光模块970，则上述发光模块的门限电压与整流电压Vrect的大小无关，均为62.5V，但是，LED发光模块970开始发光的速度随着整流电压Vrect实效值的增大而增快，LED发光模块970的发光时间也随之延长。
如图所示，电源频率为50Hz时，针对整流最大电压分别为87.5V及112.5V的情况，计算出LED发光模块970的门限电压62.5V的通过时间分别为2.53ms及1.87ms，可以得出，整流电压Vrect实效值增大时，开始发光的速度也随之增快。
另外，在整流电压90度相位，通过上述LED发光模块970的电流分别为11mA及31mA，可以得出，如果某一侧的整流电压Vrect实效值较高，同一时刻流动的电流量更多地流向电压高的一侧。
对图3进行总结得出：老式LED照明装置的问题为，LED发光模块开始发光的速度随着整流电压Vrect实效值的增大而增快，发光时间也随之延长，并且在同一时刻流动的电流量也增大。即，如果整流电压Vrect实效值发生变化，负载电流也随之改变，从而使得LED照明装置的亮度也随之发生改变。并且，当通过的整流电压高于设计值时，由于没有保护回路，负载体LED发光模块很有可能因为过电流而发生破损。
发明内容
技术课题
为了解决本发明旧技术所产生的问题，本发明为在交流输入电压变动时，能够不受其影响，将发光亮度维持在一定水平的LED照明装置，当通过的交流输入电压高于设计值时，切断流入上述LED照明装置的电流，形成保护上述LED照明装置的保护回路。
课题解决方法
为此，发明的交流驱动照明装置，其特征为包含了将交流电压整流以转换为直流的整流电压的整流回路；作为从上述整流回路获得电流的负载体，具备一个以上LED的LED发光模块；调节供应至上述LED发光模块的电流的电流源；以及基于上述交流电压计算出正弦波设计电流值，将上述计算出的设计电流值提供至上述电流源，在供给至上述LED发光模块的电流大于上述设计电流值时，降低上述电流源的电压，以将与上述设计电流值相应的电流供给至上述LED发光模块的控制器。
此时，优选为：在由上述控制器控制的电流源向上述LED发光模块供给的电流小于上述设计电流值时，不降低上述电流源的电压，将供给至上述LED发光模块的电流全部提供给上述LED发光模块。
另外，上述控制器能够利用与上述交流电压相同相位的正弦波信号计算出上述正弦波设计电流值。
并且，包含多个上述LED发光模块进行串联，并具备与上述LED发光模块串联或并联的一个以上的开关，通过上述开关的ON/OFF来改变流入上述串联的多个LED发光模块的电流，从而调节上述串联的LED发光模块的发光个数的开关模块，由上述控制器控制上述开关的ON/OFF，当供给至上述LED发光模块的瞬时整流输入较大时，点亮大量的LED发光模块，当供给至上述LED发光模块的瞬时整流输入较小时，点亮少量的LED发光模块。
并且，上述控制器能够控制上述多个LED发光模块中与所需发光个数相当的LED发光模块相互交替进行发光。
并且，上述控制器能够在供给至上述LED发光模块的整流输入过程中的单数整流周期中将LED发光模块按照A侧到B侧的顺序逐个点亮，在双数整流周期中，与上述单数整流周期相反，将LED发光模块按照B侧到A侧的顺序逐个点亮。
并且，上述控制器将在供给至上述LED发光模块的整流输入过程中前一次的整流周期中点亮的LED发光模块排在最末的位置（循环左移），在后一次整流周期中，按照上述以循环左移方式设定的顺序点亮LED发光模块，或者将在供给至上述LED发光模块的整流输入过程中前一次的整流周期中点亮的LED发光模块排在最前的位置（循环右移），在后一次整流周期中，按照上述以循环右移方式设定的顺序点亮LED发光模块。
另外，根据本发明的其他实施例，交流驱动LED照明装置的特征为：包含将交流电压整流以转换成直流的整流电压的整流回路和从上述整流回路获得电流的负载体，该负载体由多个具有1个以上LED的LED发光模块串联起来，并具备与上述LED发光模块并联的一个以上的开关，通过上述开关的ON/OFF来改变通过上述串联的多个LED发光模块的电流，从而调节上述串联的LED发光模块的发光个数的开关模块；包含控制器，用以控制上述开关的ON/OFF，当供给至上述LED发光模块的瞬时整流输入较大时，点亮大量的LED发光模块，当供给至上述LED发光模块的瞬时整流输入较小时，点亮少量的LED发光模块；上述控制器能够控制上述多个LED发光模块中与所需发光个数相当的LED发光模块相互交替进行发光。
发明的效果
如上所述，本发明的交流驱动LED照明装置在交流电压升高时，调节（降低）通过LED发光模块的电流，使电流维持在原来的水平，而不同于老式LED照明装置，会使得通过LED发光模块的电流增大。
因此，本发明的交流驱动LED照明装置的效果为：不受交流输入电压高低的影响，能够将电流维持在一定水平，点亮LED发光模块，从而保持发光的亮度，限制过电流供给，节减耗电量，降低LED发光装置产生的热量，延长LED照明装置的寿命。
附图说明
图1为老式LED照明装置的示意图；
图2为与旧技术相应的电压-电流特性曲线；
图3为旧技术的时间关系电流波形图；
图4为与本发明第1实施例相应的LED照明装置图；
图5为适用于本发明的电流源；
图6为适用于本发明的电流源的特性曲线；
图7为与本发明第1实施例相应的低交流电压下的电流波形；
图8为与本发明第1实施例相应的高交流电压下的电流波形；
图9为与本发明第2实施例相应的LED照明装置图；
图10为适用于本发明的发光模块的电压-电流特性曲线；
图11为与本发明相应在低交流电压下的电流波形；
图12为与本发明第2实施例相应的高交流电压下的电流波形；
图13为与本发明第2实施例相应的高交流电压下的另一个电流波形；
图14为适用于本发明第2实施例的另一个LED照明装置图；
图15为与本发明第3实施例相应的LED照明装置图；
图16为适用于本发明第3实施例的LED直线线型示例；
图17为本发明的交流电源的电流波形示例；
图18为本发明的各发光模块的电流波形示例。
具体实施方式
下面参考所附图式对本发明的理想实施例进行详细说明。需要注意地是，所附图式中相同的构成要素尽可能地使用相同的符号进行表示。
另外，以下进行说明的本说明书以及申请范围使用到的术语或词语不以常规的或字典中的释意为限制，仅以符合本发明的技术思想的含义和概念进行解释。并且，省略与本发明的宗旨无直接联系的空气结构以及功能的详细说明。
本发明的核心概念为：控制器将控制信号传达至电流源以将正弦波电流（与整流电压相同相位的sin波电流）供给至负载体时，如果上述电流源能够将上述信号传达的所需的电流量作为供给条件（如果回路中有充足的电流，能够减少电流量），则诱发电流源两端的电压下降，减小负载体两端的电压，使负载电流调整为所需电流的相应水平。
相反，如果达不到供给条件（如果回路中流动的电流低于所需电流），则将电流源两端的电压降到最低（电流源饱和电压），在形成回路的基础上，保证最大电流量。
即，如果整流最大电压高于设计值，电流源两端有剩余电压，在负载体两端施加设计电压，负载最大电流受上述电流源限制。
第1实施例
下面参考图4至图8对与本发明第1实施例相应的交流驱动LED照明装置进行详细说明。
图4为与本发明的第1实施例相应的交流驱动LED照明装置的回路图。
首先，参考图4中的回路结构，可以看出，本发明由交流电源1、整流回路2、负载体LED发光模块70、电流源CS1以及控制器3构成，上述发光模块70和电流源CS1以串联形式进行连接。
LED发光模块70由一个以上LED构成，多个LED可以串联、并联或串/并联排列。LED发光模块70由大众技术构成，因此为了简化以下说明，不再另外作具体叙述。
并且，优选地，上述控制器3发出与交流电压相同相位的正弦波信号，将上述正弦波整流（将阴极电压转换为阳极电压），调节经整流的正弦波的大小，生成电流量调节信号Csin，将生成的调节信号Csin供给至电流源CS1。
控制器3引发与交流电压相同相位的正弦波的原因为：交流电压供给的交流电源与交流电压为相同相位，其形态为正弦波，为了改善功率因数，必须引发与交流电压相同相位的正弦波。流入负载体的负载电流由上述交流电压整流而成。
如果上述电流源CS1能以与上述控制器3提供的上述调节信号Csin相应的电流作为供给的条件（如果负载体中有充足的电流），则诱发上述电流源CS1两端的电压下降，减小上述负载体LED发光模块70两端的电压，使负载电流维持在所需的水平，如果不能成为供给的条件（如果负载体中流动的电流低于所需电流），则使上述电流源CS1两端的电压降到最低（电流源饱和电压），保证负载体流通基础上的最大电流量。
即，我们想要达到的理想状态为：如果整流电压高于设计值，电流源CS1两端有剩余电压，在负载体70两端施加设计电压，负载最大电流受上述电流源CS1限制。
下面参考图5对适用于本发明的电流源回路进行说明。
首先，观察电流源CS1的回路结构，可以看出，由直流电源VDC、从控制器3接收输入控制信号Csin的输入终端、变阻器R1和具有相同电气特性的第1晶体管Q1及第2晶体管Q2构成。
并且，在电流源CS1的回路结线方式为第1晶体管Q1及第2晶体管Q2的基极端子共同连接的状态下，将第1晶体管Q1的集电极端子连接于上述共同连接的基极端子，同时将第1晶体管Q1的集电极端子通过变阻器R1连接于直流电源VDC。
并且，将第1晶体管Q1和第2晶体管Q2的发射极端子连接于接地GND，上述第2晶体管Q2的集电极端子为开放状态。上述开放的第2晶体管Q2的集电极端子通过负载体LED发光模块70连接于整流电压Vrect。
此处，上述第2晶体管Q2的发射极为图4中电流源CS1的两个端子中的接地Vss端子，上述第2晶体管Q2的集电极则为图4中电流源CS1的另一个端子。
并且，对于上述变阻器R1中通过的调节电流Iin，将上述直流电压VDC中抵消上述第1晶体管Q1的集电极-发射极两端电压Vce（Q1）的电压摊分至上述电阻Q1值即可。上述调节电流Iin为上述第1晶体管Q1的集电极电流Ic（Q1）、上述第1晶体管Q1的基极电流IB（Q1）以及上述第2晶体管Q2的基极电流IB（Q2）的总和，可用（公式1）进行表示：
Iin=Ic(Q1)+IB(Q1)+IB(Q2)------（公式1）
另外，如果上述第1晶体管Q1及上述第2晶体管Q2的电气特性相同，则上述两个晶体管的基极电流（以下不分晶体管，均以IB进行表示）相同。
并且，上述第1晶体管Q1的集电极电流Ic(Q1)的电流增幅率hFE为上述第1晶体管Q1的基极电流IB的两倍。综上，整理（公式1）得出如下（公式2）：
Iin=（hFE×IB）+IB+IB
=IB(hFE+2)×IB------（公式2）
并且，电流源的输出电流Iout为第2晶体管Q2的集电极电流，因此，上述基极电流IB乘以电流增幅率hFE即可得出如下（公式3）：
Iout=hFE×IB------（公式3）
因此，如果改变变阻器R1的阻值以调整调节电流Iin，则电流源CS1的输出电流Iout随之得到调节，成为适用于本发明的电流源。此处，如果调节电流Iin的实效值发生变化，则电流源输出电流Iout的实效值也随之发生变化。
下面参考图6，为关于上述电流源CS1的输出第2晶体管Q2的电压-电流特性曲线。首先，观察特性曲线5，可以看出，在基极电流IB为200μA的情况下，当上述第2晶体管Q2的集电极-发射极两端电压Vce高于上述第2晶体管Q2的饱和电压Vsat时，流过与基极电流相对应的一定的集电极电流，而与电压无关。但是，低于饱和电压Vsat时，电流迅速降到0，从而流过饱和电流Isat。
即，如果结合本发明的宗旨对上述电流源CS1的第2晶体管Q2的作用进行说明，可以得出，在控制器3设定了正弦波理想电流Isin（即，适用于使LED发光模块发光的电流，以下称为“设计电流”）的状态下，如果上述第2晶体管Q2的输出两端电压Vce(Q2)高于饱和电压Vsat，则上述电流源CS1供给设计电流Isin（上述电流源两端有剩余电流），反之，则上述电流源CS1供给上述晶体管的饱和电流Isat。
换句话说，当负载电流高于设计电流Isin时，上述电流源CS1两端的电压下降，上述负载体两端电压随之降低，从而使负载电流与设计电流保持一致。但是，当负载电流低于上述设计电流Isin时，上述电流源CS1的两端电压降到最低（饱和电压Vsat以下），并将电压全部施加于负载体，使负载电流直接流过。
以上使用电流驱动元件双极晶体管作为适用于本发明的电流源进行了说明，但也可使用电压驱动元件金属氧化物半导体场效应晶体管（MOSFET），或者是变形为微电流源（Widlar current source）、威尔逊电流源（Wilson currentsource）以及电压-电流转换器（Voltage-current converter）等各种形态。
[情形I：负载电流<设计电流]
下面参考图7对本发明一实施例在电源频率为50Hz时的情况进行说明。
电流波形50A表示的是根据从本发明的控制器3接收到的正弦波控制信号Csin，自上述电流源CS1需要向负载体供给的理想的正弦波设计电流Isin。此处的设计电流50A与整流电压Vrect为相同相位，为整流的正弦波。
另外，电流波形52A直接采用了对旧技术进行说明的图3表示的负载电流952A，整流最大电压为87.5V，是根据直线线型952计算得出的电流波形。
在整个时间区域内，由于负载电流52A低于设计电流50A，上述电流源CS1移动至饱和区域，使得上述电流源CS1流动的电流与负载电流一致。即，虽然设计电流设定为与波形50A一样高，但实际上，上述电流源CS1的电流低于上述设计电流50A，使得与负载电流52A保持一致。
[情形II：负载电流>设计电流]
下面参考图8对本发明一实施例在电源频率为50Hz时的情况进行说明。
电流波形50A表示的是根据从本发明的控制器3接收到的正弦波控制信号Csin，自上述电流源CS1需要向负载体供给的理想正弦波设计电流Isin。此处的设计电流50A与整流电压Vrect为相同相位，为整流的正弦波。
另外，负载电流59A直接采用了对旧技术进行说明的图3的电流波形951A，针对整流最大电压为112.5V（电压波形59V），电源频率为50Hz的情况，根据直线线型951计算得出的电流波形。
根据本发明，设计电流以波形50A进行表示，通过电流源CS1的电流与波形59LA一致，负载体两端电压虽然与旧技术中的波形59V一致，但是与本发明相应的两端电压与波形59LV一致，电压波形59V和电压波形59LV的电压差作用于电流源CS1的两端。
即，在区间L1及区间L2中，由于旧技术的负载电流59A低于设计电流50A，电流源CS1中流动的电流与旧技术的负载电流一致。但是，在时间段H1中，由于旧技术的负载电流59A高于设计电流，引起上述电流源CS1两端的电压下降，负载体LED发光模块70的两端电压减小，从而使得电流源CS1中流动的电流与设计电流50A保持一致。
此处，如果将整流最大电压为87.5V的整流电流52A与整流最大电压为112.5V的整流电流59LA进行比较，可以得出，在整流最大电压较大时，开始发光的速度更快，改善了功率因数，电流流动的时间更长，并且在同一时刻的电流量也更大。
因此，使用本发明的理想状态为：如果整流最大电压高于设计标准电压，则降低设计电流的实效值（即，降低电流源的设计电流），在整流电压的一个周期内，通过负载体LED发光模块的电流总和（总电荷量）与设计电压下的发光电流总和一致。
那么，即使供给了高于设计电压的最大整流电压，负载体LED发光模块的亮度也能够与设计整流电压下的亮度保持一致，起到保护上述负载体和上述电流源的效果。随之可以调整电流源的设计电流实效值，使之与交流输入电压的实效值相对应。
上面对本发明的第1实施例进行了详细说明。本实施例中详细说明的整流回路、电流源、控制器以及开关可以使用一种半导体材料进行制作。
再次概括本发明的核心概念：控制器3设定为与交流电压相同相位的正弦波设计电流Isin，当电流源CS1高于负载电流时，则会引起上述电流源CS1两端的电压下降，减小上述负载体两端的电压，从而使负载电流与设计电流保持一致。
相反，当负载电流低于设计电流Isin时，上述电流源CS1两端的电压降到最低（饱和电压Vsat以下），将整流电压Vrect全部作用于上述负载体，使负载电流直接流过。
第2实施例
下面参考图9至图14对与本发明第2实施例相应的LED照明装置进行详细说明。
本实施例由本发明第1实施例中负载体LED发光模块多个串联形成的子发光模块10，11，12构成，在瞬时整流电压较低时，驱动少量的子发光模块，在瞬时整流电压较高时，驱动大量的子发光模块，从而延长整体的发光时间。
本实施例的效果为：在单位整流期间内延长发光的时间（即，缩短灭灯的时间），减少光的闪烁，改善功率因数，并且当维持与老式LED照明装置相同的亮度时，可以在最大整流电压下减小负载电流，从而起到减少负载体发光模块和电流源的耗电量和发热量的效果。
图9为采用并联结构开关的适用于本发明的回路示例。
首先，参考图9，观察回路结构，可以看出，由交流电源1、整流回路2和负载体第1发光模块10、第2发光模块11及第3发光模块12、电流源CS2及控制器4构成，此时，上述第1发光模块10至第3发光模块12以及电流源CS2均以串联形式进行连接。
并且，包含了控制点亮的发光模块10,11,12的串联个数的第1开关S11及第2开关S12，上述第1开关S11设置于第1发光模块10的输出端与电流源CS2的输入端之间，上述第2开关S12设置于第2发光模块11的输出端与电流源CS2的输入端之间。
优选为：上述第1发光模块10至第3发光模块12由一个以上的LED构成，多个LED可以以串联或并联或串/并联形式进行排列。上述发光模块10,11,12由大众技术构成，因此为了简化本说明书中的说明内容，不再另外作具体叙述。
并且，上述控制器4发出与交流电压相同相位的正弦波信号，将上述正弦波信号整流（将阴极电压转换为阳极电压），调节上述正弦波信号的大小，生成电流量调节信号Csin，并将上述调节信号Csin供给至电流源CS2。另外，上述控制器4测定瞬时整流电压，发出用于控制上述第1开关S11至第2开关S12的第1开关控制信号SC11及第2开关控制信号S12。
并且，如果上述电流源CS2能以与上述控制器4提供的上述调节信号Csin相应的电流作为供给的条件（如果负载体中有充足的电流），则诱发上述电流源CS2两端的电压下降，减小上述负载体两端的电压，使负载电流维持在所需的水平，如果不能成为供给的条件（如果负载体中流动的电流低于所需电流），则使上述电流源CS2两端的电压降到最低（电流源饱和电压），保证负载体流通基础上的最大电流量。
即，我们想要达到的理想状态为：如果整流最大电压高于设计值，电流源CS2两端有剩余电压，向负载体施加设计电压，负载最大电流受上述电流源CS2限制。
下面参考图10对本实施例中使用到的发光模块的特性进行说明。
首先，特性曲线950直接采用了图2中对本发明第1实施例进行说明的发光模块70的特性曲线，在本实施例中，相当于将3个子发光模块10,11,12，即第1发光模块10至第3发光模块12全部进行连接。此时，图9的第1开关S11及第2开关S12必须全部切断。
并且，第3直线线型33将上述特性曲线950以简单线型进行表示，在本实施例中使用了上述第3直线线型33中整流电压Vrect在0V～87.5V的区间。并且，从第3直线线型33中可以得出，当电压为62.5V时电流为0mA，电压为87.5V时电流为11mA。
并且，第2直线线型32是将老式LED照明装置中的上述发光模块70三等分，在将其中两个发光模块串联的情况下得出的。即，点亮第1发光模块10和第2发光模块11，而第3发光模块为熄灭的状态。
此时，启动控制器，将上述第1开关S11断开，将上述第2开关S12闭合，以绕开第3发光模块12。另外，由于发光模块10,11的等值串联电阻（Equivalent series resistance）为老式的2/3，因此门限电压为老式的上述发光模块70的2/3，即41.7V。
并且，老式的发光模块70在门限电压增加25V时，流过11mA的电流，但是2个发光模块10,11串联时，在增加25V的2/3的电压16.67V而增为58.3V时，即能流过11mA的电流。因此，取老式发光模块70的线型图33时，将上述发光模块70均分为3个发光模块，针对两个发光模块串联的状态取线型图即可，同时也得出第2直线线型32。
另外，第1直线线型31是将老式的发光模块70三等分，针对只点亮其中一个发光模块的状态取得的线型图。即为第1发光模块10点亮，第2发光模块11及第3发光模块12熄灭的状态。此时，与上述第2开关S12的状态无关，启动控制器，使上述第1开关S11闭合，绕开第2发光模块11及第三发光模块12。
并且，由于发光模块10的等值串联电阻为老式的1/3，因此，门限电压为老式的上述发光模块70的1/3，即20.8V，一个发光模块70在门限电压下增加25V时，流过11mA的电流，但是在只点亮一个发光模块70的状态下，在增加25V的1/3的电压8.3V而增为29.2V时，即能流过11mA的电流。因此，取老式发光模块70的线型图33时，将上述发光模块70均分为3个发光模块，针对只点亮一个发光模块10的状态取线型图即可，同时也得出第1直线线型31。
下面参考图11进行说明。
图11表示的是，将上述第1直线线型31至第3直线线型33应用于图9的回路图中，电源频率为50Hz，整流最大电压为87.5V的状态。
首先，整流电压Vrect由电压波形9V进行表示，此时驱动老式的发光模块70时的电流波形由波形9A进行表示。并且，波形31a及波形31b是根据第1直线线型31呈现与整流电压Vrect相应的负载电流的波形。同样，波形32a及波形32b是根据第2直线线型32呈现与整流电压Vrect相应的负载电流的波形。
另外，作为控制信号提供至电流源CS2的正弦波设计电流由最高瞬时电流为11mA的波形（50a，黑色线）表示。由上述控制器4调节开关的状况下流动的整流电流由波形（70Ca，红色线）进行表示。
下面利用表1按各时间区间进行详细说明。
表1
[Table1]
区间 发光模块 开关设定 备注
0ms～P1 全部未发光 S11闭合，S12无关 B1门限电压以下
～P2 B1发光 S11闭合，S12无关
～P3 B1发光 S11闭合，S12无关 在P3中切换开关
～P6 B1，B2发光 S11断开，S12闭合 在P6中切换开关
～P7 B1发光 S11闭合，S12无关
～P8 B1发光 S11闭合，S12无关
～10ms 全部未发光 S11闭合，S12无关 B1门限电压以下
此处，B1表示第1发光模块10，B2表示第2发光模块11。
首先，P1是指整流电压Vrect达到第1发光模块10的门限电压并开始上升的时刻，P2是以第1直线线型31为依据的电流31a与设计电流50A的交点，P3是以第2直线线型32为依据的电流32a与设计电流50A的交点，P6是以第2直线线型32为依据的电流32b与设计电流50A的交点，P7是以第1直线线型31为依据的电流31b与设计电流50A的交点，P8是整流电压Vrect下降，经过第1发光模块10的门限电压的时刻。
此处，0ms到P1点之间是电压低于第1发光模块10的门限电压而未能发光的区间。
通过P1，未达P2时是第1发光模块10按照第1直线线型31进行发光的区间，这是电流源CS2运转至饱和区域，上述电流源CS2的两端电压几乎为0V的区域。
通过P2，未达P3时依然是第1发光模块10按照第1直线线型31进行发光的区间，这是电流源CS2两端的电压开始下降，调节负载体两端的电压，将设计电流50A供给至负载体的区间。并且，在该区间内，随着时间的增加，上述电流源CS2的电压下降幅度持续上升。
在P3，开关进行切换，这是追加点亮一个发光模块的时刻。即，是将第1及第2发光模块10，11点亮的时刻。开关切换的判断标准为：当前的1）设计电流与2）线型电流（在当前整流电压下追加点亮一个发光模块时的直线线型图中显示的电流，以下称为“线型电流”）相比，线型电流大于设计电流时，控制器4执行开关的切换。（整流电压上升时开关控制规则）
开关切换之前，上述电流源CS2两端电压下降幅度很大（约为开关变更后门限电压-变更前门限电压），但是切换后，上述CS2两端的电压约下降为电流源CS2的饱和电压Vsat。
并且，除了参考直线线型以外，还可以通过多次函数求出线型电流，也可以从已保存于存储器中的实际回路（包含开关）的电流-电压测定值表格中获取。
从P3到电压相位90度是根据第1发光模块10及第2发光模块11的合成线型，即为第2直线线型32进行发光的区间，这是电流源CS2两端的电压开始下降，调节负载体两端的电压，将设计电流50A供给至负载体的区间。
在该区间内，1）设计电流与2）线型电流相比，线型电流9A即将大于设计电流时，控制器4准备切换开关，但是由于线型电流还未高于设计电流，未能完成开关的切换，整流电压上升时间段中止。另外，在该时间段内，随着时间的增加上述电压下降幅度持续增大。
从电压相位90度到未达P6，仍然是根据第1发光模块10及第2发光模块11的合成线型，即第2直线线型32进行发光的区间，这是电流源CS2两端的电压开始下降，调节负载体两端的电压，将设计电流50A供给至负载体的区间。此时随着时间的增加，上述电流源CS2输出端的电压下降幅度持续减小。
在该区间内，控制器4监测电流源CS2输出端的电压，在上述输出端电压降低至饱和电压Vsat以下之前，控制开关，再绕过一个发光模块，将其从回路中剔除。（整流电压下降时开关控制规则）
从P6到P7是根据第1发光模块10的第2直线线型32进行发光的区间，这是电流源CS2两端的电压开始下降，调节负载体两端的电压，将设计电流50A供给至负载体的区间。
在该区间内，只有一个发光模块，即第1发光模块10进行发光，由于没有能够再次绕过的发光模块，在经过P8开始下一个整流周期之前，一直维持当前的开关状态。
LED发光模块为电阻性负载体，具有电流-电压一对一的对应关系，因此，在“整流电压上升时开关控制规则”及“整流电压下降时开关控制规则”中开关切换时刻（P3至P6）可以以开关切换电压Vref进行表示。即，整流电压与能够通过计算提前获知的开关切换电压Vref进行比较，整流电压达到开关切换电压Vref后，开始上升或下降时，切换开关，追加或剔除发光模块。
交流电压上升，1）理想电流时效值降低时，开关切换电压Vref变为更低的值（因为如果LED中电流降低，电压也会随之降低）。另外，2）达到已设定的开关切换电压Vref的时刻也会提前（即，瞬时理想电流也下降），因此即使理想电流时效值不降低，开关切换电压Vref也会变为更低的值。3）但是，考虑到成本效益，最好不改变开关切换电压Vref。这种情况下，比起改变开关切换电压Vref的情况虽然光效率较低，但是比旧技术的光效率高。
上面对整流最大电压为87.5V时的状况进行了详细说明。
下面对整流电压最大值为125V的状况进行说明。
图12与图11相同，表示将上述第1直线线型31至第3直线线型33应用于图9的回路图中，电源频率为50Hz，整流最大电压为87.5V的状态。
首先，波形31c及波形31d表示根据直线线型31与整流电压Vrect相对应的负载电流。相同地，波形32c及波形32d表示根据第2直线线型32与整流电压Vrect相对应的负载电流，波形33c及波形33d表示根据第3直线线型33与整流电压Vrect相对应的负载电流。另外，作为控制信号提供至电流源CS2的正弦波设计电流由最高瞬时电流为11mA的波形50a进行表示，此时流过的整流电流由波形70Ca进行表示。
下面参照表2按照各时间区间进行详细说明。
表2
[Table2]
区间 发光模块 开关设定 备注
0ms～P1a 全部未发光 S11闭合，S12无关 B1门限电压以下
～P2a B1发光 S11闭合，S12无关
～P3a B1发光 S11闭合，S12无关 在P3a切换开关
～P4a B1，B2发光 S11断开，S12闭合 在P4a切换开关
～P5a B1，B2，B3发光 S11断开，S12断开 在P5a切换开关
～P6a B1，B2发光 S11断开，S12闭合 在P6a切换开关
～P7a B1发光 S11闭合，S12无关
～P8a B1发光 S11闭合，S12无关
～10ms 全部未发光 S11闭合，S12无关 B1门限电压以下
此处，B1表示第1发光模块10，B2表示第2发光模11，B3表示第3发光模块12。
首先，P1a是指整流电压Vrect达到第1发光模块10的门限电压并开始上升的时刻，P2a是以第1直线线型31为依据的电流31c与设计电流50A的交点，P3a是以第2直线线型32为依据的电流32c与设计电流50A的交点，P4a是以第3直线线型33为依据的电流33c与设计电流50A的交点，P5a是以第3直线线型44为依据的电流33d与设计电流50A的交点，P6a是以第2直线线型32为依据的电流32d与设计电流50A的交点，P7a是以第1直线线型31为依据的电流31d与设计电流50A的交点，P8a是整流电压Vrect经过第1发光模块10的门限电压，并开始下降的时刻。
0ms到P1a点之间是电压低于第1发光模块10的门限电压，所有发光模块都未能发光的区间。
通过P1a，未达P2a时是第1发光模块10按照第1直线线型31进行发光的区间，这是电流源CS2运转至饱和区域，上述电流源CS2的两端电压几乎为0V的区域。
通过P2a，未达P3时依然是第1发光模块10按照第1直线线型31进行发光的区间，这是电流源CS2两端的电压开始下降，调节负载体两端的电压，将设计电流50A供给至负载体的区间。并且，在该区间内，随着时间的增加，上述电流源CS2的电压下降幅度持续上升。
在P3a，开关进行切换，这是追加点亮一个发光模块的时刻。即，是将第1及第2发光模块10，11点亮的时刻。此时开关的切换以“整流电压上升时开关控制规则”为依据。即，当前的1）设计电流与2）线型电流相比，线型电流大于设计电流时，控制器4执行开关的切换。
开关切换之前，上述电流源CS2两端电压下降幅度很大（约为开关变更后门限电压-变更前门限电压），但是切换后，上述CS2两端的电压约下降为电流源CS2的饱和电压Vsat。
并且，除了参考直线线型以外，还可以通过多次函数求出线型电流，也可以从已保存于存储器中的实际回路（包含开关）的电流-电压测定值表格中获取。
通过P3a，未达P4a时是第1及第2发光模块10，11根据第2直线线型32进行发光的区间。
P4a是开关开始切换，追加点亮一个发光模块的时刻。即为将第1至第3发光模块10，11，12点亮的时刻。开关的切换以P3a中使用的“整流电压上升时开关控制规则”为依据。
从P4a到电压相位90度是根据第1发光模块10至第3发光模块12的合成线型，即第3直线线型33进行发光的区间，这是电流源CS2两端的电压开始下降，调节负载体两端的电压，将设计电流50A供给至负载体的区间。在该区间内，所有的发光模块10，11，12均已经点亮，因此，控制器4不再控制开关的切换，整流电压上升时间段结束。并且，在该时间段内，随着时间的增加，上述电流源CS2两端的电压下降幅度持续增大。
从电压相位90度到未达P5a，仍然是根据第1发光模块10至第3发光模块12的合成线型，即第3直线线型33进行发光的区间，这是电流源CS2两端的电压开始下降，调节负载体两端的电压，将设计电流50A供给至负载体的区间。此时，随着时间的增加，上述电流源CS2输出端的电压下降幅度持续减小。
P5a是开关开始切换，熄灭一个发光模块的时刻。即为第3发光模块12熄灭，只有第1发光模块10及第2发光模块11进行发光的时刻。开关的切换以上述“整流电压下降时开关控制规则”为依据。即，控制器4检测电流源CS2输出端的电压，在上述输出端电压降低至饱和电压Vsat以下之前，控制开关绕过一个发光模块将其从回路中剔除。
从P5a到未达P6a时是根据第1发光模块10及第2发光模块11的合成线型，即第2直线线型32进行发光的区间，这是电流源CS2两端的电压开始下降，调节负载体两端的电压，将设计电流50A供给至负载体的区间。此时，随着时间的增加，上述电流源CS2两端的电压下降幅度持续减小。
P6a是开关开始切换，追加熄灭一个发光模块的时刻。即为第2发光模块11熄灭，只有第1发光模块10进行发光的时刻。开关的切换以上述“整流电压下降时开关控制规则”为依据。
从P6a到未达P7a时是根据第1发光模块10的第1直线线型31进行发光的区间，这是电流源CS2两端的电压开始下降，调节负载体两端的电压，将设计电流50A供给至负载体的区间。此时，随着时间的增加，上述电流源CS2两端的电压下降幅度持续减小。在该区间内，只有一个发光模块，即第1发光模块10进行发光，没有能够再绕过的发光模块，因此，在经过P8a开始下一个整流周期之前，一直维持当前的状态。
以上是对整流最大电压为125V的状况进行的详细说明。
将图11与图12作比较，可以得出，交流电压越高，第1发光模块开始发光的时刻越提前，越能改善功率因数，延长电流流动的时间，光的亮度越亮。
因此，如果交流输入电压上升，则降低设计电流，使之与设计标准电压中的亮度保持一致，亮度维持在一定水平，减少耗电量，较少发光模块10,11,12和电流源CS1产生的热量，起到保护发光模块10,11,12和电流源CS1的效果，从而使电流源CS1的设计电流上升至与交流输入电压相对应的水平。
LED发光模块为电阻性负载体，具有电流-电压一对一的对应关系。因此，在“整流电压上升时开关控制规则”及“整流电压下降时开关控制规则”中开关切换时刻（P3a至P6a）可以以开关切换电压Vref进行表示。即，整流电压与能够通过计算提前获知的开关切换电压Vref进行比较，整流电压达到开关切换电压Vref，开始上升或下降时，切换开关追加或剔除发光模块。
交流电压上升，1）理想电流时效值降低时，开关切换电压Vref变为更低的值（因为如果LED中电流降低，电压也会随之降低）。另外，2）达到已设定的开关切换电压Vref的时刻也会提前（即，瞬时理想电流也下降），因此，即使理想电流时效值不降低，开关切换电压Vref也会变为更低的值。3）但是，考虑到成本效益，最好不改变开关切换电压Vref。这种情况下，比起改变开关切换电压Vref的情况，虽然光效率较低，但是比旧技术的光效率高。
并且，当提供高于设计电压的整流电压时（即，电流源两端有大量电压，电流源的耗电量超过额定时），降低设计电流，以降低电流源的耗电量，从而保护电流源。或者，可以使用另一种方法：在整流电压相位90度附近电流最大，电压也最大，产生最大的耗电量。因此，在上述整流电压相位90度附近，将上述电流源CS2的电流设定为接近“0”（例如：1mA以下），降低负载电流，将负载体两端电压维持在门限电压的水平，以降低电流源CS2两端的电压，从而减小耗电量。
该状况可以由图13的电流波形70Cb进行表示。其优点为，负载体在过电压状态下较为自由，即使在高于设计电压的输入电压下，也能发挥照明装置的基本功能，即发光功能。
以上针对包含3个发光模块和2个开关的样本进行了详细说明。但是，必须说明的是，本发明的技术思想为可以包含2个以上发光模块。
如将3个发光模块增至4个的状况一般，将追加一个发光模块的状况概括说明，在最后一个发光模块n的输出端和接地Vss之间插入追加的发光模块（n+1），追加的开关（n+1）则插在最后一个发光模块（n+1）的输入端与上述电流源的输出端之间即可。
图14是将图10的回路中并联设置的开关变更为串联开关。
观察图14中开关的排列特征，可以看到，第3发光模块12与第1开关S11a并联，第3发光模块12与第2开关S12a并联，第1发光模块10、第2发光模块11及第3发光模块12均串联。
此处，如将3个发光模块增至4个的状况一般，将追加一个发光模块的状况概括说明，首先将追加的发光模块（n+1）与追加的开关（n+1）并联连接，然后将上述并联的追加的发光模块（n+1）和追加的开关（n+1）插入至最末位置的发光模块n的输出端与上述电流源的输入端之间即可。
上述图14中的回路与图9中的回路唯一的差别是开关的状态，其他运转开关的判断标准等均一致。因此，为了简化本说明书，不再另外作具体说明。
以上对本发明的第2实施例进行了详细的说明。本实施例中详细说明的整流回路、电流源、控制器以及开关可以使用一种半导体材料进行制作。
第3实施例
这是在上述说明第2实施例的基础上进行改良之后的实施例。即，在第2实施例中，将负载体LED发光模块970分为多个子发光模块，将上述子发光模块全部串联连接，在瞬时整流输入较低时，驱动少量的发光模块，当瞬时整流输入较高时，驱动大量的子发光模块，从而延长整体的发光时间。而第3发光模块在此基础上，调节各发光模块的发光顺序，将各发光模块间的亮度偏差最小化。
下面参考图15至图19对与本发明第3实施例相对应的交流驱动LED照明装置进行详细说明。
图15为适用于本发明的回路示例。
首先，参考图15，可以看到，回路的结构为：包含由交流电源1、整流回路2、第1发光模块11、第2发光模块12、第3发光模块13及第4发光模块14构成的负载体，用于将断开上述各发光模块中流动的电流的第1开关S11、第2开关S12、第3开关S13及第4开关S14构成的串联开关模块，电流源CS以及控制器4。
上述第1发光模块11至第4发光模块14以及电流源CS均为串联连接。并且，控制发光模块的串联个数的上述第1开关S11与第1发光模块11构成并联回路，上述第2开关S12与上述第2发光模块12构成并联回路，上述第3开关S13与上述第3发光模块13构成并联回路，上述第4开关S14与上述第4发光模块14构成并联回路。
优选为：上述第1发光模块11至第4发光模块14由一个以上的LED构成，多个LED可以以串联、并联或串联/并联的形式进行排列。上述第1发光模块11至第4发光模块14由大众技术构成，因此，为了简化以下的说明，不再另外作具体的叙述。
并且，上述控制器4的运转概念与上述第2实施例一致，因此为了简化以下说明，不再另外作具体叙述。
下面参考图16对应用于本实施例中发光模块的特性进行说明。
首先，电压-电流特性曲线50表示多个LED串联排列形成的首尔半导体公司的AX3220的电压-电流特性曲线，在本实施例中，适用于第1发光模块11至第4发光模块14均以串联形式连接的状况。此时，图15显示的上述第1开关S11至上述第4开关S14均需切断。
另外，第4直线线型74是简单表示上述电压-电流特性曲线50的线型，使用0V～220V区间内的整流电压。从图16显示的第4直线线型中可以看出，当电压为132V时电流为0mA，当电压为220V时电流为20mA。
第1直线线型71表示将上述老式发光模块970四等分，在只点亮1个发光模块的情况下取其线型。上述第1直线线型71的等值串联电阻为老式的1/4，因此，门限电压为上述第4直线线型74的1/4，即为33V，电流为20mA时对应的电压为上述第4直线线型74的1/4，即为55V。因此，针对将老式的发光模块970均分为4个发光模块，并且只点亮其中1个发光模块的状况获取线型，可以得出第1直线线型71。
此处，可以点亮上述第1发光模块11至第4发光模块14中的任意一个发光模块。此时，对于控制上述发光模块的串联个数的开关，只切断与点亮的发光模块并联的开关，与其他熄灭的发光模块并联的开关均闭合。
另外，第2直线线型72表示将上述老式发光模块970四等分，针对将2个发光模块串联连接的状况获取线型。第2直线线型72的等值串联电阻为老式的2/4，因此，门限电压为老式的第4直线线型74的2/4，即为66V，电流为20mA时对应的电压为上述第4直线线型74的2/4，即为110V。因此，将老式的发光模块970均分为4个发光模块，在将其中2个发光模块串联连接时获取线型，可以得出第2直线线型72。
此处，点亮2个发光模块的第2直线线型72可以是将上述第1发光模块11与第2发光模块12串联连接，也可以是将上述第1发光模块11与上述第3发光模块13串联连接。即，概括来讲，则为与在4个发光模块中选择两个进行点亮的情况相对应的线型。此时，对于上述用于控制发光模块的串联个数的开关，只将与点亮的发光模块并联的开关切断，与其他熄灭的发光模块并联的开关全部闭合。
另外，第3直线线型73表示将上述老式发光模块970四等分，针对将其中3个发光模块串联连接的状况获取线型。第3直线线型73的等值串联电阻为老式的3/4，因此，门限电压为老式的第4直线线型74的3/4，即为99V，电流为20mA时对应的电压为上述第4直线线型74的3/4，即为165V。因此，将老式的发光模块970均分为4个发光模块，在将其中3个发光模块串联连接时获取线型，可以得出第3直线线型73。
此处，将点亮3个发光模块的第3直线线型73概括说明，则为与在4个发光模块中选择3个发光模块进行点亮的情况相对应的线型。此时，对于上述用于控制发光模块的串联个数的开关，将与点亮的发光模块并联的开关全部切断，与其他熄灭的发光模块并联的开关全部闭合。
下面参考图17进行说明。
图17表示将上述第1直线线型71至第4直线线型74应用于图15的回路中，电源频率为50Hz，整流最大电压为230V的状况。
首先，整流电压Vrect由电压波形72V进行表示。另外，波形71a及波形71b表示使用发光模块第1直线线型71时，与上述整流电压72V相对应的负载电流，波形72a及波形72b表示使用发光模块第2直线线型72时，与上述整流电压72V相对应的负载电流。波形73a及波形73b表示使用发光模块第3直线线型73时，与上述整流电压72V相对应的负载电流，波形74a及波形74b表示使用发光模块第4直线线型74时，与上述整流电压72V相对应的负载电流。
供给至电流源CS的正弦波设计电流由瞬时最高电流为20mA时的波形（70S，黑色虚线）进行表示。由上述控制器4调节开关时流动的整流电流由波形（1AA，红色虚线）进行表示。
将用于获取图17的整流电流波形（1AA，红色虚线）的图15的回路中的理想运转状态按照从相位0度到90度，上述整流电压增加的顺序进行说明。
首先，从整流电压相位0度到上述设计电流（70S，黑色虚线）与直线线型电流71a的交点P1为止，设定上述开关，将1个发光模块点亮。此时，线型电流71a低于设计电流70S，因此，上述电流源CS两端的电压降至最低电压（电流源饱和电压），使负载体中流过线型电流71a。
从上述设计电流（70S，黑色虚线）与上述直线线型电流71a的交点P1到上述设计电流70S与上述直线线型电流72a的交点P2，继续设定上述开关，点亮1个发光模块。
此时，线型电流71a高于设计电流70S，因此，上述电流源CS两端的电压开始下降，调节上述1个发光模块两端的电压，使负载电流与上述设计电流70S保持一致。在该区间内，对于点亮的发光模块，可以是将第1发光模块11至第4发光模块14中任意一个发光模块持续点亮（以下称为“1端持续点亮法”）。
但是，在上述1端持续点亮法中，人的肉眼能够感受到持续熄灭的发光模块与持续点亮的发光模块的亮度差异。因此，我们希望能够迅速交替所有的发光模块，一次点亮1个发光模块，使所有发光模块的亮度保持一致（以下称为“1端交替点亮法”）。
从上述设计电流（70S，黑色虚线）与上述直线线型电流72a的交点P2到上述设计电流70S与上述直线线型电流73a的交点P3，设定上述开关模块，点亮2个发光模块，由于线型电流72a高于设计电流70S，上述电流源CS两端的电压开始下降，降低上述2个发光模块两端的电压，使负载电流与上述设计电流70S保持一致。在该区间内，对于点亮的发光模块，可以将第1发光模块11至第4发光模块14中任意两个持续点亮（以下称为“两端持续点亮法”）。
但是，在上述2端持续点亮法中，人的肉眼能够感受到持续熄灭的发光模块与持续点亮的发光模块的亮度差异。因此，我们希望能够迅速交替所有的发光模块，一次点亮2个发光模块，使所有发光模块的亮度保持一致（以下称为“2端交替点亮法”）。
从上述设计电流（70S，黑色虚线）与上述直线线型电流73a的交点P3到上述设计电流70S与上述直线线型电流74a的交点P4，设定上述开关模块，点亮3个发光模块，由于线型电流73a高于设计电流70S，上述电流源CS两端的电压开始下降，降低上述3个发光模块两端的电压，使负载电流与上述设计电流70S保持一致。在该区间内，对于点亮的发光模块，可以将第1发光模块11至第4发光模块14中任意3个持续点亮（以下称为“3端持续点亮法”）。
但是，在上述3端持续点亮法中，人的肉眼能够感受到持续熄灭的发光模块与持续点亮的发光模块的亮度差异。因此，我们希望能够迅速交替所有的发光模块，一次点亮3个发光模块，使所有发光模块的亮度保持一致（以下称为“3端交替点亮法”）。
另外，从上述设计电流（70S，黑色虚线）与上述直线线型电流74a的交点P4到上述整流电压相位90度，设定上述开关模块，将4个发光模块全部点亮，由于线型电流74a高于设计电流70S，上述电流源CS两端的电压开始下降，降低上述4个发光模块两端的电压，使负载电流与上述设计电流70S保持一致。在该区间内，对于点亮的发光模块，可以将第1发光模块11至第4发光模块14全部持续点亮（以下称为“4端持续点亮法”）。
针对上述发光模块为4个的状况，对1端交替点亮法至3端交替点亮法以及1端持续点亮法及4端持续点亮法进行说明。以n个发光模块对其进行概括，分别可以叫做“n端交替点亮法”及“n端持续点亮法”。此处n为大于2的自然数，其大小不受限制。
下面参考表3，对按照固定的顺序执行各端持续点亮法的“固定顺序点亮法”进行说明。
表3
[Table3]
固定顺序点亮法
整流周期 1端持续 2端持续 3端持续 4端持续
第1周期 11 11,12 11,12,13 11,12,13,14
第2周期 11 11,12 11,12,13 11,12,13,14
第3周期 11 11,12 11,12,13 11,12,13,14
第4周期 11 11,12 11,12,13 11,12,13,14
此处，11表示第1发光模块11，12表示第2发光模块12，13表示第3发光模块13，14表示第4发光模块14。
在所有整流周期中，1端持续点亮是将上述第1发光模块11点亮，2端持续点亮是将上述第1发光模块11及第2发光模块12点亮，3端持续点亮是将上述第1发光模块11至第3发光模块13点亮，4端点亮是将所有发光模块11至14点亮的方法。
参考图18，观察在整流电压的一个周期内通过各发光模块11至14的电流可以发现，通过上述第1发光模块11的电流如波形1AA，与其它发光模块12至14相比电流最大，通过上述第2发光模块12的电流如波形2AA，小于上述第1发光模块11，通过上述第3发光模块13的电流如波形3AA，小于上述第2发光模块12，通过上述第4发光模块14的电流如波形4AA，与其它发光模块相比电流最小。
即，在固定顺序点亮法中，通过各发光模块的电流不同，因此产生了上述各发光模块的亮度存在差异的问题。还有一个问题是，通过相对较多电流的发光模块与通过较小电流的发光模块相比，寿命可能更短。
下面参考表4，对能够减小各发光模块间的亮度差异的“逆循环点亮法”进行说明。
表4
[Table4]
逆循环点亮法
整流周期 1端持续 2端持续 3端持续 4端持续
第1周期 11 11,12 11,12,13 11,12,13,14
第2周期 14 13,14 12,13,14 11,12,13,14
第3周期 11 11,12 11,12,13 11,12,13,14
第4周期 14 13,14 12,13,14 11,12,13,14
此处，11表示第1发光模块，12表示第2发光模块，13表示第3发光模块，14表示第4发光模块。
在单数整流周期中，执行将上述第1发光模块11至第4发光模块14中号码较小的发光模块按顺序优先点亮的持续点亮法。即，1端持续点亮是将上述第1发光模块11点亮，2端持续点亮是将上述第1发光模块11及第2发光模块12点亮，3端持续点亮是将上述第1发光模块11至第3发光模块13点亮，4端点亮是将所有发光模块点亮，执行从小号码的发光模块开始（即，以图面为基准，从左侧开始）优先持续点亮法。
另外，在双数整流周期中，执行将上述第4发光模块14至第1发光模块11中号码较大的发光模块按顺序优先点亮的持续点亮法。即，1端持续点亮是将上述第4发光模块14点亮，2端持续点亮是将上述第3发光模块14及第3发光模块13点亮，3端持续点亮是将上述第4发光模块14至第2发光模块12点亮，4端点亮是将所有发光模块点亮，执行从大号码的发光模块开始（即，以图面为基准，从右侧开始）优先持续点亮法。
这样，采用将大号码发光模块优先持续点亮法和小号码发光模块优先持续点亮法交替执行的“逆循环点亮法”，以两个整流周期为单位将通过上述各发光模块的电流进行比较，比起上述固定顺序点亮法，电流均等，因此，1）各发光模块发出的光也相对维持在一定水平，并且2）也相对延长了各发光模块的寿命。
图19为适用于逆循环点亮法的回路的另一个示例。
回路结构的最大特征为用于隔断电流的开关。
既具备了串联排列的开关模块SB，也具备了并联排列的开关模块SA。
上述图19回路的优选运转状态为，1）在单数整流周期中，执行将小号码（即，以图面为基准，从左侧开始）优先点亮的持续点亮法。此时将串联排列的开关模块SB全部断开，使用并联排列的开关模块SA将发光模块点亮；2）在双数整流周期中，执行将大号码（即，以图面为基准，从右侧开始）优先点亮的持续点亮法。此时将并联排列的开关模块SA全部断开，使用串联排列的开关模块SA将发光模块点亮。
上述回路的优点为：在开关由半导体材料构成的情况下，各半导体材料间多少会存在特性偏差，即使如此，上述回路也能准确运转。
更具体来看，在执行使用串联开关模块SB将小号码发光模块（即，以图面为基准，从左侧开始）优先持续点亮法时，在所有开关均闭合的状态下，从小号码开关开始将其断开。
例如，如果断开第2开关SB_2，点亮第2发光模块，则存在2条路线供通过第2发光模块的电流进行流动。理论上，所有电流均需通过上述第3开关SB_3，但是，如果构成上述开关模块SB的开关之间的特性偏差较大，而无法将所有开关按理想状态闭合，那么根据上述第3开关SB_3的状态（如果按照理想状态闭合）可能流过较多电流，（如果部分闭合时，回路的串联电阻较大）也有可能流过较小的电流。
更具体来说，对于由PNP晶体管构成开关的情况，在导通上述晶体管时，需要基极电流（驱动电流），切断时基极电流为0，因此不需要基极电流。即，所有串联开关均能按理想状态切断。但问题是，在闭合所有开关时，根据通过开关的电流量（瞬时设计电流量）有可能完全闭合，也有可能无法完全闭合（即，瞬时设计电流低于开关驱动电流时）。
另外，在执行使用并联开关模块SA将小号码发光模块（即，以图面为基准，从左侧开始）优先持续点亮法时，只要将控制追加点亮的发光模块的开关闭合，其他所有开关均保持断开状态即可。即，即使各半导体材料间多少会存在特性偏差，上述回路也能准确运转。
并且，需要说明的是，根据同一个概念（即，只闭合一个开关，切断其余所有开关），可以构成并联开关模块（SC，图中未显示），执行将大号码发光模块（即，以图面为基准，从右侧开始）优先点亮的持续点亮法。
对于上述串联开关模块SB及并联开关模块SA内部的详细运转状态，在上述图9（并联开关模块）及图15（串联开关模块）中已进行了详细说明，因此为了简化说明内容，不再作具体叙述。
以上参考表4及图19，对以整流周期为基准，在单数整流周期中优先点亮小号码发光模块，在双数整流周期中优先点亮大号码发光模块的所谓的“逆循环点亮法”进行了说明。
另外，在图19的回路中，可以按照非整流周期的周期（比整流周期更短的周期，以下称为“交替周期”）点亮发光模块。即，在单数交替周期中，使用开关模块SA优先点亮小号码发光模块，在双数交替周期中，使用开关模块SB优先点亮大号码发光模块，即为上述说明的“交替点亮法”的具体示例。此处，交替周期理论上比人无法感觉到点亮的发光模块与熄灭的发光模块之间的亮度差异的周期更短，对于其值无特别限制。
下面参考表5对能够减小各发光模块间的亮度差异的“圆形循环点亮法”进行说明。
圆形循环点亮法是将在前一个整流周期中以1端持续点亮法驱动的发光模块左旋，使其移动至最末的发光模块之后（参考表5的第2周期至第4周期），将新参与到上述前一个整流周期的2端持续点亮中的发光模块以当前周期的1端持续点亮法进行驱动。另外一个方法是，将最末的发光模块右旋，使其移动至最前端的发光模块的位置。
表5
[Table5]
圆形循环点亮法
整流周期 1端持续 2端持续 3端持续 4端持续
第1周期 11 11,12 11,12,13 11,12,13,14
第2周期 12 12,13 12,13,14 12,13,14,11
第3周期 13 13,14 13,14,11 13,14,11,12
第4周期 14 14,11 14,11,12 14,11,12,13
此处，11表示第1发光模块，12表示第2发光模块，13表示第3发光模块，14表示第4发光模块。
首先，在表5的第1整流周期中，采用将上述第1发光模块11以1端持续点亮法进行驱动的小号码发光模块优先持续点亮法。
另外，在第2整流周期中，采用将在前一个周期中以1端持续点亮法进行驱动的发光模块（即上述第1发光模块11）以圆形方式进行左旋，使其移动至最末的发光模块之后，以1端持续点亮法进行驱动的发光模块转变为上述第2发光模块12的持续点亮法。
另外，在第3整流周期中，采用将在前一个周期中以1端持续点亮法进行驱动的发光模块（即上述第2发光模块12）以圆形的方式进行左旋，使其移动至最末的发光模块（即上述第1发光模块）之后，以1端持续点亮法进行驱动的发光模块转变为第3发光模块13的持续点亮法。
另外，在第4整流周期中，采用将在前一个周期中以1端持续点亮法进行驱动的发光模块（即上述第3发光模块13）以圆形的方式进行左旋，使其移动至最末的发光模块（即上述第2发光模块）之后，以1端持续点亮法进行驱动的发光模块转变为第4发光模块14的持续点亮法。
再次概括本实施例的核心概念：1）将负载体发光模块分为多个子发光模块；2）在整流电压较低时点亮少量的子发光模块，在整流电压较高时点亮大量的发光模块，以提高发光效率；3）调节各子发光模块点亮的顺序，减小各发光模块的亮度偏差。
对于调节点亮顺序的方法，在上述几个例子中均有详细说明，但除此之外，也可以使用其他各种组合。并且，应用于减小亮度偏差的方法中的本发明的概念在未采用理想电流源的情况下仍然有效。
在本实施例中，针对4个发光模块和4个开关的例子进行了说明，但必须说明的是，本发明的技术思想为，可以包含2个以上的发光模块。
此处，如将4个发光模块增为5个发光模块般，将追加一个发光模块的情况进行概括说明，首先将追加的发光模块（n+1）与追加的开关（n+1）并联连接，然后将上述并联连接的追加的发光模块（n+1）与追加的开关（n+1）插入最末位置的发光模块n的输出端与上述电流源的输入端之间即可。
另外，在本实施例中，采取发光模块的直线线型，但除此之外，也可以使用多次函数进行计算，还可以从已保存于存储器中的实际回路（包含开关）的电流-电压测定值表格中获取。
以上对本发明的实施例进行了详细的说明。本实施例中详细说明的整流回路、电流源、控制器及开关可以使用一种半导体材料进行制作。
产业应用可能性
以上介绍了对本发明的优选实施例，但仅为示例，熟悉本领域的技术人员能够通过以上实施例进行各种变型。因此，本说明书与图面展示的本发明的各实施例仅为对本发明的技术内容的简单说明，为了帮助理解本发明而列举的特定的例子，并非对本发明的范围进行限制。

Claims (4)

1.一种交流驱动LED照明装置，包含：
整流回路，用以将交流电压整流以转换为直流的整流电压；
负载体，用以从所述整流回路获得电流，分别由一个以上LED构成的多个LED发光模块相互串联连接来形成；
电流源，用以调节供给至所述LED发光模块的电流；
控制器，用以基于所述交流电压计算出正弦波设计电流值，将计算出的电流值提供至电流源，当供给至LED发光模块的电流大于所述设计电流值时，降低电流源的电压，然后仅将设计电流值供给至LED发光模块；以及
开关模块，具备与所述LED发光模块串联或并联连接的一个以上的开关，通过开关的ON/OFF来改变流经串联连接的多个LED发光模块的电流，调节串联连接的LED发光模块的点亮个数，
其特征在于，所述控制器使用与交流电压相同相位的正弦波信号计算出正弦波设计电流值，
当控制器控制的电流源供给至LED发光模块的电流小于设计电流值时，不降低电流源的电压，将供给至LED发光模块的电流全部提供给LED发光模块，
控制器根据串联连接的LED发光模块的个数，分别对与瞬时交流电压相对应的供给电流进行取样（即，对瞬时交流电压为LED发光模块两端供给的电流进行取样）并计算，并在计算出的样本电流值高于与当前交流电压相同相位的瞬时设计电流值时，控制开关模块，以点亮最多个数的LED发光模块。
2.如权利要求1所述的交流驱动LED照明装置，其特征在于，所述控制器可以通过控制所述开关模块，使与所述多个LED发光模块中需要点亮个数相对应的LED发光模块相互交替点亮。
3.如权利要求1所述的交流驱动LED照明装置，其特征在于，所述控制器可以通过控制所述开关模块，对所述LED发光模块进行整流输入，在单数整流周期中，将LED发光模块按照从A侧到B侧的顺序进行点亮，在双数整流周期中，与单数整流周期相反，将LED发光模块按照从B侧到A侧的顺序进行点亮。
4.如权利要求1所述的交流驱动LED照明装置，其特征在于，所述控制器可以通过控制开关模块，对所述LED发光模块进行整流输入的过程中，将在前一个整流周期中被点亮的LED发光模块排至最末的位置（左旋），之后在后一个整流周期中按照所述左旋方式设定的顺序点亮LED发光模块，或者将在所述LED发光模块静电输入的过程的前一个周期中最后被点亮的LED发光模块排至最前的位置（右旋），之后在后一个整流周期中按照所述右旋方式设定的顺序点亮LED发光模块。
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