JP2014236653A - 電力変換装置及びこれを用いた空気調和装置 - Google Patents

Abstract

【課題】変圧回路のリアクトルに磁気飽和等の異常が生じる可能性が生じた場合であっても、運転を停止することなく運転を継続することができる電力変換装置及びこれを用いた空気調和装置を得る。
【解決手段】変圧制御手段７０は、リアクトル電流ＩＬの所定期間における電流変化量ΔＩからリアクトル２１のインダクタンス成分Ｌを推定するインダクタンス推定手段７２と、インダクタンス推定手段７２において推定されたインダクタンス成分がしきい値より小さく、リアクトル電流ＩＬが予め設定したリアクトル温度に応じて定まる電流しきい値以上である場合、リアクトル２１に異常が生じる可能性があると判定する異常判定手段７３と、異常判定手段７３においてリアクトル２１に異常が生じる可能性があると判定した場合、リアクトル電流ＩＬが抑制されるようにスイッチング信号ＳＳのオン期間Δｔを調整するスイッチング信号制御手段７４とを備える。
【選択図】図１

Description

本発明は、商用電源から圧縮機やファン等のモータに供給する電力に変換する電力変換装置に関するものである。

冷凍空気調和装置の圧縮機やファンなどのモータを駆動する大容量のインバータ装置として、３相全波整流回路によりインバータ駆動用の直流電圧を生成する方式が用いられている。冷凍空気調和装置では、定格運転におけるエネルギー消費効率（ＣＯＰ）を高めるため、圧縮機用のモータは定格回転数付近で電源電圧と同じ出力電圧となるように設計される傾向がある。この際、モータの定格回転数を超える高速回転域で運転させるような過負荷運転時において、インバータ回路の出力電圧飽和により出力電流が増大し、モータ効率やインバータ効率が低下する。

そこで、モータの高効率駆動化のために昇圧回路を有する電力変換装置が提案されている（例えば特許文献１参照）。特許文献１には、整流回路とインバータ回路との間にリアクトルと逆流防止ダイオードとスイッチング素子とを備えた昇圧回路が設けられており、整流回路により整流された直流電圧を昇圧回路が昇圧することが開示されている。昇圧回路において、スイッチング素子のオン期間にリアクトルにエネルギーが蓄積され、オフ期間に蓄積したエネルギーが放出されて出力電圧が昇圧される。昇圧回路からの出力電圧はスイッチング素子をオンする時間（オンデューティ）によって制御される。そして、昇圧回路のスイッチング素子のオンデューティを制御することによりモータに印加される電圧が増大し、モータ電流抑制による効率向上およびモータ運転領域の拡大が可能となる。

リアクトルには、流れる電流の大きさによってインダクタンス成分が変動する直流重畳性という性質がある。リアクトルに過大な電流が流れた場合、急激にインダクタンス成分が減少する磁気飽和という現象が発生する。リアクトルに磁気飽和が発生した場合に所望のインダクタンスが得られず、昇圧動作に異常が生じる場合がある。そこで、リアクトルの磁気飽和による異常を自動的に検知することが提案されている（例えば特許文献２参照）。特許文献２には、リアクトルのインダクタンス成分又はリアクトル温度に基づいてリアクトルの磁気飽和を検出することが開示されている。そして、リアクトルに磁気飽和が発生している際には、装置全体の動作を停止させるようになっている。

特開２０１２−１９６１４２号公報 特開２００８−９９５１８号公報

しかし、引用文献２のように、磁気飽和が生じた場合に装置全体を停止してしまうと、電力供給を受けている装置利用率が低下してしまうという問題がある。一方、磁気飽和が生じた際に運転をそのまま継続すると、過電流遮断回路が作動し圧縮機等の装置が異常停止する、もしくは過電流により素子等が破壊されてしまう可能性がある。

本発明は、上記のような課題を解決するためになされたもので、磁気飽和が発生する可能性を事前に判定し、装置が異常停止することなく運転を継続することができる電力変換装置及びこれを用いた空気調和装置を提供することを目的とする。

本発明の電力変換装置は、交流電源から供給された交流電圧を整流する整流器と、リアクトルとスイッチング素子と逆流防止素子とを有し、整流器からの出力電圧を変圧する変圧回路と、変圧回路からの出力を平滑する平滑コンデンサと、平滑コンデンサにより平滑化された直流電圧を交流電圧に変換するインバータ回路と、変圧回路のリアクトルに流れるリアクトル電流を検出するリアクトル電流検出部と、リアクトル電流検出部により検出されたリアクトル電流に基づいて、変圧回路のスイッチング素子を駆動するためのスイッチング信号のオン期間を制御し、変圧回路の動作を制御する変圧制御手段とを備え、変圧制御手段は、リアクトル電流の所定期間における電流変化量からリアクトルのインダクタンス成分を推定するインダクタンス推定手段と、インダクタンス推定手段において推定されたインダクタンス成分がしきい値より小さく、リアクトル電流が予め設定された電流しきい値以上である場合、リアクトルに異常が生じる可能性があると判定する異常判定手段と、異常判定手段においてリアクトルに異常が生じる可能性があると判定した場合、リアクトル電流が抑制されるようにスイッチング信号のオン期間を調整するスイッチング信号制御手段とを有することを特徴とする。

本発明の電力変換装置によれば、リアクトルに異常が発生する可能性があると判定した場合、変圧回路の動作を制限して運転を継続することにより、装置が異常停止することなく効率的に装置の運転を行うことができ、さらに昇圧回路に短絡耐量の小さい素子を適用することが可能となる。

本発明の電力変換装置及びこれを用いた空気調和装置の実施形態１を示す回路図である。 図１の電力変換装置における変圧制御手段の一例を示すブロック図である。 図２の電力変換装置における変圧制御手段の動作例を示すフローチャートである。 図１のリアクトルに流れるリアクトル電流の一例を示すグラフである。 本発明の電力変換装置の実施形態２を示すブロック図である。 図５の電力変換装置における変圧制御手段の一例を示すブロック図である。 図５及び図６の電力変換装置における変圧制御手段の動作例を示すフローチャートである。 本発明の電力変換装置の実施形態３を示すブロック図である。 リアクトルに流れる電流とインダクタンス特性の一例を示すグラフである。 本発明の空気調和装置及び電力変換装置の実施形態４を示すブロック図である。 本発明の空気調和装置及び電力変換装置の実施形態５を示すブロック図である。

実施形態１．
以下、図面を参照しながら本発明の電力変換装置及びこれを用いた空気調和装置の実施形態について説明する。図１は本発明の電力変換装置及びこれを用いた空気調和装置の好ましい実施形態を示す回路図であり、図１を参照して電力変換装置１及び空気調和装置１００について説明する。電力変換装置１は、三相交流電源６から供給される電力を変換し、空気調和装置１００における圧縮機２のモータ（負荷）を回転駆動させるものである。また、空気調和装置１００は、圧縮機２、凝縮器３、絞り手段４、蒸発器５を冷媒配管で接続した冷媒回路を構成している。

電力変換装置１は、三相整流器１０、変圧回路２０、平滑コンデンサ３０、インバータ回路４０を備えている。三相整流器１０は、３相交流電源６の交流電圧（例えばＡＣ２００Ｖ）を直流電圧に変換するものであって、たとえば６個のダイオードをブリッジ接続した３相全波整流器からなっている。

変圧回路２０は、三相整流器１０からの出力電圧（直流電圧）を例えばＤＣ３５０Ｖ等に変圧する昇圧回路（昇圧チョッパ回路）であって、リアクトル２１、スイッチング素子２２、逆流防止素子２３を有している。スイッチング素子２２のスイッチング動作は変圧制御手段７０から出力される所定のオンデューティのスイッチング信号ＳＳにより制御されている。なお、スイッチング素子２２及び逆流防止素子２３は、たとえばシリコン（Ｓｉ）素子と比較してバンドギャップが大きい炭化ケイ素（ＳｉＣ）素子、窒化ガリウム（ＧａＮ）、ダイヤモンド素子等のワイドバンドギャップ半導体を用いて構成することができる。なお、スイッチング素子２２として、ワイドバンドギャップ半導体の他にＭＯＦＥＴ、ＩＧＢＴ等の半導体素子を用い、逆流防止ダイオードとしてファストリカバリダイオードのような素子を用いてもよい。

平滑コンデンサ３０は、変圧回路２０からの出力を平滑化し充電するものである。インバータ回路４０は、平滑コンデンサ３０によって平滑され充電された直流電力を交流電力（ＰＷＭ電圧）に変換するものであり、複数の例えばＩＧＢＴのようなスイッチング素子で構成される。なお、インバータ回路４０のスイッチング素子として、上述したスイッチング素子２２と同様、炭化ケイ素（ＳｉＣ）素子等のワイドバンドギャップ半導体を用いてもよい。インバータ回路４０は、空気調和装置１００の圧縮機２のモータ等の負荷Ｍに接続されており、負荷Ｍに対し所定の周波数の交流電流を供給する。

また、電力変換装置１は、出力電圧検出部５１、モータ電流検出部５２、リアクトル電流検出部５３を有している。出力電圧検出部５１は平滑コンデンサ３０の電圧を測定することにより変圧回路２０の出力電圧（直流母線電圧）Ｖｏｕｔを検出するものであり、モータ電流検出部５２はインバータ回路４０から圧縮機２のモータに供給される電流を検出するものである。リアクトル電流検出部５３はリアクトル２１に流れるリアクトル電流ＩＬを検出するものであり、例えばキャリア信号のピーク（山部もしくは谷部）と同期した一定の周期でリアクトル２１に流れるリアクトル電流ＩＬを検出するようになっている。

さらに、電力変換装置１は、インバータ回路４０の動作を制御するインバータ制御手段６０と、変圧回路２０の動作を制御する変圧制御手段７０を有している。インバータ制御手段６０及び変圧制御手段７０はたとえばＤＳＰ等のマイクロコンピュータから構成されている。インバータ制御手段６０は、出力電圧検出部５１により検出された出力電圧Ｖｏｕｔ及びモータ電流検出部５２により検出されたモータ電流に基づいて、圧縮機２が所望の回転数で回転駆動するようにインバータ回路４０を制御（ＰＷＭ制御）するものである。具体的には、インバータ制御手段６０は、モータ電流検出部５２の検出信号を座標変換し、電流制御を行うことで電圧指令値を取得し、この指令値を座標変換した後にインバータ回路４０の各スイッチング素子を動作させる駆動信号（ＰＷＭ信号）を生成する。そして、インバータ制御手段６０は所望の冷凍能力が得られるようにインバータ回路４０の出力電圧の周波数を調整し圧縮機２の回転数を制御する。

変圧制御手段７０は、出力電圧検出部５１により検出された出力電圧Ｖｏｕｔとリアクトル電流検出部５３により検出されたリアクトル電流ＩＬに基づいて所望の出力電圧となるようにスイッチング素子２２の動作を制御する。なお、変圧制御手段７０は圧縮機２の負荷（モータ）Ｍが駆動状態、すなわちインバータ回路４０が動作している状態において変圧回路２０の制御動作を開始するものであって、初期状態では変圧回路２０は停止状態になっている。

次に、図１を参照して電力変換装置１の動作例について説明する。まず、三相交流電源６から交流電圧が三相整流器１０に供給され、三相整流器１０において直流電圧に整流される。その後、整流された直流電圧は変圧回路２０において昇圧される。変圧回路２０において、スイッチング素子２２がオンした場合には、逆流防止素子２３は導通が阻止され、リアクトル２１には三相整流器１０によって整流された電圧が印加される。一方、スイッチング素子２２がオフした場合には逆流防止素子２３は導通し、リアクトル２１には、スイッチング素子２２のオン時と逆向きの電圧が誘導される。このとき、エネルギーの観点からは、スイッチング素子２２のオン時にリアクトル２１に蓄積されたエネルギーが、スイッチング素子２２のオフ時に負荷であるインバータ回路４０へ移送されると見ることができる。したがって、スイッチング素子２２のオンデューティを制御することで、変圧回路２０の出力電圧Ｖｏｕｔを制御することができる。

ここで、上述した電力変換装置１の動作中において、リアクトル２１に過大な電流が流れた場合、急激にインダクタンス成分Ｌが減少する磁気飽和という現象が発生する。リアクトル２１に磁気飽和が発生した場合に所望のインダクタンスが得られず、昇圧動作に異常が生じる場合がある。そこで、変圧制御手段７０は、リアクトル２１に異常が発生しているか否かを判断し、異常が発生している場合には変圧回路２０の動作を制限するように制御する機能を有している。

図２は変圧制御手段７０の一例を示すブロック図であり、図１及び図２を参照して変圧制御手段７０について説明する。図２の変圧制御手段７０は、電流変化量算出手段７１、インダクタンス推定手段７２、異常判定手段７３、スイッチング制御手段７４を有している。電流変化量算出手段７１は、リアクトル電流ＩＬの時間的な電流変化量ΔＩを算出するものであって、所定の期間（例えばオン期間Δｔ）における電流変化量ΔＩを算出する。このとき、電流変化量算出手段７１は、たとえばリアクトル電流検出部５３において所定の検出周期毎に検出されたリアクトル電流ＩＬから所定の期間の電流変化量ΔＩを算出するようにしてもよい。あるいは、電流変化量算出手段７１は、リアクトル電流検出部５３の取り込み数回分の移動平均値を算出し、現在のリアクトル電流ＩＬの検出値と移動平均値の差分を電流変化量ΔＩとして算出するようにしてもよい。

インダクタンス推定手段７２は、電流変化量算出手段７１により算出されたリアクトル電流ＩＬの電流変化量ΔＩからリアクトル２１のインダクタンス成分Ｌを推定するものである。ここで、リアクトル２１のインダクタンス成分Ｌは、リアクトル２１に印加される印加電圧ＶＬと、リアクトル２１における時間当たりの電流変化率（ΔＩ／Δｔ）とを用いて、下記式（１）のように表すことができる。

上記式（１）において、リアクトル２１に印加される印加電圧ＶＬは、三相整流器１０によって三相交流電源６の電源電圧を整流された値となり、電源電圧変動を無視すると一定値として考えることができる。一方、時間当たりの電流変化率（ΔＩ／Δｔ）は、電流変化量ΔＩと変圧回路２０のスイッチング素子２２のオン期間Δｔとの割合（ΔＩ／Δｔ）によって求めることができる。言い換えれば、リアクトル２１のインダクタンス成分Ｌは、（ΔＩ／Δｔ）の逆数で求めることができる。このように、インダクタンス推定手段７２は、上記式（１）を用いてインダクタンス成分Ｌを推定する。

異常判定手段７３は、インダクタンス推定手段７２において推定されたインダクタンス成分Ｌが設定しきい値Ｌｒｅｆ以下であって、リアクトル電流ＩＬが電流しきい値ＩＬｒｅｆより大きい場合（Ｌ≦Ｌｒｅｆ、ＩＬ＞ＩＬｒｅｆ）、リアクトル２１に磁気飽和による異常が発生する可能性があると判定する。すなわち、エネルギーを蓄積するリアクトル２１には直流重畳特性が存在し、流れるリアクトル電流ＩＬの大きさによってリアクトル２１のインダクタンス成分Ｌが変化する。一般的には、電流の大きさが大きくなった場合、インダクタンス成分Ｌは低下する傾向があり、過大な電流がリアクトル２１に流れると、コアの磁気飽和現象によりインダクタンス成分Ｌが急激に低下する。そこで、異常判定手段７３は、インダクタンス成分Ｌが設定しきい値Ｌｒｅｆ以下になった場合、異常が発生する可能性があると判定する。

さらに、異常判定手段７３は、インダクタンス成分Ｌのみならず、リアクトル電流ＩＬも用いて異常を判定するようになっている。一般的に、リアクトル２１の磁気飽和は流れるリアクトル電流ＩＬが大きくなると発生する。このため、リアクトル電流ＩＬの絶対値に対しても電流しきい値ＩＬｒｅｆを設定し、リアクトル電流ＩＬが電流しきい値ＩＬｒｅｆ以下である場合（ＩＬ≦ＩＬｒｅｆ）、インダクタンス推定手段７２より推定したインダクタンス成分Ｌが設定しきい値Ｌｒｅｆより小さい場合であったとしても、異常は発生しないと判定する。

スイッチング制御手段７４は、異常判定手段７３による判定結果に基づいて、スイッチング素子２２のＯＮ／ＯＦＦ動作を制御するものであって、電圧指令制御手段７４ａ、電流指令制御手段７４ｂ、スイッチング信号生成手段７４ｃを備えている。電圧指令制御手段７４ａは、変圧回路２０の出力電圧Ｖｏｕｔに対する指令電圧値と、出力電圧検出部５１において検出された出力電圧Ｖｏｕｔとから電圧指令値との差分を算出し、比例積分制御（ＰＩ制御）を行うものである。

電流指令制御手段７４ｂは、電圧指令制御手段７４ａにおいて演算した電圧指令値と、リアクトル電流検出部５３において検出されたリアクトル電流ＩＬとを用いて、スイッチング素子２２のスイッチング指令（オンデューティ）を演算するものである。例えば、電流指令制御手段７４ｂは、電圧指令値とリアクトル電流ＩＬとの差分を入力とし、スイッチング素子２２のオンデューティを操作量として、比例積分微分制御（ＰＩＤ制御）を行う。

スイッチング信号生成手段７４ｃは、電流指令制御手段７４ｂにより算出されたオンデューティに基づいてスイッチング素子２２を駆動するためのスイッチング信号ＳＳを生成するものである。具体的には、スイッチング信号生成手段７４ｃは、電流指令制御手段７４ｂにて演算したスイッチング指令に基づいて、キャリア周波数に同期してスイッチング素子２２のオンデューティを設定した駆動パルス（ＰＷＭ指令）を生成する。

ここで、スイッチング信号生成手段７４ｃは、異常判定手段７３においてリアクトル２１に異常が発生する可能性があると判定した場合、電流指令制御手段７４ｂ等からの指令にかかわらず、リアクトル電流ＩＬが抑制されるように変圧回路２０のスイッチング素子２２のオン期間Δｔを調整する機能を有している。

具体的には、スイッチング信号生成手段７４ｃは、制御周期毎のオン期間Δｔ（オンデューティ）を記憶する機能を有している。この際、スイッチング信号生成手段７４ｃは直前のオンデューティのみを記憶したものであってもよいし、複数の制御周期毎のオンデューティを記憶したものであってもよい。そして、スイッチング信号生成手段７４ｃは、リアクトル電流ＩＬを抑制する際、電流指令制御手段７４ｂにより設定されたオンデューティではなく、リアクトル２１で異常が発生しないと判定されている前回の制御周期において設定時のオンデューティのスイッチング信号ＳＳを出力する。このように、磁気飽和によりリアクトル２１に異常が発生する可能性が生じた場合に、異常停止等により運転を停止することなく効率的な装置の運転を実現することができる。

なお、前回記憶時のオンデューティからなるスイッチング信号ＳＳを用いても、異常であると判定された場合、スイッチング制御手段７４は、予め設定された安全なオンデューティからなるスイッチング信号ＳＳで駆動するようにしてもよいし、記憶した複数のオンデューティのうち最も短いオン期間Δｔで駆動するようにしてもよい。これにより確実にオン期間Δｔが短いスイッチング信号ＳＳを用いてスイッチング素子２２を駆動することができるため、磁気飽和が生じる可能性が低くなり、空気調和装置１００の継続運転を実現することができる。

図３は図２の電力変換装置１における変圧制御手段７０の動作例を示すフローチャートであり、図４は図１のリアクトル２１に流れるリアクトル電流の一例を示すグラフであり、図１から図４を参照して電力変換装置１の動作例について説明する。まず、電力変換装置１の動作時に、リアクトル電流検出部５３によりリアクトル電流ＩＬが検出される（ステップＳＴ１）。そして、電流変化量算出手段７１において所定期間（オン期間Δｔ）におけるリアクトル電流ＩＬの電流変化量ΔＩが算出され（ステップＳＴ２）、インダクタンス推定手段７２において上記式（１）に基づいてインダクタンス成分Ｌが推定される（ステップＳＴ３）。

次に、異常判定手段７３において、インダクタンス成分Ｌが設定しきい値Ｌｒｅｆ以下であって、リアクトル電流ＩＬが設定電流しきい値ＩＬｒｅｆより大きいか否かが判定される（ステップＳＴ４）。インダクタンス成分Ｌが設定しきい値Ｌｒｅｆ以下であってリアクトル電流ＩＬが設定電流しきい値ＩＬｒｅｆより大きい場合（Ｌ≦Ｌｒｅｆ、ＩＬ＞ＩＬｒｅｆ）、リアクトル２１に異常が発生する可能性があると判定する。

すると、スイッチング制御手段７４において記憶されている前回制御時のオン期間Δｔ（オンデューティ）が読み出され、オン期間Δｔ（オンデューティ）を制限したスイッチング信号ＳＳが出力される（図４参照、ステップＳＴ５）。一方、インダクタンス成分Ｌが設定しきい値Ｌｒｅｆより大きい場合（Ｌ＞Ｌｒｅｆ）、またはリアクトル電流ＩＬが設定電流しきい値ＩＬｒｅｆ以下である場合（ＩＬ≦ＩＬｒｅｆ）のいずれか一方を満たすとき、リアクトル２１に異常が発生する可能性はないと判定される（ステップＳＴ１〜ＳＴ４）。

以上のように、インダクタンス成分Ｌ及びリアクトル電流ＩＬに基づいてリアクトル２１の異常を検出し、スイッチング素子２２のオンデューティを制限することにより、過電流による異常停止及び機器破損を事前に防ぎ、信頼性の向上を図ることができる。さらに、異常が検出された際に異常停止等により運転を停止させるのではなく、磁気飽和が生じない範囲において変圧回路２０を駆動し運転を継続させることができるため、装置の効率的な運用を行うことができる。

すなわち、リアクトル２１が磁気飽和によりインダクタンス成分Ｌが低下した場合、スイッチング素子２２のオン期間Δｔが同一であったとしても、リアクトル２１に流れる電流変化量ΔＩは通常時に比べて大きくなる（図４参照）。インダクタンス成分が想定以上に低下すると過電流遮断回路が動作し、空気調和装置１００が異常停止してしまうとともに、三相整流器１０及び変圧回路２０を構成するスイッチング素子２２の破損もしくはブレーカートリップが生じる可能性があるという問題がある。

そこで、算出したインダクタンス成分Ｌに応じて磁気飽和の発生を検出することで、磁気飽和に起因する過電流の発生を未然に防止することができる。また、三相整流器１０及び変圧回路２０に流れる過電流を事前に防ぐことが可能となるため、三相整流器１０及び変圧回路２０のスイッチング素子２２の破損を回避し、短絡耐量の小さいＳｉＣ素子等からなるスイッチング素子２２を変圧回路２０へ適用することができる。さらに、異常が検出された際に異常停止等により運転を停止させるのではなく、磁気飽和が生じない範囲において変圧回路２０を駆動し運転を継続させることができるため、装置の効率的な運用を行うことができる。

また、スイッチング制御手段７４は、オン期間Δｔを制限する際に、リアクトル２１で異常が発生しないと判定されている前回の制御周期において設定されたオンデューティのスイッチング信号ＳＳを出力するため、リアクトル２１に磁気飽和等の異常が確実に生じない状態で空気調和装置１００の運転を継続させることができる。

実施形態２．
図５は、本発明の実施形態２における電力変換装置の構成を示すブロック図、図６は図５の電力変換装置における変圧制御手段の一例を示すブロック図であり、図５及び図６を参照して電力変換装置１０１について説明する。なお、図５及び図６の電力変換装置１０１において図１及び図２の電力変換装置１と同一の構成を有する部位には同一の符号を付してその説明を省略する。図５及び図６の電力変換装置１０１が図２の電力変換装置１と異なる点は、よりリアクトルの異常（磁気飽和）を精度良く検知するためにリアクトル温度ＴＬを検出するリアクトル温度検出部５４を備え、検出したリアクトル温度ＴＬにより電流しきい値ＩＬｒｅｆを変化させる点である。

一般的にリアクトルの磁気飽和は、リアクトル温度ＴＬに依存する傾向があり、リアクトル温度ＴＬが高い場合、磁気飽和に至る電流値が小さくなる傾向がある。このため、異常判定手段７３は、リアクトル温度ＴＬと電流しきい値ＩＬｒｅｆとの関係を示すしきい値テーブル７３ａを有しており、リアクトル温度検出部５４で検出したリアクトル温度ＴＬに応じて電流しきい値ＩＬｒｅｆを変化させる。なお、しきい値テーブル７３ａにはリアクトル温度ＴＬが高くなると電流しきい値ＩＬｒｅｆが小さくなるような関係が記憶されている。

図７は図５及び図６の電力変換装置１０１における変圧制御手段７０の動作例を示すフローチャートである。実施形態１と同様に、電力変換装置１の動作時に、リアクトル電流検出部５３によりリアクトル電流ＩＬが検出される（ステップＳＴ１１）。そして、電流変化量算出手段７１において所定期間（オン期間Δｔ）におけるリアクトル電流ＩＬの電流変化量ΔＩが算出され（ステップＳＴ１２）、インダクタンス推定手段７２において上記式（１）に基づいてインダクタンス成分Ｌが推定される（ステップＳＴ１３）。その後、異常判定手段７３において、リアクトル温度ＴＬとしきい値テーブル７３ａとを用いて電流しきい値ＩＬｒｅｆが設定される（ステップＳＴ１４）。なお、電流しきい値ＩＬｒｅｆの設定は、異常判定の前に行われるものであれば、ステップＳＴ１１〜ＳＴ１４のいずれのタイミングで行ってもよい。その後、図４の実施形態１と同様に、リアクトル電流ＩＬと設定された電流しきい値ＩＬｒｅｆとが比較されて異常の判定が行われるとともに、異常が発生したと判定された場合、オンデューティ比が制限される（ステップＳＴ１５、ＳＴ１６）。

以上のように、リアクトル温度ＴＬに基づいてリアクトル電流のしきい値ＩＬｒｅｆを変化させることでリアクトル２１の異常を精度良く検出し、実施形態１と同様にスイッチング素子２２のオンデューティを制限することにより、より高精度に磁気飽和のリスクを抑制することが可能となる。

実施形態３．
図８は、本発明の実施形態３における電力変換装置の構成を示すブロック図であり、図８を参照して電力変換装置について説明する。なお、図８において図６と同一の構成を有する部位には同一の符号を付してその説明を省略する。図８の電力変換装置が図６の電力変換装置と異なる点は、異常判定手段７３によりリアクトル２１の磁気飽和を事前に検知した場合において、インバータ制御手段６０（図１）のインバータ回路４０を駆動する駆動信号のインバータ周波数（運転周波数）を低下させるインバータ周波数抑制手段２７１が設けられている点である。これにより、入力電力が低下し、結果としてリアクトル２１に流れる電流を抑制することができ、磁気飽和のリスクを低減することが可能となる。

具体的には、インバータ周波数抑制手段２７１は、予め目標とするリアクトル電流目標値ＩＬｓｅｔを設定する。例えばインバータ周波数抑制手段２７１には図９のようなリアクトル電流ＩＬに対するインダクタンス特性が予め記憶されており、リアクトル電流−インダクタンス特性を用いて最低限確保したいインダクタンス成分Ｌに対応する電流値をリアクトル電流目標値ＩＬｓｅｔとして決定する。前述した通り、リアクトル温度ＴＬによってインダクタンス成分Ｌが異なるため、インバータ周波数抑制手段２７１はリアクトル温度検出部５４によって検出したリアクトル温度ＴＬによってリアクトル電流目標値ＩＬｓｅｔを調整する。例えば温度が高い場合、リアクトル電流目標値ＩＬｓｅｔを小さく、温度が低い場合は大きくする。なお、インバータ周波数抑制手段２７１は図９のようなインダクタンス特性を用いてリアクトル電流目標値ＩＬｓｅｔを設定する場合について例示しているが、実施形態１および２で説明した電流しきい値ＩＬｒｅｆと同値に設定するものであってもよい。

そして、図８のインバータ周波数抑制手段２７１は、リアクトル電流ＩＬがリアクトル電流目標値ＩＬｓｅｔよりも高い場合、インバータ周波数（運転周波数）を抑えてリアクトル電流ＩＬがリアクトル電流目標値ＩＬｓｅｔ以下になるように、インバータ制御手段６０を動作させる。例えば圧縮機２などの負荷の場合、インバータ周波数（運転周波数）を低下させると入力電力が低下するため、結果としてリアクトル電流ＩＬが低減される。このように、インバータ周波数抑制手段２７１がリアクトル電流検出部５３により検出されたリアクトル電流ＩＬがリアクトル電流目標値ＩＬｓｅｔになるようにインバータ周波数（運転周波数）を制御することにより、実施形態１で説明したオンデューティの抑制とともに、リアクトル電流ＩＬの絶対値を低下させることが可能となり、運転を継続した状態でリアクトルの磁気飽和リスクを低減することが可能となる。なお、図８の電力変換装置においてリアクトル温度検出部５４が設けられている場合について例示しているが、図１及び図２のようにリアクトル温度検出部５４を設けなくてもよい。

実施形態４．
図１０は、本発明の実施形態４における空気調和装置及び電力変換装置の構成を示すブロック図であり、図１０を参照して空気調和装置及び電力変換装置について説明する。なお、図１０において図５及び図６の空気調和装置と同一の構成を有する部位には同一の符号を付してその説明を省略する。図１０の空気調和装置が図５及び図６の空気調和装置と異なる点は、異常判定手段７３によりリアクトル２１の磁気飽和を検知した場合に、リアクトル電流ＩＬを低下させるために、圧縮機２の運転能力（高圧圧力）を調整して入力電力を抑制する高圧抑制手段３７１を有している点である。

一般的に、圧縮機２の高圧圧力を低下させた場合、圧縮機２の負荷トルクが低下するため、圧縮機２に流れる電流が小さくなることが知られている。よって、高圧圧力を低下させると入力電力が抑制でき、リアクトル２１に流れる電流も小さくなり、結果として磁気飽和に至るリスクを低減することが可能となる。なお、図１０において、図８の実施形態３に示すインバータ周波数抑制手段２７１をさらに備えたものであってもよいし、図１及び図２のようにリアクトル温度検出部５４を設けなくてもよい。

実施形態５．
図１１は本発明の実施形態５における空気調和装置及び電力変換装置の構成を示すブロック図であり、図１１を参照して空気調和装置及び電力変換装置について説明する。なお、図１１の空気調和装置において図５及び図６の空気調和装置と同一の構成を有する部位には同一の符号を付してその説明を省略する。図１１に示すように、本実施形態５における空気調和装置は、上記実施形態２の構成（図５及び図６）に加え、凝縮器もしくは蒸発器となる室外機側の熱交換器に送風するとともにリアクトル２１に送風する送風機３ａと、異常判定手段７３においてリアクトル２１に異常が生じる可能性があると判定された場合、リアクトル２１を冷却するように送風機３ａの回転数を調整するファン制御手段４７１とを有している。

前述の通り、リアクトル２１の磁気飽和はリアクトル温度ＴＬに影響する。リアクトル温度ＴＬが高ければ磁気飽和に至る電流値が小さくなる。このため、異常判定手段７３により事前に磁気飽和を検知した場合において、例えば室外機内にリアクトル２１が設置されている場合、送風機３ａの回転数を上げることで、風量が増大し、リアクトル２１を冷却させる。すると、リアクトル２１の温度上昇が抑制され、異常停止させることなく運転を継続した状態で磁気飽和のリスクを抑えることが可能となる。なお、図１１において、図８の実施形態３に示すインバータ周波数抑制手段２７１をさらに備えたものであってもよいし、図１０の実施形態４に示す高圧抑制手段３７１をさらに備えたものであってもよいし、図１及び図２のようにリアクトル温度検出部５４を設けなくてもよい。

本発明の実施形態は、上記実施形態に限定されない。たとえば図２のスイッチング信号生成手段７４ｃがスイッチング信号ＳＳのオン期間を制限する際、前回設定時のオン期間Δｔ（オンデューティ）を用いる場合について例示しているが、磁気飽和による異常が発生しないようにオン期間Δｔを制限するものであればその手法を問わず、たとえば磁気飽和が発生しないようなオン期間Δｔを予め記憶しておいてもよいし、所定割合（たとえば８０％）のオン期間Δｔに設定するようにしてもよい。

また、リアクトル温度ＴＬに基づいて電流しきい値ＩＬｒｅｆを変更する場合について例示しているが、リアクトル電流ＩＬによる判断の代わりに、リアクトル温度ＴＬを直接判断するようにしてもよい。具体的には、磁気飽和が生じる可能性のある設定温度しきい値が設けられており、リアクトル温度ＴＬが予め設定された設定温度しきい値以上である場合に、磁気飽和が発生していると判断するようにしてもよい。この場合であっても、リアクトル温度ＴＬのみならずインダクタンス成分Ｌを用いて異常を検出するため、異常検出の精度を高めることができるとともに、効率的な運転を実現することができる。

また、上記実施形態において、図１の変圧回路２０が昇圧回路である場合について例示しているが、降圧回路であってもよいし、昇圧及び降圧が可能な昇降圧回路であってもよい。さらに、上記実施形態において、電力変換装置１が空気調和装置１００に用いられた場合について例示しているが、これに限らず自動車等に搭載するモータを駆動するものであってもよい。

１、１０１ 電力変換装置、２ 圧縮機、３ 凝縮器、３ａ 送風機、４ 絞り装置、５ 蒸発器、６ 三相交流電源、１０ 三相整流器、２０ 変圧回路、２１ リアクトル、２２ スイッチング素子、２３ 逆流防止素子、３０ 平滑コンデンサ、４０ インバータ回路、５１ 出力電圧検出部、５２ モータ電流検出部、５３ リアクトル電流検出部、５４ リアクトル温度検出部、６０ インバータ制御手段、７０ 変圧制御手段、７１ 電流変化量算出手段、７２ インダクタンス推定手段、７３ 異常判定手段、７３ａ しきい値テーブル、７４ スイッチング制御手段、７４ａ 電圧指令制御手段、７４ｂ 電流指令制御手段、７４ｃ スイッチング信号生成手段、１００ 空気調和装置、２７１ インバータ周波数抑制手段、３７１ 高圧抑制手段、４７１ ファン制御手段、ＩＬ リアクトル電流、ＩＬｒｅｆ 電流しきい値、ＩＬｓｅｔ 電流目標値、Ｌ インダクタンス成分、Ｌｒｅｆ 設定しきい値、Ｍ 負荷、ＳＳ スイッチング信号、ＴＬ リアクトル温度、Ｖｏｕｔ 出力電圧、ＶＬ リアクトルへの印加電圧、ΔＩ 電流変化量、Δｔ オン期間（オンデューティ）。

Claims (10)

1. 交流電源から供給された交流電圧を整流する整流器と、
   リアクトルとスイッチング素子と逆流防止素子とを有し、前記整流器からの出力電圧を変圧する変圧回路と、
   前記変圧回路からの出力を平滑する平滑コンデンサと、
   前記平滑コンデンサにより平滑化された直流電圧を交流電圧に変換するインバータ回路と、
   前記変圧回路の前記リアクトルに流れるリアクトル電流を検出するリアクトル電流検出部と、
   前記リアクトル電流検出部により検出された前記リアクトル電流に基づいて、前記変圧回路の前記スイッチング素子を駆動するためのスイッチング信号のオン期間を制御し、前記変圧回路の動作を制御する変圧制御手段と
   を備え、
   前記変圧制御手段は、
   前記リアクトル電流の所定期間における電流変化量から前記リアクトルのインダクタンス成分を推定するインダクタンス推定手段と、
   前記インダクタンス推定手段において推定されたインダクタンス成分がしきい値より小さく、前記リアクトル電流が予め設定された電流しきい値以上である場合、前記リアクトルに異常が生じる可能性があると判定する異常判定手段と、
   前記異常判定手段において前記リアクトルに異常が生じる可能性があると判定した場合、前記リアクトル電流が抑制されるようにスイッチング信号のオン期間を調整するスイッチング信号制御手段と
   を有することを特徴とする電力変換装置。
2. 前記スイッチング信号制御手段は、制御周期毎にスイッチング信号のオン期間を記憶する機能を有しており、前記異常判定手段において前記リアクトルに異常が生じる可能性があると判定した場合、前回の制御周期において設定したオン期間からなるスイッチング信号を出力するものであることを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
3. 前記リアクトルの温度をリアクトル温度として検出するリアクトル温度検出部をさらに備えたことを特徴とする請求項１または２に記載の電力変換装置。
4. 前記異常判定手段は、前記リアクトル温度毎に前記電流しきい値が設定されたしきい値テーブルを有するものであり、前記リアクトル温度検出部により検出された前記リアクトル温度と前記しきい値テーブルとを用いて前記電流しきい値を設定するものであることを特徴とする請求項３に記載の電力変換装置。
5. 前記異常判定手段において前記リアクトルに異常が生じる可能性があると判定された場合、前記インバータ回路の駆動周波数を抑制するインバータ周波数抑制手段をさらに備えたことを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項に記載の電力変換装置。
6. 前記スイッチング素子および／または前記逆流防止素子は、ワイドバンドギャップ半導体によって形成されていることを特徴とする請求項１〜５のいずれか１項に記載の電力変換装置。
7. 前記ワイドバンドギャップ半導体は、炭化珪素、窒化ガリウム系材料またはダイヤモンドであることを特徴とする請求項６に記載の電力変換装置。
8. 圧縮機、凝縮器、絞り手段及び蒸発器を有し、冷媒を循環させる冷媒回路を備えた空気調和装置であって、
   前記圧縮機は、請求項１〜７のいずれか１項に記載の電力変換装置により回転駆動されるモータを有することを特徴とする空気調和装置。
9. 前記異常判定手段において前記リアクトルに異常が生じる可能性があると判定された場合、前記圧縮機の運転能力を抑制する高圧抑制手段をさらに備えたことを特徴とする請求項８に記載の空気調和装置。
10. 前記凝縮器もしくは前記蒸発器となる熱交換器に送風するとともに前記リアクトルに送風する送風機と、
    前記異常判定手段において前記リアクトルに異常が生じる可能性があると判定された場合、前記リアクトルが冷却されるように前記送風機の回転数を調整するファン制御手段と
    をさらに備えたことを特徴とする請求項８または９に記載の空気調和装置。

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