JP2014230364A - 双方向非接触給電装置 - Google Patents
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Abstract
【課題】システム構成が簡単で、充電制御等が容易な双方向非接触給電装置を提供する。【解決手段】一次側コイル５１、二次側コイル５２に共振コンデンサ５３，５４が直列接続するＳＳ方式の双方向非接触給電装置であって、一次側に第１電力変換器６１、第２電力変換器６２が接続し、二次側に第３電力変換器６３が接続する。Ｇ２Ｖ時、第２電力変換器が商用交流を直流に変換し、第１電力変換器が高周波交流に変換し、第３電力変換器が高周波交流を直流に変換して蓄電デバイスを充電する。この時、第１電力変換器を定電圧駆動すれば、蓄電デバイスへの定電流充電が行われる。Ｖ２Ｇ時、第３電力変換器は直流を高周波交流に変換し、第１電力変換器が高周波交流を直流に変換し、第２電力変換器が直流を商用交流に変換する。この時、第３電力変換器を定電流駆動すれば、第２電力変換器の出力が定電圧になる。【選択図】図１
Description
本発明は、電気自動車などの移動体の二次電池に非接触で給電を行う非接触給電装置に関し、二次電池に蓄えられた電力を必要に応じて電力系統や家庭でも利用できる双方向の給電を実現するものである。
電気自動車やプラグインハイブリッド車に搭載された二次電池の充電方式として、図１６に示すように、地上側に設置された一次コイル（送電コイル）３１と、車両側に搭載された二次コイル（受電コイル）３２との間の電磁誘導を利用して、非接触で電力を供給する非接触給電方式が知られている。送電コイル３１に供給される高周波交流は、インバータ２０により商用電源１の交流から生成される。受電コイル３２で受電された高周波交流は、充電回路２２で直流に変換されて二次電池２１に蓄積される。蓄積された直流は、モータ２４を駆動するためにインバータ２３で交流に変換される。
近年、電気自動車（ＥＶ）の二次電池で蓄えた余剰電力を家庭や配電網で利用する“Ｖ２Ｈ”（Vehicle to Home：車両から家へ）や“Ｖ２Ｇ”（Vehicle to Grid：車両から配電網へ）に対する関心が高まっている。
近年、電気自動車（ＥＶ）の二次電池で蓄えた余剰電力を家庭や配電網で利用する“Ｖ２Ｈ”（Vehicle to Home：車両から家へ）や“Ｖ２Ｇ”（Vehicle to Grid：車両から配電網へ）に対する関心が高まっている。
下記非特許文献１には、“Ｇ２Ｖ”（Grid to Vehicle：配電網から車両へ）用の非接触給電装置の変更を最小限に止めて、Ｇ２Ｖ時及びＶ２Ｇ時の双方向非接触給電を可能にした装置が開示されている。
この装置では、図１７に示すように、非接触給電トランスの一方の一次コイル３１に直列コンデンサＣｓ３３が接続し、他方の二次コイル３２に並列コンデンサＣｐ３４と直列リアクトルＬ３５とが接続している（この非接触給電トランスを“ＳＰＬ方式の非接触給電トランス”と呼ぶ。）。
ＳＰＬ方式の非接触給電トランス３０の系統側及び車両側には、それぞれインバータ２０、４０が接続し、系統側には、更に、Ｇ２Ｖ時に商用電源１の交流を直流に変換するブリッジ型インバータ１０が、平滑コンデンサ２を介して接続している。また、車両側には、平滑コンデンサ３を介して電池４が接続している。
この装置では、図１７に示すように、非接触給電トランスの一方の一次コイル３１に直列コンデンサＣｓ３３が接続し、他方の二次コイル３２に並列コンデンサＣｐ３４と直列リアクトルＬ３５とが接続している（この非接触給電トランスを“ＳＰＬ方式の非接触給電トランス”と呼ぶ。）。
ＳＰＬ方式の非接触給電トランス３０の系統側及び車両側には、それぞれインバータ２０、４０が接続し、系統側には、更に、Ｇ２Ｖ時に商用電源１の交流を直流に変換するブリッジ型インバータ１０が、平滑コンデンサ２を介して接続している。また、車両側には、平滑コンデンサ３を介して電池４が接続している。
Ｇ２Ｖ時に、インバータ２０は、ブリッジ型インバータ１０で変換された直流を高周波交流に変換する。一方、受電側のインバータ４０は、ＩＧＢＴが全てオフにされ、ダイオードのみによる全波整流器として機能し、二次コイル３２で受電された高周波交流を整流する。
Ｖ２Ｇ時に、インバータ４０は、電池４から出力された直流を高周波交流に変換する。一方、系統側のインバータ２０は、ＩＧＢＴが全てオフにされ、一次コイル３１で受電された高周波交流を整流する全波整流器として機能する。ブリッジ型インバータ１０は、インバータ２０から出力された直流を商用電源１の周波数の交流に変換する。
この装置では、ＳＰ方式の非接触給電トランスに直列リアクトルＬを追加するだけで、給電効率が高い双方向非接触給電が可能になる。
Ｖ２Ｇ時に、インバータ４０は、電池４から出力された直流を高周波交流に変換する。一方、系統側のインバータ２０は、ＩＧＢＴが全てオフにされ、一次コイル３１で受電された高周波交流を整流する全波整流器として機能する。ブリッジ型インバータ１０は、インバータ２０から出力された直流を商用電源１の周波数の交流に変換する。
この装置では、ＳＰ方式の非接触給電トランスに直列リアクトルＬを追加するだけで、給電効率が高い双方向非接触給電が可能になる。
保田富夫・井田和彦・阿部 茂・金子裕良・仲達 崇一郎「双方向非接触給電システム」自動車技術会秋季学術講演会85-20125755（2012年10月3日）
本発明は、非特許文献１の装置に比較して、システム構成を更に簡略化でき、Ｇ２Ｖ時の充電制御やＶ２Ｇ時の電力供給制御が容易である双方向非接触給電装置を提供することを目的としている。
本発明は、一次側の共振コンデンサが直列接続する一次側コイルと、二次側の共振コンデンサが直列接続する二次側コイルとを空隙を隔てて配置し、一次側コイルから二次側コイルに、及び、二次側コイルから一次側コイルに、電磁誘導作用で電力を供給する双方向非接触給電装置であって、一次側コイルに一次側の共振コンデンサを介して接続する第１の電力変換器と、第１の電力変換器に接続する第２の電力変換器と、二次側コイルに二次側の共振コンデンサを介して接続する第３の電力変換器と、第１の電力変換器、第２の電力変換器及び第３の電力変換器をそれぞれ制御する制御部と、を有し、第１の電力変換器、第２の電力変換器及び第３の電力変換器は、制御部の制御の下に、直流を交流に変換する動作と交流を直流に変換する動作とを行い、一次側コイルから二次側コイルに電力を供給するとき、第２の電力変換器が、商用電源から供給される交流を直流に変換し、第１の電力変換器が、第２の電力変換器から入力する直流を高周波交流に変換して一次側コイルに出力し、第３の電力変換器が、二次側コイルから入力する高周波交流を直流に変換して蓄電デバイスに供給し、二次側コイルから一次側コイルに電力を供給するとき、第３の電力変換器が、蓄電デバイスから供給される直流を高周波交流に変換して二次側コイルに出力し、第１の電力変換器が、一次側コイルから入力する高周波交流を直流に変換し、第２の電力変換器が、第１の電力変換器から入力する直流を商用電源の周波数の交流に変換して出力し、一次側コイルから二次側コイルに電力を供給する場合、第１の電力変換器が、制御部により定電圧駆動され、二次側コイルから一次側コイルに電力を供給する場合、第３の電力変換器が、制御部により定電流駆動される、ことを特徴とする。
一次側コイル及び二次側コイルのそれぞれに直列共振コンデンサが接続するＳＳ方式の非接触給電トランスは、一次側を定電圧で駆動すれば二次側は定電流になり、一次側を定電流で駆動すれば二次側は定電圧になる、と言う“イミタンス変換特性”を有している。本発明の双方向非接触給電装置では、二次側の蓄電デバイスを充電するＧ２Ｖ時に、一次側を定電圧駆動して、蓄電デバイスを定電流で充電する。また、二次側の蓄電デバイスに蓄積された電力を外部で利用するＶ２Ｇ時に、二次側を定電流駆動して、外部に対し定電圧の電力を供給する。
一次側コイル及び二次側コイルのそれぞれに直列共振コンデンサが接続するＳＳ方式の非接触給電トランスは、一次側を定電圧で駆動すれば二次側は定電流になり、一次側を定電流で駆動すれば二次側は定電圧になる、と言う“イミタンス変換特性”を有している。本発明の双方向非接触給電装置では、二次側の蓄電デバイスを充電するＧ２Ｖ時に、一次側を定電圧駆動して、蓄電デバイスを定電流で充電する。また、二次側の蓄電デバイスに蓄積された電力を外部で利用するＶ２Ｇ時に、二次側を定電流駆動して、外部に対し定電圧の電力を供給する。
また、本発明の双方向非接触給電装置では、前記蓄電デバイスが、リチウム二次電池または電気二重層キャパシタであることが望ましい。
ＳＳ方式の非接触給電トランスでは、抵抗負荷の値を下げないと（受電電圧を低くしないと）給電効率が上がらないとされているが、リチウム二次電池や電気二重層キャパシタは内部抵抗が小さいため、それらの定電流充電を、ＳＳ方式の非接触給電トランスにより高い給電効率で行うことができる。
ＳＳ方式の非接触給電トランスでは、抵抗負荷の値を下げないと（受電電圧を低くしないと）給電効率が上がらないとされているが、リチウム二次電池や電気二重層キャパシタは内部抵抗が小さいため、それらの定電流充電を、ＳＳ方式の非接触給電トランスにより高い給電効率で行うことができる。
また、本発明の双方向非接触給電装置では、一次側コイル及び二次側コイルを、並行する一対の磁極部と、この磁極部の中間位置で一対の磁極部を連結する連結部とを備えるＨ字形のコアの連結部に電線を巻回して構成することが望ましい。
ＳＳ方式の弱点とされた給電効率や抵抗負荷は、非接触給電トランスの巻数を上げることで改善することができ、Ｈ字形コアを用いれば、コイルの巻数を上げることが容易である。
ＳＳ方式の弱点とされた給電効率や抵抗負荷は、非接触給電トランスの巻数を上げることで改善することができ、Ｈ字形コアを用いれば、コイルの巻数を上げることが容易である。
本発明の双方向非接触給電装置は、システム構成を簡略化できる。また、Ｇ２Ｖ時に、高周波電源を定電圧駆動することにより、蓄電デバイスへの定電流充電が可能であり、Ｖ２Ｇ時に、高周波電源を定電流駆動することにより、系統側への定電圧給電が可能である。
図１は、本発明の双方向非接触給電装置の構成をブロック図で示している。
この装置の非接触給電トランスの一次側コイル５１には共振コンデンサ５３が直列接続し、二次側コイル５２には共振コンデンサ５４が直列接続している。この共振コンデンサ５３、５４が直列接続した一次側コイル５１及び二次側コイル５２から成る非接触給電トランスを“ＳＳ方式の非接触給電トランス”と呼ぶことにする。
この装置の非接触給電トランスの一次側コイル５１には共振コンデンサ５３が直列接続し、二次側コイル５２には共振コンデンサ５４が直列接続している。この共振コンデンサ５３、５４が直列接続した一次側コイル５１及び二次側コイル５２から成る非接触給電トランスを“ＳＳ方式の非接触給電トランス”と呼ぶことにする。
ＳＳ方式の非接触給電トランスの一次側には、第１の電力変換器６１が接続し、第１の電力変換器６１に第２の電力変換器６２が接続している。また、二次側には、第３の電力変換器６３が接続している。第１の電力変換器６１及び第２の電力変換器６２は制御部７１で制御され、第３の電力変換器６３は制御部７２で制御される。第１の電力変換器６１、第２の電力変換器６２及び第３の電力変換器６３は、各制御部７１、７２の制御の下に、直流を交流に変換する動作、及び、交流を直流に変換する動作を行う。
この双方向非接触給電装置では、Ｇ２Ｖ時に、第２の電力変換器６２が、商用電源から供給される交流を直流に変換し、第１の電力変換器６１が、第２の電力変換器６２から入力する直流を高周波交流に変換する。変換された高周波交流は、ＳＳ方式の非接触給電トランスの一次側コイル５１に入力し、空隙を隔てて一次側コイル５１に対向する二次側コイル５２に、電磁誘導作用で高周波交流が誘起される。第３の電力変換器６３は、二次側コイル５２から入力する高周波交流を直流に変換する。変換された直流は、車両の蓄電デバイスに供給され、蓄えられる。
一方、Ｖ２Ｇ時に、第３の電力変換器６３が、蓄電デバイスから供給される直流を高周波交流に変換する。変換された高周波交流は、ＳＳ方式の非接触給電トランスの二次側コイル５２に入力し、一次側コイル５１に、高周波交流が誘起される。第１の電力変換器６２は、一次側コイル５１から入力する高周波交流を直流に変換し、第２の電力変換器６２は、第１の電力変換器６１から入力する直流を商用電源の周波数の交流に変換する。第２の電力変換器６２で変換された商用周波数の交流は、配電網に供給され、あるいは、家電製品等に供給される。
図２、図３は、本発明の実施形態に係る双方向非接触給電装置を示している。図２は、Ｇ２Ｖ時の構成を示し、図３はＶ２Ｇ時の構成を示している。
この装置の第２の電力変換器６２は、Ｇ２Ｖ時にＰＷＭ整流器として動作し、Ｖ２Ｇ時にフルブリッジインバータとして動作する変換器であり、ＩＧＢＴから成るスイッチング素子と、スイッチング素子に逆並列に接続された帰還ダイオードとで構成されたスイッチングユニットを４個有している。
この装置の第２の電力変換器６２は、Ｇ２Ｖ時にＰＷＭ整流器として動作し、Ｖ２Ｇ時にフルブリッジインバータとして動作する変換器であり、ＩＧＢＴから成るスイッチング素子と、スイッチング素子に逆並列に接続された帰還ダイオードとで構成されたスイッチングユニットを４個有している。
第１の電力変換器６１は、Ｇ２Ｖ時にフルブリッジインバータとして動作し、Ｖ２Ｇ時にフルブリッジ整流器として動作する変換器であり、ＩＧＢＴと帰還ダイオードとで構成されたスイッチングユニットを４個有している。
第３の電力変換器６３は、Ｇ２Ｖ時にフルブリッジ整流器として動作し、Ｖ２Ｇ時にフルブリッジインバータとして動作する変換器であり、ＩＧＢＴと帰還ダイオードとで構成されたスイッチングユニットを４個有している。
第３の電力変換器６３は、Ｇ２Ｖ時にフルブリッジ整流器として動作し、Ｖ２Ｇ時にフルブリッジインバータとして動作する変換器であり、ＩＧＢＴと帰還ダイオードとで構成されたスイッチングユニットを４個有している。
第２の電力変換器６２は、平滑コンデンサ６４を介して第１の電力変換器６１に接続し、また、ノイズの系統側への侵入を抑えるために、リアクトル６５及びフィルタ６６を介して商用電源６７や交流負荷７３に接続する。
また、第３の電力変換器６３は、平滑コンデンサ６８を介して蓄電デバイス６９、或いは負荷７０に接続する。
なお、図２、図３では、制御部の表示を省略している。
また、第３の電力変換器６３は、平滑コンデンサ６８を介して蓄電デバイス６９、或いは負荷７０に接続する。
なお、図２、図３では、制御部の表示を省略している。
Ｇ２Ｖ時に、第２の電力変換器６２は、制御部７１のＰＷＭ制御の下で、商用電源６７の交流から直流を生成する。生成された直流は平滑コンデンサ６４で平滑化されて第１の電力変換器６１に入力する。第１の電力変換器６１は、制御部７１のＰＷＭ制御の下に、入力する直流から周波数ｆ0の高周波交流を生成する。
このとき、制御部７１は、第１の電力変換器６１に入力する直流の電圧を監視して、一次側コイル５１が定電圧駆動するように、第１の電力変換器６１及び第２の電力変換器６２を制御する。
このとき、制御部７１は、第１の電力変換器６１に入力する直流の電圧を監視して、一次側コイル５１が定電圧駆動するように、第１の電力変換器６１及び第２の電力変換器６２を制御する。
第１の電力変換器６１で生成された周波数ｆ0の交流は一次側コイル５１に入力し、二次側コイル５２に周波数ｆ0の交流が誘起される。
二次側の第３の電力変換器６３は、二次側コイル５２から入力する高周波交流を、制御部７２の制御の下に直流に変換する。このとき、制御部７２は、第３の電力変換器６３のＩＧＢＴを全てオフにし、ダイオードのみによる全波整流器として第３の電力変換器６３を動作させる。
第３の電力変換器６３で生成された直流は、平滑コンデンサ６８で平滑化されて蓄電デバイス６９に蓄積される。
二次側の第３の電力変換器６３は、二次側コイル５２から入力する高周波交流を、制御部７２の制御の下に直流に変換する。このとき、制御部７２は、第３の電力変換器６３のＩＧＢＴを全てオフにし、ダイオードのみによる全波整流器として第３の電力変換器６３を動作させる。
第３の電力変換器６３で生成された直流は、平滑コンデンサ６８で平滑化されて蓄電デバイス６９に蓄積される。
一方、Ｖ２Ｇ時に、第３の電力変換器６３は、制御部７２のＰＷＭ制御の下に、蓄電デバイス６９から入力する直流を周波数ｆ0の高周波交流に変換する。このとき、制御部７２は、二次側コイル５２が定電流駆動するように、第３の電力変換器６３を制御する。
二次側の第３の電力変換器６３で生成された周波数ｆ0の交流は、二次側コイル５２に入力し、一次側コイル５１に周波数ｆ0の交流が誘起される。
二次側の第３の電力変換器６３で生成された周波数ｆ0の交流は、二次側コイル５２に入力し、一次側コイル５１に周波数ｆ0の交流が誘起される。
また、一次側の第１の電力変換器６１は、一次側コイル５１から入力する高周波交流を、制御部７１の制御の下で直流に変換する。このとき、制御部７１は、第１の電力変換器６１のＩＧＢＴを全てオフにし、ダイオードのみによる全波整流器として第１の電力変換器６１を動作させる。
第１の電力変換器６１で生成された直流は、平滑コンデンサ６４で平滑化されて第２の電力変換器６２に入力する。
第２の電力変換器６２は、入力した直流を商用電源の周波数の交流に変換する。第２の電力変換器６２で変換された商用周波数の交流は、配電網や家電製品等に供給される。
第１の電力変換器６１で生成された直流は、平滑コンデンサ６４で平滑化されて第２の電力変換器６２に入力する。
第２の電力変換器６２は、入力した直流を商用電源の周波数の交流に変換する。第２の電力変換器６２で変換された商用周波数の交流は、配電網や家電製品等に供給される。
図４は、ＳＳ方式の非接触給電トランスの二次側換算したＴ型等価回路を示している。一次側定数の換算後の記号は「’」を付けて表示している。
図４において、Ｖ11、Ｉ1は、一次側（Ｇ側）の電圧、電流を表し、Ｖ22、Ｉ2は、二次側（Ｖ側）の電圧、電流を表している。また、Ｖ00、Ｉ0は、二つのコイルの基準となる電位、電流を表している。
図４において、Ｖ11、Ｉ1は、一次側（Ｇ側）の電圧、電流を表し、Ｖ22、Ｉ2は、二次側（Ｖ側）の電圧、電流を表している。また、Ｖ00、Ｉ0は、二つのコイルの基準となる電位、電流を表している。
ここで、
Ｃ1：Ｇ側共振キャパシタ
Ｃ2：Ｖ側共振キャパシタ
Ｌ1：Ｇ側トランスの自己インダクタンス
ｌ1：Ｇ側トランスのリーケージインダクタンス
ｌ01：Ｇ側トランスの励磁インダクタンス
ｒ0：Ｇ側トランス励磁コイルの等価直列抵抗
ｒ1：Ｇ側トランスの等価直列抵抗
Ｌ2：Ｖ側トランスの自己インダクタンス
ｌ2：Ｖ側トランスのリーケージインダクタンス
ｌ02：Ｖ側トランスの励磁インダクタンス
ｒ2：Ｖ側トランスの等価直列抵抗
ＲL： 負荷の等価直列抵抗
Ｌ1＝ｌ1＋ｌ01
Ｌ2＝ｌ2＋ｌ02
a＝n1／n2：トランスコイルの巻数比
とすると、図４に示す各値は、以下の式で表される。
Ｃ1：Ｇ側共振キャパシタ
Ｃ2：Ｖ側共振キャパシタ
Ｌ1：Ｇ側トランスの自己インダクタンス
ｌ1：Ｇ側トランスのリーケージインダクタンス
ｌ01：Ｇ側トランスの励磁インダクタンス
ｒ0：Ｇ側トランス励磁コイルの等価直列抵抗
ｒ1：Ｇ側トランスの等価直列抵抗
Ｌ2：Ｖ側トランスの自己インダクタンス
ｌ2：Ｖ側トランスのリーケージインダクタンス
ｌ02：Ｖ側トランスの励磁インダクタンス
ｒ2：Ｖ側トランスの等価直列抵抗
ＲL： 負荷の等価直列抵抗
Ｌ1＝ｌ1＋ｌ01
Ｌ2＝ｌ2＋ｌ02
a＝n1／n2：トランスコイルの巻数比
とすると、図４に示す各値は、以下の式で表される。
Ｃ'1とＣ2の値は，電源周波数ｆ0でＧ側トランスコイル及びＶ側トランスコイルの自己インダクタンスとそれぞれ共振するように(数８)（数９）の式によって決める。
このとき，ｒ0、ｒ1、ｒ2の値は各インダクタンス値と比較して小さいため、無視すると、入出力の電圧電流間に（数１０）（数１１）の関係が成り立つ。
また、トランス効率は、図４の各部電流より（数１２）のようになる。
ここで、巻線のＱを（数１３）（数１４）で定義し、結合係数ｋを（数１５）で定義する。
このとき、（数１６）が成立すれば、
トランス最大給電効率ηmaxG2Ｖ、ηmaxV2Gは（数１７）で近似できる。
また、そのときの負荷抵抗ＲLmaxG2Ｖ、ＲLmaxV2Gは（数１８）で近似できる。
（数１０）（数１１）は、ＳＳ方式の非接触給電トランスが、イミタンス変換特性、即ち、一次側を定電圧で駆動すれば二次側は定電流になり、一次側を定電流で駆動すれば二次側は定電圧になると言う特性、を有していることを示している。
本発明では、この特性を利用して、Ｇ２Ｖ時に、一次側の第１の電力変換器６１を定電圧駆動しているため、第３の電力変換器６３から定電流が出力され、特別の充電回路を設けなくても、蓄電デバイス６９の定電流充電が可能になる。この定電流充電は、内部抵抗が小さいリチウム二次電池や電気二重層キャパシタの充電に適している。
また、Ｖ２Ｇ時に、第３の電力変換器６３を定電流駆動しているため、第２の電力変換器６２から定電圧の電力を系統側に提供することができる。
本発明では、この特性を利用して、Ｇ２Ｖ時に、一次側の第１の電力変換器６１を定電圧駆動しているため、第３の電力変換器６３から定電流が出力され、特別の充電回路を設けなくても、蓄電デバイス６９の定電流充電が可能になる。この定電流充電は、内部抵抗が小さいリチウム二次電池や電気二重層キャパシタの充電に適している。
また、Ｖ２Ｇ時に、第３の電力変換器６３を定電流駆動しているため、第２の電力変換器６２から定電圧の電力を系統側に提供することができる。
また、ＳＳ方式の非接触給電トランスは、抵抗負荷の値を下げないと（即ち、受電電圧を低くしないと）給電効率が上がらないと言われている（特開２０１２−２４４６３５号公報参照）が、（数１７）（数１８）は、一次側コイル５１及び二次側コイル５２の巻数を上げて励磁インダクタンスｌ01、ｌ02を大きくすることにより、給電効率及び抵抗負荷を大きくできることを示している。
その点を確かめるために行った実験の結果について説明する。
図５は、実験に用いた非接触給電トランスの仕様を示している。このトランスの一次側コイル及び二次側コイルは、図６に示すように、並行する一対の磁極部と、この磁極部の中間位置で一対の磁極部を連結する連結部とを備えるＨ字形コアを使用し、この連結部に０．１ｍｍ径の電線（リッツ線）を巻いて構成している。Ｈ字形コアの外形は、２４０ｍｍ×３００ｍｍ×２０ｍｍであり、連結部は、幅及び長さが１５０ｍｍである。電線は、図７に示すように、連結部の二箇所に２０ターンずつ巻回し、それらの巻線を並列に電気接続している。
図５は、実験に用いた非接触給電トランスの仕様を示している。このトランスの一次側コイル及び二次側コイルは、図６に示すように、並行する一対の磁極部と、この磁極部の中間位置で一対の磁極部を連結する連結部とを備えるＨ字形コアを使用し、この連結部に０．１ｍｍ径の電線（リッツ線）を巻いて構成している。Ｈ字形コアの外形は、２４０ｍｍ×３００ｍｍ×２０ｍｍであり、連結部は、幅及び長さが１５０ｍｍである。電線は、図７に示すように、連結部の二箇所に２０ターンずつ巻回し、それらの巻線を並列に電気接続している。
これらのコイルは、図８に示すケースに収容し、７０ｍｍのギャップを空けて対向させた。また、実験では、ギャップ長を±３０ｍｍ変化させた場合や、前後方向（Ｈ字形コアの横方向）の対向位置を±４０ｍｍ、左右方向（Ｈ字形コアの縦方向）の対向位置を±１５０ｍｍずらした場合の特性も測定している。
周波数ｆ0は５０ｋＨｚ、出力は３ｋＷに設定している。また、負荷抵抗ＲLにはＧ２Ｖ、Ｖ２Ｇ共に２５Ωを用いた。
一次側コイル、二次側コイルのトランス定数を図９に示している。
周波数ｆ0は５０ｋＨｚ、出力は３ｋＷに設定している。また、負荷抵抗ＲLにはＧ２Ｖ、Ｖ２Ｇ共に２５Ωを用いた。
一次側コイル、二次側コイルのトランス定数を図９に示している。
図１０は、ギャップを７０ｍｍに設定し、前後・左右方向の位置ずれが無い状態で測定した実験結果を示している。給電効率ηは、実験値・計算値とも高い値を示している。
また、図１１は、抵抗負荷変動時の給電効率（実験値）を示し、図１２は、Ｇ２Ｖ時の入出力電圧電流波形を示し、図１３は、Ｖ２Ｇ時の入出力電圧電流波形を示している。
また、図１４は、ギャップ長を±３０ｍｍ変化させたときの給電効率を示し、図１５は、負荷抵抗と充電電流との関係を、ギャップ長及び前後左右の位置ずれを変えて測定した結果を示している。
また、図１１は、抵抗負荷変動時の給電効率（実験値）を示し、図１２は、Ｇ２Ｖ時の入出力電圧電流波形を示し、図１３は、Ｖ２Ｇ時の入出力電圧電流波形を示している。
また、図１４は、ギャップ長を±３０ｍｍ変化させたときの給電効率を示し、図１５は、負荷抵抗と充電電流との関係を、ギャップ長及び前後左右の位置ずれを変えて測定した結果を示している。
Ｇ２Ｖ時には、ギャップを４０〜１００ｍｍ変化させた場合のインバータを含む総合効率が最大で９４．７％であり、≡方向±４０ｍｍ、ｙ方向±１５０ｍｍの範囲で変化させた時の最大総合効率が９４．３％であった。また、Ｖ２Ｇ時にも同等の給電効率の結果が得られた。
この実験から、ＳＳ方式の非接触給電トランスでは、トランスの巻数を上げ、励磁インダクタンスを上げることで高い給電効率が得られることを確認できた。
Ｈ字形コアを用いるコイルは、狭い幅の連結部に電線を巻回しているため、電線の巻回数を増やす上で有利である。
また、この実験を通じて、一次側の電圧変換器の定電圧駆動により二次側の定電流充電が行われることを確かめた。
この実験から、ＳＳ方式の非接触給電トランスでは、トランスの巻数を上げ、励磁インダクタンスを上げることで高い給電効率が得られることを確認できた。
Ｈ字形コアを用いるコイルは、狭い幅の連結部に電線を巻回しているため、電線の巻回数を増やす上で有利である。
また、この実験を通じて、一次側の電圧変換器の定電圧駆動により二次側の定電流充電が行われることを確かめた。
なお、ここでは、第１の電力変換器６１、第２の電力変換器６２及び第３の電力変換器６３がスイッチング素子としてＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）を使用しているが、ＧＯＴ（Gate Turn Off Thyristor）やＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）など、その他のスイッチング素子を使用することも可能である。
本発明の双方向非接触給電装置は、電気自動車や、電動フォークリフト、無人電動搬送車など、二次電池を搭載する移動体に広く用いることができる。
１ 商用電源
２ 平滑コンデンサ
３ 平滑コンデンサ
４ 電池
１０ ブリッジ型インバータ
２０ インバータ
２３ インバータ
２４ モータ
３０ 非接触給電トランス
３１ 一次コイル
３２ 二次コイル
３３ 直列コンデンサＣｓ
３４ 並列コンデンサＣｐ
３５ 直列リアクトルＬ
４０ インバータ
５１ 一次側コイル
５３ 共振コンデンサ
５４ 共振コンデンサ
６１ 第１の電力変換器
６２ 第２の電力変換器
６３ 第３の電力変換器
６４ 平滑コンデンサ
６５ リアクトル
６６ フィルタ
６７ 商用電源
６８ 平滑コンデンサ
６９ 蓄電デバイス
７０ 負荷
７１ 制御部
７２ 制御部
７３ 交流負荷
２ 平滑コンデンサ
３ 平滑コンデンサ
４ 電池
１０ ブリッジ型インバータ
２０ インバータ
２３ インバータ
２４ モータ
３０ 非接触給電トランス
３１ 一次コイル
３２ 二次コイル
３３ 直列コンデンサＣｓ
３４ 並列コンデンサＣｐ
３５ 直列リアクトルＬ
４０ インバータ
５１ 一次側コイル
５３ 共振コンデンサ
５４ 共振コンデンサ
６１ 第１の電力変換器
６２ 第２の電力変換器
６３ 第３の電力変換器
６４ 平滑コンデンサ
６５ リアクトル
６６ フィルタ
６７ 商用電源
６８ 平滑コンデンサ
６９ 蓄電デバイス
７０ 負荷
７１ 制御部
７２ 制御部
７３ 交流負荷
Claims (3)
- 一次側の共振コンデンサが直列接続する一次側コイルと、二次側の共振コンデンサが直列接続する二次側コイルとを空隙を隔てて配置し、前記一次側コイルから前記二次側コイルに、及び、前記二次側コイルから前記一次側コイルに、電磁誘導作用で電力を供給する双方向非接触給電装置であって、
前記一次側コイルに前記一次側の共振コンデンサを介して接続する第１の電力変換器と、該第１の電力変換器に接続する第２の電力変換器と、前記二次側コイルに前記二次側の共振コンデンサを介して接続する第３の電力変換器と、前記第１の電力変換器、第２の電力変換器及び第３の電力変換器をそれぞれ制御する制御部と、を有し、
前記第１の電力変換器、第２の電力変換器及び第３の電力変換器は、前記制御部の制御の下に、直流を交流に変換する動作と交流を直流に変換する動作とを行い、
前記一次側コイルから前記二次側コイルに電力を供給するとき、前記第２の電力変換器が、商用電源から供給される交流を直流に変換し、前記第１の電力変換器が、前記第２の電力変換器から入力する直流を高周波交流に変換して前記一次側コイルに出力し、前記第３の電力変換器が、前記二次側コイルから入力する高周波交流を直流に変換して蓄電デバイスに供給し、
前記二次側コイルから前記一次側コイルに電力を供給するとき、前記第３の電力変換器が、前記蓄電デバイスから供給される直流を高周波交流に変換して前記二次側コイルに出力し、前記第１の電力変換器が、前記一次側コイルから入力する高周波交流を直流に変換し、前記第２の電力変換器が、前記第１の電力変換器から入力する直流を商用電源の周波数の交流に変換して出力し、
前記一次側コイルから前記二次側コイルに電力を供給する場合、前記第１の電力変換器が、前記制御部により定電圧駆動され、前記二次側コイルから前記一次側コイルに電力を供給する場合、前記第３の電力変換器が、前記制御部により定電流駆動される、
ことを特徴とする双方向非接触給電装置。 - 請求項１に記載の双方向非接触給電装置であって、前記蓄電デバイスが、リチウム二次電池または電気二重層キャパシタであることを特徴とする双方向非接触給電装置。
- 請求項１に記載の双方向非接触給電装置であって、前記一次側コイル及び二次側コイルは、
並行する一対の磁極部と、該磁極部の中間位置で前記一対の磁極部を連結する連結部とを備えるＨ字形のコアと、
該Ｈ字形のコアの前記連結部に巻回された電線と、
を有することを特徴とする双方向非接触給電装置。
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