JP2014220861A - インバータ装置及びインバータ発電機 - Google Patents

Abstract

【課題】出力電圧と電流との間に位相差が生じる場合でも高精度に高調波成分を除去する制御を行うことが可能なインバータ装置及びインバータ発電機を提供することにある。【解決手段】電圧指令値を出力する電圧指令値出力部４１と、スイッチング回路１５の出力電圧を検出する電圧センサ３１〜３３と、各電圧センサで検出された出力電圧を、周波数解析するフーリエ変換部４８と、フーリエ変換部４８にて周波数解析されるスイッチング回路の駆動周波数に対する高調波成分を取得し、この高調波成分を打ち消すように、電圧指令値を補正するための電圧補正係数を求める電圧補正値計算部４９とを備える。そして、電圧補正値計算部４９は、高調波成分の各次数毎の係数を演算し、且つ、係数を演算する際に該係数が収束するか否かを判断し、収束すると判断された係数に基づいて電圧補正係数を算出する。【選択図】 図１

Description

本発明は、インバータ装置及びインバータ発電機に係り、特に、インバータより出力される電力に含まれる高調波成分を除去する技術に関する。

例えば、インバータ発電機に用いられるインバータ装置は、コンバータより出力される直流電力を半導体スイッチ等の電子スイッチを用いてオン、オフ動作を行うことにより、所望周波数となる正弦波の交流電力を生成する。

この際、所望周波数についての高調波成分が発生し、この高調波が正弦波に重畳するので、正弦波に歪みが生じてしまう。このような場合には、高精度な正弦波を生成できなくなり、インバータ装置に接続される負荷（モータ、電灯、パソコン等）を安定的に作動させることができず、更に、異音や振動の発生、発熱等の問題が発生する。従って、高調波を抑制する必要がある。高調波を抑制する方法として、例えば、特開平１０−１４５９７２号公報（特許文献１）に記載されたものが知られている。

該特許文献１では、インバータ装置に接続される負荷に流れる負荷電流をフーリエ解析し、高調波の次数成分を求め、次数毎に高調波成分を打ち消すように補償することが記載されている。しかしながら、特許文献１に開示された技術では、負荷のインピーダンス特性に起因する電圧の位相変化について考慮されていない。即ち、インバータ装置に接続される負荷によって、電圧の位相が変化することがあり、昨今のようにパソコンが多く接続される場合には、電源回路に入っているコンデンサ等により電圧位相が電流位相に対して大きく遅れる場合がある。このような位相変化が大きい場合には、高調波成分を抑制できなくなるという問題が生じる。

特開平１０−１４５９７２号公報

上述したように、特許文献１に開示された従来例は、電圧の位相変化について考慮されていないので、電流と電圧の位相差が大きくなった場合には、高調波成分を除去する制御が正常に行われなくなるという欠点があった。

本発明は、このような従来の課題を解決するためになされたものであり、その目的とするところは、位相差が生じる場合でも高精度に高調波成分を除去する制御を行うことが可能なインバータ装置及びインバータ発電機を提供することにある。

上記目的を達成するため、本願請求項１に記載のインバータ装置は、電圧指令値に基づいて直流電力を交流電力に変換するスイッチング回路と、前記スイッチング回路の作動を制御する制御手段と、を有するインバータ装置において、前記制御手段は、電圧指令値を出力する電圧指令値出力手段と、前記スイッチング回路の出力電圧を検出する電圧測定手段と、前記電圧測定手段で検出された出力電圧を、周波数解析する周波数解析手段と、前記周波数解析手段にて周波数解析される、前記スイッチング回路の駆動周波数に対する高調波成分を取得し、この高調波成分を打ち消すように、前記電圧指令値を補正するための電圧補正係数を求める補正信号生成手段と、を備え、前記補正信号生成手段は、前記高調波成分の各次数毎の係数を演算し、且つ、前記係数を演算する際に該係数が収束するか否かを判断し、収束すると判断された係数に基づいて電圧補正係数を算出することを特徴とする。

請求項２に記載の発明は、前記補正信号生成手段は、高調波成分の各次数毎に演算される係数が、予め設定した閾値以内である場合に、収束するものと判断することを特徴とする。

請求項３に記載の発明は、前記補正信号生成手段は、高調波成分の各次数毎に演算される係数が、前記閾値を外れた場合でも、係数の計測時間が予め設定した所定時間未満である場合には、この係数は収束するものと判断することを特徴とする。

請求項４に記載のインバータ発電機は、原動機と、該原動機と連結した同期モータと、該同期モータと連結したコンバータと、該コンバータと連結したインバータ装置と、前記コンバータと前記インバータ装置との間に設けられる蓄電手段と、を備え、前記原動機により前記同期モータを回転させ、該同期モータで発電された電力を前記コンバータで直流化し、この直流電力を前記インバータで所望周波数の交流電力に変換するインバータ発電機において、前記インバータ装置は、電圧指令値に基づいて直流電力を交流電力に変換するスイッチング回路と、前記スイッチング回路の作動を制御する制御手段と、を有し、前記制御手段は、電圧指令値を出力する電圧指令値出力手段と、前記スイッチング回路の出力電圧を検出する電圧測定手段と、前記電圧測定手段で検出された出力電圧を、周波数解析する周波数解析手段と、前記周波数解析手段にて周波数解析される、前記スイッチング回路の駆動周波数に対する高調波成分を取得し、この高調波成分を打ち消すように、前記電圧指令値を補正するための電圧補正係数を求める補正信号生成手段と、を備え、前記補正信号生成手段は、前記高調波成分の各次数毎の係数を演算し、且つ、前記係数を演算する際に該係数が収束するか否かを判断し、収束すると判断された係数に基づいて電圧補正係数を算出することを特徴とする。

請求項５に記載のインバータ発電機は、前記補正信号生成手段は、高調波成分の各次数毎に演算される係数が、予め設定した閾値以内である場合に、収束するものと判断することを特徴とする。

請求項６に記載のインバータ発電機は、前記補正信号生成手段は、高調波成分の各次数毎に演算される係数が、前記閾値を外れた場合でも、係数の計測時間が予め設定した所定時間未満である場合には、この係数は収束するものと判断することを特徴とする。

本発明に係るインバータ装置及びインバータ発電機では、インバータ装置の出力電圧を検出し、これを周波数解析することにより、出力電圧周波数の各次数の高調波成分の係数を求める。そして、この係数が一定値に収束すると推定される場合に、この係数に対する電圧補正係数を求める。そして、各次数毎に求めた電圧補正係数を加算して電圧指令値を補正するための補正とする。従って、負荷に供給される電圧と電流に大きな位相差が存在して、電圧指令値のフィードバック制御が安定しない場合でも、収束する次数の係数のみを用いて補正係数を求めるので、即応性、及び安定性に優れた電圧制御が可能となる。

本発明の一実施形態に係るインバータ装置が搭載されたインバータ発電機、及びこれに接続される負荷の構成を示すブロック図である。 本発明の一実施形態に係るインバータ装置に設けられる制御部の詳細な構成を示すブロック図である。 本発明の一実施形態に係るインバータ装置に係る制御部に設けられる補償回路の詳細な構成を示すブロック図である。 本発明の一実施形態に係るインバータ装置に係る制御部に設けられる電気角生成部の詳細な構成を示すブロック図である。 本発明の一実施形態に係るインバータ装置に係る制御部に設けられるフーリエ変換部の詳細な構成を示すブロック図である。 本発明の一実施形態に係るインバータ装置に係る制御部に設けられる電圧補正値計算部の、各補正係数を算出する演算部の詳細な構成を示すブロック図である。 本発明の一実施形態に係るインバータ装置に係る制御部に設けられる電圧補正値計算部の詳細な構成を示すブロック図である。 （ａ）はＬＣフィルタ、及び負荷の詳細な構成を示す回路図、（ｂ）は、インバータ装置より出力される電圧と電流の位相ずれを示す説明図である。 本発明の一実施形態に係るインバータ装置の処理手順を示すフローチャートである。

以下、本発明の実施形態を図面に基づいて説明する。図１は、本発明の一実施形態に係るインバータ装置１００が採用されたインバータ発電機の構成を示すブロック図である。図１に示すように、このインバータ発電機は、ディーゼルエンジンやガソリンエンジン等のエンジン（原動機）１１と、エンジン１１の回転によりＵ相、Ｖ相、Ｗ相の３相交流の誘起電圧を発生する同期モータ１３と、エンジン１１の出力軸と同期モータ１３の回転軸を結合するカップリング１２と、を備えている。

更に、同期モータ１３に接続され該同期モータ１３より出力されるＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各誘起電圧をＰＮ直流電圧に変換するコンバータ１４と、該コンバータ１４より出力されるＰＮ直流電圧からＲ相、Ｎ相、Ｔ相の単相３線式の交流電圧、またはＲ相、Ｓ相、Ｔ相の３相交流電圧を生成するインバータ装置１００と、コンバータ１４とインバータ装置１００とを接続するＰＮ結線の間に介置される主回路コンデンサ１９と、を備えている。

そして、インバータ装置１００の出力は、遮断機１７を介して誘導電動機等の負荷１８に接続されている。なお、図１では、一つの遮断機１７及び一つの負荷１８のみを記載しているが、実際には、ＬＣフィルタ１６の後段側に、複数の遮断機及び負荷が設けられる場合が多い。また、同期モータ１３として、例えば回転子に永久磁石を使用したＰＭモータを用いることができる。

本実施形態では、Ｒ相、Ｎ相、Ｔ相の単相３線式の交流電圧を生成するインバータ装置を一例に説明する。

インバータ装置１００は、スイッチング回路１５と、該スイッチング回路１５にて生じるスイッチングノイズを軽減するためのＬＣフィルタ１６と、該インバータ装置１００のＲ相、Ｎ相、及びＴ相の各線間電圧を測定する電圧センサ３１，３２，３３（電圧測定手段）と、スイッチング回路１５を制御する制御部３４（制御手段）と、を備えている。電圧センサ３１は、Ｒ相とＮ相との間の線間電圧（以下、「ＲＮ電圧」という）を測定し、電圧センサ３２は、Ｔ相とＮ相との間の線間電圧（以下、「ＴＮ電圧」という）を測定し、電圧センサ３３は、Ｒ相とＴ相との間の電圧を測定する。なお、図１に示すインバータ装置１００は、単相３線式の場合を例に挙げており、Ｎ相は接地相である。

また、エンジン１１には、該エンジン１１の回転を制御するＥＣＵ（Engine Control Unit）２０が接続されている。

コンバータ１４は、半導体素子であるトランジスタ、ＩＧＢＴ、或いはＭＯＳＦＥＴ等のスイッチング素子、及びダイオードを複数個備え、各スイッチング素子をスイッチング動作させることにより、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の３相交流電圧をＰＮ直流電圧に変換する。更に、該コンバータ１４は、負荷１８に出力する電力に応じて、同期モータ１３に適宜電流を流すことにより、エンジン１１の回転数を頻繁に変化させることなく、所望の電力を発生させるようにしている。つまり、コンバータ１４は、通常の整流器とは異なり、同期モータ１３より出力される３相交流電圧から所望の大きさのＰＮ直流電圧を生成すると共に、負荷に出力する電力に応じて同期モータ１３に電流を流すことにより、負荷変動に応じた安定した電力を発生させている。

主回路コンデンサ１９は、ＰＮ直流電圧を平滑化し、且つ、スイッチング回路１５が大電力を出力する際の電力を蓄積する機能を有する。

インバータ装置１００に設けられるスイッチング回路１５は、上述のコンバータ１４と同様に、半導体素子であるトランジスタ、ＩＧＢＴ、ＭＯＳＦＥＴ等のスイッチング素子、及びダイオードを複数備え、各スイッチング素子をスイッチング動作させることによりＲ相、Ｎ相、Ｔ相の単相３線式の交流電圧を生成する。即ち、直流電力を交流電力に変換する。また、各スイッチング素子のスイッチングのパターンにより、インバータ装置１００の出力電圧及び出力周波数を任意の値に設定することができる。

次に、インバータ装置１００に設けられる制御部３４の詳細な構成について説明する。図２は、制御部３４の詳細な構成を示すブロック図である。図２に示すように、制御部３４は、スイッチング回路１５から出力させる電圧の指令値（電圧指令値；例えば、１００Ｖ）を生成して出力する電圧指令値出力部４１（電圧指令値出力手段）と、周波数指令値（例えば、５０Ｈｚ）を出力する周波数指令出力部４２と、該周波数指令出力部４２より出力される周波数指令値に基づいて、０〜３６０度の電気角を生成する電気角生成部４３と、を備えている。

更に、Ｒ相電圧指示値を生成するための構成要素として、実効値変換部４７と、フーリエ変換部４８（周波数解析手段）と、電圧補正値計算部４９（補正信号生成手段）と、補償回路４５と、電圧計算部４６、及び減算器４４，５０を備えている。なお、Ｔ相電圧指示値を生成するための構成要素は、上記のＲ相電圧指示値を生成するための構成要素と同一であり、各符号にサフィックス「ａ」を付して示している。以下、Ｒ相電圧指示値を生成するための構成要素について説明する。

実効値変換部４７は、電気角生成部４３より出力される電気角データに基づいて電圧センサ３１にて検出されたＲＮ電圧（フィードバック値）を実効値に変換し、この実効値データを減算器４４に出力する。減算器４４は、電圧指令値と、ＲＮ電圧のフィードバック値との偏差を算出し、この偏差データを補償回路４５に出力する。

フーリエ変換部４８は、電気角データに基づいてＲＮ電圧をフーリエ変換（周波数解析）し、得られた周波数データを電圧補正値計算部４９に出力する。

電圧補正値計算部４９は、フーリエ変換部４８より出力される周波数データ、及び電気角生成部４３より出力される電気角データに基づいて、電圧補正係数を計算し、求めた電圧補正係数を減算器５０に出力する。該電圧補正値計算部４９では、フーリエ変化の結果として、高調波成分（交流電力の周波数に対して、３倍、５倍等の周波数成分）が存在する場合に、この高調波成分を相殺するための電圧補正係数を算出して、減算器５０に出力する。電圧補正係数の詳細な演算方法については、後述する。

補償回路４５は、減算器４４で求められる偏差がゼロとなるように、電圧指令値を補償する。

図３は、補償回路４５の詳細な構成を示すブロック図である。図示のように、該補償回路４５は、符号検出部６１と、増分ゲインＫａを乗じる乗算器６２と、積分器６３と、該積分器６３に初期値を与える初期電圧出力部６４と、を備えている。

符号検出部６１は、減算器４４（図２参照）にて演算される偏差データが与えられた際には、この偏差の符号がプラスであるか、マイナスであるか、或いはゼロであるかを判断する。そして、プラスの場合にはその大きさに拘わらず出力を「１」とし、マイナスの場合にはその大きさに拘わらず「−１」とし、ゼロの場合には、そのまま出力をゼロとする。

乗算器６２は、符号検出部６１より出力される符号データに、増分ゲインＫａを乗じる。積分器６３は、乗算器６２の出力データを積分し、更に、初期電圧出力部６４より出力される初期電圧を加算する演算を行う。そして、この演算結果を、補正した電圧指令値として出力する。ここで、初期電圧は、積分器６３の初期値であり、例えば、電圧指令値に相当する電圧を用いたり、或いは、予め予想される電圧出力に近くなる指示値を用いることができる。

補償回路４５を用いることによる利点は、図２に示す減算器４４より出力される偏差が「０」を超えた場合（指令電圧に対して出力電圧が小さい場合）には、瞬時に符号検出部６１の出力が「１」となり、電圧出力を増大することができるために、偏差ゼロ付近でプラス、マイナスの電圧出力を維持できることである。つまり、電圧フィードバックの即応性を向上させることができる。通常の比例積分方式（ＰＩ制御）を用いた場合には、少なからずオーバーシュートやアンダーシュートの可能性があり、電圧制御が発振する可能性がある。しかし、この補償回路４５の方式を用いれば、増分ゲインＫａを適切に設定することにより、発振することを防止できる。その一方で、偏差が大きい場合でも小さい場合でも、電圧指令値の変化は同一となるため（「１」、または「−１」で一定のため）、偏差が大きい場合には応答性が遅くなる。これについては、仕様に合わせて、個々の制御パターンに応じた適当な増分ゲインＫａを設定すれば良い。

そして、電圧計算部４６は、補償回路４５で求められた電圧出力に基づいて、電圧指示値を計算し、減算器５０に出力する。

次に、図２に示した電気角生成部４３の詳細な構成を、図４に示すブロック図を参照して説明する。該電気角生成部４３は、周波数指示値（例えば、５０Ｈｚ）に対して、電気角カウント用のクロック周期を計算するクロック周期計算部７１と、該クロック周期計算部７１で計算された周期に基づいて、クロック信号を生成するクロック生成部７２と、電気角テーブル用カウンタ７３と、電気角テーブル７４と、を有している。

クロック周期計算部７１は、下記（１）式に基づいて、クロック周期（カウント値）を演算する。

クロック周期（カウント値）＝基本クロック／４０９６／周波数［Ｈｚ］ …（１）
つまり、基本クロックがＮ［カウント／秒］である場合で、出力電力の周波数が５０［Ｈｚ］である場合には、出力電力の１周期分のカウント値は、Ｎ／５０［カウント］となる。更に、この１周期を４０９６等分する。従って、Ｎ／（５０×４０９６）をクロック周期とし、０〜４０９５を１周期とすることができる。

そして、クロック生成部７２は、上記（１）式で求められたクロック周期（カウント値）のカウントアップで１クロックを生成し、このクロック信号（Ｎ／（５０×４０９６））を電気角テーブル用カウンタ７３に出力する。電気角テーブル用カウンタ７３は、クロック生成部７２で生成されたクロック信号を用いて０〜４０９５の範囲でカウントし、このカウント値を、電気角テーブル７４に出力する。また、カウントアップした場合（０〜４０９５まで繰り返された場合）には、カウントアップ信号を出力する。なお、本実施形態では、一例として１周期を４０９６等分する例について説明するが、電圧補正の精度に応じて適宜設定することができる。

電気角テーブル７４には、電気角テーブル用カウンタ７３によるカウント値に応じた正弦波（sinθ）、余弦波（cosθ）、及びこれらの高調波成分（sin３θ，sin５θ・・、cos３θ，cos５θ・・）に対する数値（−１〜０〜＋１の数値で、これを電気角とする）が記憶されている。例えば、カウント値が「１０２３」である場合は、１／４周期を示すので、電気角テーブルの「sinθ」に対応する電気角として、sin９０°＝１が記憶されている。

更に、単相三線式である場合には、Ｒ相に対してＴ相は位相が１８０°ずれるので、sin（θ＋１８０°）のデータを出力する。また、三相三線式である場合には、Ｒ相に対して位相が１２０°進むＳ相、及びＲ相に対して位相が１２０°遅れるＴ相が存在するので、sin（θ＋１２０°）、及びsin（θ−１２０°）のデータを出力する。

そして、電気角テーブル７４より出力される各電気角データは、図１に示す電圧計算部４６、実効値変換部４７、フーリエ変換部４８、及び電圧補正値計算部４９に出力される。

次に、インバータ装置１００の電圧出力に生じる高調波を抑制する回路について説明する。高調波は、電圧出力のＰＷＭのデッドタイムや、接続する負荷の相違（抵抗、インダクタンス、静電容量等）により発生の状態は異なる。また、負荷にインバータ等が接続されている場合や、負荷の大きさによっても高調波の大きさは異なる。従って、常時動作するような補正が必要である。本実施形態では、フーリエ変換部４８、及び電圧補正値計算部４９を設けることにより、高調波を抑制するための補正指令を出力する。

図５は、フーリエ変換部４８の、一部の構成を示すブロック図であり、「cos３θ」についての係数Ａ３を求める演算部４８１の構成を示している。フーリエ変換部４８では、交流電圧の周波数に対する各次数の高調波成分の信号についてのフーリエ変換を実行する。フーリエ変換の演算式を示すと、一般に、周期関数ｆ（ｘ）をフーリエ変換すると、下記（２）式に示す通りとなる。また、（２）式に示す各項の係数Ａｎ、Ｂｎ（ｎ＝１，２，３，…）は、（３）式、（４）式で求めることができる。

そして、フーリエ変換部４８は、「cos３θ」以外に、cosθ、cos５θ、cos７θ、・・・、及びsinθ、sin３θ、sin５θ、sin７θ、・・・の各項に対して係数を演算するために、それぞれ図５に示す如くの演算部を備えている。

図５に示すように、演算部４８１は、乗算器８１と、積分器８２、及び係数演算部８３を備えている。乗算器８１は、ＲＮ電圧のフィードバック値に対し、「cos３θ」の係数を乗算する。積分器８２は、予め設定したサンプリング時間毎に、乗算器８１で求められた係数を加算し、積分値を求める。係数演算部８３は、積分器８２で演算される積分値から、１周期分の積分値を取得し、カウントアップ信号によりこれをラッチする。そして、「cos３θ」の係数「Ａ３」として出力する。また、カウントアップ信号（電気角の１周期の区切りを示す信号）が与えられた場合には、積分器８２の積分値はクリアされる。

そして、上記の処理を他の次数（他の周波数）についても同様に実行することにより、「cos５ｘ」の係数Ａ５、「cos７ｘ」の係数Ａ７、・・、及び「sin３ｘ」の係数Ｂ３、・・・を算出する。係数演算部８３では、積分回数で除して係数を求める。なお、最終的に係数を０にすることが目的であるので、積分回数で除する演算を割愛し、積分値をそのまま係数として扱っても問題はない。

ここで、スイッチング回路１５より出力される正弦波に、高調波成分が含まれていない場合、即ち、正弦波に歪みが生じていない場合には、高調波成分Ａ３、Ａ５、・・・、Ｂ３、Ｂ５、・・は、全てゼロとなる。

次に、電圧補正値計算部４９の詳細な構成について、図６，図７を参照して説明する。図６は、電圧補正値計算部４９の、「cos３θ」の補正係数を算出する演算部４９１の構成を示すブロック図である。図６に示すように、演算部４９１は、係数の符号を検出する符号検出部９１と、予め設定した補正ゲインＫｂを乗じる乗算器９２と、積分演算を行う積分器９３と、を備えている。

符号検出部９１は、「cos３θ」の係数「Ａ３」（前述の図５で示したＡ３）が与えられた際に、この係数Ａ３の符号を判定して出力する。乗算器９２は、符号検出部９１の出力データに対して、補正ゲインＫｂを乗じ、この乗算結果のデータを積分器９３に出力する。積分器９３は、この出力データを「cos３θ」の補正計数値とする。補正ゲインＫｂは、補正の即応性を決めるためのものであり、適度な数値により適度な速度で振動的にならないような値を設定する。そして、図６に示す演算部４９１は、各係数毎にそれぞれ設けられ、cos３θ、cos５θ・・・、sin３θ、sin５θ・・についてのそれぞれの補正係数が演算される。

図７は、電圧補正値計算部４９の、各次数にて算出された補正係数を加算して補正電圧を求める構成を示すブロック図である。上述した図６に示したように、各次数に対して補正係数が求められると、図４に示した電気角テーブル７４に設定されている各次数毎の電気角データ９４に、各補正係数を乗算する。更に、加算器９５にて各次数毎の乗算結果を加算して、補正電圧とする。そして、この補正電圧を、図２に示した減算器５０に出力する。

ここで、図２に示すように、各相（Ｒ、Ｎ、Ｔ）の電圧補正値の先述の実効値による電圧制御による電圧計算値より減算、結果を各相の相電圧の指示値とする。即ち、上記では、Ｒ相についての電圧指示値の算出手順について説明したが、Ｔ相についても同様に実施することができる。また、Ｎ相に対しては補正はかけない。即ち、Ｒ相についての電圧計算部４６より出力される電圧指示値と、Ｔ相についての電圧計算部４６ａより出力される電圧指示値とを加算器５１（図２参照）にて加算し、更に、演算器５２で「−１／２」を乗じてＮ相の電圧指示値とする。

上述のようにな構成により、電圧波形に生じる高調波成分を除去するための、電圧補正が可能となる。制御の流れとしては、各相（Ｒ相、Ｔ相）のフィードバック信号をフーリエ変換したデータの、各次数の係数をゼロに近づけることが、即ち、各線間電圧の高調波成分をゼロに近づけ、波形に生じる歪みを回避できるという理論に基づいている。但し、計算量や高調波の成分の大きさにより次数を少なく絞って制御することも可能である。

更に、上述のような高調波の抑制方法において、許容範囲を超えるリアクタンス成分を有する負荷１８（主として、大きな静電容量を持つ負荷）がインバータ装置１００（図１参照）に接続された場合には、このリアクタンス成分により、電流に対して電圧の位相が大幅に遅れる場合があり、このような場合には、上述の制御が発散してしまう。即ち、ある次数において、係数が一定値に収束しない場合があり、このような場合には、電圧補正値を安定的に求めることができず、高調波成分を補正するための制御ができなくなる。

以下、図８に示す回路図を参照してその理由について説明する。図８（ａ）は、図１に示したＬＣフィルタ１６、及び負荷１８の等価回路図である。

図１に示したように、スイッチング回路１５の後段側には、該スイッチング回路１５より出力されるＰＷＭ波形を平滑化して正弦波とするために、ＬＣフィルタ１６が設けている。そして、該ＬＣフィルタ１６は、コンデンサＣ１を備えている。更に、負荷１８として容量性の負荷（例えば、パソコン等）が接続される場合には、コンデンサＣ２が設けられるので、これらによる容量性負荷が増大し、各電圧センサ３１〜３３で検出される電圧が電流に対して大きな位相ずれを生じることになる。従って、この電圧値をフィードバック信号として用いると、位相ずれが存在することにより、制御ループが不安定となる場合がある。

即ち、図８（ｂ）に示すように、電圧信号Ｐ１が、電流Ｐ２に対して位相が遅れることにより、安定した制御が行われず、場合によっては制御が発散してしまう可能性がある。そこで、本実施形態では、予め設定した所定時間内にて、補正後の電圧信号のフーリエ変換値が予め設定した閾値未満に収束しない場合は、その次数となる高調波信号の補正を停止するという自己診断機能を搭載している。つまり、制御が不能となる次数については、制御を停止することにより、発散することを防止し、制御が可能な次数についてのみ、電圧補正値を生成してスイッチング回路１５を制御する。

具体的には、前述したcos３θ、・・・、sin３θ、・・についての各係数Ａ３、Ａ５、・・・、Ｂ３、Ｂ５、・・・を算出する際に、係数の演算結果が収束せずに発散する場合には、この次数の高調波に対して補正することができない。この場合には、発散した次数の高調波のみについて制御を停止し、それ以外の収束する高調波についてのみ係数を演算することにより、電圧補正値を算出する。つまり、図７に示した各高調波の補正係数のうち、例えば、sin７θ及びcos７θの補正係数が発散する場合には、sin３θ、sin５θ、cos３θ、cos５θの補正係数のみを用いて補正電圧を演算する。そもそも、制御ができないくらいの容量が接続された場合には、高調波もフィルタがかかって減衰する傾向となるため、敢えて制御を行う必要がないという考え方も前提にある。

次に、図９に示すフローチャートを参照して、本実施形態に係るインバータ装置の処理手順について説明する。この処理は、図２に示した電圧補正値計算部４９の演算により実行される。また、この処理は奇数倍の次数の係数（即ち、Ａ１，Ａ３，Ａ５，・・・、Ｂ１，Ｂ３，Ｂ５・・・）についてそれぞれ実行される。なお、ここでは、高調波の影響は、奇数倍の周波数成分が多くの割合を占めるので、奇数倍の次数を用いている。勿論、偶数倍の次数の周波数を含めて演算しても良い。

初めに、ステップＳ１１において、電圧補正値計算部４９は、係数の絶対値が予め設定した閾値よりも小さいか否かを判定する。即ち、各次数の係数（即ち、Ａ１，Ａ３，Ａ５，・・・、Ｂ１，Ｂ３，Ｂ５・・・）と閾値とを比較する。そして、係数絶対値の方が小さい場合（閾値未満の場合）には（ステップＳ１１でＹＥＳ）、この係数は収束すると推定されるので、ステップＳ１２において、該当する係数の加算を実施する。例えば、係数Ａ３、Ａ５、Ｂ３、Ｂ５については閾値よりも小さく、係数Ａ７、Ａ９、・・・、及びＢ７，Ｂ９・・・については、閾値よりも大きい場合には、係数Ａ３、Ａ５、Ｂ３、Ｂ５についての補正係数の加算を実施する。具体的には、係数Ａ３、Ａ５、Ｂ３、Ｂ５について、図６に示した処理にて補正係数を求め、更に、図７に示すように、補正電圧を演算する。その後、ステップＳ１３において、時間計測をクリアする。

一方、係数絶対値が閾値以上である場合には（ステップＳ１１でＮＯ）、ステップＳ１４において、計測時間を積算する。ステップＳ１５において、電圧補正値計算部４９は、計測時間が予め設定した閾値時間に達したか否かを判断する。そして、達していない場合には（ステップＳ１５でＮＯ）、ステップＳ１６において、該当する係数の加算を実施する。その後、ステップＳ１１に処理を戻す。

また、閾値時間に達している場合には（ステップＳ１５でＹＥＳ）、ステップＳ１７において、該当する係数の加算を実施しない。例えば、係数Ａ７、Ａ９、・・・、及びＢ７，Ｂ９・・・について、計測時間が閾値時間に達しており、且つ、係数の絶対値が閾値よりも大きい場合には、この係数は一定値に収束せず、発散するものと判断できるので、該当する係数を加算しない。

その後、ステップＳ１８において、電圧補正値計算部４９は、インバータ装置１００に接続される負荷が、予め設定した閾値負荷未満であるか否かを判断し、閾値負荷未満である場合には（ステップＳ１８でＹＥＳ）、ステップＳ１９において、該当する補正係数の加算を実施し、ステップＳ１１に処理を戻す。つまり、インバータ装置１００に接続される負荷の状況が変化し、係数が発散する要因が除去された場合（ブレーカがオフとされた場合等）には、該当する係数の加算を実施する。その後、ステップＳ１１に処理を戻す。

上記の処理により、各次数の係数Ａ３，Ａ５，Ａ７，・・・、及び係数Ｂ３，Ｂ５，Ｂ７，・・・のうち、一定値に収束すると推定される係数（例えば、Ａ３、Ａ５、Ｂ３、Ｂ５）については、加算処理を実行し、収束しないと推定される係数については、加算を実施しない。こうすることにより、安定的に電圧補正値を求めることができ、電圧信号に重畳する高周波成分を効果的に除去することが可能となる。

このようにして、本実施形態に係るインバータ装置では、電圧センサで検出される電圧値をフーリエ変換（周波数解析）し、各次数となる高調波成分の係数を求める。この際、係数が収束する場合にはこの係数を用いて、電圧指令値の補正係数を算出し、この補正係数を用いて電圧指令値を補正する。また、係数が収束しない場合には補正係数の算出にこの係数を使用しない。

従って、負荷のリアクタンス成分により、負荷に供給する電圧と電流に大きな位相差が発生した場合でも、収束する次数の係数のみを用いて補正係数を求めるので、即応性、及び安定性に優れた電圧制御が可能となる。その結果、負荷１８に安定的に電力を供給して該負荷１８を作動させることが可能となる。

また、本実施形態では、補償回路４５として、図３に示した構成のものを用いる例について説明したが、この代わりに、一般的なＰＩＤのような補償器を使用しても良い。但し、負荷の状態によって制御ループは、不安定となる可能性があるため、なるべく安定した補償器を選択することが必要である。

以上、本発明のインバータ装置１００及びインバータ発電機を図示の実施形態に基づいて説明したが、本発明はこれに限定されるものではなく、各部の構成は、同様の機能を有する任意の構成のものに置き換えることができる。

例えば、上述した実施形態では、単相三線式の電源として用いる例について説明したが、三相三線式の電源についても採用することが可能である。

本発明は、インバータ装置より出力される電力を安定的に負荷に供給することに利用することができる。

１１ エンジン
１２ カップリング
１３ 同期モータ
１４ コンバータ
１５ スイッチング回路
１６ ＬＣフィルタ
１７ 遮断機
１８ 負荷
１９ 主回路コンデンサ
３１，３２，３３ 電圧センサ
３４ 制御部
４１ 電圧指令値出力部
４２ 周波数指令出力部
４３ 電気角生成部
４４，４４ａ 減算器
４５，４５ａ 補償回路
４６，４６ａ 電圧計算部
４７，４７ａ 実効値変換部
４８，４８ａ フーリエ変換部
４９，４９ａ 電圧補正値計算部
５０，５０ａ 減算器
５１ 加算器
５２ 演算器
６１ 符号検出部
６２ 乗算器
６３ 積分器
６４ 初期電圧出力部
７１ クロック周期計算部
７２ クロック生成部
７３ 電気角テーブル用カウンタ
７４ 電気角テーブル
８１ 乗算器
８２ 積分器
８３ 係数演算部
９１ 符号検出部
９２ 乗算器
９３ 積分器
９４ 電気角データ
９５ 加算器
１００ インバータ装置
４８１ 演算部
４９１ 演算部

Claims (6)

1. 電圧指令値に基づいて直流電力を交流電力に変換するスイッチング回路と、前記スイッチング回路の作動を制御する制御手段と、を有するインバータ装置において、
   前記制御手段は、
   電圧指令値を出力する電圧指令値出力手段と、
   前記スイッチング回路の出力電圧を検出する電圧測定手段と、
   前記電圧測定手段で検出された出力電圧を、周波数解析する周波数解析手段と、
   前記周波数解析手段にて周波数解析される、前記スイッチング回路の駆動周波数に対する高調波成分を取得し、この高調波成分を打ち消すように、前記電圧指令値を補正するための電圧補正係数を求める補正信号生成手段と、を備え、
   前記補正信号生成手段は、前記高調波成分の各次数毎の係数を演算し、且つ、前記係数を演算する際に該係数が収束するか否かを判断し、収束すると判断された係数に基づいて電圧補正係数を算出すること
   を特徴とするインバータ装置。
2. 前記補正信号生成手段は、高調波成分の各次数毎に演算される係数が、予め設定した閾値以内である場合に、収束するものと判断することを特徴とする請求項１に記載のインバータ装置。
3. 前記補正信号生成手段は、高調波成分の各次数毎に演算される係数が、前記閾値を外れた場合でも、係数の計測時間が予め設定した所定時間未満である場合には、この係数は収束するものと判断することを特徴とする請求項２に記載のインバータ装置。
4. 原動機と、該原動機と連結した同期モータと、該同期モータと連結したコンバータと、該コンバータと連結したインバータ装置と、前記コンバータと前記インバータ装置との間に設けられる蓄電手段と、を備え、前記原動機により前記同期モータを回転させ、該同期モータで発電された電力を前記コンバータで直流化し、この直流電力を前記インバータで所望周波数の交流電力に変換するインバータ発電機において、
   前記インバータ装置は、
   電圧指令値に基づいて直流電力を交流電力に変換するスイッチング回路と、前記スイッチング回路の作動を制御する制御手段と、を有し、
   前記制御手段は、
   電圧指令値を出力する電圧指令値出力手段と、
   前記スイッチング回路の出力電圧を検出する電圧測定手段と、
   前記電圧測定手段で検出された出力電圧を、周波数解析する周波数解析手段と、
   前記周波数解析手段にて周波数解析される、前記スイッチング回路の駆動周波数に対する高調波成分を取得し、この高調波成分を打ち消すように、前記電圧指令値を補正するための電圧補正係数を求める補正信号生成手段と、を備え、
   前記補正信号生成手段は、前記高調波成分の各次数毎の係数を演算し、且つ、前記係数を演算する際に該係数が収束するか否かを判断し、収束すると判断された係数に基づいて電圧補正係数を算出すること
   を特徴とするインバータ発電機。
5. 前記補正信号生成手段は、高調波成分の各次数毎に演算される係数が、予め設定した閾値以内である場合に、収束するものと判断することを特徴とする請求項４に記載のインバータ発電機。
6. 前記補正信号生成手段は、高調波成分の各次数毎に演算される係数が、前記閾値を外れた場合でも、係数の計測時間が予め設定した所定時間未満である場合には、この係数は収束するものと判断することを特徴とする請求項５に記載のインバータ発電機。

Images