JP2014212413A - 超音波トランスデューサ - Google Patents

Abstract

【課題】インピーダンス整合を行うことができる周波数帯域を広くすることが可能な超音波トランスデューサを提供する。
【解決手段】この超音波トランスデューサ１００は、超音波を発生するとともに被検体からの反射波を受波して出力する圧電素子１と、圧電素子１に接続される、抵抗素子２、抵抗素子３およびインダクタ４とを備え、圧電素子１と、抵抗素子２、抵抗素子３およびインダクタ４とによって定抵抗回路が構成されている。
【選択図】図１

Description

この発明は、超音波トランスデューサに関し、特に、圧電素子を備える超音波トランスデューサに関する。

従来、圧電素子を備える超音波トランスデューサが知られている（たとえば、特許文献１参照）。上記特許文献１では、圧電素子がバントパスフィルタ回路の一部として設けられており、バントパスフィルタ回路を通過する所定の周波数帯域（通過領域）において、バントパスフィルタ回路のインピーダンス特性の抵抗成分が略一定（たとえば、５０Ω）になるとともに、リアクタンス成分は、略ゼロになるように構成されている。すなわち、上記特許文献１に記載の超音波トランスデューサは、中心周波数（圧電素子の共振周波数）近傍の周波数帯域において、超音波トランスデューサに接続される回路（たとえば、電気伝送路）との間のインピーダンスマッチング（インピーダンス整合）を行うことが可能になるように構成されている。

特開２００１−８６５８７号公報

しかしながら、上記特許文献１に記載の超音波トランスデューサでは、中心周波数から外れる周波数帯域では、インピーダンス特性の抵抗成分が略一定でなくなるとともに、リアクタンス成分も略ゼロでなくなるという不都合がある。具体的には、中心周波数から外れる周波数帯域では、反射ノイズ（超音波トランスデューサに接続される回路（たとえば、電気伝送路）からの反射ノイズ）が生じるという不都合がある。すなわち、上記特許文献１に記載の超音波トランスデューサでは、インピーダンスマッチング（インピーダンス整合）を行うことができる周波数帯域が限られている（狭い）という問題点がある。

この発明は、上記のような課題を解決するためになされたものであり、この発明の１つの目的は、インピーダンス整合を行うことができる周波数帯域を広くすることが可能な超音波トランスデューサを提供することである。

上記目的を達成するために、この発明の一の局面による超音波トランスデューサは、超音波を発生するとともに被検体からの反射波を受波して出力する圧電素子と、圧電素子に接続され、抵抗素子、インダクタおよびキャパシタのうちの少なくとも１つを含む電気素子とを備え、圧電素子と電気素子とによって定抵抗回路が構成されている。

この一の局面による超音波トランスデューサでは、上記のように、圧電素子と電気素子とによって定抵抗回路を構成することによって、超音波トランスデューサのインピーダンスを純抵抗に略等価にすることができるので、超音波トランスデューサのインピーダンスを周波数によらず略一定にすることができる。その結果、インピーダンス整合を行うことができる周波数帯域を広くすることができる。

また、超音波トランスデューサのインピーダンスを純抵抗に略等価にすることができることにより、超音波トランスデューサを抵抗素子として取り扱うことができるので、超音波トランスデューサを用いたシステム全体の設計を容易にすることができる。特に、伝送経路長や、送受信回路の入出力インピーダンスの考慮および設計の負担を軽減することができる。

さらに、超音波トランスデューサを１つの送受信回路に対して複数設ける場合においても、超音波トランスデューサを抵抗素子として取り扱うことができるので、電圧、電流および電力、または、反射率等は、抵抗素子の接続に基づく計算（超音波トランスデューサを抵抗素子として取り扱う計算）により、容易に、算出することができる。

上記一の局面による超音波トランスデューサにおいて、好ましくは、抵抗素子は、第１抵抗素子および第２抵抗素子を含み、定抵抗回路は、第１抵抗素子と直列または並列に接続される複素インピーダンスＺ１を有する回路と、第２抵抗素子と直列または並列に接続されるとともに圧電素子を含み複素インピーダンスＺ２を有する回路とを含み、複素インピーダンスＺ１と複素インピーダンスＺ２との積Ｚ１・Ｚ２は、第１抵抗素子の抵抗値Ｒと第２抵抗素子の抵抗値Ｒとの積Ｒ^２と略同一になるように構成されている。このように構成すれば、第１抵抗素子、第２抵抗素子、複素インピーダンスＺ１およびＺ２を有する回路によって容易に定抵抗回路を形成することができるので、容易に、インピーダンス整合を行うことが可能な周波数帯域を広くすることができる。

上記一の局面による超音波トランスデューサにおいて、好ましくは、定抵抗回路は、特性値が調整可能な電気素子を含む。このように構成すれば、定抵抗回路に含まれる圧電素子の特性値にばらつきがある場合でも、電気素子の特性値を調整することにより定抵抗回路を構成することができる。また、定抵抗回路を特性値が調整可能な電気素子を含むように構成することにより、超音波トランスデューサを定抵抗回路として維持した状態で、電気素子の特性値を調整することにより、圧電素子に印加される電圧の周波数特性を制御することができる。その結果、たとえば、定抵抗回路の内部にフィルタ回路を含めるように構成した場合、電気素子の特性値を調整することにより、フィルタ回路およびフィルタ回路の逆回路の調整を行うことができるので、フィルタ特性を調整（変更）させながら、超音波トランスデューサを定抵抗回路として維持することができる。

この場合、好ましくは、定抵抗回路は、インダクタのインダクタンスおよびキャパシタのキャパシタンスのうちの少なくとも一方が調整可能に構成されている。このように構成すれば、定抵抗回路に含まれる圧電素子の特性値にばらつきがある場合でも、インダクタのインダクタンスおよびキャパシタのキャパシタンスのうちの少なくとも一方を調整することによって、容易に定抵抗回路を構成することができる。

上記一の局面による超音波トランスデューサにおいて、好ましくは、定抵抗回路に接続され、定抵抗回路のインピーダンスを変換するインピーダンス変換部をさらに備える。このように構成すれば、定抵抗回路の抵抗値が小さい場合でも、インピーダンス変換部によりインピーダンスを変換することによって、超音波トランスデューサの電力利得を改善することができる。

この場合、好ましくは、インピーダンス変換部は、定抵抗回路に接続され、定抵抗回路のインピーダンスを変換する変成器を含む。このように構成すれば、変成器により、容易に、超音波トランスデューサの電力利得を改善することができる。

上記一の局面による超音波トランスデューサにおいて、好ましくは、電気素子は、圧電素子と並列に設けられ超音波トランスデューサの電圧利得のピークを調整するためのインダクタを含む。このように構成すれば、超音波トランスデューサの電圧利得のピーク（周波数特性）を調整することができるので、所望の周波数帯域における電圧利得を大きくすることができる。

本発明によれば、上記のように、インピーダンス整合を行うことができる周波数帯域を広くすることができる。

本発明の第１実施形態による超音波トランスデューサの回路図である。 抵抗素子と複素インピーダンスを有する回路とが並列接続された一般的な定抵抗回路を説明するための回路図である。 抵抗素子と複素インピーダンスを有する回路とが直列接続された一般的な定抵抗回路を説明するための回路図である。 本発明の第１実施形態による超音波トランスデューサのインピーダンスを説明するための図である。 本発明の第２実施形態による超音波トランスデューサの回路図である。 図５の等価回路を示す図である。 本発明の第２実施形態による超音波トランスデューサのインピーダンスを説明するための図である。 本発明の第３実施形態による超音波トランスデューサの回路図である。 本発明の第３実施形態による超音波トランスデューサのインピーダンスを説明するための図である。 本発明の第３実施形態による超音波トランスデューサの電圧利得を説明するための図である。 本発明の第４実施形態による超音波トランスデューサの回路図である。 本発明の第４実施形態による超音波トランスデューサのインピーダンス（実数成分）を説明するための図である。 本発明の第４実施形態による超音波トランスデューサの反射率を説明するための図である。 本発明の第５実施形態による超音波トランスデューサの回路図である。 本発明の第５実施形態による超音波トランスデューサの電圧利得を説明するための図である。 本発明の第６実施形態による超音波トランスデューサの回路図である。 図１４に示す本発明の第５実施形態による超音波トランスデューサの等価回路図である。 本発明の第６実施形態による超音波トランスデューサの電力利得を説明するための図である。

以下、本発明を具体化した実施形態を図面に基づいて説明する。

（第１実施形態）
図１を参照して、第１実施形態による超音波トランスデューサ１００の構成について、図２および図３に示す一般的な定抵抗回路２００および２１０と比較しながら説明する。

図２に示すように、一般的な定抵抗回路２００は、抵抗値Ｒを有する抵抗素子２０１と、抵抗値Ｒを有する抵抗素子２０２と、複素インピーダンスＺ１を有する第１回路２０３と、複素インピーダンスＺ２を有する第２回路２０４とを含む。抵抗素子２０１と第１回路２０３とは、並列に接続されているとともに、抵抗素子２０２と第２回路２０４とは、並列に接続されている。また、抵抗素子２０１および第１回路２０３の一方側は、端子ｐ１に接続されているとともに、他方側は、抵抗素子２０２および第２回路２０４の一方側に接続されている。また、抵抗素子２０２および第２回路２０４の他方側は、端子ｐ２に接続されている。ここで、定抵抗回路２００では、複素インピーダンスＺ１およびＺ２と、抵抗値Ｒとの間には、Ｚ１・Ｚ２＝Ｒ^２の関係がある。このとき、端子ｐ１と、端子ｐ２との間のインピーダンスは、純抵抗と等価になる。すなわち、抵抗値は、Ｒとなり、インピーダンスは、周波数に依存しなくなる。なお、このように、Ｚ１・Ｚ２＝Ｒ^２の関係があるとき、第１回路２０３および第２回路２０４の一方は、抵抗値Ｒにおける他方の逆回路を構成する。

図３に示すように、一般的な定抵抗回路２１０は、抵抗素子２０１と第１回路２０３とが直列に接続されているとともに、抵抗素子２０２と第２回路２０４とが直列に接続されている。また、抵抗素子２０１および抵抗素子２０２の一方側は、端子ｐ１に接続されている。また、第１回路２０３および第２回路２０４の一方側は、端子ｐ２に接続されている。ここで、定抵抗回路２１０では、複素インピーダンスＺ１およびＺ２と、抵抗値Ｒとの間には、Ｚ１・Ｚ２＝Ｒ^２の関係があり、端子ｐ１と、端子ｐ２との間のインピーダンスは、純抵抗と等価になる。

また、図２および図３において、第１回路２０３（Ｚ１）が、キャパシタンスＣを有する容量性の素子でありかつ、第２回路２０４（Ｚ２）が、インダクタンスＬを有する誘導性の素子である場合には、第１回路２０３および第２回路２０４の複素インピーダンスは、Ｚ１＝１／ｊωＣ、Ｚ２＝ｊωＬとなる。ここにω＝２πｆであり、ｆは周波数である。すなわち、Ｚ１・Ｚ２＝Ｌ／Ｃ＝Ｒ^２を満たす場合に、定抵抗回路２００（図２参照）および定抵抗回路２１０（図３参照）は、定抵抗回路となる。すなわち、容量性の素子と誘導性の素子とは、互いに抵抗値Ｒにおける逆回路となる。

また、容量性の素子および誘導性の素子以外の素子によって構成される回路によっても、Ｚ１・Ｚ２＝Ｒ^２を満たすことが可能であれば、定抵抗回路を構成することが可能である。なお、第１回路２０３（Ｚ１）および第２回路２０４（Ｚ２）のうちの一方が共振回路である場合には、他方は、一方の回路と同じ共振周波数を有する反共振回路により構成される。

ここで、第１実施形態では、図１に示すように、超音波トランスデューサ１００は、超音波を発生するとともに被検体からの反射波を受波して出力する圧電素子１と、抵抗素子２と、抵抗素子３と、インダクタ４とを備えており、圧電素子１、抵抗素子２、抵抗素子３およびインダクタ４によって定抵抗回路が構成されている。圧電素子１は、共振周波数が約２００［ＭＨｚ］の機械的共振を有し、電気的共振の周波数も、約２００［ＭＨｚ］である。なお、共振のＱ値（共振のピークでの周波数ｆ_０を、共振のピークの半分になる周波数の幅ｆ_２−ｆ_１で除算した値）が小さい場合には、圧電素子１をキャパシタと等価とみなしてよい。そこで、図１では、圧電素子１をキャパシタとして記載しており、圧電素子１（キャパシタ）のキャパシタンスは、約１１［ｐＦ］である。なお、抵抗素子２は、本発明の「第１抵抗素子」および「電気素子」の一例である。また、抵抗素子３は、本発明の「第２抵抗素子」および「電気素子」の一例である。また、インダクタ４は、本発明の「電気素子」の一例である。

また、超音波トランスデューサ１００では、抵抗素子２の抵抗値は、５０［Ω］であり、抵抗素子３の抵抗値は、５０［Ω］である。また、インダクタ４のインダクタンスは、２７［ｎＨ］である。なお、インダクタ４は、抵抗値５０［Ω］において、圧電素子１に対する逆回路になっている。

具体的には、第１実施形態では、抵抗素子２と直列に接続されるインダクタ４（複素インピーダンスＺ１）と、抵抗素子３と直列に接続されインダクタ４の逆回路を構成する圧電素子１（複素インピーダンスＺ２）とを含むように定抵抗回路を構成する。そして、インダクタ４の複素インピーダンスＺ１と圧電素子１の複素インピーダンスＺ２との積Ｚ１・Ｚ２が、抵抗素子２の抵抗値Ｒと抵抗素子３の抵抗値Ｒとの積Ｒ^２と略同一になるように（Ｚ１・Ｚ２＝Ｌ／Ｃ＝Ｒ^２の関係を満たすように）構成されている。

次に、図４を参照して、超音波トランスデューサ１００のインピーダンスの周波数特性について説明する。なお、超音波トランスデューサ１００のインピーダンスの周波数特性は、回路シミュレータによるシミュレーションにより求めたものである。なお、定抵抗回路のインピーダンスを各電気素子の特性値の関数として表して、このインピーダンスの関数を微分することにより、インピーダンスの周波数特性を求めることも可能である一方、回路シミュレータによるシミュレーションによりインピーダンスの周波数特性を求める方が効率的である。

図４に示すように、インピーダンスの実数成分は、周波数が１０[ＭＨｚ]〜４００［ＭＨｚ］の範囲にわたって、略５０［Ω］になっているとともに、虚数成分は、略０［Ω］になっていることが判明した。なお、インピーダンス整合をよりよくするためには、定抵抗回路のインピーダンスの実数成分は、特性インピーダンスの値の７０％以上１４０％以下の範囲内であることが好ましい。また、定抵抗回路のインピーダンスの虚数成分は、特性インピーダンスの値の±３０％以内であることが好ましい。そして、定抵抗回路のインピーダンスの実数成分および虚数成分が、上記の範囲内である場合には、反射率の最大値は、０．２５しかなく、より良いインピーダンス整合を行うことが可能となる。

また、定抵抗回路を構成する各電気素子（圧電素子１、抵抗素子２、抵抗素子３およびインダクタ４）の特性値は、実施には、理想的な特性値に対して誤差を有する一方、結果的に誤差が問題とならないような範囲で各電気素子を選定するとよい。

たとえば、図１に示すインダクタ４の最大自己共振周波数が２［ＧＨｚ］であり、２［ＧＨｚ］の前後の周波数からインダクタとしての理想的特性が逸脱する場合でも、超音波トランスデューサ１００の中心周波数を２００［ＭＨｚ］で設計して、２００［ＭＨｚ］近傍の周波数を利用することにより、２００［ＭＨｚ］近傍の周波数ではインダクタ４は略理想的なインダクタンスを有しているので、自己共振特性が問題になるのを回避することができることが判明した。

また、たとえば、図１に示す抵抗素子２（抵抗素子３）の抵抗値が５０［Ω］ではなく４９［Ω］または５１［Ω］である場合にも、抵抗値の誤差が定抵抗回路の特性値（インピーダンス）に影響を及ぼさないことが確認された。

第１実施形態では、上記のように、圧電素子１と、抵抗素子２と、抵抗素子３と、インダクタ４とによって定抵抗回路を構成することによって、超音波トランスデューサ１００のインピーダンスを純抵抗に略等価にすることができるので、超音波トランスデューサ１００のインピーダンスを周波数によらず略一定にすることができる。その結果、インピーダンス整合を行うことができる周波数帯域を広くすることができる。

また、第１実施形態では、上記のように、定抵抗回路を、抵抗素子２と直列に接続される複素インピーダンスＺ１を有するインダクタ４と、抵抗素子３と直列に接続され複素インピーダンスＺ２を有する圧電素子１を含むように構成して、インダクタ４の複素インピーダンスＺ１と圧電素子１の複素インピーダンスＺ２との積Ｚ１・Ｚ２を、抵抗素子２の抵抗値Ｒと抵抗素子３の抵抗値Ｒとの積Ｒ^２と略同一になるように構成する。これにより、抵抗素子２、抵抗素子３、インダクタ４および圧電素子１によって容易に定抵抗回路を形成することができるので、容易に、インピーダンス整合を行うことが可能な周波数帯域を広くすることができる。

また、超音波トランスデューサ１００のインピーダンスを純抵抗に略等価にすることができることにより、超音波トランスデューサ１００を抵抗素子として取り扱うことができるので、超音波トランスデューサ１００を用いたシステム全体の設計を容易にすることができる。特に、伝送経路長や、送受信回路の入出力インピーダンスの考慮および設計の負担を軽減することができる。

さらに、超音波トランスデューサ１００を１つの送受信回路に対して複数設ける場合においても、超音波トランスデューサ１００を抵抗素子として取り扱うことができるので、電圧、電流および電力、または、反射率等は、抵抗素子の接続に基づく計算（超音波トランスデューサを抵抗素子として取り扱う計算）により、容易に、算出することができる。

（第２実施形態）
次に、図５および図６を参照して、第２実施形態による超音波トランスデューサ１０１の構成について説明する。第２実施形態では、上記圧電素子がキャパシタと等価であるとみなされた第１実施形態とは異なり、圧電素子が、直列共振回路とキャパシタとを含む等価回路として表されている。なお、超音波トランスデューサ１０１は、後述するように２つの定抵抗回路（第１の定抵抗回路、第２の定抵抗回路）から構成されている。

図５に示すように、超音波トランスデューサ１０１は、超音波を発生するとともに被検体からの反射波を受波して出力する圧電素子１１と、圧電素子１１に並列接続される回路１２と、抵抗値が５０［Ω］である抵抗素子２と、抵抗値が５８［Ω］である抵抗素子１５と、インダクタンスが２７［ｎＨ］であるインダクタ４とを備えている。

圧電素子１１は、キャパシタ１３と、キャパシタ１３に並列接続され、圧電素子１１の共振特性を示す直列共振回路１４とを含む。直列共振回路１４は、抵抗値が３５０［Ω］である抵抗素子１４ａと、抵抗素子１４ａに直列接続されインダクタンスが３００［ｎＨ］であるインダクタ１４ｂと、インダクタ１４ｂに直列接続されキャパシタンスが１．５ｐＦであるキャパシタ１４ｃとを含む。

圧電素子１１に並列接続される回路１２は、抵抗値が３５０［Ω］である抵抗素子１２ａと、キャパシタンスが２．４［ｐＦ］であるキャパシタ１２ｂと、インダクタンスが１８０［ｎＨ］であるインダクタ１２ｃとを含む。キャパシタ１２ｂとインダクタ１２ｃとは、並列接続されているとともに、抵抗素子１２ａに直列に接続されている。そして、直列共振回路１４と回路１２とによって、放射インピーダンスが３５０［Ω］である定抵抗回路（第１の定抵抗回路）が構成されている。

また、放射インピーダンスが３５０［Ω］である直列共振回路１４と回路１２とによって構成される定抵抗回路は、抵抗値が５８［Ω］である抵抗素子１５に並列接続されており、定抵抗回路と抵抗素子１５との合成インピーダンスは、約５０［Ω］となる。

図６（図５に示される超音波トランスデューサ１０１の等価回路）では、上記合成インピーダンスが約５０［Ω］である定抵抗回路が、抵抗素子１６により表されている。図６に示すように、超音波トランスデューサ１０１は、２７［ｎＨ］×１／１１［ｐＦ］≒５０［Ω］×５０［Ω］の関係を有し、超音波トランスデューサ１０１は、定抵抗回路（第２の定抵抗回路）を構成している。なお、抵抗素子１６は、本発明の「第２抵抗素子」および「電気素子」の一例である。

次に、図７を参照して、超音波トランスデューサ１０１のインピーダンスの周波数特性について説明する。

図７に示すように、インピーダンスの実数成分は、周波数が１０[ＭＨｚ]〜４００［ＭＨｚ］の広い範囲（周波数帯域）にわたって、略５０［Ω］（純抵抗）になっているとともに、虚数成分は、略０［Ω］になっていることが判明した。

なお、第２実施形態の効果は、上記第１実施形態と同様である。

（第３実施形態）
次に、図８を参照して、第３実施形態による超音波トランスデューサ１０２の構成について説明する。第３実施形態では、上記第１および第２実施形態と異なり、圧電素子に並列にインダクタが接続されている。

図８に示すように、第３実施形態による超音波トランスデューサ１０２では、圧電素子１に並列に、超音波トランスデューサ１０２の電圧利得のピークを調整するためのインダクタ２１が接続されている。なお、インダクタ２１のインダクタンスは、２３０［ｎＨ］である。また、超音波トランスデューサ１０２を定抵抗回路にするように、インダクタ４に直列に、キャパシタ２２が接続されている。なお、キャパシタ２２のキャパシタンスは、１００［ｐＦ］である。なお、インダクタ２１およびキャパシタ２２は、本発明の「電気素子」の一例である。

次に、図９を参照して、超音波トランスデューサ１０２のインピーダンスの周波数特性について説明する。

図９に示すように、インピーダンスの実数成分は、周波数が１０[ＭＨｚ]〜４００［ＭＨｚ］の広い範囲（周波数帯域）にわたって、略５０［Ω］（純抵抗）になっているとともに、虚数成分は、略０［Ω］になっていることが判明した。

次に、図１０を参照して、超音波トランスデューサの電圧利得について説明する。なお、電圧利得とは、超音波トランスデューサに印加される電圧Ｖｉに対する圧電素子に印加される電圧Ｖｏの比の対数に、２０を乗じた値（２０×Ｌｏｇ（Ｖｏ／Ｖｉ））である。また、電圧利得は、回路シミュレータによるシミュレーションにより求めたものである。

図１０に示すように、第２実施形態による超音波トランスデューサ１０１（図５参照）の電圧利得は、周波数が１０[ＭＨｚ]〜４００［ＭＨｚ］にわたって、約３［ｄＢ］の範囲内であることが判明した。一方、第３実施形態による超音波トランスデューサ１０２（図８参照）の電圧利得は、周波数の低い領域において小さくなっているとともに、周波数が１００［ＭＨｚ］の場合に極大になっていることが判明した。なお、周波数が１００［ＭＨｚ］の場合における超音波トランスデューサ１０２の電圧利得は、第２実施形態による超音波トランスデューサ１０１の電圧利得よりも大きくなることが判明した。

電圧利得が極大（ピーク）となる周波数が１００［ＭＨｚ］であるという結果（第２実施形態による超音波トランスデューサ１０１と第３実施形態による超音波トランスデューサ１０２との差異）は、１１［ｐＦ］のキャパシタンスを有する圧電素子１と、２３０［ｎＨ］のインダクタンスを有するインダクタ２１とにより構成される共振回路に起因している。つまり、圧電素子１と並列に接続されるインダクタ２１のインダクタンスの値を調整することにより、電圧利得の周波数特性を制御できることが確認された。その結果、電圧利得を制御することにより、超音波トランスデューサ１０２が送信する超音波の周波数特性も調整可能となることが確認された。

このように、第２実施形態による超音波トランスデューサ１０１と第３実施形態による超音波トランスデューサ１０２とは、共に約５０［Ω］の定抵抗回路を構成している（伝送路からみた電気的特性は略同じである）一方、電圧利得の周波数特性が互いに異なることが判明した。

第３実施形態では、上記のように、圧電素子１と並列に設けられ超音波トランスデューサ１０２の電圧利得のピークを調整するためのインダクタ２１を設ける。これにより、超音波トランスデューサ１０２の電圧利得のピーク（周波数特性）を調整することができるので、所望の周波数帯域における電圧利得を大きくすることができる。なお、第３実施形態のその他の効果は、上記第１および第２実施形態と同様である。

（第４実施形態）
次に、図１１を参照して、第４実施形態による超音波トランスデューサ１０３の構成について説明する。第４実施形態では、上記第１〜第３実施形態と異なり、インダクタのインダクタンスが調整可能に構成されている。

図１１に示すように、超音波トランスデューサ１０３は、圧電素子３１と、抵抗素子２と、抵抗素子３、インダクタ４と、インダクタンス調整回路３２とを備えている。圧電素子３１は、製造工程に起因して、キャパシタンスが１０［ｐＦ］以上１５［ｐＦ］以下の範囲内になるように（ばらつくように）製造されている。

ここで、第４実施形態では、超音波トランスデューサ１０３（定抵抗回路）は、特性値が調整可能な電気素子を含むように構成されている。具体的には、超音波トランスデューサ１０３（定抵抗回路）は、インダクタのインダクタンスが調整可能に構成されている。より具体的には、超音波トランスデューサ１０３では、インダクタンス調整回路３２は、並列接続されたインダクタ３３およびスイッチ３４を含むように構成されている。また、インダクタンス調整回路３２は、インダクタ４に直列接続されている。そして、スイッチ３４をＯＮ／ＯＦＦすることにより、インダクタンス調整回路３２のインダクタンスは、０［ｎＨ］／１０［ｎＨ］に調整可能に構成されている。なお、インダクタ３３は、本発明の「電気素子」の一例である。

ここで、キャパシタンスが上限値である１５［ｐＦ］の圧電素子３１に対しては、設計上、インダクタンスが３７．５［ｎＨ］のインダクタが逆回路になる。この場合に、スイッチ３４をＯＦＦすることにより、インダクタ４（２７［ｎＨ］）とインダクタ３３（１０［ｎＨ］）とが直列接続されて、３７［ｎＨ］のインダクタンスを有するインダクタを構成するとともに、圧電素子３１の逆回路を構成する。また、キャパシタンスが下限値である１０［ｐＦ］の圧電素子３１に対しては、設計上、インダクタンスが２５［ｎＨ］のインダクタが逆回路になる。この場合に、スイッチ３４をＯＮすることにより、インダクタ４（２７［ｎＨ］）のみにより、圧電素子３１の逆回路が構成される。

次に、図１２を参照して、超音波トランスデューサ１０３のインピーダンスの周波数特性について説明する。なお、図１２において、記号「□」は、圧電素子３１のキャパシタンスが、１０［ｐＦ］であり、スイッチ３４をＯＮ状態にした場合のインピーダンスの実数成分を示している。また、記号「△」は、圧電素子３１のキャパシタンスが、１５［ｐＦ］であり、スイッチ３４をＯＮ状態にした場合のインピーダンスの実数成分を示している。また、記号「○」は、圧電素子３１のキャパシタンスが、１５［ｐＦ］であり、スイッチ３４をＯＦＦ状態にした場合のインピーダンスの実数成分を示している。

図１２に示すように、圧電素子３１のキャパシタンスが１５［ｐＦ］であり、スイッチ３４をＯＮ状態にした場合（インダクタのインダクタンスは、２７［ｎＨ］、記号「△」）では、約４０［Ω］近傍までインピーダンスが小さくなっており、伝送路の特性インピーダンスが、たとえば５０［Ω］の場合には、伝送路から見た超音波トランスデューサ１０３の反射率は、約０．１になることが判明した。

一方、圧電素子３１のキャパシタンスが１５［ｐＦ］であり、スイッチ３４をＯＦＦ状態にした場合（インダクタのインダクタンスは、３７［ｎＨ］、記号「○」）では、インピーダンスの変化は、約５［Ω］の範囲内にあり、たとえば、インピーダンスを４５［Ω］とすると、伝送路の特性インピーダンスが５０［Ω］の場合には、伝送路から見た超音波トランスデューサ１０３の反射率は、約０．０５になることが判明した。すなわち、スイッチ３４をＯＦＦ状態にすれば、スイッチ３４をＯＮ状態にした場合（記号「△」）よりも反射率を約１／２（半減）にすることができる。また、圧電素子３１のキャパシタンスが１５［ｐＦ］である場合に、スイッチ３４をＯＮ状態（記号「△」）からＯＦＦ状態（記号「○」）にすることにより、圧電素子３１のキャパシタンスが１０［ｐＦ］でありスイッチ３４がＯＮ状態（記号「□」）のインピーダンスに近づけることができることが確認された。このように、スイッチ３４をＯＮ／ＯＦＦすることにより、圧電素子３１の製造バラつきに対して、整合性を確保できることが確認された

次に、図１３を参照して、超音波トランスデューサ１０３と伝送路との間の反射率について説明する。なお、図１３では、横軸は、圧電素子３１のキャパシタンスを示している。縦軸は、周波数が１０［ＭＨｚ］〜４００［ＭＨｚ］の範囲内における、特性インピーダンスが５０［Ω］である伝送路に対する反射率の最大値を示している。

図１３に示すように、スイッチ３４がＯＮ状態（記号「○」）である場合には、周波数が大きくなるにしたがって、反射率が小さくなる傾向になることが判明した。また、スイッチ３４がＯＦＦ状態（記号「−」）である場合には、周波数が大きくなるにしたがって、反射率が大きくなる傾向になることが判明した。この結果、圧電素子３１のキャパシタンスが１２［ｐＦ］未満の場合には、スイッチ３４をＯＦＦ状態にする（記号「−」）とともに、圧電素子３１のキャパシタンスが１２［ｐＦ］以上の場合には、スイッチ３４をＯＮ状態にする（記号「○」）ことにより、圧電素子３１のキャパシタンスに製造バラつきがあった場合でも、反射率を０．０６未満に抑えることができることが判明した。なお、超音波トランスデューサ１０３と伝送路との整合性を確保する周波数の範囲は、少なくとも超音波トランスデューサ１０３の中心周波数の１／２倍以上２倍以下の範囲内であることが好ましいとともに、この周波数の範囲内において、反射率が少なくとも０．１以下であることが好ましい。

第４実施形態では、上記のように、超音波トランスデューサ１０３（定抵抗回路）を、特性値が調整可能な電気素子（第４実施形態では、インダクタ）を含むように構成する。これにより、定抵抗回路に含まれる圧電素子３１の特性値にばらつきがある場合でも、電気素子（第４実施形態では、インダクタ）の特性値を調整することにより定抵抗回路を構成することができる。また、超音波トランスデューサ１０３（定抵抗回路）を特性値が調整可能な電気素子を含むように構成することにより、超音波トランスデューサ１０３を定抵抗回路として維持した状態で、電気素子の特性値を調整することにより、圧電素子に印加される電圧の周波数特性を制御することができる。その結果、たとえば、定抵抗回路の内部にフィルタ回路を含めるように構成した場合、電気素子の特性値を調整することにより、フィルタ回路およびフィルタ回路の逆回路の調整を行うことができるので、フィルタ特性を調整（変更）させながら、超音波トランスデューサ１０３を定抵抗回路として維持することができる。

（第５実施形態）
次に、図１４を参照して、第５実施形態による超音波トランスデューサ１０４の構成について説明する。第５実施形態では、上記第４実施形態と異なり、インダクタのインダクタンスに加えて、キャパシタのキャパシタンスも調整可能に構成されている。

図１４に示すように、超音波トランスデューサ１０４は、圧電素子１と、抵抗素子２と、抵抗素子３と、インダクタ４と、１００［ｐＦ］のキャパシタンスを有するキャパシタ４１と、キャパシタンス調整回路４２と、２３０［ｎＨ］のインダクタンスを有するインダクタ４３と、インダクタンス調整回路４４とを備えている。なお、インダクタ４３は、本発明の「電気素子」の一例である。

ここで、第５実施形態では、超音波トランスデューサ１０４は、インダクタのインダクタンスに加えて、キャパシタのキャパシタンスも調整可能に構成されている。具体的には、キャパシタンス調整回路４２は、並列接続された３３［ｐＦ］のキャパシタンスを有するキャパシタ４２ａおよびスイッチ４２ｂを含むように構成されている。また、キャパシタンス調整回路４２は、キャパシタ４１に直列接続されている。また、インダクタンス調整回路４４は、直列接続された７６［ｎＨ］のインダクタンスを有するインダクタ４４ａおよびスイッチ４４ｂを含むように構成されている。また、インダクタンス調整回路４４は、インダクタ４３に並列接続されている。なお、キャパシタ４２ａおよびインダクタ４４ａは、本発明の「電気素子」の一例である。

そして、超音波トランスデューサ１０４は、スイッチ４４ｂがＯＮ状態で、かつ、スイッチ４２ｂがＯＦＦ状態である場合（状態Ｋが、ＯＮ状態である場合とする）、または、スイッチ４４ｂがＯＦＦ状態で、かつ、スイッチ４２ｂがＯＮ状態である場合（状態Ｋが、ＯＦＦ状態である場合とする）、定抵抗回路になる。すなわち、スイッチ４４ｂおよびスイッチ４２ｂが、共にＯＮ状態、または、共にＯＦＦ状態の場合には、超音波トランスデューサ１０４が定抵抗回路を構成しない。

次に、図１５を参照して、超音波トランスデューサ１０４の電圧利得の周波数特性について説明する。なお、図１５において、記号「○」は、状態ＫがＯＦＦ状態の場合を示し、記号「−」は、状態ＫがＯＮ状態の場合を示している。

図１５に示すように、状態ＫがＯＮ状態の場合も、状態ＫがＯＦＦ状態の場合も、共に、周波数が大きくなるのに従って、電圧利得が大きくなり、極大値になった後、徐々に小さくなることが判明した。すなわち、状態ＫがＯＮ状態の場合も、状態ＫがＯＦＦ状態の場合も、共に、電圧利得は、なだらかな凸形状を有することが判明した。その結果、超音波トランスデューサ１０４は、広い周波数帯域において、所定の大きさ以上の電圧利得が得られることが確認された。また、状態ＫがＯＦＦ状態（記号「○」）の場合には、約１００［ＭＨｚ］近傍において、電圧利得が極大値を有するとともに、状態ＫがＯＮ状態（記号「−」）の場合には、約２００［ＭＨｚ］近傍において、電圧利得が極大値を有することが判明した。すなわち、状態ＫをＯＮ／ＯＦＦすることにより、電圧利得が極大値となる周波数を調整できることが確認された。また、電圧利得の極大値は、状態ＫがＯＮ状態の場合も、状態ＫがＯＦＦ状態の場合も、共に、０［ｄＢ］以上になっていることが判明した。また、状態ＫがＯＮ状態（記号「−」）の場合の電圧利得の極大値の方が、状態ＫがＯＦＦ状態（記号「○」）の場合の電圧利得の極大値よりも、数％大きくなる（昇圧される）ことが確認された。

なお、第５実施形態の効果は、上記第４実施形態と同様である。

（第６実施形態）
次に、図１６を参照して、第６実施形態による超音波トランスデューサ１０５の構成について説明する。第６実施形態では、上記第１〜第５実施形態と異なり、定抵抗回路が変成器に接続されている。

図１６に示すように、第６実施形態による超音波トランスデューサ１０５は、抵抗素子５１、抵抗素子５２、キャパシタ５３、インダクタ５４、インダクタ５５、圧電素子５６、および、変成器５７を備えている。抵抗素子５１および抵抗素子５２は、共に、２５［Ω］の抵抗値を有する。また、キャパシタ５３は、８０［ｐＦ］のキャパシタンスを有する。また、インダクタ５４およびインダクタ５５は、それぞれ、６［ｎＨ］および５０［ｎＨ］のインダクタンスを有する。また、圧電素子５６は、１１［ｐＦ］のキャパシタンスを有する。また、変成器５７の１次側および２次側の巻線比は、２．２：１である。なお、抵抗素子５１は、本発明の「第１抵抗素子」および「電気素子」の一例である。また、抵抗素子５２は、本発明の「第２抵抗素子」および「電気素子」の一例である。また、キャパシタ５３、インダクタ５４およびインダクタ５５は、本発明の「電気素子」の一例である。また、変成器５７は、本発明の「インピーダンス変換器」の一例である。

キャパシタ５３とインダクタ５４とは、直列接続されているとともに、キャパシタ５３およびインダクタ５４は、抵抗素子５１に並列接続されている。また、キャパシタ５３および抵抗素子５１は、変成器５７に接続されている。また、抵抗素子５２、圧電素子５６およびインダクタ５５は、互いに並列接続されている。また、抵抗素子５２、圧電素子５６およびインダクタ５５の一方側は、抵抗素子５１およびインダクタ５４に接続されているとともに、他方側は、変成器５７に接続されている。

また、変成器５７の２次側の電気素子（抵抗素子５１、抵抗素子５２、キャパシタ５３、インダクタ５４、インダクタ５５、圧電素子５６）は、２５［Ω］の定抵抗回路を構成している。この定抵抗回路は、２００［ＭＨｚ］の共振周波数を有する共振回路を含んでいる。そして、第６実施形態では、この定抵抗回路が、定抵抗回路のインピーダンスを変換する変成器５７に接続されている。

次に、図１８を参照して、超音波トランスデューサ１０５の圧電素子の送信時の電力利得の周波数特性を、第５実施形態の超音波トランスデューサ１０４（図１７参照）と比較しながら説明する。なお、電力利得とは、超音波トランスデューサの電力Ｗｉに対する圧電素子の電力Ｗｏの比の対数に、１０を乗じた値（１０×Ｌｏｇ（Ｗｏ／Ｗｉ））である。また、電力利得は、回路シミュレータによるシミュレーションにより求めたものである。

図１７は、図１４に示す超音波トランスデューサ１０４において、状態ＫがＯＮ状態でる場合（スイッチ４４ｂがＯＮ状態、スイッチ４２ｂがＯＦＦ状態）の場合の等価回路であり、図１６に示す超音波トランスデューサ１０５と同様に、２００［ＭＨｚ］の共振周波数を有する共振回路を含んでいる。

図１８に示すように、第６実施形態の超音波トランスデューサ１０５（記号「○」）も、第５実施形態の超音波トランスデューサ１０４（記号「△」）も、共に、周波数が大きくなるのに従って、電力利得が大きくなり、極大値になった後、徐々に小さくなることが判明した。また、第６実施形態の超音波トランスデューサ１０５の電力利得は、第５実施形態の超音波トランスデューサ１０４の電力利得よりも６［ｄＢ］以上大きくなる（改善される）ことが確認された。すなわち、定抵抗回路の抵抗値を１／２（＝２５［Ω］／５０［Ω］）にして、変成器５７によってインピーダンス変換をした結果、電力利得が改善されることが確認された。つまり、超音波トランスデューサ１０５のように、たとえば２５［Ω］の抵抗値を有する定抵抗回路を構成した後、変成器５７によって５０［Ω］にインピーダンス変換すれば、送信時の電力利得を向上できることが確認された。

第６実施形態では、上記のように、定抵抗回路に接続され、定抵抗回路のインピーダンスを変換するインピーダンス変成器５７を設ける。これにより、定抵抗回路の抵抗値が小さい場合でも、変成器５７により定抵抗回路のインピーダンスを変換することによって、容易に、超音波トランスデューサ１０５の電力利得を改善することができる。

なお、今回開示された実施形態および実施例は、すべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は、上記した実施形態および実施例の説明ではなく特許請求の範囲によって示され、さらに特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれる。

たとえば、上記第１〜第６実施形態では、圧電素子、抵抗素子およびインダクタ（または、圧電素子、抵抗素子、インダクタおよびコンデンサ）によって定抵抗回路が構成されている例を示したが、本発明はこれに限られない。本発明では、圧電素子を含んでいれば、抵抗素子、インダクタおよびコンデンサ以外の電気素子によって（または、抵抗素子、インダクタおよびコンデンサにさらに電気素子を含めて）、定抵抗回路を構成してもよい。

また、上記第４実施形態（第５実施形態）では、インダクタのインダクタンス（インダクタのインダクタンスおよびキャパシタのキャパシタンス）が調整可能に構成されている例を示したが、本発明はこれに限られない。たとえば、抵抗素子の抵抗値を調整可能にしてもよい。また、スイッチ、ボリュームコントロール、トリマーコンデンサ、可変インダクタなど、特性値が調整可能な電気素子を超音波トランスデューサに設けてもよい。さらに、電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）などを設けて、電圧制御により定抵抗回路の抵抗値を可変にしてもよい。

また、上記第４実施形態（第５実施形態）では、スイッチを１つ（２つ）設けて、インダクタのインダクタンス（インダクタのインダクタンスおよびキャパシタのキャパシタンス）を調整する例を示したが、本発明はこれに限られない。たとえば、３つ以上のスイッチを設けて、電気素子の特性値を調整するようにしてもよい。

また、上記第６実施形態では、本発明のインピーダンス変換器として変成器を用いる例を示したが、本発明はこれに限られない。たとえば、分圧回路を用いてもよいし、比較的広い周波数帯域でインピーダンスの変換が一定の比率で可能であるトランジスタ等の能動素子を用いてもよい。

１、１１、３１、５６ 圧電素子
２、５１ 抵抗素子（第１抵抗素子、電気素子）
３、２１、３３、４３、４４ａ、５４、５５ インダクタ（電気素子）
４、１６、５２ 抵抗素子（第２抵抗素子、電気素子）
２２、４２ａ、５３ キャパシタ（電気素子）
５７ 変成器（インピーダンス変換部）
１００、１０１、１０２、１０３、１０４、１０５ 超音波トランスデューサ

Claims (7)

1. 超音波を発生するとともに被検体からの反射波を受波して出力する圧電素子と、
   前記圧電素子に接続され、抵抗素子、インダクタおよびキャパシタのうちの少なくとも１つを含む電気素子とを備え、
   前記圧電素子と前記電気素子とによって定抵抗回路が構成されている、超音波トランスデューサ。
2. 前記抵抗素子は、第１抵抗素子および第２抵抗素子を含み、
   前記定抵抗回路は、前記第１抵抗素子と直列または並列に接続される複素インピーダンスＺ１を有する回路と、前記第２抵抗素子と直列または並列に接続されるとともに前記圧電素子を含み複素インピーダンスＺ２を有する回路とを含み、
   前記複素インピーダンスＺ１と前記複素インピーダンスＺ２との積Ｚ１・Ｚ２は、前記第１抵抗素子の抵抗値Ｒと前記第２抵抗素子の抵抗値Ｒとの積Ｒ^２と略同一になるように構成されている、請求項１に記載の超音波トランスデューサ。
3. 前記定抵抗回路は、特性値が調整可能な前記電気素子を含む、請求項１または２に記載の超音波トランスデューサ。
4. 前記定抵抗回路は、前記インダクタのインダクタンスおよび前記キャパシタのキャパシタンスのうちの少なくとも一方が調整可能に構成されている、請求項３に記載の超音波トランスデューサ。
5. 前記定抵抗回路に接続され、前記定抵抗回路のインピーダンスを変換するインピーダンス変換部をさらに備える、請求項１〜４のいずれか１項に記載の超音波トランスデューサ。
6. 前記インピーダンス変換部は、前記定抵抗回路に接続され、前記定抵抗回路のインピーダンスを変換する変成器を含む、請求項５に記載の超音波トランスデューサ。
7. 前記電気素子は、前記圧電素子と並列に設けられ前記超音波トランスデューサの電圧利得のピークを調整するためのインダクタを含む、請求項１〜６のいずれか１項に記載の超音波トランスデューサ。

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