JP2014191808A - 温度制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】温度制御が適切に行われていない状態に対応するしきい値を高精度にかつ容易に設定することができる温度制御装置を提供する。
【解決手段】温度制御装置は被加熱体１０、２０の温度をヒータ５により制御し、温度検出部１０、２０は、前記被加熱体１０、２０の温度を検出し、差分演算部６は、その温度検出値と温度設定値との差分値を求め、調節部６１、６２は、前記差分値をゼロにするための操作量の演算を行う。比較部７２は、差分演算部６にて求められた差分値と所定のしきい値とを比較し、差分値がしきい値を超えているときに第１の信号を出力し、異常検出部７３は、第１の信号が所定の設定時間を超えて出力されたときに異常検出信号である第２の信号を出力する。給電停止部６４は、第２の信号が出力されたときに、調節部６１、６２にて得られた操作量に基づいて給電量が制御されるヒータ５への給電を停止する。
【選択図】図１

Description

本発明は、ヒータにより加熱される被加熱体の温度を目標温度に制御する温度制御装置であって、温度制御に異常が生じたときにヒータへの給電を停止する技術分野に関する。

電子部品をヒータにより一定の温度に加熱して、電子部品の特性の安定化を図る場合があり、その一例としていわゆるオーブン付きの水晶発振器（ＯＣＸＯ）が挙げられる。水晶振動子は、温度により周波数が変動することから、出力周波数について高い安定度が要求される場合には、このようなタイプの水晶発振器が用いられる。
ＯＣＸＯにおいては、電子回路やヒータの不具合などにより適切な温度制御ができなくなった場合に備えてヒータの過熱を防止する必要がある。そこで、例えばサーミスタによる温度検出値が異常値に対応するしきい値になったときにヒータへの給電を停止するアナログ回路が設けられる。

ところで上記のしきい値が通常使用される温度範囲から離れすぎていると、温度制御の異常検出が遅れてしまう一方、上記のしきい値が通常の温度範囲に近すぎると、温度制御ループに異常が生じているのか、突発的な温度変化であるのかの区別が困難である。そしてＯＣＸＯは機種に応じて筐体の大きさや電子部品の配置レイアウトが異なり、このため機種ごとに温度検出値が異常であると判断するしきい値を設定する必要がある。更に異常検出回路がアナログ回路であることも加わって、製造メーカ側で初期の調整時において上記のしきい値を高精度に調整する作業が煩雑で、困難である。

特許文献１には、電子写真装置の熱定着部の近傍の温度をサーミスタで検出し、温度検出値が異常高温に相当するときに強制的にヒータへの通電を停止する回路が記載されている。しかしこのような異常検出方式では、上記の課題を解決できない。
特許文献２には、温度センサーの温度検出値と温度基準値との誤差値を温度比較部にて求め、この誤差値をＡ／Ｄ(アナログ／ディジタル)にてディジタル化し、ディジタル信号に変換された誤差値がゼロになるようにＰＩＤ制御を行う回路が記載されている。しかしながら、特許文献２には、温度制御部の異常を検出する技術については記載されていない。
特許文献３には、水晶振動子を利用してディジタル値として温度検出することが記載されているが、その適用に関しての開示は限定されている。

特開平８−２６２９２３号公報（段落０００９） 特開２００４−８８７７６号公報（請求項５） 特開２０１２−１７００５０号公報（段落００２４）

本発明はこのような事情の下になされたものであり、その目的は、温度制御が適切に行われていない状態に対応するしきい値を高精度にかつ容易に設定することができる温度制御装置を提供することにある。

本発明に係る温度制御装置は、ヒータにより加熱される被加熱体の温度を目標温度に制御する温度制御装置において、
前記被加熱体の温度を検出する温度検出部と、
前記温度検出部にて検出された温度検出値と目標温度に対応する温度設定値との差分値を求める差分演算部と、
前記差分演算部にて演算された差分値をゼロにするための操作量の演算を行う調節部と、
前記差分演算部にて求められた差分値と、温度制御の異常を検出するために予め設定されたしきい値とを比較し、差分値がしきい値を超えているときに第１の信号を出力する比較部と、
前記第１の信号が予め設定された設定時間を超えて出力されたときに異常検出信号である第２の信号を出力する異常検出部と、
前記第２の信号が出力されたときに前記ヒータへの給電を停止する給電停止部と、を備え、
前記ヒータは、前記調節部にて得られた操作量に基づいて給電量が制御されることを特徴とする。

上述の温度制御装置は、下記の特徴を備えていてもよい。
（ａ）前記被加熱体は電子部品であること。
（ｂ）前記調節部は、前記差分値に対してＰＩ演算により操作量を演算すること。
（ｃ）前記差分演算部は差分値をディジタル信号として出力するものであり、前記温度設定値及び前記差分値は、ディジタル信号であり、前記比較部は、ディジタル信号であるしきい値と前記差分値とを比較するものであること。
（ｄ）（ｃ）において、前記温度検出部は、水晶片に第１の電極を設けて構成した第１の水晶振動子と、水晶片に第２の電極を設けて構成した第２の水晶振動子と、これら第１の水晶振動子及び第２の水晶振動子に夫々接続された第１の発振回路及び第２の発振回路と、第１の発振回路の発振周波数をｆ１、基準温度における第１の発振回路の発振周波数をｆ１ｒ、第２の発振回路の発振周波数をｆ２、基準温度における第２の発振回路の発振周波数をｆ２ｒとすると、ｆ１とｆ１ｒとの差分に対応する値と、ｆ２とｆ２ｒとの差分に対応する値と、の差分値に対応する値を温度検出値として求める周波数差検出部と、を備え、前記周波数差検出部は、前記ｆ１とｆ２との差分に対応する周波数のパルスを作成するパルス作成部と、入力された直流電圧の大きさに応じた周波数で時間と共に信号値が増加、減少を繰り返す周波数信号を出力するＤＤＳ回路部と、このＤＤＳ回路部から出力された周波数信号を前記パルス作成部にて作成されたパルスによりラッチするラッチ回路と、このラッチ回路にてラッチされた信号値を積分してその積分値を前記差分値に対応する値として出力するループフィルタと、このループフィルタの出力とｆ１ｒとｆ２ｒとの差分に対応する値との差分を取り出して、前記ＤＤＳ回路部に入力値とする加算部と、を備え、前記ヒータにより加熱される被加熱体は、水晶振動子であること。

本発明によれば、ヒータにより加熱される被加熱体の温度を設定温度に制御する温度制御装置において、温度検出値と温度設定値との差分値をゼロにするための操作量の演算を行い、その演算結果に基づいてヒータへの給電量を決定するようにしている。従って、前記差分値は通常時はゼロ付近の値であるが、温度制御が適切に行われないときには通常時よりも大きな値を持つことに着目し、この値がしきい値を設定時間超えたときに温度制御に異常があると判断し、ヒータの給電を停止している。従って、温度制御が適切に行われていない状態に対応するしきい値を高精度にかつ容易に設定することができる。

本発明の実施の形態に係る温度制御装置のブロック図である。 前記温度制御装置に設けられている周波数差検出部のブロック図である。 前記周波数差検出部の入出力波形の説明図である。 前記周波数差検出部のＤＤＳ回路部を含むループにおいてロックしていない状態を模式的に示す各部の波形図である。 前記ＤＤＳ回路部を含むループにおいてロックしている状態を模式的に示す各部の波形図である。 上記の実施形態に対応する実際の装置について前記ループにおける各部の波形図である。 周波数差検出部のディジタル出力値と温度との関係を示す特性図である。 温度制御装置よりヒータへの給電を停止する動作に係るタイムチャートである。 本発明の温度制御装置を備えた発振装置のブロック図である。

図１は本発明の実施形態にかかる温度制御装置の全体を示すブロック図である。この温度制御装置は、水晶発振器（ＯＣＸＯ）内に設けられた被加熱体である水晶振動子１０、２０が置かれる雰囲気の温度を調整するためのヒータ５への給電量を調節する機能を備えている。

この水晶発振器は、第１の水晶振動子１０及び第２の水晶振動子２０を備えており、これら第１の水晶振動子１０及び第２の水晶振動子２０は、共通の水晶片Ｘｂを用いて構成されている。例えば短冊状の水晶片Ｘｂを長さ方向に２分割し、各分割領域（振動領域）の表裏両面に励振用の電極を設ける。従って一方の分割領域と一対の電極１１、１２とにより第１の水晶振動子１０が構成され、他方の分割領域と一対の電極２１、２２とにより第２の水晶振動子２０が構成される。このため第１の水晶振動子１０及び第２の水晶振動子２０は熱的に結合されたものということができる。

第１の水晶振動子１０及び第２の水晶振動子２０には夫々第１の発振回路１及び第２の発振回路２が接続されている。これら発振回路１、２の出力は、いずれについても例えば水晶振動子１０、２０のオーバートーン（高調波）であってもよいし、基本波であってもよい。オーバートーンの出力を得る場合には、例えば水晶振動子と増幅器とからなる発振ループ内にオーバートーンの同調回路を設けて、発振ループをオーバートーンで発振させてもよい。あるいは発振ループについては基本波で発振させ、発振段の後段、例えばコルピッツ回路の一部である増幅器の後段にＣ級増幅器を設けてこのＣ級増幅器により基本波を歪ませると共にＣ級増幅器の後段にオーバートーンに同調する同調回路を設けて、結果として発振回路１、２からいずれも例えば３次オーバートーンの発振周波数を出力するようにしてもよい。

ここで便宜上、第１の発振回路１から周波数ｆ１の周波数信号が出力され、第２の発振回路２から周波数ｆ２の周波数信号が出力されるものとすると、周波数ｆ１の周波数信号は、本水晶発振器の発振出力として外部へと出力される。図１中、３は周波数差検出部であり、この周波数差検出部３は概略的な言い方をすれば、ｆ１とｆ２との差分と、Δｆｒとの差分である、ｆ２−ｆ１−Δｆｒを取り出すための回路部である。Δｆｒは、基準温度例えば２５℃におけるｆ１（ｆ１ｒ）とｆ２（ｆ２ｒ）との差分である。ｆ１とｆ２との差分の一例を挙げれば、例えば数ＭＨｚである。本発明は、周波数差検出部３によりｆ１とｆ２との差分に対応する値と、基準温度例えば２５℃におけるｆ１とｆ２との差分に対応する値との差分であるΔＦを計算することにより成り立つ。この実施形態の場合、より詳しく言えば、周波数差検出部３で得られる値は、｛（ｆ２−ｆ１）／ｆ１｝−｛（ｆ２ｒ−ｆ１ｒ）／ｆ１ｒ｝である。

図２は、周波数差検出部３の具体例を示している。３１はフリップフロップ回路（Ｆ／Ｆ回路）であり、このフリップフロップ回路３１の一方の入力端に第１の発振回路１からの周波数ｆ１の周波数信号が入力され、他方の入力端に第２の発振回路２から周波数ｆ２の周波数信号が入力され、第１の発振回路１からの周波数ｆ１の周波数信号により第２の発振回路２からの周波数ｆ２の周波数信号をラッチする。以下において記載の冗長を避けるために、ｆ１、ｆ２は、周波数あるいは周波数信号そのものを表しているとして取り扱う。フリップフロップ回路３１からは、ｆ１とｆ２との周波数差に対応する値である（ｆ２−ｆ１）／ｆ１の周波数をもつ信号が出力される。

フリップフロップ回路３１の後段には、ワンショット回路３２が設けられ、ワンショット回路３２では、フリップフロップ回路３１から得られたパルス信号における立ち上がりにてワンショットのパルスを出力する。図３（ａ）〜（ｄ）はここまでの一連の信号を示したタイムチャートである。ワンショット回路３２は、本例の周波数差検出部３に設けられたパルス作成部に相当する。

ワンショット回路３２の後段にはＰＬＬ（Phase Locked Loop）が設けられ、このＰＬＬは、ラッチ回路３３、積分機能を有するループフィルタ３４、加算部３５及びＤＤＳ（Direct Digital Synthesizer）回路部３６により構成されている。ラッチ回路３３はＤＤＳ回路部３６から出力された鋸波をワンショット回路３２から出力されるパルスによりラッチするためのものであり、ラッチ回路３３の出力は、前記パルスが出力されるタイミングにおける前記鋸波の信号レベルである。ループフィルタ３４は、この信号レベルである直流電圧を積分し、加算部３５はこの直流電圧とΔｆｒ（基準温度例えば２５℃におけるｆ１とｆ２との差分）に対応する直流電圧とを加算する。Δｆｒに対応する直流電圧のデータ不図示のメモリに格納されている。

この例では加算部３５における符号は、Δｆｒに対応する直流電圧の入力側が「＋」であり、ループフィルタ３４の出力電圧の入力側が「−」となっている。ＤＤＳ回路部３６には、加算部３５にて演算された直流電圧、即ちΔｆｒに対応する直流電圧からループフィルタ３４の出力電圧を差し引いた電圧が入力され、この電圧値に応じた周波数の鋸波が出力される。ＰＬＬの動作の理解を容易にするために図４に極めて模式的に各部の出力の様子を示し、かつ直感的に把握できるようにするために極めて模式的な説明をしておく。装置の立ち上げ時には、Δｆｒに対応する直流電圧が加算部３５を通じてＤＤＳ回路部３６に入力され、例えばΔｆｒが５ＭＨｚであるとすると、この周波数に応じた周波数の鋸波がＤＤＬ３６から出力される。

前記鋸波がラッチ回路３３により（ｆ２−ｆ１）に対応する周波数のパルスでラッチされるが、（ｆ２−ｆ１）が例えば６ＭＨｚであるとすると、鋸波よりもラッチ用のパルスの周期が短いことから、鋸波のラッチポイントは図４（ａ）に示すように徐々に下がっていき、ラッチ回路３３の出力及びループフィルタ３４の出力は図４（ｂ）、（ｃ）に示すように−側に徐々に下がっていく。加算部３５におけるループフィルタ３４の出力側の符号が「−」であることから、加算部３５からＤＤＳ回路部３６に入力される直流電圧が上昇する。このためＤＤＳ回路部３６から出力される鋸波の周波数が高くなり、ＤＤＳ回路部３６に６ＭＨｚに対応する直流電圧が入力されたときに、鋸波の周波数が６ＭＨｚとなって図５（ａ）〜（ｃ）に示すようにＰＬＬがロックされる。このときにループフィルタ３４から出力される直流電圧は、Δｆｒ−（ｆ２−ｆ１）＝−１ＭＨｚに対応した値となる。つまりループフィルタ３４の積分値は、５ＭＨｚから６ＭＨｚへ鋸波が変化するときの１ＭＨｚの変化分の積分値に相当するということができる。

この例とは逆に、Δｆｒが６ＭＨｚ、（ｆ２−ｆ１）が５ＭＨｚの場合には、鋸波よりもラッチ用のパルスの周期が長いためにことから、図４（ａ）に示すラッチポイントは徐々に高くなり、これに伴い、ラッチ回路３３の出力及びループフィルタ３４の出力も上昇する。このため加算部３５において差し引かれる値が大きくなるので、鋸波の周波数が徐々に下がり、やがて（ｆ２−ｆ１）と同じ５ＭＨｚとなったときにＰＬＬがロックされる。このときにループフィルタ３４から出力される直流電圧は、Δｆｒ−（ｆ２−ｆ１）＝１ＭＨｚに対応した値となる。なお、図６は実測データであり、この例では時刻ｔ０にてＰＬＬがロックしている。

ところで実際には周波数差検出部３の出力、即ち図２に示す平均化回路３７の出力は、｛（ｆ２−ｆ１）／ｆ１｝−｛（ｆ２ｒ−ｆ１ｒ）／ｆ１ｒ｝の値を３４ビットのディジタル値で表した値である。−５０℃付近から１００℃付近までのこの値の集合は、（ｆ１−ｆ１ｒ）／ｆ１＝ＯＳＣ１（単位はｐｐｍあるいはｐｐｂ）、（ｆ２−ｆ２ｒ）／ｆ２ｒ＝ＯＳＣ２（単位はｐｐｍあるいはｐｐｂ）とすると、温度に対する変化はＯＳＣ２−ＯＳＣ１と実質同じカーブとなる。従って周波数差検出部３の出力は、ＯＳＣ２−ＯＳＣ１＝温度データとして取り扱うことができる。

またフリップフロップ３１においてｆ２をｆ１によりラッチする動作は非同期であることから、メタステーブル（入力データをクロックのエッジでラッチする際、ラッチするエッジの前後一定時間は入力データを保持する必要があるが、クロックと入力データとがほぼ同時に変化することで出力が不安定になる状態）など不定区間が生じる可能性もあり、ループフィルタ３４の出力には瞬間誤差が含まれる可能性がある。このためループフィルタ３４の出力側に、予め設定した時間における入力値の移動平均を求める平均化回路３７を設け、前記瞬間誤差が生じても取り除くようにしている。平均化回路３７を設けることにより、最終的に変動温度分の周波数ずれ情報を高精度に取得することができるが、平均化回路３７を設けない構成としてもよい。

図７は、周波数差検出部３の出力と温度との関係を示しており、当該出力が温度に対して直線関係にあることが分かる。従って周波数差検出部３の出力値は水晶振動子１０、２０が置かれている温度の検出値に対応しているということができる。

図１に説明を戻すと、周波数差検出部３の後段に加算器（差分演算部）６を設け、周波数差検出部３の出力と温度設定値との差分値（いずれもディジタル信号である）を取り出すようにしている。温度設定値は、水晶振動子１０、２０の目標温度に対応して決定され、後述の制御部８により設定される。温度設定値は、水晶発振器の出力を得るための第１の水晶振動子１０から得られるＯＳＣ１の値が温度変化により変動しにくい目標温度に対応して設定することが好ましい。本例の温度制御装置においては、目標温度は例えば５０℃である。

加算器６の後段には、前記加算器６にて演算された差分値をゼロにするためヒータ５への給電量を調節する操作量の演算を行う調節部であるＰ調節部６１とＩ調節部６２とを備えている。
Ｐ調節部６１は、差分値の大きさに比例した操作量を得るために、当該差分値に比例ゲインＫ１を乗算する乗算器である。差分値を相殺する操作量が得られるように、比例ゲインＫ１は、負の値が設定される。

Ｉ調節部６２は、差分値の時間積分値に比例した操作量を得るための積分回路であり、前記差分値に積分ゲインＫ２を乗算する乗算器６２１と、後段のラッチ部６２３の出力を取得して、前記乗算器６２１の出力に加算する加算器６２２と、一つ前の加算器６２２の出力をラッチし、今の乗算器６２１の出力と加算するために、ラッチされた値を加算器６２２に出力すると共に、ラッチされた値を操作量として出力するラッチ部６２３と、を備えている。Ｐ調節部６１の場合と同様に、積分ゲインＫ２は負の値が設定される。

Ｐ調節部６１、Ｉ調節部６２の出力は、加算部６３にて加算され、後述のセレクタ６４を経てＰＷＭ内挿部６５に入力される。ＰＷＭ内挿部６５は、１４ビットのディジタル信号（−２^１３から＋２^１３ までの２の補数）を一定時間のパルス信号で表現する変換を行う。例えば最小Ｈパルス幅が１０ｎｓｅｃの場合には、２^１４ ＊１０^−９ ＝１６．３８４ｍｓｅｃを一定時間とし、その間のパルス数ディジタル信号を表現する。具体的には次のように表される。１４ビットのディジタル値がゼロのときには、１６．３８４ｍｓｅｃ間のＨパルス数は２^１３ 個である。１４ビットのディジタル値が−２^１３のときには、１６．３８４ｍｓｅｃ間のＨパルス数はゼロ個である。１４ビットのディジタル値が２^１３ −１のときには、１６．３８４ｍｓｅｃ間のＨパルス数は２^１４ −１個である。

ＰＷＭ内挿部６５の後段には、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）６６が設けられ、ＰＷＭ内挿部６５からの出力を平均化して当該出力であるパルス数に応じた直流電圧を出力する。即ち、この例ではＰＷＭ内挿部６５及びＬＰＦ６６は、ディジタル値をアナログ値に変換するためのものであり、これらを用いることに代えてディジタル／アナログ変換器を用いてもよい。

ＬＰＦ６６の後段には、加熱部に相当するヒータ５が設けられている。このヒータ５は、ＬＰＦ６６の出力によって給電され、その給電量に応じて発熱温度を制御し、水晶振動子１０、２０の温度を制御することができる。例えばヒータ５は、ＬＰＦ６６の出力端がベースに接続されると共に不図示の電源部からコレクタに電圧が供給されるトランジスタとこのトランジスタのエミッタとアースとの間に接続された抵抗とにより構成される。トランジスタのベースに供給される電圧と、トランジスタの消費電力及び抵抗の消費電力との合計電力と、の関係は直線関係になっており、このためＰ調節部６１、Ｉ調節部６２にて得た操作量に基づいてヒータ５の発熱温度を直線的に制御することができる。この例では、トランジスタもヒータ５の一部となっており、水晶振動子１０、２０とヒータ５とは、共通の筐体内に格納されている。

上述の構成を備えた温度制御装置は、温度制御に異常があると判断した場合には、ヒータ５の給電を停止する機能を備えている。以下、当該機能の構成について説明する。
上記機能に関し温度制御装置は、加算器６の出力を絶対値に変換する絶対値変換部７１と、ディジタルコンパレータ７２にて得られた差分値の絶対値を予め設定されたしきい値と比較するディジタルコンパレータ７２と、前記絶対値がしきい値を超えた状態となっている時間が予め設定された設定時間内であるか否かを判断するタイマ７３と、ディジタルコンパレータ７２判断結果に基づいてヒータ５への給電の給断を行うセレクタ６４と、これらの各機器６、７２、７３へ設定信号を出力する制御部８と、を備えている。

絶対値変換部７１はＰ調節部６１、Ｉ調節部６２へと入力される加算器６の出力（差分値）を取得して絶対値に変換し、後段のディジタルコンパレータ７２へと出力する。周波数差検出部３にて検出した温度検出値が、温度設定値と一致している場合には、絶対値変換部７１の出力はゼロとなる。

ディジタルコンパレータ７２は、絶対値変換部７１から取得した差分値の絶対値と、制御部８により設定されたディジタル信号であるしきい値とを比較し、前記絶対値がしきい値を超えている場合には、そのことを示す信号（第１の信号）をタイマ７３に出力する。例えばディジタルコンパレータ７２は、前記絶対値がしきい値を超えていない場合には「０」、超えている場合には「１」をタイマ７３に向けて出力する。本例の温度制御装置においては、しきい値は、例えば目標値に対して±１〜１０℃の範囲内の値が設定される。これらの観点において絶対値変換部７１、ディジタルコンパレータ７２は本実施の形態の比較部に相当する。

タイマ７３は、ディジタルコンパレータ７２から第１の信号（差分値の絶対値がしきい値を超えていることを示す信号）が入力されている状態の継続時間と、制御部８により設定された設定時間とを比較し、前記継続時間が設定時間を超えている場合には、そのことを示す異常検出信号（第２の信号）をセレクタ６４に出力する。例えばディジタルコンパレータ７２は、前記継続時間が設定時間を超えていない場合には「０」、超えている場合には異常検出信号として「１」をセレクタ６４に向けて出力する。本例の温度制御装置においては、設定時間は、例えば１０〜６００秒の範囲内の値が設定される。タイマ７３は、本実施の形態の異常検出部に相当する。

セレクタ６４は、タイマ７３の出力に基づき、ＰＷＭ内挿部６５に向けて出力される信号を、Ｐ調節部６１及びＩ調節部６２から出力された操作量と、ヒータ５への給電を停止する信号との間で切り替える。ヒータ５への給電を停止する信号は、制御部８により設定され、例えばＰＷＭ内挿部６５の出力を「０」とする信号を入力する（図１中に「＊ａ」と記してある）。

そして、セレクタ６４は、タイマ７３から「０」が入力されているとき（継続時間が設定時間を超えていない場合）はＰ調節部６１及びＩ調節部６２から得た操作量をＰＷＭ内挿部６５に出力する。一方、異常検出信号である「１」が入力されているとき（継続時間が設定時間を超えている場合）は、ヒータ５への給電を停止するための信号をＰＷＭ内挿部６５に出力する。
この観点において、セレクタ６４は本実施の形態の給電停止部に相当する。

以上に説明した構成を備えた本例の温度制御装置の作用について説明する。まず、この温度制御装置にて水晶振動子１０、２０の温度制御が行われる水晶発振器に着目すると、既述のように水晶発振器の発振出力は第１の発振回路１から出力される周波数信号に相当する。そしてヒータ５により水晶振動子１０、２０の置かれる雰囲気が目標温度になるように加熱されている。第１の水晶振動子１０及び第１の発振回路１は、水晶発振器の出力である周波数信号を生成するものであるが、第２の水晶振動子２０及び第２の発振回路２と共に温度検出部としての役割も持っている。これら発振回路１、２から各々得られる周波数信号の周波数差に対応する値ＯＳＣ２−ＯＳＣ１（周波数差検出部３の出力）は、既述のように温度検出値に対応し、加算器６にて温度設定値（例えば５０℃におけるＯＳＣ２−ＯＳＣ１の値）との差分値が取り出される。

この差分値に基づき、Ｐ調節部６１、Ｉ調節部６２にて操作量が演算され、セレクタ６４を介してＰＷＭ内挿部６５、ＬＰＦ６６に供給されることにより直流電圧に変換されてヒータ５の制御電力が調整される。操作量は、水晶振動子１０、２０の温度が目標温度（本例では５０℃）を超えている場合には給電量を低下させ、目標温度を下回っている場合には給電量を増大させる調節が行われる。この結果、水晶振動子１０、２０が置かれる雰囲気の温度は目標温度である５０℃に維持されようとするので、発振出力である第１の発振器１からの出力周波数が安定する。

一方、周波数差検出部３からの出力と温度設定値との差分値（加算器６の出力）は、絶対値変換部７１にて絶対値に変換され、ディジタルコンパレータ７２にて監視される。ここで例えば、電子回路やヒータ５の不具合などにより適切な温度制御ができなくなり、図８に示すように加算器６の出力が経時的に上昇を始めたとする。ディジタルコンパレータ７２は、加算器６から出力された差分値の絶対値が、予め設定されたしきい値を超えたタイミング（時刻ｔ１）にて、そのことを示す第１の信号「１」をタイマ７３に出力する。

タイマ７３は、ディジタルコンパレータ７２から第１の信号が継続して出力される時間（継続時間）を計測し、この時間を予め設定された設定時間と比較し、継続時間が設定時間を超えたタイミング（時刻ｔ２）にて、そのことを示す第２の信号「１」をセレクタ６４に出力する。セレクタ６４は、第２の信号を取得した時点でＰＷＭ内挿部６５に出力する信号をＰ調節部６１、Ｉ調節部６２にて演算した操作量から、制御部８による設定値（ＰＷＭ内挿部６５からの出力を「０」とする信号）に切り替える。この結果、ヒータ５への給電が停止される。なお、ＰＷＭ内挿部６５、ＬＰＦ６６に替えてディジタル／アナログ変換回路を設ける場合には、アナログ出力を０とする。

本実施の形態に係る温度制御装置によれば以下の効果がある。ヒータ５により加熱される水晶振動子１０、２０の温度を設定温度に制御するにあたり、温度検出値と温度設定値との差分値をゼロにするための操作量の演算をＰ調節部６１、Ｉ調節部６２にて行い、その演算結果に基づいてヒータ５への給電量を決定するようにしている。従って、前記差分値は通常時はゼロ付近の値であるが、温度制御が適切に行われないときには通常時よりも大きな値を持つことに着目し、この値がしきい値を超え、その時間が設定時間超えて継続されたときに温度制御に異常があると判断し、ヒータ５の給電を停止している。従って、サーミスタなどを用いて検出した温度がしきい値を超えたか否かを判断する代わりに、検出温度と温度設定値との差分値が所定のしきい値を超えたか否かの判断を行っている。このため、温度制御が適切に行われていない状態に対応するしきい値を高精度にかつ容易に設定することができる。

図９は、本例の温度制御装置と、この温度制御装置により水晶振動子１０、２０の温度制御が行われる水晶発振器とを備えた発振装置のブロック図を示している。図９において、図１に示したものと共通の構成要素には、当該図と共通の符号を付してある。また図１に示したＰ調節部６１、Ｉ調節部６２、加算部６３、セレクタ６４、ＰＷＭ内挿部６５、ＬＰＦ６６は、図９において、ヒータ制御回路６０として総括表示し、同じくディジタルコンパレータ７２、タイマ７３は、ヒータ異常検出回路７０として総括表示してある。

図９に示すように、発振装置は、第１の発振回路１からの周波数信号をクロック信号として動作するＰＬＬを構成する制御回路部２００を備え、設定された周波数の周波数信号を出力する周波数シンセサイザとして構成されている。制御回路部２００は、ＤＤＳ回路部２０１から出力するリファレンス（参照用）クロックと、電圧制御発振器１００の出力を分周器２０４で分周したクロックの位相とを位相比較部２０５にて比較し、その比較結果である位相差がチャージポンプ２０４によりアナログ化される。アナログ化された信号はループフィルタ２０６に入力され、ＰＬＬ（Phase locked loop）が安定するように制御される。

従って制御回路部２００は、ＰＬＬ部であると言うこともできる。ここでＤＤＳ回路部２０１は、後述の第１の発振回路１から出力される周波数信号を基準クロックとして用い、目的とする周波数の信号を出力するための周波数データ（ディジタル値）が入力される。

次いで、上述の実施形態のバリエーションについて説明する。調節部は、Ｐ調節部６１とＩ調節部６２とによって構成する場合に限らず、さらに微分制御を行うＤ調節部を設けてもよいし、これらのＰＩＤ調節部に替えて積分回路であるループフィルタを設けもよい。また、比較部は絶対値変換部７１を備えることは必須の要件ではなく、差分値が上限値と下限値とからなるしきい値範囲内に入っているか否かを判断する比較部を設け、差分値がこのしきい値範囲から外れた場合に第１の信号を出力する構成としてもよい。さらに、給電停止部の構成についてもセレクタ６４により構成する場合に限定されず、タイマ７３から出力される第２の信号に基づいて開閉動作を実行するスイッチ回路を用いてもよい。

さらに、上述の実施の形態では、温度検出値、温度設定値やこれらの差分値、この差分値と比較されるしきい値をディジタル信号として入出力するディジタル回路として構成した場合について説明した。しかしながら、これらの信号をディジタル信号によって構成することは必須の要件ではなく、これらの信号の一部またはすべてをアナログ信号で入出力するアナログ回路を用いてもよいことは勿論である。

また、本発明の温度制御装置により温度制御可能な被加熱体は、水晶振動子１０、２０などの電子機器に限定されるものではなく、例えばアレイ導波路回折格子（arrayed‐waveguide grating）などの光学部品であってもよい。

１ 第１の発振回路
２ 第２の発振回路
１０ 第１の水晶振動子
２０ 第２の水晶振動子
３ 周波数差検出部
５ ヒータ
６１ Ｐ調節部
６２ Ｉ調節部
６３ 加算部
６４ セレクタ
７２ ディジタルコンパレータ
７３ タイマ
８ 制御部

Claims (5)

1. ヒータにより加熱される被加熱体の温度を目標温度に制御する温度制御装置において、
   前記被加熱体の温度を検出する温度検出部と、
   前記温度検出部にて検出された温度検出値と目標温度に対応する温度設定値との差分値を求める差分演算部と、
   前記差分演算部にて演算された差分値をゼロにするための操作量の演算を行う調節部と、
   前記差分演算部にて求められた差分値と、温度制御の異常を検出するために予め設定されたしきい値とを比較し、差分値がしきい値を超えているときに第１の信号を出力する比較部と、
   前記第１の信号が予め設定された設定時間を超えて出力されたときに異常検出信号である第２の信号を出力する異常検出部と、
   前記第２の信号が出力されたときに前記ヒータへの給電を停止する給電停止部と、を備え、
   前記ヒータは、前記調節部にて得られた操作量に基づいて給電量が制御されることを特徴とする温度制御装置。
2. 前記被加熱体は電子部品であることを特徴とする請求項１に記載の温度制御装置。
3. 前記調節部は、前記差分値に対してＰＩ演算により操作量を演算することを特徴とする請求項１または２に記載の温度制御装置。
4. 前記差分演算部は差分値をディジタル信号として出力するものであり、
   前記温度設定値及び前記差分値は、ディジタル信号であり、
   前記比較部は、ディジタル信号であるしきい値と前記差分値とを比較するものであることを特徴とする請求項１ないし３のいずれか一つに記載の温度制御装置。
5. 前記温度検出部は、
   水晶片に第１の電極を設けて構成した第１の水晶振動子と、
   水晶片に第２の電極を設けて構成した第２の水晶振動子と、
   これら第１の水晶振動子及び第２の水晶振動子に夫々接続された第１の発振回路及び第２の発振回路と、
   第１の発振回路の発振周波数をｆ１、基準温度における第１の発振回路の発振周波数をｆ１ｒ、第２の発振回路の発振周波数をｆ２、基準温度における第２の発振回路の発振周波数をｆ２ｒとすると、ｆ１とｆ１ｒとの差分に対応する値と、ｆ２とｆ２ｒとの差分に対応する値と、の差分値に対応する値を温度検出値として求める周波数差検出部と、を備え、
   前記周波数差検出部は、
   前記ｆ１とｆ２との差分に対応する周波数のパルスを作成するパルス作成部と、入力された直流電圧の大きさに応じた周波数で時間と共に信号値が増加、減少を繰り返す周波数信号を出力するＤＤＳ回路部と、このＤＤＳ回路部から出力された周波数信号を前記パルス作成部にて作成されたパルスによりラッチするラッチ回路と、このラッチ回路にてラッチされた信号値を積分してその積分値を前記差分値に対応する値として出力するループフィルタと、このループフィルタの出力とｆ１ｒとｆ２ｒとの差分に対応する値との差分を取り出して、前記ＤＤＳ回路部に入力値とする加算部と、を備え、
   前記ヒータにより加熱される被加熱体は、水晶振動子であることを特徴とする請求項４記載の温度制御装置。

Images