JP2014132727A - 送信信号電力制御装置、通信装置及びプリディストーション係数更新方法 - Google Patents

Abstract

【課題】電力増幅器からのフィードバック信号にエリアジングが生じ得るアナログ／デジタルコンバータを利用しても、電力増幅器のプリディストーション係数を最適化可能な送信信号電力制御装置を提供する。
【解決手段】送信信号電力制御装置１は、プリディストーション信号の一部に電力増幅器１４の入出力特性を擬似的に表すモデル係数を乗じることで学習用デジタル信号を生成する電力増幅器モデル部１９と、学習用デジタル信号に重み係数を乗じることで学習用デジタル信号の高周波数成分を減衰させて擬似フィードバック信号を生成する適応ローパスフィルタ２１を有する。そして電力増幅器モデル部１９は、ローパスフィルタ１７により高周波数成分が減衰され、かつデジタル化されたフィードバック信号と擬似フィードバック信号との間の誤差を最小化するようにモデル係数を更新し、適応ローパスフィルタ２１は、その誤差を最小化するように重み係数を更新する。
【選択図】図１

Description

本発明は、例えば、電力増幅器を用いて送信信号電力を増幅する送信信号電力制御装置、そのような送信信号電力制御装置を有する通信装置、及び電力増幅器の入出力特性の逆特性を表すプリディストーション係数を更新するプリディストーション係数更新方法に関する。

無線通信システムでは、そのシステムにおいて使用される通信装置が小型であること、及び通信装置のエネルギー消費量が少ないことが好ましい。この点について、通信装置が有する、送信信号電力を増幅するために用いられる電力増幅器の電力消費量は大きいので、電力増幅器のエネルギー効率を向上することが有効である。そのため、電力増幅器は、一般的に、入力される送信信号電力に対してエネルギー効率が高い領域で使用される。エネルギー効率が高い電力増幅器として、例えば、ドハティ増幅器またはEnvelope Elimination and Restoration(EER)増幅器などが用いられる。しかしこのような電力増幅器は、入力される電力と出力される電力との関係が非線形に歪む入出力特性を持つことがある。そして、入出力特性が非線形となる領域で電力増幅器が使用されると、電力増幅器から出力された送信信号の波形が劣化し、その結果、送信信号に無用な高周波数成分が発生することによって隣接チャネル間で信号電力が漏洩してしまうおそれがあった。

そこで、電力増幅器が持つ入出力特性の逆特性を求め、その逆特性に応じた歪みを予め送信信号に与えてから電力増幅器へ入力することで、電力増幅器による非線形歪を補償する、プリディストーション型歪補償技術が提案されている（例えば、特許文献１−３及び非特許文献１−４を参照）。

プリディストーション型歪補償技術では、電力増幅器から出力された信号の一部がフィードバックされ、その出力信号とプリディストーション係数を用いて歪補償された送信信号間の誤差が最小化されるように、プリディストーション係数が更新される。

電力増幅器から出力された信号は、アナログ信号であるが、プリディストーション係数を学習するためにフィードバックされたその出力信号は、アナログ／デジタルコンバータ(以下、単にA/Dコンバータと呼ぶ)によってデジタル信号化される。しかし、A/Dコンバータは特定のサンプリング周期で出力信号をサンプリングするので、そのサンプリング周波数が出力信号の最大周波数の2倍未満であると、デジタル化された出力信号にはエリアジングが生じ、その結果として、出力信号には本来含まれない周波数成分であるアウトオブバンド周波数成分が生じる。Long Term Evolution(LTE)に準拠した基地局装置などでは、フィードバックされる出力信号の帯域が500MHzになることもある。このような場合、エリアジングが生じることを防ぐためには、少なくとも1GHz、好ましくは2GHzのサンプリング周波数を持つ高速なA/Dコンバータが使用されることが好ましい。しかし、このような高速なA/Dコンバータは、一般に高価である。

そこで、A/Dコンバータのコストを低減するために、プリディストーション係数の学習に利用されるフィードバック信号の帯域を制限することで、A/Dコンバータのサンプリング周波数の要件を緩和することが検討されている。しかし、サンプリング周波数が比較的低いA/Dコンバータにフィードバックされた出力信号をそのまま入力すると、エリアジングによるアウトオブバンド周波数成分が増大してしまう。そこで、フィードバックされた出力信号を、アンチエリアジング用のローパスフィルタを通してからA/Dコンバータに入力することでアウトオブバンド周波数成分を抑制することが提案されている。

特開２００５−３３３３５３号公報 特開２００３−１２４７５２号公報 特開２０１０−５０９０８号公報

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しかし、ローパスフィルタを通った出力信号は、ローパスフィルタの周波数特性によっても劣化する。その結果として、プリディストーション係数が最適化されないおそれがあった。

そこで、本明細書は、出力信号のフィードバックにエリアジングが生じ得るアナログ／デジタルコンバータを利用しても、電力増幅器のプリディストーション係数を最適化することが可能な送信信号電力制御装置を提供することを目的とする。

一つの実施形態によれば、送信信号電力制御装置が提供される。この送信信号電力制御装置は、送信信号を増幅する電力増幅器と、電力増幅器から出力された信号の一部であるフィードバック信号の所定のサンプリング周波数よりも高い周波数成分を減衰させる第１のローパスフィルタと、第１のローパスフィルタから出力されたフィードバック信号をその所定のサンプリング周波数でデジタル化するアナログ／デジタル変換器と、電力増幅器の入出力特性の逆特性を表すプリディストーション係数を送信信号に乗じることで電力増幅器に入力するためのプリディストーション信号を生成するプリディストーション部と、プリディストーション信号の一部に電力増幅器の入出力特性を擬似的に表すモデル係数を乗じることで学習用デジタル信号を生成する電力増幅器モデル部と、モデル係数からプリディストーション係数を算出する反転部と、学習用デジタル信号に重み係数を乗じることによって学習用デジタル信号の高周波数成分を減衰させて擬似フィードバック信号を生成する第２のローパスフィルタと、擬似フィードバック信号とデジタル化されたフィードバック信号との誤差を算出する減算器と、を有する。そして電力増幅器モデル部は、誤差を最小化するようにモデル係数を更新し、第２のローパスフィルタは、誤差を最小化するように重み係数を更新する適応フィルタである。

本発明の目的及び利点は、請求項において特に指摘されたエレメント及び組み合わせにより実現され、かつ達成される。
上記の一般的な記述及び下記の詳細な記述の何れも、例示的かつ説明的なものであり、請求項のように、本発明を限定するものではないことを理解されたい。

本明細書に開示された送信信号電力制御装置は、出力信号のフィードバックにエリアジングが生じ得るアナログ／デジタルコンバータを利用しても、電力増幅器のプリディストーション係数を最適化できる。

一つの実施形態による送信信号電力制御装置の概略構成図である。 適応ローパスフィルタの等価回路図である。 適応ローパスフィルタの入出力特性と、ローパスフィルタの入出力特性の差によるプリディストーション部の周波数特性の変化を示す図である。 プリディストーション係数更新方法の動作フローチャートである。 送信信号電力制御装置が組み込まれた基地局装置の概略構成図である。 送信信号電力制御装置が組み込まれた移動局装置の概略構成図である。

以下、図を参照しつつ、一つの実施形態による送信信号電力制御装置について説明する。
この送信信号電力制御装置は、電力増幅器の入出力特性の逆の非線形歪みが送信信号に与えられることにより生成されたプリディストーション信号の一部を、擬似的に再現した電力増幅器の入出力特性に応じて修正した信号を、学習用デジタル信号として生成する。この送信信号電力制御装置は、学習用デジタル信号及びフィードバックされた出力信号のそれぞれをローパスフィルタを通して高周波数成分を減衰させた上で比較する。そしてこの送信信号電力制御装置は、高周波数成分が減衰した学習用デジタル信号とフィードバックされた出力信号間の誤差が最小化されるように、プリディストーション係数を更新する。

ここで、フィードバックされた出力信号はアナログ信号であり、かつアナログ信号用のローパスフィルタを通してからA/Dコンバータによりデジタル化される。一方、学習用デジタル信号はデジタル信号であり、学習用デジタル信号に対するローパスフィルタもデジタルフィルタである。そこで、この送信信号電力制御装置は、学習用デジタル信号に対するローパスフィルタを適応型フィルタとして、アナログのローパスフィルタの個体差による入出力特性のばらつきを補償する。すなわち、この送信信号電力制御装置は、プリディストーション係数を最適化するために、学習用デジタル信号に対するデジタルのローパスフィルタとフィードバックされた出力信号に対するアナログのローパスフィルタ間の入出力特性間の違いを最小化する。

なお、送信信号電力制御装置は、送信信号を電力増幅器を用いて増幅し、増幅された送信信号を出力する様々な通信装置に搭載できる。例えば、送信信号電力制御装置は、所定の通信規格に従った移動体通信システムにおける基地局装置または移動局装置に搭載できる。なお、所定の通信規格は、例えば、LTE、またはモバイルWiMAX(Mobile Worldwide Interoperability for Microwave Access)である。

図１は、一つの実施形態による送信信号電力制御装置の概略構成図である。送信信号電力制御装置１は、プリディストーション部１１と、デジタル／アナログコンバータ１２と、直交変調器１３と、電力増幅器１４と、減衰器１５と、直交復調器１６と、ローパスフィルタ１７と、アナログ／デジタルコンバータ１８と、増幅器モデル部１９と、反転部２０と、適応ローパスフィルタ２１と、減算器２２とを有する。
送信信号電力制御装置１が有するこれらの各部は、それぞれ、別個の回路として送信信号電力制御装置１に実装される。あるいは、送信信号電力制御装置１が有するこれらの各部のうちの幾つかは、一つの集積回路として送信信号電力制御装置１に実装されてもよい。例えば、デジタル信号を処理する回路であるプリディストーション部１１、増幅器モデル部１９、反転部２０、適応ローパスフィルタ２１及び減算器２２は、一つのデジタル信号プロセッサとして実装されてもよい。

プリディストーション部１１は、メモリ多項式方式に従って、電力増幅器１４の入出力特性の逆の特性を送信信号に与えることで、プリディストーション信号を生成する。
なお、送信信号は、所定の多重化方式によって多重化され、かつ所定の変調方式に従って変調された、デジタル信号であり、例えば、プリディストーション部１１は、送信信号をベースバンド処理部（図示せず）から受け取る。また、送信信号には、例えば、Ｉ信号成分と、Ｉ信号成分と直交する位相を持つＱ信号成分が含まれる。

プリディストーション部１１は、例えば、乗算器と、遅延回路と、書き換え可能メモリ回路を有し、電力増幅器１４の入出力特性の逆の特性をメモリ多項式に従って表す複数のプリディストーション係数を内蔵するメモリ回路に記憶する。このプリディストーション係数は、後述するように、増幅器モデル部１９、反転部２０及び適応ローパスフィルタ２１により逐次更新される。

プリディストーション部１１は、次式に従って、送信信号に、内蔵するメモリ回路から読み込んだプリディストーション係数を乗じることにより、送信信号に対してプリディストーションを行う。

ここで、a_kq(k=1,..,K,q=1,...,Q)は、複素数で表されるプリディストーション係数である。またx(n)は離散時間ｎにおける送信信号である。そしてz(n)はプリディストーション信号である。
プリディストーション部１１は、プリディストーション信号をデジタル／アナログコンバータ１２へ出力する。またプリディストーション部１１は、プリディストーション信号の一部を増幅器モデル部１９へ出力する。

デジタル／アナログコンバータ１２は、プリディストーション部１１から受け取ったプリディストーション信号を、電力増幅器１４に入力するためにアナログ化する。そしてデジタル／アナログコンバータ１２は、アナログ化されたプリディストーション信号を直交変調器１３へ出力する。

直交変調器１３は、局部発振周波数を持つ周期信号である局部発振信号を発信する発振器と乗算器を有する。そして直交変調器１３は、アナログ化されたプリディストーション信号のI信号成分に位相をπ/2ずらした局部発振信号を乗じて得られた信号と、Q信号成分に局部発振信号を乗じて得られた信号を合成する。これにより、直交変調器１３は、アナログ化されたプリディストーション信号を搬送波に重畳する。そして直交変調器１３は、搬送波に重畳されたプリディストーション信号を電力増幅器１４へ出力する。

電力増幅器１４は、搬送波に重畳されたプリディストーション信号を増幅する。そのために、電力増幅器１４は、入力電力に対する出力電力の関係が非線形となる入出力特性を持つ高効率非線形増幅器、例えば、ドハティ増幅器またはEER増幅器とすることができる。プリディストーションにより電力増幅器１４の入出力特性の非線形歪が補償されるので、電力増幅器１４から出力される信号は、送信信号が所定の増幅率Gで増幅された信号となる。すなわち、送信信号の電力が大きくなるほど、電力増幅器１４から出力される信号の電力も増幅率Gで線形に増大する。電力増幅器１４からの出力信号は、例えば、デュプレクサ（図示せず）を介してアンテナ（図示せず）へ伝達され、そしてその出力信号は無線信号としてアンテナから放射される。

また電力増幅器１４からの出力信号の一部は、プリディストーション係数を更新するためにフィードバックされる。そのために、その出力信号の一部は、減衰器１５へ入力される。なお、以下では、説明の便宜上、電力増幅器１４からフィードバックされる出力信号の一部を、フィードバック信号と呼ぶ。

減衰器１５は、電力増幅器１４から受け取ったフィードバック信号を、電力増幅器１４の増幅率Gだけ減衰させる。すなわち、減衰器１５は、フィードバック信号の電力値を1/Gにする。減衰器１５から出力された、減衰されたフィードバック信号は、直交復調器１６に入力される。

直交復調器１６は、局部発振信号を発信する発振器と乗算器を有する。そして直交復調器１６は、減衰されたフィードバック信号と局部発振信号とをミキシングすることにより、フィードバック信号を、ベースバンド周波数を持つ信号に変換して、I信号成分とQ信号成分とを分離する。そして直交復調器１６は、ベースバンド周波数を持つフィードバック信号をローパスフィルタ１７へ出力する。

ローパスフィルタ１７は、ベースバンド周波数を持つフィードバック信号について、アナログ／デジタルコンバータ１８のサンプリング周波数よりも高い周波数成分を減衰させる。そしてローパスフィルタ１７は、高周波数成分が減衰されたフィードバック信号をアナログ／デジタルコンバータ１８へ出力する。

アナログ／デジタルコンバータ１８は、高周波数成分が減衰されたフィードバック信号を所定のサンプリング周波数でサンプリングすることによりデジタル化する。フィードバック信号の高周波数成分が減衰されているので、サンプリング周波数は、元のフィードバック信号の帯域幅の２倍よりも低い周波数とすることができる。そしてアナログ／デジタルコンバータ１８は、デジタル化されたフィードバック信号を減算器２２へ出力する。

増幅器モデル部１９は、例えば、乗算器と、遅延回路と、書き換え可能メモリ回路を有し、電力増幅器１４の入出力特性を擬似的に表す多項式により、プリディストーション信号を補正することで学習用デジタル信号を生成する。この学習用デジタル信号は、電力増幅器１４からの出力信号を擬似的に表す信号である。なお、電力増幅器１４の入出力特性を擬似的に表す多項式は、例えば、次式により表される。

ここで、p_kq(k=1,..,K,q=1,...,Q)は、複素数で表される電力増幅器モデル係数であり、内蔵するメモリ回路に記憶される。またy'(n)は離散時間ｎにおける学習用デジタル信号である。

また、増幅器モデル部１９は、減算器２２から得られる誤差信号ε(n)に基づいて電力増幅器モデル係数P_kq(n)を更新する。この誤差信号は、学習用デジタル信号を適応ローパスフィルタ２１に入力することによって得られる擬似フィードバック信号と、ローパスフィルタ１７により高周波数成分が減衰され、かつデジタル化されたフィードバック信号との差を表す。

本実施形態では、増幅器モデル部１９は、最小二乗法のアルゴリズムに従った次式により、誤差信号ε(n)の２乗和を最小化するように電力増幅器モデル係数P_kq(n)を逐次更新する。

ここでαは、ステップサイズパラメータであり、電力増幅器モデル係数P_kq(n)の更新速度を決める。αが大きいほど、電力増幅器モデル係数P_kq(n)の更新速度は速くなる。

増幅器モデル部１９は、学習用デジタル信号を適応ローパスフィルタ２１へ出力する。また増幅器モデル部１９は、電力増幅器モデル係数P_kq(n)が更新される度に、その更新された電力増幅器モデル係数P_kq(n)を反転部２０へ出力する。

反転部２０は、例えば、演算回路を有し、更新された電力増幅器モデル係数P_kq(n)を受け取る度に、（２）式の逆関数を算出し、その逆関数の多項式の各係数を更新されたプリディストーション係数A=[a₁₀,...,a_k0,...,a_1q,...,a_KQ]^tとする。なお、この逆関数を算出する動作に関しては、例えば、非特許文献３に開示されている。
反転部２０は、更新されたプリディストーション係数をプリディストーション部１１のメモリ回路へ書き込む。

適応ローパスフィルタ２１は、ローパスフィルタ１７の入出力特性と同等の入出力特性を持つように形成された適応型のデジタルローパスフィルタであり、入力された学習用デジタル信号の高周波数成分を減衰させることにより、擬似フィードバック信号を生成する。

図２は、適応ローパスフィルタ２１の等価回路図である。図２に示されるように、適応ローパスフィルタ２１は、有限インパルス応答型のフィルタであり、(N-1)個の遅延回路２２１−１〜２２１−(N-1)と、N個の乗算器２２２−１〜２２２−Ｎと、(N-1)個の加算器２２３−１〜２２３−(N-1)と、メモリを有する学習回路２２４とを有する。

入力された学習用デジタル信号y'(n)は、乗算器２２２−１、遅延回路２２１−１及び学習回路２２４へ送られる。そして乗算器２２２−１により、学習用デジタル信号y'(n)に、適応重み係数w(0)が乗じられる。一方、遅延回路２２１−１により遅延された学習用デジタル信号y'(n-1)は遅延回路２２１−２及び乗算器２２２−２へ送られる。そして乗算器２２２−２により、その遅延された学習用デジタル信号y'(n-1)に、適応重み係数w(1)が乗じられる。加算器２２３−１は、乗算器２２２−１から出力された信号に乗算器２２２−２から出力された信号を加算する。そして得られた和信号は、加算器２２３−２に出力される。以後、同様の処理が繰り返される。最終的に、加算器２２３−(N-1)から出力される擬似フィードバック信号は、次式によって表される。

ここでy_FB'(n)は、離散時間ｎにおける、擬似フィードバック信号である。またw(k)(k=0,1,...,N-1)は、適応重み係数である。そしてNはフィルタのタップ数である。

さらに、適応ローパスフィルタ２１の学習回路２２４は、減算器２２から得られる誤差信号ε(n)に基づいて適応重み係数w(k)を更新する。上記のように、誤差信号ε(n)は、学習用デジタル信号を適応ローパスフィルタ２１に入力することによって得られる擬似的なフィードバック信号と、ローパスフィルタ１７により高周波数成分が減衰され、かつデジタル化されたフィードバック信号との差を表す。

本実施形態では、適応ローパスフィルタ２１は、最小二乗法のアルゴリズムに従った次式により、誤差信号ε(n)の２乗和を最小化するように適応重み係数w(k)を逐次更新する。

ここでβは、ステップサイズパラメータであり、適応重み係数w(k)の更新速度を決める。なお、βは、電力増幅器モデル係数P_kq(n)を更新するための（３）式におけるステップサイズパラメータαよりも小さいことが好ましい。すなわち、電力増幅器モデル係数及びプリディストーション係数の更新速度が適応重み係数の更新速度よりも速いことが好ましい。これにより、先ず、電力増幅器モデル係数P_kq(n)が、誤差信号ε(n)を大きく減少させるように先に調節され、その後に残る誤差信号ε(n)を打ち消すように、適応重み係数w(k)が更新される。
適応重み係数w(k)は、学習回路２２４が有するメモリに記憶され、学習用デジタル信号が入力される度に、そのメモリから各乗算器に出力される。
また、適応ローパスフィルタ２１から出力された擬似的なフィードバック信号は、減算器２２に入力される。

減算器２２は、擬似フィードバック信号y_FB'(n)から、アナログ／デジタルコンバータ１８によりデジタル化されたフィードバック信号y_FB(n)を減じることにより、誤差信号ε(n){= y_FB'(n)- y_FB(n)}を算出する。そして減算器２２により算出された誤差信号ε(n)は、増幅器モデル部１９及び適応ローパスフィルタ２１に送られる。

図３は、適応ローパスフィルタ２１の入出力特性と、ローパスフィルタ１７の入出力特性の差によるプリディストーション部１１の周波数特性の変化を示す図である。図３において、横軸はオフセット周波数を表し、縦軸はデシベルを表す。グラフ３０１は、送信信号の一例である、帯域幅20MHzのorthogonal frequency-division multiplexing(OFDM)信号の周波数特性を表す。グラフ３０２は、適応ローパスフィルタ２１の入出力特性と、ローパスフィルタ１７の入出力特性が完全に一致する場合のプリディストーション部１１の周波数特性のシミュレーション結果を表す。またグラフ３０３は、適応ローパスフィルタ２１のカットオフ周波数がローパスフィルタ１７のカットオフ周波数から10%ずれたときのプリディストーション部１１の周波数特性のシミュレーション結果を表す。グラフ３０２及び３０３に示されるように、適応ローパスフィルタ２１の入出力特性と、ローパスフィルタ１７の入出力特性との一致度が向上するほど、アウトオブバンドの周波数帯域の信号成分が小さくなり、プリディストーション部１１の周波数特性が向上することが分かる。

図４は、送信信号電力制御装置１により実行される、プリディストーション係数更新方法の動作フローチャートである。
プリディストーション部１１は、メモリ多項式に従ってプリディストーション係数を送信信号に乗じることでプリディストーション信号を生成する（ステップＳ１０１）。電力増幅器１４は、プリディストーション信号をアナログ化し、直交変調することにより得られた信号を増幅する（ステップＳ１０２）。そして第１のローパスフィルタ１７は、電力増幅器１４から出力されたフィードバック信号の高周波数成分を減衰させる（ステップＳ１０３）。アナログ／デジタルコンバータ１８は、高周波数成分が減衰されたフィードバック信号をデジタル化する（ステップＳ１０４）。

一方、増幅器モデル部１９は、プリディストーション信号に電力増幅器１４の入出力特性を擬似的に表す電力増幅器モデル係数を乗じることで学習用デジタル信号を生成する（ステップＳ１０５）。そして適応ローパスフィルタ２１は、学習用デジタル信号に重み係数を乗じることによって学習用デジタル信号の高周波数成分を減衰させて擬似フィードバック信号を生成する（ステップＳ１０６）。そして減算器２２は、擬似フィードバック信号とデジタル化されたフィードバック信号との誤差信号を算出し、その誤差信号を増幅器モデル部１９及び適応ローパスフィルタ２１へ出力する（ステップＳ１０７）。

増幅器モデル部１９は、誤差信号を最小化するように電力増幅器モデル係数を更新する（ステップＳ１０８）。また、適応ローパスフィルタ２１は、誤差信号を最小化するように重み係数を更新する（ステップＳ１０９）。そして反転部２０は、更新されたモデル係数からプリディストーション係数を算出し、その算出したプリディストーション係数で、プリディストーション部１１のメモリ回路に記憶されているプリディストーション係数を更新する（ステップＳ１１０）。
送信信号電力制御装置１は、上記のステップＳ１０１〜Ｓ１１０の処理を、送信信号が入力される度に実行する。

以上に説明してきたように、この送信信号電力制御装置は、プリディストーション信号の一部を、擬似的に再現した電力増幅器の入出力特性に応じて修正することで、プリディストーション係数を学習するための学習用デジタル信号を生成する。そしてこの送信信号電力制御装置は、学習用デジタル信号及び電力増幅器からフィードバックされたフィードバック信号の何れも、ローパスフィルタを通してからそれらの信号間の誤差を求めてプリディストーション係数の学習に利用する。そのため、この送信信号電力制御装置は、出力信号のフィードバックにエリアジングが生じ得るアナログ／デジタルコンバータを用いてもプリディストーション係数を最適化できる。さらに、この送信信号電力制御装置は、学習用デジタル信号に対して適用されるローパスフィルタを適用型デジタルフィルタとした。これにより、この送信信号電力制御装置は、適応ローパスフィルタの入出力特性を、個々の製品ごとに入出力特性にばらつきのあるアナログのローパスフィルタの入出力特性と略一致させることができる。そのため、この送信信号電力制御装置は、学習用デジタル信号とフィードバック信号間の誤差をより最小化できるので、プリディストーション係数をより最適化できる。

図５は、上述した実施形態による送信信号電力制御装置が組み込まれた通信装置の一例である、基地局装置の概略構成図である。基地局装置１００は、回線終端部１０１と、ベースバンド処理部１０２と、送信信号電力制御部１０３と、デュプレクサ１０４と、アンテナ１０５と、受信用増幅器１０６と、受信部１０７とを有する。
また、ベースバンド処理部１０２、送信信号電力制御部１０３及び受信部１０７は、それぞれ、別個の回路であってもよく、あるいは、これらの各部は、それら回路が集積された集積回路であってもよい。

回線終端部１０１は、基地局装置１００をコアネットワークと接続するための通信インターフェースを有する。そして回線終端部１０１は、移動局装置へ送信されるダウンリンク信号をコアネットワークから受信し、そのダウンリンク信号をベースバンド処理部１０２に出力する。一方、回線終端部１０１は、移動局装置から受信したアップリンク信号をベースバンド処理部１０２から受信し、そのアップリンク信号をコアネットワークへ出力する。

ベースバンド処理部１０２は、ダウンリンク信号に対して畳込み符号化あるいはターボ符号化などの誤り訂正用符号化処理などの送信処理を実行する。さらにベースバンド処理部１０２は、符号化されたダウンリンク信号に対して直交周波数分割多重（OFDMA）などの直交変調処理を行い、ダウンリンク信号を多重化する。ベースバンド処理部１０２は、直交変調されたダウンリンク信号を送信信号電力制御部１０３へ出力する。
またベースバンド処理部１０２は、受信部１０７から受信したベースバンド周波数を持つアップリンク信号を復調する。そしてベースバンド処理部１０２は、復調されたアップリンク信号に対して誤り訂正復号処理などの受信処理を実行する。そしてベースバンド処理部１０２は、復号されたアップリンク信号を回線終端部１０１へ出力する。

送信信号電力制御部１０３は、上記の実施形態による送信信号電力制御装置である。送信信号電力制御部１０３は、ダウンリンク信号に対してプリディストーション処理を行った後、そのダウンリンク信号をアナログ化する。そして送信信号電力制御部１０３は、アナログ化したダウンリンク信号を無線周波数を持つ搬送波に重畳する。そして送信信号電力制御部１０３は、搬送波に重畳されたダウンリンク信号を電力増幅器によって増幅し、その信号をデュプレクサ１０４を介してアンテナ１０５へ伝達する。そしてアンテナ１０５は、送信信号電力制御部１０３から伝達されたダウンリンク信号を放射する。

またアンテナ１０５は、移動局装置から送信されたアップリンク信号を受信し、そのアップリンク信号をデュプレクサ１０４を介して受信用増幅器１０６に伝達する。
受信用増幅器１０６は、低ノイズアンプを有する。そして受信用増幅器１０６は、受信したアップリンク信号を増幅し、その増幅されたアップリンク信号を受信部１０７へ出力する。

受信部１０７は、アップリンク信号に局部発信周波数を持つ周期信号を重畳することにより、アップリンク信号の周波数を無線周波数からベースバンド周波数に変換する。そして受信部１０７は、ベースバンド周波数を持つアップリンク信号をアナログ／デジタル変換した後、ベースバンド処理部１０２に渡す。

図６は、上述した実施形態による送信信号電力制御装置が組み込まれた通信装置の他の一例である、移動局装置の概略構成図である。移動局装置２００は、制御部２０１と、ベースバンド処理部２０２と、送信信号電力制御部２０３と、デュプレクサ２０４と、アンテナ２０５と、受信用増幅器２０６と、受信部２０７とを有する。
制御部２０１、ベースバンド処理部２０２、送信信号電力制御部２０３及び受信部２０７は、それぞれ、別個の回路であってもよく、あるいは、これらの各部は、それら回路が集積された一つの集積回路であってもよい。

制御部２０１は、移動局装置２００全体を制御する。そして制御部２０１は、移動局装置２００で動作する各種のアプリケーションプログラムを実行する。そのために、制御部２０１は、プロセッサと不揮発性メモリ及び揮発性メモリを有する。制御部２０１は、移動局装置２００が有するキーパッドなどの操作部（図示せず）を介したユーザの操作により、電話、データ通信などの通信を行うアプリケーションが起動されると、そのアプリケーションにしたがって呼制御を実行する。そして制御部２０１は、そのアプリケーションにより送信することが要求されたデータあるいは移動局装置２００が有するマイクロホン（図示せず）から取得した音声信号に対して情報源符号化処理を実行する。そして制御部２０１は、それらの処理の結果得られた信号をアップリンク信号としてベースバンド処理部２０２に渡す。また制御部２０１は、ベースバンド処理部２０２からダウンリンク信号を受け取ると、情報源符号の復号処理などを実行することにより、音声信号あるいはデータを取得する。そして制御部２０１は、移動局装置２００が有するスピーカ（図示せず）へ音声信号を渡す。また制御部２０１は、取得したデータを移動局装置２００が有するディスプレイ（図示せず）に表示させる。

ベースバンド処理部２０２は、アップリンク信号に対して畳込み符号化あるいはターボ符号化などの誤り訂正用符号化処理などの送信処理を実行する。さらにベースバンド処理部２０２は、符号化されたアップリンク信号に対して直交変調処理を行い、アップリンク信号を多重化する。ベースバンド処理部２０２は、直交変調されたアップリンク信号を送信信号電力制御部２０３へ出力する。
またベースバンド処理部２０２は、受信部２０７から受信したベースバンド周波数を持つダウンリンク信号を復調する。そしてベースバンド処理部２０２は、復調されたダウンリンク信号に対して誤り訂正復号処理などの受信処理を実行する。そしてベースバンド処理部２０２は、復号されたダウンリンク信号を制御部２０１へ出力する。

送信信号電力制御部２０３は、上記の実施形態による送信信号電力制御装置である。送信信号電力制御部２０３は、アップリンク信号に対してプリディストーション処理を行った後、そのアップリンク信号をアナログ化する。そして送信信号電力制御部２０３は、アナログ化したアップリンク信号を無線周波数を持つ搬送波に重畳する。そして送信信号電力制御部２０３は、搬送波に重畳されたアップリンク信号を電力増幅器によって増幅し、その信号をデュプレクサ２０４を介してアンテナ２０５へ伝達する。そしてアンテナ２０５は、送信信号電力制御部２０３から伝達されたアップリンク信号を放射する。

またアンテナ２０５は、基地局装置から送信されたダウンリンク信号を受信し、そのダウンリンク信号をデュプレクサ２０４を介して受信用増幅器２０６に伝達する。
受信用増幅器２０６は、低ノイズアンプを有する。そして受信用増幅器２０６は、受信したダウンリンク信号を増幅し、その増幅されたダウンリンク信号を受信部２０７へ出力する。

受信部２０７は、ダウンリンク信号に局部発信周波数を持つ周期信号を重畳することにより、ダウンリンク信号の周波数を無線周波数からベースバンド周波数に変換する。そして受信部２０７は、ベースバンド周波数を持つダウンリンク信号をアナログ／デジタル変換した後、ベースバンド処理部２０２に渡す。

ここに挙げられた全ての例及び特定の用語は、読者が、本発明及び当該技術の促進に対する本発明者により寄与された概念を理解することを助ける、教示的な目的において意図されたものであり、本発明の優位性及び劣等性を示すことに関する、本明細書の如何なる例の構成、そのような特定の挙げられた例及び条件に限定しないように解釈されるべきものである。本発明の実施形態は詳細に説明されているが、本発明の精神及び範囲から外れることなく、様々な変更、置換及び修正をこれに加えることが可能であることを理解されたい。

１ 送信信号電力制御装置
１１ プリディストーション部
１２ デジタル／アナログコンバータ
１３ 直交変調器
１４ 電力増幅器
１５ 減衰器
１６ 直交復調器
１７ ローパスフィルタ
１８ アナログ／デジタルコンバータ
１９ 増幅器モデル部
２０ 反転部
２１ 適応ローパスフィルタ
２２ 減算器
１００ 基地局装置
２００ 移動局装置
１０１ 回線終端部
２０１ 制御部
１０２、２０２ ベースバンド処理部
１０３、２０３ 送信信号電力制御部
１０４、２０４ デュプレクサ
１０５、２０５ アンテナ
１０６、２０６ 受信用増幅器
１０７、２０７ 受信部

Claims (6)

1. 送信信号を増幅する電力増幅器と、
   前記電力増幅器から出力された信号の一部であるフィードバック信号の所定のサンプリング周波数よりも高い周波数成分を減衰させる第１のローパスフィルタと、
   前記第１のローパスフィルタから出力された前記フィードバック信号を前記所定のサンプリング周波数でデジタル化するアナログ／デジタル変換器と、
   前記電力増幅器の入出力特性の逆特性を表すプリディストーション係数を前記送信信号に乗じることで前記電力増幅器に入力するためのプリディストーション信号を生成するプリディストーション部と、
   前記プリディストーション信号の一部に前記電力増幅器の入出力特性を擬似的に表すモデル係数を乗じることで学習用デジタル信号を生成する電力増幅器モデル部と、
   前記モデル係数から前記プリディストーション係数を算出する反転部と、
   前記学習用デジタル信号に重み係数を乗じることによって前記学習用デジタル信号の高周波数成分を減衰させて擬似フィードバック信号を生成する第２のローパスフィルタと、
   前記擬似フィードバック信号と前記デジタル化されたフィードバック信号との誤差を算出する減算器と、を有し、
   前記電力増幅器モデル部は、前記誤差を最小化するように前記モデル係数を更新し、
   前記第２のローパスフィルタは、前記誤差を最小化するように前記重み係数を更新する適応フィルタである、
   送信信号電力制御装置。
2. 前記電力増幅器モデル部による前記モデル係数の更新速度は、前記第２のローパスフィルタによる前記重み係数の更新速度よりも速い、請求項１に記載の送信信号電力制御装置。
3. 前記第２のローパスフィルタは、有限インパルス応答型の適応フィルタである、請求項１または２に記載の送信信号電力制御装置。
4. 送信信号を生成するベースバンド処理部と、
   前記送信信号を増幅する送信信号電力制御部と、
   前記増幅された送信信号を放射するアンテナとを有し、
   前記送信信号電力制御部は、
   前記送信信号を増幅する電力増幅器と、
   前記電力増幅器から出力された信号の一部であるフィードバック信号の所定のサンプリング周波数よりも高い周波数成分を減衰させる第１のローパスフィルタと、
   前記第１のローパスフィルタから出力された前記フィードバック信号を前記所定のサンプリング周波数でデジタル化するアナログ／デジタル変換器と、
   前記電力増幅器の入出力特性の逆特性を表すプリディストーション係数を前記送信信号に乗じることで前記電力増幅器に入力するためのプリディストーション信号を生成するプリディストーション部と、
   前記プリディストーション信号の一部に前記電力増幅器の入出力特性を擬似的に表すモデル係数を乗じることで学習用デジタル信号を生成する電力増幅器モデル部と、
   前記モデル係数から前記プリディストーション係数を算出する反転部と、
   前記学習用デジタル信号に重み係数を乗じることによって前記学習用デジタル信号の高周波数成分を減衰させて擬似フィードバック信号を生成する第２のローパスフィルタと、
   前記擬似フィードバック信号と前記デジタル化されたフィードバック信号との誤差を算出する減算器と、を有し、
   前記電力増幅器モデル部は、前記誤差を最小化するように前記モデル係数を更新し、
   前記第２のローパスフィルタは、前記誤差を最小化するように前記重み係数を更新する適応フィルタである、
   通信装置。
5. コアネットワークからダウンリンク信号を受信する回線終端部をさらに有し、
   前記ベースバンド処理部は、前記ダウンリンク信号を符号化することにより前記送信信号を生成する、
   基地局装置である請求項４に記載の通信装置。
6. 電力増幅器の入出力特性の逆特性を表すプリディストーション係数を更新するプリディストーション係数更新方法であって、
   第１のローパスフィルタによって前記電力増幅器から出力された信号の一部であるフィードバック信号の所定のサンプリング周波数よりも高い周波数成分を減衰させ、
   高周波数成分が減衰された前記フィードバック信号を前記所定のサンプリング周波数でデジタル化し、
   前記プリディストーション係数を送信信号に乗じることでプリディストーション信号を生成し、
   前記プリディストーション信号に前記電力増幅器の入出力特性を擬似的に表すモデル係数を乗じることで学習用デジタル信号を生成し、
   前記学習用デジタル信号に適応ローパスフィルタの重み係数を乗じることによって前記学習用デジタル信号の高周波数成分を減衰させて擬似フィードバック信号を生成し、
   前記擬似フィードバック信号と前記デジタル化されたフィードバック信号との誤差を算出し、
   前記誤差を最小化するように前記モデル係数を更新し、
   前記誤差を最小化するように前記重み係数を更新し、
   前記更新されたモデル係数から前記プリディストーション係数を算出する、
   ことを含むプリディストーション係数更新方法。

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