JP2014116996A - 多出力型スイッチング電源装置 - Google Patents

Abstract

【課題】多出力型スイッチング電源装置につき、従二次側出力回路に設けた主従応答用のスイッチング素子の発熱を未然防止するに、構成簡素化、省スペース、製造コスト低減を図る。
【解決手段】一次側入力回路１１，１２のスイッチングでコンバータトランスＴ１，Ｔ２に誘起される交流電力を整流平滑する主および従の二次側出力回路２１，２２を、備える。。従二次側出力回路２２にはスイッチング素子Ｑ３が挿入されている。主従の二次側出力回路２１，２２間に介在された連動切換回路２５は、主二次側出力回路２１の出力および出力停止の切り換えに応じてスイッチング素子Ｑ３を制御して従二次側出力回路２２を出力状態および出力停止状態とする。減電圧・過電圧検出回路２７は、主二次側出力回路２１と従二次側出力回路２２の差電圧が規定値以上になったときに一次側入力回路１１，１２のスイッチング制御回路１３，１４のスイッチング動作を不動作状態に制御する。
【選択図】図１

Description

本発明は、コンバータトランスの二次側に、互いに異なる直流出力電圧を出力する２以上の二次側出力回路を備えた多出力型スイッチング電源装置に関するものである。

多出力型スイッチング電源装置においては、前記２つの二次側出力回路のうちの一方を主二次側出力回路とし、また、他方を従二次側出力回路とし、主二次側出力回路の出力および出力停止の切り換えに連動して従二次側出力回路を出力状態および出力停止状態に切り換える連動切換回路を備えたものがある。

図４を参照して従来の多出力型スイッチング電源装置Ｄを説明する。この多出力型スイッチング電源装置Ｄは、コンバータトランスＴ１，Ｔ２と、直流入力電圧が印加される入力端子Ｅ１，Ｅ２間に並列接続された一次側入力回路１１，１２と、出力端子ＯＵＴ１，ＯＵＴ２間に高直流出力電圧（例えば２４Ｖ）を出力する主二次側出力回路２１と、出力端子ＯＵＴ３，ＯＵＴ４間に低直流出力電圧（例えば５Ｖ）を出力する従二次側出力回路２２とを備える。

一次側入力回路１１，１２は、それぞれ、コンバータトランスＴ１，Ｔ２の一次側巻線に直列に接続されたスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２と、これらスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング動作を制御するスイッチング制御回路１３，１４とを備える。

主二次側出力回路２１は、コンバータトランスＴ１の二次側巻線に接続された、コンデンサＣ１およびダイオードＤ１からなる主整流平滑回路２３を備える。

従二次側出力回路２２は、コンバータトランスＴ２の二次側巻線に接続されたコンデンサＣ２およびダイオードＤ２からなる従整流平滑回路２４を備える。

主二次側出力回路２１と従二次側出力回路２２との間には、連動切換回路２５が設けられる。従二次側出力回路２２の電源出力ラインには、発熱保護部品２６が挿入接続される。連動切換回路２５は、ＭＯＳＦＥＴ（電界効果トランジスタ）からなるスイッチング素子Ｑ３と、抵抗Ｒ１と、コンデンサＣ３、抵抗Ｒ３と、ダイオードＤ３とを含む。

一次側入力回路１１のスイッチング素子Ｑ１がスイッチング制御回路１３の制御によりスイッチング動作すると、コンバータトランスＴ１の一次側巻線から二次側巻線に交流電圧が誘起され、さらに、主二次側出力回路２１の主整流平滑回路２３で高直流出力電圧が生成されて、図示略の負荷回路に出力される。

また、一次側入力回路１２のスイッチング素子Ｑ２がスイッチング制御回路１４の制御によりスイッチング動作すると、コンバータトランスＴ２の一次側巻線から二次側巻線に交流電圧が誘起され、さらに、従二次側出力回路２２の従整流平滑回路２４で低直流出力電圧が生成され、図示略の別の負荷回路に出力される。

以上の構成において、連動切換回路２５は、主二次側出力回路２１が出力状態に制御されているときは、それに連動して、主二次側回路２１の電源出力ラインの高直流出力電圧によりスイッチング素子Ｑ３が導通して、従二次側出力回路２２を出力状態（従整流平滑回路２４の出力を出力端子ＯＵＴ３，ＯＵＴ４間に出力する状態）に切換制御し、主二次側出力回路２１が出力停止状態に制御されているときは、それに連動して、スイッチング素子Ｑ３が非導通になって、従二次側出力回路２２を出力停止状態（従整流平滑回路２４の出力を出力端子ＯＵＴ３，ＯＵＴ４間に出力できなくする状態）に切換制御する機能を有し、前記のように、主二次側出力回路２１の出力および出力停止の切り換えに連動して従二次側出力回路２２を出力状態および出力停止状態とさせて、消費電力を低減させる。

従二次側出力回路２２の電源出力ラインに接続された発熱保護部品２６は、連動切換回路２５のスイッチング素子Ｑ３の不測の発熱に対する安全を担保するために挿入されている。しかし、前記スイッチング素子Ｑ３は、そのドレイン‐ゲート間が不測の短絡を起こすことがある。このような短絡が発生すると、スイッチング素子Ｑ３のソース電位が低下し（減電圧）、結果としてドレイン‐ソース間に電圧降下が発生して、その部分に電流が流れ、電圧降下分×電流の電力相当の発熱がスイッチング素子Ｑ３で起こる。

発熱保護部品２６は、温度ヒューズやサーマルスイッチなどで構成され、スイッチング素子Ｑ３が前記発熱で温度上昇し、その上昇温度が規定温度に達すると動作して、従二次側出力回路２２の電源出力ラインを遮断する。これにより、スイッチング素子Ｑ３の過剰発熱を抑制し、安全性を確保する。

なお、多出力型スイッチング電源装置の例として特許文献１，２を挙げる。これら特許文献には、主従応答用のスイッチング素子の構成、連動切換回路の構成、および従二次側出力回路の電源出力ラインに発熱保護部品を挿入した構成は開示されていない。

特開平１１−２８５２４５号公報 特開２０１０−１７００１号公報

上記多出力型スイッチング電源装置Ｄにあっては、スイッチング素子Ｑ３の過剰発熱を抑制するために従二次側出力回路２２に温度ヒューズやサーマルスイッチなどの発熱保護部品２６を挿入している。しかしながら、発熱保護部品２６は、スイッチング電源装置Ｄ内で比較的大きなスペースを占有し、製造コストの増加を招き、そのうえ、回路構造の複雑化を招くなどの課題がある。

本発明は、上記に鑑みてなされたものであり、従二次側出力回路内に設けたスイッチング素子の過剰発熱防止のための発熱保護部品を不要化して省スペース化、製造コスト低減化、回路構造の簡素化を達成し、また、発熱保護部品を不要としても、前記スイッチング素子の故障に際しては、当該装置の運転を停止して前記スイッチング素子の過剰発熱を事前に防止可能としたスイッチング電源装置を提供するものである。

本発明による多出力型スイッチング電源装置は、コンバータトランスの一次側巻線に接続された第１スイッチング素子、および該第１スイッチング素子のスイッチング動作を制御するスイッチング制御回路を含む一次側入力回路と、前記コンバータトランスの二次側巻線に接続された主整流平滑回路を含み、前記主整流平滑回路から主直流出力電圧を生成して出力する主二次側出力回路と、前記コンバータトランスの二次側巻線に接続された従整流平滑回路を含み、前記従整流平滑回路から前記主直流出力電圧よりも低い従直流出力電圧を生成して出力する従二次側出力回路と、前記従二次側出力回路の電源出力ラインに接続された第２スイッチング素子を含み、かつ、前記主二次側出力回路の出力および出力停止の動作に連動して、前記第２スイッチング素子を導通および非導通として、前記従二次側出力回路を出力状態および出力停止状態に切り換える連動切換回路と、前記主二次側出力回路と前記従二次側出力回路との差電圧を検出すると共に該検出した差電圧が規定値以上になったときに前記スイッチング制御回路により前記第１スイッチング素子のスイッチング動作を動作停止状態に制御する減電圧・過電圧検出回路と、を備えたことを特徴とする。

なお、前記コンバータトランスは、その個数に限定されない。

なお、前記一次側入力回路は、その個数に限定されない。

好ましくは、前記連動切換回路の前記第２スイッチング素子は、前記従二次側出力回路の前記従整流平滑回路の出力側の電源出力ラインに、ソース・ドレインが接続された電界効果トランジスタからなり、前記電界効果トランジスタは、そのゲートに、前記主二次側回路の電源出力ラインに接続された逆流防止ダイオードと該逆流防止ダイオードに直列に接続された第１抵抗とを介して、前記主二次側出力回路の出力および出力停止の状態を示す信号が印加されることにより、それぞれ、導通状態および非導通状態になって、前記従二次側出力回路を出力状態および出力停止状態に切り換える。

より好ましくは、前記減電圧・過電圧検出回路は、前記従二次側出力回路の電源出力ラインに直列に接続された定電圧ダイオードおよび第２抵抗の直列回路と、前記第２抵抗がエミッタ・ベース間に接続されかつ前記エミッタが前記逆流防止ダイオードと前記第１抵抗との接続部に接続されたＰＮＰ型のトランジスタと、前記トランジスタのコレクタに接続された発光素子および前記一次側入力回路のスイッチング制御回路に接続された受光素子を含むフォトカプラとを具備し、前記トランジスタが、前記差電圧が規定値以上になったときに導通すると共に、該導通により前記フォトカプラは、前記一次側入力回路のスイッチング制御回路にその動作を停止させる出力を与える。

より好ましくは、前記減電圧・過電圧検出回路は、前記トランジスタのエミッタ・ベース間に接続された前記第２抵抗にコンデンサが並列接続されている。

好ましくは、前記一次側入力回路を、２つ設け、前記コンバータトランスを前記各一次側入力回路に個別に対応して２つ設けると共に、それらの一次側巻線を前記各一次側入力回路に接続する一方、前記各コンバータトランスそれぞれの二次側巻線を前記主二次側出力回路と従二次側出力回路に個別に接続する。

好ましくは、前記一次側入力回路を、１つとし、その一次側入力回路を前記コンバータトランスの一次側巻線に接続すると共に、該コンバータトランスに２つの二次側巻線を設け、これら二次側巻線それぞれに前記主二次側出力回路と従二次側出力回路を個別に接続する。

本発明によれば、従二次側出力回路内に設けた第２スイッチング素子の過剰発熱防止のための発熱保護部品が不要であるので、省スペース化、製造コスト低減化、回路構造の簡素化を達成でき、また、発熱保護部品が無いものの、前記第２スイッチング素子の故障に際して、当該装置の運転を停止して前記第２スイッチング素子の過剰発熱を事前に防止することができる。

図１は、本発明の第１実施形態に係る多出力型スイッチング電源装置の構成を示す回路図である。 図２は、本発明の第２実施形態に係る多出力型スイッチング電源装置の構成を示す回路図である。 図３は、本発明の第３実施形態に係る多出力型スイッチング電源装置の構成を示す回路図である。 図４は、先行技術の多出力型スイッチング電源装置の回路図である。

以下、添付図面を参照して、本発明の実施形態に係る多出力型スイッチング電源装置を説明する。

（第１実施形態）
図１は、本発明の第１実施形態に係る多出力型スイッチング電源装置の回路図である。多出力型スイッチング電源装置Ａは、コンバータトランスＴ１，Ｔ２と、入力端子Ｅ１，Ｅ２に並列接続された一次側入力回路１１，１２と、二次側出力回路２１，２２と、を備える。一次側入力回路１１，１２は、それぞれ、図示しないが、その前段部に、商用交流電源を入力しダイオードブリッジと平滑コンデンサでの全波整流および平滑化により生成した直流電圧が直流電源端子Ｅ１，Ｅ２間に印加されるようになっている。一次側入力回路１１は、入力端子Ｅ１に一端側が接続されたコンバータトランスＴ１の一次側巻線と、入力端子Ｅ２との間にソース・ドレインが接続されたスイッチング素子Ｑ１と、このスイッチング素子Ｑ１をそのゲートにスイッチング電圧を印加してスイッチング動作させるスイッチング制御回路１３と、を有する。一次側入力回路１２は、入力端子Ｅ１に一端側が接続されたコンバータトランスＴ２の一次側巻線、この一次側巻線の他端側と入力端子Ｅ２との間にソース・ドレインが接続されたスイッチング素子Ｑ２と、このスイッチング素子Ｑ１をそのゲートにスイッチング電圧を印加してスイッチング動作させるスイッチング制御回路１４と、を有する。

主二次側出力回路２１は、コンバータトランスＴ１の二次側巻線と、整流ダイオードＤ１と、平滑コンデンサＣ１とを備える。整流ダイオードＤ１と、平滑コンデンサＣ１とにより主整流平滑回路２３を構成する。従二次側出力回路２２は、コンバータトランスＴ２の二次側巻線と、整流ダイオードＤ２と、平滑コンデンサＣ２と、を備える。整流ダイオードＤ２と、平滑コンデンサＣ２とにより従整流平滑回路２４を構成する。

一次側入力回路１１のスイッチング素子Ｑ１がスイッチング動作すると、コンバータトランスＴ１の一次側巻線から二次側巻線に交流電圧が誘起され、さらに、主二次側出力回路２１の主整流平滑回路２３で高直流出力電圧が生成されて、図示略の負荷回路に出力される。一次側入力回路１２のスイッチング素子Ｑ２がスイッチング動作すると、コンバータトランスＴ２の一次側巻線から二次側巻線に交流電圧が誘起され、さらに、従二次側出力回路２２の従整流平滑回路２４で低直流出力電圧が生成され、図示略の別の負荷回路に出力される。

以上の構成において、第１実施形態は、連動切換回路２５と、減電圧・過電圧検出回路２７と、を備える。連動切換回路２５は、スイッチング素子Ｑ３と、抵抗Ｒ１と、コンデンサＣ３と、抵抗Ｒ２と、ダイオードＤ３とにより、構成される。また、減電圧・過電圧検出回路２７は、スイッチング素子Ｑ４と、抵抗Ｒ３，Ｒ４と、定電圧ダイオードＺＤ１と、フォトカプラＰＣとにより、構成される。

連動切換回路２５を説明すると、スイッチング素子Ｑ３は、主二次側出力回路２１の出力および出力停止の切り換えに応じて従二次側出力回路２２を出力および出力停止とするためのものであり、従二次側出力回路２２の電源出力ラインに挿入されている。スイッチング素子Ｑ３は、ＮＭＯＳ型の電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）であり、そのドレインが従整流平滑回路２４に接続され、そのソースが出力端子ＯＵＴ３に接続されている。スイッチング素子Ｑ３のゲートとソースとの間には抵抗Ｒ１とコンデンサＣ３の並列回路が接続されている。さらに、スイッチング素子Ｑ３のゲートに抵抗Ｒ２と逆流防止ダイオードＤ３の直列回路が接続されている。逆流防止ダイオードＤ３は、そのアノードが主二次側出力回路２１の電源出力ラインに接続され、カソードが抵抗Ｒ２に接続されている。

主二次側出力回路２１が出力状態に制御されていて、主二次側出力回路２１の電源出力ラインが“Ｈ”レベルとなっているときは、連動切換回路２５における逆流防止ダイオードＤ３が導通状態であり、抵抗Ｒ２を介してスイッチング素子Ｑ３（ＮＭＯＳ型）のゲートに“Ｈ”レベル電圧の信号が印加されるため、スイッチング素子Ｑ３が導通し、従二次側出力回路２２は出力状態に制御される。

一方、主二次側出力回路２１が出力停止状態に制御されていて、主二次側出力回路２１の電源出力ラインが“Ｌ”レベルとなったときには、逆流防止ダイオードＤ３が非導通となり、スイッチング素子Ｑ３（ＮＭＯＳ型）のゲートに“Ｌ”レベル電圧の信号が印加されることにより、スイッチング素子Ｑ３が非導通となり、従二次側出力回路２２は出力停止状態に制御されることになる。

すなわち、従二次側出力回路２２から電力を供給される負荷回路は、主二次側出力回路２１から電力を供給される負荷回路が動作状態にあるときに限って動作状態とされ、かつ主二次側出力回路２１側の負荷回路が不動作状態となったときには、それに応答して不動作状態に切り換えられる。よって、無駄な電力消費が回避される。

次に、減電圧・過電圧検出回路２７について説明する。なお、図４の先行技術における発熱保護部品２５は、本発明の実施例では設けられていない。

減電圧・過電圧検出回路２７において、スイッチング素子Ｑ４はＰＮＰ型のバイポーラトランジスタで構成され、そのエミッタが連動切換回路２５における逆流防止ダイオードＤ３のカソードに接続され、そのエミッタ‐ベース間に抵抗Ｒ３が接続され、さらにそのベースに抵抗Ｒ４を介して定電圧ダイオードＺＤ１のカソードが接続され、定電圧ダイオードＺＤ１のアノードが従二次側出力回路２２の電源出力ライン（スイッチング素子Ｑ３のソース）に接続されている。また、スイッチング素子Ｑ４のコレクタは、フォトカプラＰＣの発光素子であるフォトダイオードのアノードに接続されている。フォトダイオードのカソードは、平滑コンデンサＣ２の負極端子に接続されている。そして、フォトカプラＰＣの受光素子であるフォトトランジスタのエミッタが一次側入力回路１１，１２それぞれのスイッチング制御回路１３，１４の各制御入力端子に接続されている。フォトトランジスタのコレクタはスイッチング制御回路１３，１４における電源部に接続されている。スイッチング制御回路１３，１４は、フォトトランジスタが導通すると、動作停止するようになっている。

なお、減電圧・過電圧検出回路２７から一次側のスイッチング制御回路１３，１４に帰還をかけるのにフォトカプラＰＣ（電気的絶縁状態での光結合）を用いているのは、コンバータトランスＴ１，Ｔ２を介して一次側と二次側を電気的絶縁状態で電磁的に結合していることと符合している。

次に、動作を説明する。

（１）連動切換回路２５の動作
いま、多出力型スイッチング電源装置Ａが通常動作状態にあるとする。

すなわち、一次側入力回路１１，１２の各スイッチング制御回路１３，１４が動作してスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２をＯＮ／ＯＦＦにスイッチング制御している。これにより、コンバータトランスＴ１，Ｔ２の一次側巻線から二次側巻線に交流電圧が誘起され、その交流電圧がそれぞれ主と従の整流平滑回路２３，２４により整流平滑化される。

主二次側出力回路２１にあっては、高直流出力電圧が負荷回路に供給される。従二次側出力回路２２にあっては、主二次側出力回路２１の電源出力ラインのレベルが“Ｈ”レベルとなったことに伴い、連動切換回路２５を介して、そのスイッチング素子Ｑ３が前述の動作原理に従って導通する。このスイッチング素子Ｑ３の導通開始に伴うノイズは抵抗Ｒ１とコンデンサＣ３とで減衰され、レベルの安定したより低直流出力電圧が別の負荷回路に供給される。

すなわち、主二次側出力回路２１が出力状態にあれば、その電源出力ラインの“Ｈ”レベル状態を連動切換回路２５で検出し、スイッチング素子Ｑ３を導通させることにより、従二次側出力回路２２も出力状態にできる。主二次側出力回路２１側の負荷回路が活性状態にあれば、従二次側出力回路２２側の負荷回路も活性状態にできる。

次に、任意の操作によりあるいは何らかの条件の発現に応答して、主二次側出力回路２１側の負荷回路が非活性状態に切り換えられたとする。すると、主二次側出力回路２１の電源出力ラインが“Ｈ”レベルから“Ｌ”レベルへ変化する。その結果、連動切換回路２５において、逆流防止ダイオードＤ３が非導通となり、スイッチング素子Ｑ３のゲートに印加される電圧の信号が“Ｈ”レベルから“Ｌ”レベルへ反転し、このスイッチング素子Ｑ３が非導通状態に切り換わる。その結果として、従二次側出力回路２２の出力が停止し、従二次側出力回路２２側の負荷回路も非活性状態に切り換えられる。

以上のように、連動切換回路２５は、主二次側出力回路２１の出力および出力停止の切り換えに連動して従二次側出力回路２２を出力状態および出力停止状態にさせる。主二次側出力回路２１側の負荷回路が不動作状態あるいは待機状態にあるときは、これに連動して従二次側出力回路２２も不動作状態あるいは待機状態に自動制御されるため、無駄な電力消費を抑制することが可能となっている。

（２）減電圧・過電圧検出回路２７の動作
何らかの原因で従二次側出力回路２２におけるスイッチング素子Ｑ３のドレイン‐ゲート間に短絡現象が発生したとする。ここで、発熱対策をなんらしていないものと仮定して、スイッチング素子Ｑ３のゲート、ドレイン、ソースの電位変化の例をみてみる。正常動作時において、ゲート電位が２４Ｖ、ドレイン電位が５Ｖ、ソース電位も５Ｖであったとする。この状態からドレイン‐ゲート間に短絡が発生し、ゲート電位が５Ｖに降下したとする。ソースとゲートとの間に抵抗Ｒ１とコンデンサＣ３の並列回路が介在することから、ソース電位が５Ｖから２．５Ｖへ降下したとすれば、ドレイン‐ソース間の電位差は５Ｖ−２．５Ｖ＝２．５Ｖとなる。ドレイン電流が３Ａとすると、２．５Ｖ×３Ａ＝７．５Ｗ相当の電力消費が発生し、これがスイッチング素子Ｑ３における発熱の原因となる。

本実施例の多出力型スイッチング電源装置Ａにあっては、このような事態となる前に減電圧・過電圧検出回路２７の機能が発動される。

まず、正常動作時での減電圧・過電圧検出回路２７の動作をみておく。主二次側出力回路２１の電源出力ラインの電圧と従二次側出力回路２２の電源出力ラインの電圧との差分の差電圧ΔＶ（すなわち、逆流防止ダイオードＤ３のアノードと定電圧ダイオードＺＤ１のアノードとの間の電位差）が規定範囲内にあるとする。

このとき、定電圧ダイオードＺＤ１は降伏導通しておらず、ベースに対して主二次側出力回路２１から逆流防止ダイオードＤ３および抵抗Ｒ３によって“Ｈ”レベルを印加されるＰＮＰ型のスイッチング素子Ｑ４は非導通状態にある。その結果、フォトカプラＰＣは不動作状態であり、出力遮断信号は各スイッチング制御回路１３，１４に送出されることはなく、各スイッチング制御回路１３，１４は通常通りスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２をスイッチング制御している。結果、主二次側出力回路２１も従二次側出力回路２２も出力状態を維持することになる。

（２−１）減電圧発生時
次に、減電圧・過電圧検出回路２７の活性動作を説明する。スイッチング素子Ｑ３におけるドレイン‐ゲート間の短絡現象が生じれば、上の例でみたようにソースの電位が降下する。すなわち、従二次側出力回路２２の電源出力ラインに減電圧が生じる。すると、定電圧ダイオードＺＤ１のアノード電位が降下し、主二次側出力回路２１と従二次側出力回路２２の差電圧ΔＶが増加し、この差電圧ΔＶが規定値以上となったときに定電圧ダイオードＺＤ１が降伏し、逆流防止ダイオードＤ３、抵抗Ｒ３、抵抗Ｒ４、定電圧ダイオードＺＤ１の経路で電流が流れる。すると、ＰＮＰ型のスイッチング素子Ｑ４のベース電位が“Ｌ”レベルに反転して、スイッチング素子Ｑ４が導通状態に切り換わる。その結果、主二次側出力回路２１の電源出力ラインから逆流防止ダイオードＤ３、ＰＮＰ型のスイッチング素子Ｑ４を通ってフォトカプラＰＣの発光素子に電流が流れ、発光素子の光を受けた受光素子が両スイッチング制御回路１３，１４に出力遮断信号を送出する。

出力遮断信号を受け取った一次側入力回路１１，１２における各スイッチング制御回路１３，１４は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に対するスイッチング制御を停止し、コンバータトランスＴ１，Ｔ２での交流電力誘起がなくなるため、主二次側出力回路２１および従二次側出力回路２２はともに出力停止状態へ遷移する。これにより、スイッチング素子Ｑ３の過剰発熱を未然に防止することができる。

（２−２） 過電圧発生時
主二次側出力回路２１側の負荷回路においてなんらかの要因により異常が発生し、それに起因して主二次側出力回路２１の電源出力ラインに過電圧が発生したとする。このとき、従二次側出力回路２２側の負荷回路では異常がなくその電源出力ラインの電圧は正常時と変わらないとすると、前述の主二次側出力回路２１と従二次側出力回路２２の差電圧ΔＶが上昇することになる。差電圧ΔＶが規定値以上になると、上記同様にＰＮＰ型のスイッチング素子Ｑ４が導通し、出力遮断信号がフォトカプラＰＣを介して両スイッチング制御回路１３，１４に送出される。その結果として、主二次側出力回路２１および従二次側出力回路２２はともに出力停止状態へ遷移し、過電圧に伴うトラブルを未然に防止することができる。

本実施例の減電圧・過電圧検出回路２７は、先行技術の場合の温度ヒューズやサーマルスイッチなどの発熱保護部品２５に比べると、製造コストを大幅に低減することが可能である。減電圧・過電圧検出回路２７の回路構成が比較的簡単で、部品点数も少なく、実装のスペース面でも充分有利な展開を期待することができる。

（３）減電圧・過電圧の具体例
主二次側出力回路２１による出力電圧を２４Ｖ、従二次側出力回路２２による出力電圧を５Ｖとする。また、ＰＮＰ型のスイッチング素子Ｑ４のオン電圧を１．２Ｖ、逆流防止ダイオードＤ３の順方向電圧を０．６Ｖとし、定電圧ダイオードＺＤ１の降伏電圧を２０Ｖとする。

定電圧ダイオードＺＤ１のカソード電位は、
２４−０．６−１．２＝２２．２（Ｖ）
正常時の定電圧ダイオードＺＤ１のアノード電位は５Ｖであり、定電圧ダイオードＺＤ１に対する逆バイアス電圧は、
２２．２−５＝１７．２（Ｖ）
である。これは、定電圧ダイオードＺＤ１の降伏電圧２０Ｖを下回っているので、定電圧ダイオードＺＤ１は降伏せず、したがって、ＰＮＰ型のスイッチング素子Ｑ４も導通しない。この場合に、定電圧ダイオードＺＤ１の耐圧には、
２０−１７．２＝２．８（Ｖ）
の余裕がある。

次に、従二次側出力回路２２による出力電圧が５Ｖから上記の余裕分の２．８Ｖ以上降下して２．２Ｖ未満（例えば１．５Ｖ）になったとする。

主二次側出力回路２１による出力電圧は正常時と同じ２４Ｖのままとする。このとき、定電圧ダイオードＺＤ１に対する逆バイアス電圧は、
２２．２−１．５＝２０．７（Ｖ）
である。これは、定電圧ダイオードＺＤ１の降伏電圧２０Ｖに達しており、定電圧ダイオードＺＤ１は降伏する。したがって、ＰＮＰ型のスイッチング素子Ｑ４は導通し、フォトカプラＰＣからの出力遮断信号で一次側入力回路１１，１２のスイッチング制御回路１３，１４はスイッチング動作を停止することにより、主二次側出力回路２１も従二次側出力回路２２もともに出力停止状態となる。

次に、従二次側出力回路２２による出力電圧が２４Ｖから上記の余裕分の２．８Ｖ以上上昇して２６．８Ｖ超（例えば２７．５Ｖ）になったとする。

従二次側出力回路２２による出力電圧は正常時と同じ５Ｖのままとする。このとき、定電圧ダイオードＺＤ１のカソード電位は、
２７．５−０．６−１．２＝２５．７（Ｖ）
定電圧ダイオードＺＤ１に対する逆バイアス電圧は、
２５．７−５＝２０．７（Ｖ）
である。この場合も定電圧ダイオードＺＤ１の降伏電圧２０Ｖに達しており、定電圧ダイオードＺＤ１は降伏する。したがって、ＰＮＰ型のスイッチング素子Ｑ４は導通し、フォトカプラＰＣからの出力遮断信号で一次側入力回路１１，１２のスイッチング制御回路１３，１４はスイッチング動作を停止され、主二次側出力回路２１も従二次側出力回路２２もともに出力停止状態となる。

なお、減電圧・過電圧検出回路２７は、フォトカプラＰＣ、定電圧ダイオードＺＤ１、スイッチング素子Ｑ４、抵抗Ｒ３，Ｒ４で構成し、減電圧の検出と過電圧の検出とを兼用すると共に、主二次側出力回路２１による出力電圧と従二次側出力回路２２による出力電圧との差電圧ΔＶを検出しており、部品点数が少なく、簡単な回路構成となっている。

（第２実施形態）
図２を参照して、本発明の第２実施形態に係る多出力型スイッチング電源装置Ｂを説明する。多出力型スイッチング電源装置Ｂでは、多出力型スイッチング電源装置Ａとは異なり、一次側入力回路１１，１２と、主二次側出力回路２１および従二次側出力回路２２との電磁的結合に用いるコンバータトランスはコンバータトランスＴ１の１つのみである。主二次側出力回路２１の高直流出力電圧と従二次側出力回路２２の低直流出力電圧との差異は、平滑コンデンサＣ１と平滑コンデンサＣ２の容量差によって作られる。この点は第１実施形態でも同様である。

第２実施形態においては、減電圧・過電圧検出回路２７におけるフォトカプラＰＣの受光素子の接続先は、単一の一次側入力回路１１におけるスイッチング制御回路１３のみとなっている。

従二次側出力回路２２での減電圧の発生あるいは主二次側出力回路２１での過電圧の発生によってスイッチング素子Ｑ４が導通し、その結果としてフォトカプラＰＣから出力遮断信号が送出され、一次側入力回路１１のスイッチング制御回路１２がスイッチング素子Ｑ１に対するスイッチング制御を停止すれば、コンバータトランスＴ１での交流電力誘起がなくなり、主二次側出力回路２１も従二次側出力回路２２もともに出力停止状態へ遷移する。

その他の構成ならびに作用効果については、第１実施形態と同様である。

（第３実施形態）
図３を参照して本発明の第３実施形態の多出力型スイッチング電源装置Ｃを説明する。多出力型スイッチング電源装置Ｃは、クロスレギュレーション対策も加味した多出力型スイッチング電源装置になっている。

ここで、クロスレギュレーションというのは、複数の負荷回路において、ある負荷回路での負荷電流が変動したときに別の負荷回路での印加電圧が変動し、動作が不安定になる現象のことである。特に、従二次側出力回路２２側の負荷回路が高負荷でありかつ主二次側出力回路２１側の負荷回路が低負荷の場合に問題となりやすい。

多出力型スイッチング電源装置Ｃにおいては、クロスレギュレーション対策のために、図３に示すように、減電圧・過電圧検出回路２７におけるＰＮＰ型のスイッチング素子Ｑ４のエミッタ‐ベース間の抵抗Ｒ３に対して動作遅延のためのコンデンサＣ４を並列に接続している。

いま、主二次側出力回路２１と従二次側出力回路２２とがともに出力状態にあってそれぞれの負荷回路を駆動しているとして、主二次側出力回路２１側の負荷回路が低負荷、従二次側出力回路２２側の負荷回路が高負荷に変動したとする。

このとき、並列のコンデンサＣ４がないと、減電圧・過電圧検出回路２７において、逆流防止ダイオードＤ３、抵抗Ｒ３、抵抗Ｒ４、定電圧ダイオードＺＤ１の経路に急激に大きな電流が流れることがある。

すると、抵抗Ｒ３での電圧降下のためにＰＮＰ型のスイッチング素子Ｑ４のベース電位が“Ｌ”レベルに反転し、スイッチング素子Ｑ４が不測に導通状態に切り換わり、フォトカプラＰＣを介して一次側入力回路１１，１２のスイッチング制御回路１３，１４に出力遮断信号が出力されてしまう可能性が生じる。

しかし、負荷変動は瞬間的なものであって、直後に正常状態に復帰する可能性も高い。そのような瞬間的な負荷変動であるにもかかわらず、主二次側出力回路２１および従二次側出力回路２２を出力停止状態に強制遷移させることは好ましいことではない。

そこで、多出力型スイッチング電源装置Ｃでは、スイッチング素子Ｑ４のエミッタ‐ベース間の抵抗Ｒ３に対して並列にコンデンサＣ４を設け、このコンデンサＣ４への充電によって生じる遅延動作により、抵抗Ｒ３での電圧降下を遅らせ、負荷変動に伴うスイッチング素子Ｑ４の急峻なターンオン動作を抑制する。

したがって、瞬間的な負荷変動時に、不用意に主二次側出力回路２１および従二次側出力回路２２を出力停止状態に強制遷移させるといった不都合は生じない。そのような負荷変動が一定時間継続したときは、スイッチング素子Ｑ４を反転導通させて主二次側出力回路２１および従二次側出力回路２２を出力停止し、安全性を確保する。

本発明は、主二次側出力回路の出力および出力停止の切り換えに連動して従二次側出力回路を出力状態および出力停止状態に切り換えるための連動切換回路を備えた多出力型スイッチング電源装置において、従二次側出力回路の減電圧（これは主従応答用のスイッチング素子の発熱を誘発する）や主二次側出力回路の過電圧に起因した不具合を防止するに当たり、そのための構成要素としての減電圧・過電圧検出回路を、部品点数少なく構成簡素にして、省スペース、製造コスト低減を図る上で有用な技術である。

１１，１２ 一次側入力回路
２１ 主二次側出力回路
２２ 従二次側出力回路
２５ 連動切換回路
２７ 減電圧・過電圧検出回路

Claims (6)

1. コンバータトランスの一次側巻線に接続された第１スイッチング素子、および該第１スイッチング素子のスイッチング動作を制御するスイッチング制御回路を含む一次側入力回路と、
   前記コンバータトランスの二次側巻線に接続された主整流平滑回路を含み、前記主整流平滑回路から主直流出力電圧を生成して出力する主二次側出力回路と、
   前記コンバータトランスの二次側巻線に接続された従整流平滑回路を含み、前記従整流平滑回路から前記主直流出力電圧よりも低い従直流出力電圧を生成して出力する従二次側出力回路と、
   前記従二次側出力回路の電源出力ラインに接続された第２スイッチング素子を含み、かつ、前記主二次側出力回路の出力および出力停止の動作に連動して、前記第２スイッチング素子を導通および非導通として、前記従二次側出力回路を出力状態および出力停止状態に切り換える連動切換回路と、
   前記主二次側出力回路と前記従二次側出力回路との差電圧を検出すると共に該検出した差電圧が規定値以上になったときに前記スイッチング制御回路により前記第１スイッチング素子のスイッチング動作を動作停止状態に制御する減電圧・過電圧検出回路と、
   を備えたことを特徴とする多出力型スイッチング電源装置。
2. 前記連動切換回路の前記第２スイッチング素子は、前記従二次側出力回路の前記整流平滑回路の出力側の電源出力ラインに、ソース・ドレインが接続された電界効果トランジスタからなり、前記電界効果トランジスタは、そのゲートに、前記主二次側回路の電源出力ラインに接続された逆流防止ダイオードと該逆流防止ダイオードに直列に接続された第１抵抗とを介して、前記主二次側出力回路の出力および出力停止の状態を示す信号が印加されることにより、それぞれ、導通状態および非導通状態になって、前記従二次側出力回路を出力状態および出力停止状態に切り換える請求項１に記載の多出力型スイッチング電源装置。
3. 前記減電圧・過電圧検出回路は、前記従二次側出力回路の電源出力ラインに直列に接続された定電圧ダイオードおよび第２抵抗の直列回路と、前記第２抵抗がエミッタ・ベース間に接続されかつ前記エミッタが前記逆流防止ダイオードと前記第１抵抗との接続部に接続されたＰＮＰ型のトランジスタと、前記トランジスタのコレクタに接続された発光素子および前記一次側入力回路のスイッチング制御回路に接続された受光素子を含むフォトカプラとを具備し、前記トランジスタが、前記差電圧が規定値以上になったときに導通すると共に、該導通により前記フォトカプラは、前記一次側入力回路のスイッチング制御回路にその動作を停止させる出力を与える、請求項２に記載の多出力型スイッチング電源装置。
4. 前記減電圧・過電圧検出回路は、前記トランジスタのエミッタ・ベース間に接続された前記第２抵抗にコンデンサが並列接続されている、請求項３に記載の多出力型スイッチング電源装置。
5. 前記一次側入力回路を、２つ設け、前記コンバータトランスを前記各一次側入力回路に個別に対応して２つ設けると共に、それらの一次側巻線を前記各一次側入力回路に接続する一方、前記各コンバータトランスそれぞれの二次側巻線を前記主二次側出力回路と従二次側出力回路に個別に接続した、請求項１に記載の多出力型スイッチング電源装置。
6. 前記一次側入力回路を、１つ備え、前記一次側入力回路を前記コンバータトランスの一次側巻線に接続すると共に、該コンバータトランスに２つの二次側巻線を設け、これら二次側巻線それぞれに前記主二次側出力回路と従二次側出力回路を個別に接続した、請求項１に記載の多出力型スイッチング電源装置。

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