JP2014072935A - 交流電動機のｐｗｍ制御法および駆動システム - Google Patents
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Abstract
【課題】
本発明は、インバータ装置による電動機駆動システムにおいて、インバータ装置のスイッチング損失は増加させずにモータ損失を低減するモータ駆動システム、電力変換装置およびモータの制御方法を提供する。
【解決手段】
交流電動機と、三相電圧指令信号をキャリア信号によってパルス幅変調するＰＷＭ信号制御部と、パルス幅変調されたゲート信号により駆動される電力変換器と、を備えた交流電動機の駆動装置において、前記交流電動機を駆動するための三相電圧指令信号を生成する指令電圧作成手段を備え、前記指令電圧作成手段は、キャリア周波数と基本波電圧指令から生成されるＰＷＭ波形の高調波成分に対して、前記高調波成分の周波数分布をキャリア周波数近傍に分散させたＰＷＭ波形で交流電動機を制御することを特徴とした電動機駆動システム。
【選択図】 図１
本発明は、インバータ装置による電動機駆動システムにおいて、インバータ装置のスイッチング損失は増加させずにモータ損失を低減するモータ駆動システム、電力変換装置およびモータの制御方法を提供する。
【解決手段】
交流電動機と、三相電圧指令信号をキャリア信号によってパルス幅変調するＰＷＭ信号制御部と、パルス幅変調されたゲート信号により駆動される電力変換器と、を備えた交流電動機の駆動装置において、前記交流電動機を駆動するための三相電圧指令信号を生成する指令電圧作成手段を備え、前記指令電圧作成手段は、キャリア周波数と基本波電圧指令から生成されるＰＷＭ波形の高調波成分に対して、前記高調波成分の周波数分布をキャリア周波数近傍に分散させたＰＷＭ波形で交流電動機を制御することを特徴とした電動機駆動システム。
【選択図】 図１
Description
本発明は、交流電動機の駆動システムに関し、特に電力変換装置で電動機を可変駆動する際に発生する電動機損失を低減することに好適なＰＷＭ波形を実現する制御方法および駆動システムに関するものである。
一般に交流電動機（以下、モータと称す）を可変速駆動するためには、直流電力を任意の周波数と電圧に変換する電力変換装置（以下、インバータ装置と称す）が用いられる。そのインバータ装置は、半導体スイッチング素子を用いた主回路と前記スイッチング素子を制御する制御器から構成され、前記スイッチング素子を任意のキャリア周波数でパルス幅変調制御（以下、ＰＷＭ制御と称する）することにより、モータへの印加電圧および周波数を制御し、モータの可変速駆動を行っている。
しかしながら、モータをインバータ装置で可変速駆動すると、ＰＷＭ制御のキャリア高調波によって、モータの固定子や回転子鉄心および導体で発生する損失が増加し、モータ効率が低下する場合がある。このモータで発生するキャリア高調波の損失は、キャリア周波数の増加に伴って減少することが知られているが、従来のＰＷＭ制御においてキャリア周波数の増加はインバータ装置のスイッチング損失の増加につながるため、キャリア周波数を十分高くすることができない場合が多い。
このため、インバータ装置によるモータ駆動システムにおいては、インバータ装置のスイッチング損失を低減するとともにモータ電流の高調波を抑制することで、インバータ損失とモータ損失を低減するような制御技術の開発が必要である。
インバータ装置のスイッチング損失を低減する手法に関しては、二相変調方式が三相インバータのスイッチング損失を低減する方式として広く知られている。二相変調方式は三相のうち二相をスイッチング制御し残り一相はスイッチングしない方式で、正弦波ＰＷＭ方式と比べスイッチング回数は２／３となるため、スイッチング損失を低減できる。例えば、特許文献１に記載されているように、インバータ装置の負荷率に応じてインバータ損失が最小となるよう制御する２アーム変調方式のＰＷＭ制御方法がある。
また、モータの電流脈動を抑制する手法に関し、特許文献２および特許文献３に公開された技術がある。
特許文献２は、モータを駆動するための駆動電流に含まれる駆動周波数の３ｎ次高調波電流を検出し、その高調波電流を打ち消すように目標電圧を補正することで高調波電流によるモータ損失を低減する。また、特許文献３は、電圧の基本波信号に特定の低次高調波を意図的に重畳させることで、スイッチング回数を低下させずに、特定の周波数のトルク脈動を消去または低減する。
また、本技術分野の基本波電圧に特定の高調波を重畳する技術として、特許文献４に特許化された技術がある。この特許公報には、ＰＷＭ搬送波で変調する変調波の基本波となる正弦波に奇数の高次高調波を重畳した波形とするとともに、バッテリーの電圧とインバータの出力電圧応じて高次高調波を重畳する割合を連続的に変化させることを特徴とするモータ駆動装置と記載されている。
しかしながら、モータをインバータ装置で可変速駆動すると、ＰＷＭ制御のキャリア高調波によって、モータの固定子や回転子鉄心および導体で発生する損失が増加し、モータ効率が低下する場合がある。このモータで発生するキャリア高調波の損失は、キャリア周波数の増加に伴って減少することが知られているが、従来のＰＷＭ制御においてキャリア周波数の増加はインバータ装置のスイッチング損失の増加につながるため、キャリア周波数を十分高くすることができない場合が多い。
このため、インバータ装置によるモータ駆動システムにおいては、インバータ装置のスイッチング損失を低減するとともにモータ電流の高調波を抑制することで、インバータ損失とモータ損失を低減するような制御技術の開発が必要である。
インバータ装置のスイッチング損失を低減する手法に関しては、二相変調方式が三相インバータのスイッチング損失を低減する方式として広く知られている。二相変調方式は三相のうち二相をスイッチング制御し残り一相はスイッチングしない方式で、正弦波ＰＷＭ方式と比べスイッチング回数は２／３となるため、スイッチング損失を低減できる。例えば、特許文献１に記載されているように、インバータ装置の負荷率に応じてインバータ損失が最小となるよう制御する２アーム変調方式のＰＷＭ制御方法がある。
また、モータの電流脈動を抑制する手法に関し、特許文献２および特許文献３に公開された技術がある。
特許文献２は、モータを駆動するための駆動電流に含まれる駆動周波数の３ｎ次高調波電流を検出し、その高調波電流を打ち消すように目標電圧を補正することで高調波電流によるモータ損失を低減する。また、特許文献３は、電圧の基本波信号に特定の低次高調波を意図的に重畳させることで、スイッチング回数を低下させずに、特定の周波数のトルク脈動を消去または低減する。
また、本技術分野の基本波電圧に特定の高調波を重畳する技術として、特許文献４に特許化された技術がある。この特許公報には、ＰＷＭ搬送波で変調する変調波の基本波となる正弦波に奇数の高次高調波を重畳した波形とするとともに、バッテリーの電圧とインバータの出力電圧応じて高次高調波を重畳する割合を連続的に変化させることを特徴とするモータ駆動装置と記載されている。
特許文献１は、２アーム変調方式のＰＷＭ制御において、各相アーム出力電圧の飽和を指定する各飽和区間をインバータの出力電圧と出力電流とのなす力率角に応じてそれぞれ同一角度移動修正するものである。しかしながら、二相変調方式はインバータの装置のスイッチング損失を低減することはできるが、必ずしもモータ損失を低減する効果は得られない。むしろ、モータ電流が歪み、モータ損失が増加する恐れがある。
特許文献２は、三相６線式のモータ等において従来のＰＷＭ制御ではモータの駆動電流に３ｎ次の高調波（ モータ駆動電流の周波数の３ ｎ 倍の高調波） が打ち消されないため、その３ｎ次高調波電流を検出し、その高調波電流を打ち消すように目標電圧を補正することで、高調波電流によるモータ損失を低減するものである。しかしながら、開示された方法は、モータ構造によって生じる高調波電流を低減する手法であり、従来のＰＷＭ制御のキャリア高調波によって生じるモータ損失を低減するものではない。また、検出した高調波電流の周波数成分を打ち消すような電圧を出力するためにはインバータのスイッチング回数もそれ相応に多く必要になり、インバータ損失が増加する恐れがある。また、高調波電流を検出するためには、高性能な電流センサを用いる必要がある、といった問題もある。
特許文献３は、スイッチング回数を低減しつつ電流脈動を抑制する方式として、電圧の基本波信号に高調波成分を意図的に重畳させ、特定の周波数のトルク脈動を消去または低減するものである。しかし、開示された方法は、特定の低次高調波の消去または低減が可能であるが、消去・低減した次数以外の高調波電流が増加することが知られている。そのため、特定の低次高調波を消去または低減することが必ずしもモータ損失の低減につながらない場合がある。また、スイッチング損失を低減するためにはスイッチング回数を下げる必要があるが、スイッチング回数を低下させると電流脈動が増大し、これに伴うモータの脈動トルクや騒音が大きくなる問題が生じる恐れがあり、あまり許容することができない。
特許文献４は、ＰＷＭ搬送波で変調する変調波の基本波となる正弦波に奇数の高次高調波を重畳した波形とするとともに、バッテリーの電圧とインバータの出力電圧応じて高次高調波を重畳する割合を連続的に変化させるものである。しかしながら、開示された方法は、ＰＷＭインバータによるモータ駆動システムにおいて、電圧利用率を向上させ、かつ高回転、高トルク領域まで連続したトルク制御を目的とした手法であり、ＰＷＭ制御時のモータ損失を低減するのに好適な高調波電圧の重畳とはならない。
本発明の目的は、上記の課題に鑑み、インバータ装置によるモータ駆動システムにおいて、インバータ装置のスイッチング損失は増加させずにモータ損失を低減するモータ駆動システム、電力変換装置およびモータの制御方法を提供することにある。
特許文献２は、三相６線式のモータ等において従来のＰＷＭ制御ではモータの駆動電流に３ｎ次の高調波（ モータ駆動電流の周波数の３ ｎ 倍の高調波） が打ち消されないため、その３ｎ次高調波電流を検出し、その高調波電流を打ち消すように目標電圧を補正することで、高調波電流によるモータ損失を低減するものである。しかしながら、開示された方法は、モータ構造によって生じる高調波電流を低減する手法であり、従来のＰＷＭ制御のキャリア高調波によって生じるモータ損失を低減するものではない。また、検出した高調波電流の周波数成分を打ち消すような電圧を出力するためにはインバータのスイッチング回数もそれ相応に多く必要になり、インバータ損失が増加する恐れがある。また、高調波電流を検出するためには、高性能な電流センサを用いる必要がある、といった問題もある。
特許文献３は、スイッチング回数を低減しつつ電流脈動を抑制する方式として、電圧の基本波信号に高調波成分を意図的に重畳させ、特定の周波数のトルク脈動を消去または低減するものである。しかし、開示された方法は、特定の低次高調波の消去または低減が可能であるが、消去・低減した次数以外の高調波電流が増加することが知られている。そのため、特定の低次高調波を消去または低減することが必ずしもモータ損失の低減につながらない場合がある。また、スイッチング損失を低減するためにはスイッチング回数を下げる必要があるが、スイッチング回数を低下させると電流脈動が増大し、これに伴うモータの脈動トルクや騒音が大きくなる問題が生じる恐れがあり、あまり許容することができない。
特許文献４は、ＰＷＭ搬送波で変調する変調波の基本波となる正弦波に奇数の高次高調波を重畳した波形とするとともに、バッテリーの電圧とインバータの出力電圧応じて高次高調波を重畳する割合を連続的に変化させるものである。しかしながら、開示された方法は、ＰＷＭインバータによるモータ駆動システムにおいて、電圧利用率を向上させ、かつ高回転、高トルク領域まで連続したトルク制御を目的とした手法であり、ＰＷＭ制御時のモータ損失を低減するのに好適な高調波電圧の重畳とはならない。
本発明の目的は、上記の課題に鑑み、インバータ装置によるモータ駆動システムにおいて、インバータ装置のスイッチング損失は増加させずにモータ損失を低減するモータ駆動システム、電力変換装置およびモータの制御方法を提供することにある。
上記課題を達成するために、例えば、特許請求の範囲に記載に構成を採用する。
本願は上記課題を解決する手段を複数含んでいるが、その一例を挙げるならば、本発明は、交流電動機と、三相電圧指令信号をキャリア信号によってパルス幅変調するＰＷＭ信号制御部と、パルス幅変調されたゲート信号により駆動される電力変換器と、を備えた交流電動機の駆動装置において、前記交流電動機を駆動するための三相電圧指令信号を生成する指令電圧作成手段を備え、前記指令電圧作成手段は、キャリア周波数と基本波電圧指令から生成されるＰＷＭ波形の高調波成分に対して、前記高調波成分の周波数分布をキャリア周波数近傍に分散させたＰＷＭ波形で交流電動機を制御することを特徴とする。
また、上記とは別の例を挙げるならば、本発明の交流電動機の駆動装置において、交流電動機と、三相電圧指令信号をキャリア信号によってパルス幅変調するＰＷＭ信号制御部と、パルス幅変調されたゲート信号により駆動される電力変換器と、を備えた交流電動機の駆動装置において、前記交流電動機を駆動するための三相電圧指令信号を生成する指令電圧作成手段を備え、前記指令電圧作成手段は、基本波電圧指令とは異なる電圧成分を電圧指令に加算し、前記異なる電圧成分の加算量によって前記交流電動機の損失を低減させる手段を備えることを特徴とする。
本願は上記課題を解決する手段を複数含んでいるが、その一例を挙げるならば、本発明は、交流電動機と、三相電圧指令信号をキャリア信号によってパルス幅変調するＰＷＭ信号制御部と、パルス幅変調されたゲート信号により駆動される電力変換器と、を備えた交流電動機の駆動装置において、前記交流電動機を駆動するための三相電圧指令信号を生成する指令電圧作成手段を備え、前記指令電圧作成手段は、キャリア周波数と基本波電圧指令から生成されるＰＷＭ波形の高調波成分に対して、前記高調波成分の周波数分布をキャリア周波数近傍に分散させたＰＷＭ波形で交流電動機を制御することを特徴とする。
また、上記とは別の例を挙げるならば、本発明の交流電動機の駆動装置において、交流電動機と、三相電圧指令信号をキャリア信号によってパルス幅変調するＰＷＭ信号制御部と、パルス幅変調されたゲート信号により駆動される電力変換器と、を備えた交流電動機の駆動装置において、前記交流電動機を駆動するための三相電圧指令信号を生成する指令電圧作成手段を備え、前記指令電圧作成手段は、基本波電圧指令とは異なる電圧成分を電圧指令に加算し、前記異なる電圧成分の加算量によって前記交流電動機の損失を低減させる手段を備えることを特徴とする。
本発明によれば、インバータ装置のスイッチング損失は増加させずにＰＷＭ制御によって発生するモータ損失を低減することが可能になる。
以下、図面を参照して本発明の実施例を詳細に説明する。なお、同一の要素については、全ての図において、原則として同一の符号を付している。また、同一の機能を有する部分については、説明を省略する。
図１は本発明の第１の実施形態による交流電動機の駆動システムの構成図である。本システムは、制御対象である交流電動機１０３、交流電動機１０３に接続された負荷器１０４、交流電動機１０３を駆動する電力変換器１０２、および電力変換器１０２を制御する制御装置１０１から構成される。第１の実施形態は、特徴として、制御装置１０１は、ＰＷＭ制御時のキャリア高調波によるモータ損失を低減するためのキャリア高調波制御部１１１を備える。該キャリア高調波制御部１１１は、ＰＷＭ電圧波形のキャリア高調波成分をキャリア周波数近傍に分散するよう電力変換器１０２を制御することで高調波電流を低減しモータ損失を低減させる。
図１の構成図を、さらに詳しく説明する。図１において、電力変換器１０２は、電流検出部１２１による交流電流検出値Ｉｕ、Ｉｗと回転速度検出部１２２による交流電動機１０３の回転電気角周波数ωｒを基に、制御装置１０１により制御される。なお、図１の電流検出部１２１では２相検出による交流電流検出の構成としているが、３相検出としてもよい。また、相電流センサを用いず、電力変換器１０２の過電流保護用に取り付けられた直流抵抗を流れる電流値から推定される交流電流値を用いてもよい。また、図１の交流電動機の回転速度検出部１２２による交流電動機１０３の回転電気角周波数ωｒを用いない、速度センサレスおよび位置センサレスの構成としてもよい。トルク指令発生器１０５は、交流電動機へのトルク指令Ｔｍ＊を発生する、制御装置１０１の上位に位置する制御器である。制御装置１０１は、トルク指令発生器1０５のトルク指令Ｔｍ＊に基づき、交流電動機１０３の発生トルクを制御する。制御装置１０１では、ベクトル演算器１１２にて交流電動機１０３の交流電流検出値である前記交流電流検出値Ｉｕ、Ｉｗを、制御位相θｄに基づき、トルク電流成分（ｑ軸電流成分）と励磁電流成分（ｄ軸電流成分）に分離して、それぞれの電流制御を行う。電流制御の結果、回転座標軸であるｄｑ軸上の電圧指令Ｖｄ＊ならびにＶｑ＊が演算され、それらを極座標変換器１１３にて、電圧振幅指令Ｖ１と電圧位相指令δに変換している。また、ベクトル演算器１１２にて、交流電動機の駆動周波数ω１も演算され、位相演算部１１４へと出力される。前記制御位相θｄは、前記交流電動機の駆動周波数ω１を入力とし、位相演算部１１４で演算される。さらに加算器１３１において、前記電圧指令位相δを前記制御位相θｄに加算して、電圧位相θｖを出力する。前記電圧振幅指令Ｖ１は、前記電圧位相θｖに基づき、三相座標変換器１１５において三相交流電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊に変換される。キャリア高調波制御部１１１では、前記三相交流電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を入力とし、ＰＷＭ電圧波形のキャリア高調波成分がキャリア周波数近傍に分散する三相電圧指令Ｖｕ＊＊、Ｖｖ＊＊、Ｖｗ＊＊を出力する。前記電圧指令Ｖｕ＊＊、Ｖｖ＊＊、Ｖｗ＊＊は、パルス幅変調（ＰＷＭ）信号制御器１１６によって、電力変換器１０２を駆動するＰＷＭパルス信号に変換される。ＰＷＭ信号制御器１１６では、任意のキャリア波の位相θｆｃより三角波を生成し、その大きさと、前記三相交流電圧指令Ｖｕ＊＊、Ｖｖ＊＊、Ｖｗ＊＊それぞれとの大小比較を行い、パルス幅変調が実施される。なお、キャリア高調波制御部１１１を除けば、一般的なＰＷＭ制御による交流電動機の駆動システムの構成である。
次に、本実施形態におけるモータ損失低減手段について、図２、図３を用いて説明する。
本発明は、キャリア高調波制御部１１１において、三相交流電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を入力とし、ＰＷＭ制御時のキャリア高調波によるモータ損失を低減するのに好適な三相交流電圧指令Ｖｕ＊＊、Ｖｖ＊＊、Ｖｗ＊＊を生成する電圧波形生成方法であって、キャリア周波数と基本波電圧指令から生成されるＰＷＭ波形の高調波成分に対して、前記高調波成分の周波数分布をキャリア周波数近傍に分散させるＰＷＭ波形をインバータ電圧波形として生成する波形生成方法である。
図２に、従来のＰＷＭ制御を実施した場合の高調波電圧成分の周波数分布を示す。図２において、高調波電圧成分は、交流電動機の駆動周波数をｆｒ、ＰＷＭキャリア周波数をｆｃとすると、該キャリア周波数ｆｃ近傍のｆｃ−２・ｆｒとｆｃ＋２・ｆｒに高調波電流成分が大きく生じることがわかっている。
図３は、本発明による第１の実施形態のキャリア高調波制御部１１１のブロック構成図である。キャリア高調波制御部１１１は、高調波電圧演算器２１１、キャリア高調波電圧分散演算器２１２、および三相電圧演算器２１３から構成される。前記高調波電圧演算器２１１にて、ＰＷＭ信号制御器１１６から出力されたキャリア周波数ｆｃと、三相交流電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊から、駆動周波数ｆｒの電圧成分とＰＷＭ制御時の主な高調波電圧成分であるｆｃ＋２・ｆｒ、ｆｃ−２・ｆｒ、２・ｆｃ＋ｆｒ、および２・ｆｃ−ｆｒの高調波電圧成分を演算する。さらに、キャリア高調波電圧分散演算器２１２にて、前記ｆｃ＋２・ｆｒまたはｆｃ−２・ｆｒの高調波電圧成分を、ｆｃ＋４・ｆｒまたはｆｃ−４・ｆｒに分配させたＰＷＭ波形を演算する。なお、前記駆動周波数ｆｒの電圧成分と、前記２・ｆｃ＋ｆｒと２・ｆｃ−ｆｒの高調波電圧成分については前記高調波電圧演算器２１１にて演算された電圧成分をできるだけ変えないようなＰＷＭ波形とする。そして、三相電圧演算２１３にて、前記キャリア高調波電圧分散演算器２１２にて演算された前記駆動周波数ｆｒの電圧成分とｆｃ＋２・ｆｒ、ｆｃ−２・ｆｒ、ｆｃ＋４・ｆｒ、ｆｃ−４・ｆｒ、２・ｆｃ＋ｆｒ、および２・ｆｃ−ｆｒの各高調波電圧成分を持つＰＷＭ波形から三相交流電圧指令Ｖｕ＊＊、Ｖｖ＊＊、Ｖｗ＊＊を演算する。
以上説明したように、本実施例によれば、ＰＷＭ電圧波形のキャリア高調波成分ｆｃ＋２・ｆｒおよびｆｃ−２・ｆｒを、キャリア周波数近傍ｆｃ＋４・ｆｒおよびｆｃ−４・ｆｒに分散させた三相交流電圧指令を生成することで、ＰＷＭ制御時のモータ電流に含まれる高調波電流成分が低減でき、モータ損失が低減できる。
また、図４に、従来技術によるＰＷＭ電圧波形の、前記ｆｃ＋２・ｆｒまたはｆｃ−２・ｆｒの高調波電圧成分ｙと、前記ｆｃ＋４・ｆｒまたはｆｃ−４・ｆｒの高調波電圧成分ｘの比ｘ／ｙを縦軸とし、前記ＰＷＭ電圧波形の変調率を横軸としてプロットしたグラフを示す。図において、前記高調波電圧成分の比ｘ／ｙは０．２未満と、前記ｆｃ＋２・ｆｒまたはｆｃ−２・ｆｒの高調波電圧成分ｙが大きいことがわかる。
それに対して、図５は、本発明によるＰＷＭ電圧波形の、前記ｆｃ＋２・ｆｒまたはｆｃ−２・ｆｒの高調波電圧成分ｙと、前記ｆｃ＋４・ｆｒまたはｆｃ−４・ｆｒの高調波電圧成分ｘの比ｘ／ｙを縦軸とし、前記ＰＷＭ電圧波形の変調率を横軸としてプロットしたグラフである。前記高調波電圧成分の比ｘ／ｙを０．４以上にすることができている。
以上説明したように、本実施例によれば、前記ｆｃ＋２・ｆｒまたはｆｃ−２・ｆｒの高調波電圧成分ｙと前記ｆｃ＋４・ｆｒまたはｆｃ−４・ｆｒの高調波電圧成分ｘの比ｘ／ｙを０．４以上とするＰＷＭ電圧波形が実現でき、キャリア高調波によるモータ損失を低減することができるようになる。
図１の構成図を、さらに詳しく説明する。図１において、電力変換器１０２は、電流検出部１２１による交流電流検出値Ｉｕ、Ｉｗと回転速度検出部１２２による交流電動機１０３の回転電気角周波数ωｒを基に、制御装置１０１により制御される。なお、図１の電流検出部１２１では２相検出による交流電流検出の構成としているが、３相検出としてもよい。また、相電流センサを用いず、電力変換器１０２の過電流保護用に取り付けられた直流抵抗を流れる電流値から推定される交流電流値を用いてもよい。また、図１の交流電動機の回転速度検出部１２２による交流電動機１０３の回転電気角周波数ωｒを用いない、速度センサレスおよび位置センサレスの構成としてもよい。トルク指令発生器１０５は、交流電動機へのトルク指令Ｔｍ＊を発生する、制御装置１０１の上位に位置する制御器である。制御装置１０１は、トルク指令発生器1０５のトルク指令Ｔｍ＊に基づき、交流電動機１０３の発生トルクを制御する。制御装置１０１では、ベクトル演算器１１２にて交流電動機１０３の交流電流検出値である前記交流電流検出値Ｉｕ、Ｉｗを、制御位相θｄに基づき、トルク電流成分（ｑ軸電流成分）と励磁電流成分（ｄ軸電流成分）に分離して、それぞれの電流制御を行う。電流制御の結果、回転座標軸であるｄｑ軸上の電圧指令Ｖｄ＊ならびにＶｑ＊が演算され、それらを極座標変換器１１３にて、電圧振幅指令Ｖ１と電圧位相指令δに変換している。また、ベクトル演算器１１２にて、交流電動機の駆動周波数ω１も演算され、位相演算部１１４へと出力される。前記制御位相θｄは、前記交流電動機の駆動周波数ω１を入力とし、位相演算部１１４で演算される。さらに加算器１３１において、前記電圧指令位相δを前記制御位相θｄに加算して、電圧位相θｖを出力する。前記電圧振幅指令Ｖ１は、前記電圧位相θｖに基づき、三相座標変換器１１５において三相交流電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊に変換される。キャリア高調波制御部１１１では、前記三相交流電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を入力とし、ＰＷＭ電圧波形のキャリア高調波成分がキャリア周波数近傍に分散する三相電圧指令Ｖｕ＊＊、Ｖｖ＊＊、Ｖｗ＊＊を出力する。前記電圧指令Ｖｕ＊＊、Ｖｖ＊＊、Ｖｗ＊＊は、パルス幅変調（ＰＷＭ）信号制御器１１６によって、電力変換器１０２を駆動するＰＷＭパルス信号に変換される。ＰＷＭ信号制御器１１６では、任意のキャリア波の位相θｆｃより三角波を生成し、その大きさと、前記三相交流電圧指令Ｖｕ＊＊、Ｖｖ＊＊、Ｖｗ＊＊それぞれとの大小比較を行い、パルス幅変調が実施される。なお、キャリア高調波制御部１１１を除けば、一般的なＰＷＭ制御による交流電動機の駆動システムの構成である。
次に、本実施形態におけるモータ損失低減手段について、図２、図３を用いて説明する。
本発明は、キャリア高調波制御部１１１において、三相交流電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を入力とし、ＰＷＭ制御時のキャリア高調波によるモータ損失を低減するのに好適な三相交流電圧指令Ｖｕ＊＊、Ｖｖ＊＊、Ｖｗ＊＊を生成する電圧波形生成方法であって、キャリア周波数と基本波電圧指令から生成されるＰＷＭ波形の高調波成分に対して、前記高調波成分の周波数分布をキャリア周波数近傍に分散させるＰＷＭ波形をインバータ電圧波形として生成する波形生成方法である。
図２に、従来のＰＷＭ制御を実施した場合の高調波電圧成分の周波数分布を示す。図２において、高調波電圧成分は、交流電動機の駆動周波数をｆｒ、ＰＷＭキャリア周波数をｆｃとすると、該キャリア周波数ｆｃ近傍のｆｃ−２・ｆｒとｆｃ＋２・ｆｒに高調波電流成分が大きく生じることがわかっている。
図３は、本発明による第１の実施形態のキャリア高調波制御部１１１のブロック構成図である。キャリア高調波制御部１１１は、高調波電圧演算器２１１、キャリア高調波電圧分散演算器２１２、および三相電圧演算器２１３から構成される。前記高調波電圧演算器２１１にて、ＰＷＭ信号制御器１１６から出力されたキャリア周波数ｆｃと、三相交流電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊から、駆動周波数ｆｒの電圧成分とＰＷＭ制御時の主な高調波電圧成分であるｆｃ＋２・ｆｒ、ｆｃ−２・ｆｒ、２・ｆｃ＋ｆｒ、および２・ｆｃ−ｆｒの高調波電圧成分を演算する。さらに、キャリア高調波電圧分散演算器２１２にて、前記ｆｃ＋２・ｆｒまたはｆｃ−２・ｆｒの高調波電圧成分を、ｆｃ＋４・ｆｒまたはｆｃ−４・ｆｒに分配させたＰＷＭ波形を演算する。なお、前記駆動周波数ｆｒの電圧成分と、前記２・ｆｃ＋ｆｒと２・ｆｃ−ｆｒの高調波電圧成分については前記高調波電圧演算器２１１にて演算された電圧成分をできるだけ変えないようなＰＷＭ波形とする。そして、三相電圧演算２１３にて、前記キャリア高調波電圧分散演算器２１２にて演算された前記駆動周波数ｆｒの電圧成分とｆｃ＋２・ｆｒ、ｆｃ−２・ｆｒ、ｆｃ＋４・ｆｒ、ｆｃ−４・ｆｒ、２・ｆｃ＋ｆｒ、および２・ｆｃ−ｆｒの各高調波電圧成分を持つＰＷＭ波形から三相交流電圧指令Ｖｕ＊＊、Ｖｖ＊＊、Ｖｗ＊＊を演算する。
以上説明したように、本実施例によれば、ＰＷＭ電圧波形のキャリア高調波成分ｆｃ＋２・ｆｒおよびｆｃ−２・ｆｒを、キャリア周波数近傍ｆｃ＋４・ｆｒおよびｆｃ−４・ｆｒに分散させた三相交流電圧指令を生成することで、ＰＷＭ制御時のモータ電流に含まれる高調波電流成分が低減でき、モータ損失が低減できる。
また、図４に、従来技術によるＰＷＭ電圧波形の、前記ｆｃ＋２・ｆｒまたはｆｃ−２・ｆｒの高調波電圧成分ｙと、前記ｆｃ＋４・ｆｒまたはｆｃ−４・ｆｒの高調波電圧成分ｘの比ｘ／ｙを縦軸とし、前記ＰＷＭ電圧波形の変調率を横軸としてプロットしたグラフを示す。図において、前記高調波電圧成分の比ｘ／ｙは０．２未満と、前記ｆｃ＋２・ｆｒまたはｆｃ−２・ｆｒの高調波電圧成分ｙが大きいことがわかる。
それに対して、図５は、本発明によるＰＷＭ電圧波形の、前記ｆｃ＋２・ｆｒまたはｆｃ−２・ｆｒの高調波電圧成分ｙと、前記ｆｃ＋４・ｆｒまたはｆｃ−４・ｆｒの高調波電圧成分ｘの比ｘ／ｙを縦軸とし、前記ＰＷＭ電圧波形の変調率を横軸としてプロットしたグラフである。前記高調波電圧成分の比ｘ／ｙを０．４以上にすることができている。
以上説明したように、本実施例によれば、前記ｆｃ＋２・ｆｒまたはｆｃ−２・ｆｒの高調波電圧成分ｙと前記ｆｃ＋４・ｆｒまたはｆｃ−４・ｆｒの高調波電圧成分ｘの比ｘ／ｙを０．４以上とするＰＷＭ電圧波形が実現でき、キャリア高調波によるモータ損失を低減することができるようになる。
次に、本発明の第２の実施形態について、図６、図７、および図８を用いて説明する。
第１の実施形態では、キャリア周波数ｆｃ近傍の高調波成分を分散させる交流電動機の駆動システムについて説明した。これに対して、第２の実施形態は、基本波電圧指令とは異なる電圧成分を電圧指令に加算し、その異なる電圧成分の加算量を好適に設定することでモータの損失を低減することを目的としている。
図６は、本発明の第２の実施形態による交流電動機の駆動システムの構成図である。図１に示す第１の実施形態と比較して、構成の相違部分のみを説明する。図６において、本モータ損失低減手段１５１を、図１のキャリア高調波制御部１１１の代わりに用いることで、第２の実施例が実現できる。
モータ損失低減手段１５１では、三相交流電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊と電圧位相θｖを入力し、モータ損失を低減するのに好適な三相交流電圧指令Ｖｕ＊＊、Ｖｖ＊＊、Ｖｗ＊＊を生成し、ＰＷＭ信号制御器１１６へ出力する。モータ損失低減手段１５１の内部は、高調波電圧生成器１５２、Ｕ相加算高調波電圧Ｖｈｕ＊の振幅調整器１５３、Ｖ相加算高調波電圧Ｖｈｖ＊の振幅調整器１５４、Ｗ相加算高調波電圧Ｖｈｗ＊の振幅調整器１５５、加算器１５６、加算器１５７、および加算器１５８から構成される。
図７は前記高調波電圧生成器１５２のブロック構成図である。該高調波電圧生成器１５２はＵ相加算高調波電圧生成器１６１、Ｖ相加算高調波電圧生成器１６２、およびＷ相加算高調波電圧生成器１６３から構成される。前記高調波電圧生成器１５２では、電圧位相θｖに基づいて、三相交流電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊のそれぞれに同期し、それら電圧指令の周波数の任意の整数倍の周波数の電圧成分Ｖｈｕ＊、Ｖｈｖ＊、Ｖｈｗ＊を出力する。該記高調波電圧成分Ｖｈｕ＊、Ｖｈｖ＊、Ｖｈｗ＊は、三相交流電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊それぞれと同期していない場合、特定の高調波の含有率が大きくなってしまう可能性があり、あまり望ましくない。
さらに、Ｕ相加算高調波電圧の振幅調整器１５３、Ｖ相加算高調波電圧の振幅調整器１５４およびＷ相加算高調波電圧の振幅調整器１５５にて、前記電圧成分Ｖｈｕ＊、Ｖｈｖ＊、Ｖｈｗ＊はそれぞれＫｕ倍、Ｋｖ倍、およびＫｗ倍され、交流電圧成分Ｖｈｕ＊＊、Ｖｈｖ＊＊およびＶｈｗ＊＊を出力する。さらに、加算器１５６では、前記Ｕ相交流電圧指令Ｖｕ＊に基本波電圧指令と異なる電圧成分Ｖｈｕ＊＊を加算し、Ｕ相交流電圧指令Ｖｕ＊＊を出力する。また、加算器１５７では、前記Ｖ相交流電圧指令Ｖｖ＊に前記基本波電圧指令と異なる電圧成分Ｖｈｖ＊＊を加算し、Ｖ相交流電圧指令Ｖｖ＊＊を出力する。加算器１５８では、前記Ｗ相交流電圧指令Ｖｗ＊に前記基本波電圧指令と異なる電圧成分Ｖｈｗ＊＊を加算し、Ｗ相交流電圧指令Ｖｗ＊＊を出力する。
次に、本実施例の動作について説明する。
第２の実施例では、図６に示すように、ベクトル演算から得た電圧振幅指令Ｖ１を振幅とする三相交流電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊に、モータ損失を低減させるための高調波電圧成分Ｖｈｕ＊＊、Ｖｈｖ＊＊、Ｖｈｗ＊＊を加算したものをＰＷＭ信号制御器１１６へと出力する。さらに、Ｕ相加算高調波電圧の振幅調整器１５３、Ｖ相加算高調波電圧の振幅調整器１５４およびＷ相加算高調波電圧の振幅調整器１５５の各比例係数Ｋｕ、Ｋｖ、Ｋｗの設定値を変更することで、三相交流電流指令に加算する高調波電圧成分Ｖｈｕ＊＊、Ｖｈｖ＊＊、Ｖｈｗ＊＊の電圧振幅を変更することができる。このとき、前記高調波電圧成分Ｖｈｕ＊＊、Ｖｈｖ＊＊、Ｖｈｗ＊＊は波形の対称性の観点から、同一振幅、同一周波数の三相対称の電圧波形であることが望ましい。また、Ｖｈｕ＊＊、Ｖｈｖ＊＊、Ｖｈｗ＊＊は、電圧位相θｖに基づき、三相交流電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊それぞれの位相に同期し、前記電圧指令の周波数の任意の整数倍の周波数をとることで、特定の高調波成分を消去または低減することが可能となる。
また、本実施例では、電圧位相θｖに基づき、三相交流電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊それぞれの位相に同期した高調波電圧Ｖｈｕ＊、Ｖｈｖ＊、Ｖｈｗ＊を演算したが、前記三相交流電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊から各電圧位相に同期した高調波電圧を演算することもできる。例えば、前記三相交流電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊の瞬時電圧指令値の最大値と最小値を求め、それらの和を２分の１した値を前記三相交流電圧指令に加算する高調波電圧Ｖｈｕ＊、Ｖｈｖ＊、Ｖｈｗ＊としてもよい。
図８は、本発明の第２の実施形態によるＰＷＭ制御において、任意の回転周波数で交流電動機を駆動しているときに、前記比例係数Ｋｕの設定値をパラメータとして、モータ損失との関係を表したグラフである。前記比例係数Ｋｕの値に応じて、モータ損失が変化することを、実機試験より確認している。。また、モータ損失の低減効果を最大化できるＫｕ設定値が存在する。なお、前記比例係数ＫｖおよびＫｗの設定値を変更した場合も同様にモータ損失が最小となるＫの設定値が存在する。このように、高調波電圧加算によるモータ損失低減効果が得られる比例係数Ｋｕ、Ｋｖ、Ｋｗを設定することで、モータ損失を低減するＰＷＭ波形が実現できるようになる。
以上説明したように、本実施例によれば、基本波電圧指令とは異なる電圧成分を電圧指令に加算し、その異なる電圧成分の加算量を好適に設定することでモータの損失を低減することができる。
第１の実施形態では、キャリア周波数ｆｃ近傍の高調波成分を分散させる交流電動機の駆動システムについて説明した。これに対して、第２の実施形態は、基本波電圧指令とは異なる電圧成分を電圧指令に加算し、その異なる電圧成分の加算量を好適に設定することでモータの損失を低減することを目的としている。
図６は、本発明の第２の実施形態による交流電動機の駆動システムの構成図である。図１に示す第１の実施形態と比較して、構成の相違部分のみを説明する。図６において、本モータ損失低減手段１５１を、図１のキャリア高調波制御部１１１の代わりに用いることで、第２の実施例が実現できる。
モータ損失低減手段１５１では、三相交流電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊と電圧位相θｖを入力し、モータ損失を低減するのに好適な三相交流電圧指令Ｖｕ＊＊、Ｖｖ＊＊、Ｖｗ＊＊を生成し、ＰＷＭ信号制御器１１６へ出力する。モータ損失低減手段１５１の内部は、高調波電圧生成器１５２、Ｕ相加算高調波電圧Ｖｈｕ＊の振幅調整器１５３、Ｖ相加算高調波電圧Ｖｈｖ＊の振幅調整器１５４、Ｗ相加算高調波電圧Ｖｈｗ＊の振幅調整器１５５、加算器１５６、加算器１５７、および加算器１５８から構成される。
図７は前記高調波電圧生成器１５２のブロック構成図である。該高調波電圧生成器１５２はＵ相加算高調波電圧生成器１６１、Ｖ相加算高調波電圧生成器１６２、およびＷ相加算高調波電圧生成器１６３から構成される。前記高調波電圧生成器１５２では、電圧位相θｖに基づいて、三相交流電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊のそれぞれに同期し、それら電圧指令の周波数の任意の整数倍の周波数の電圧成分Ｖｈｕ＊、Ｖｈｖ＊、Ｖｈｗ＊を出力する。該記高調波電圧成分Ｖｈｕ＊、Ｖｈｖ＊、Ｖｈｗ＊は、三相交流電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊それぞれと同期していない場合、特定の高調波の含有率が大きくなってしまう可能性があり、あまり望ましくない。
さらに、Ｕ相加算高調波電圧の振幅調整器１５３、Ｖ相加算高調波電圧の振幅調整器１５４およびＷ相加算高調波電圧の振幅調整器１５５にて、前記電圧成分Ｖｈｕ＊、Ｖｈｖ＊、Ｖｈｗ＊はそれぞれＫｕ倍、Ｋｖ倍、およびＫｗ倍され、交流電圧成分Ｖｈｕ＊＊、Ｖｈｖ＊＊およびＶｈｗ＊＊を出力する。さらに、加算器１５６では、前記Ｕ相交流電圧指令Ｖｕ＊に基本波電圧指令と異なる電圧成分Ｖｈｕ＊＊を加算し、Ｕ相交流電圧指令Ｖｕ＊＊を出力する。また、加算器１５７では、前記Ｖ相交流電圧指令Ｖｖ＊に前記基本波電圧指令と異なる電圧成分Ｖｈｖ＊＊を加算し、Ｖ相交流電圧指令Ｖｖ＊＊を出力する。加算器１５８では、前記Ｗ相交流電圧指令Ｖｗ＊に前記基本波電圧指令と異なる電圧成分Ｖｈｗ＊＊を加算し、Ｗ相交流電圧指令Ｖｗ＊＊を出力する。
次に、本実施例の動作について説明する。
第２の実施例では、図６に示すように、ベクトル演算から得た電圧振幅指令Ｖ１を振幅とする三相交流電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊に、モータ損失を低減させるための高調波電圧成分Ｖｈｕ＊＊、Ｖｈｖ＊＊、Ｖｈｗ＊＊を加算したものをＰＷＭ信号制御器１１６へと出力する。さらに、Ｕ相加算高調波電圧の振幅調整器１５３、Ｖ相加算高調波電圧の振幅調整器１５４およびＷ相加算高調波電圧の振幅調整器１５５の各比例係数Ｋｕ、Ｋｖ、Ｋｗの設定値を変更することで、三相交流電流指令に加算する高調波電圧成分Ｖｈｕ＊＊、Ｖｈｖ＊＊、Ｖｈｗ＊＊の電圧振幅を変更することができる。このとき、前記高調波電圧成分Ｖｈｕ＊＊、Ｖｈｖ＊＊、Ｖｈｗ＊＊は波形の対称性の観点から、同一振幅、同一周波数の三相対称の電圧波形であることが望ましい。また、Ｖｈｕ＊＊、Ｖｈｖ＊＊、Ｖｈｗ＊＊は、電圧位相θｖに基づき、三相交流電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊それぞれの位相に同期し、前記電圧指令の周波数の任意の整数倍の周波数をとることで、特定の高調波成分を消去または低減することが可能となる。
また、本実施例では、電圧位相θｖに基づき、三相交流電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊それぞれの位相に同期した高調波電圧Ｖｈｕ＊、Ｖｈｖ＊、Ｖｈｗ＊を演算したが、前記三相交流電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊から各電圧位相に同期した高調波電圧を演算することもできる。例えば、前記三相交流電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊の瞬時電圧指令値の最大値と最小値を求め、それらの和を２分の１した値を前記三相交流電圧指令に加算する高調波電圧Ｖｈｕ＊、Ｖｈｖ＊、Ｖｈｗ＊としてもよい。
図８は、本発明の第２の実施形態によるＰＷＭ制御において、任意の回転周波数で交流電動機を駆動しているときに、前記比例係数Ｋｕの設定値をパラメータとして、モータ損失との関係を表したグラフである。前記比例係数Ｋｕの値に応じて、モータ損失が変化することを、実機試験より確認している。。また、モータ損失の低減効果を最大化できるＫｕ設定値が存在する。なお、前記比例係数ＫｖおよびＫｗの設定値を変更した場合も同様にモータ損失が最小となるＫの設定値が存在する。このように、高調波電圧加算によるモータ損失低減効果が得られる比例係数Ｋｕ、Ｋｖ、Ｋｗを設定することで、モータ損失を低減するＰＷＭ波形が実現できるようになる。
以上説明したように、本実施例によれば、基本波電圧指令とは異なる電圧成分を電圧指令に加算し、その異なる電圧成分の加算量を好適に設定することでモータの損失を低減することができる。
次に、本発明の第３の実施形態について、図９を用いて説明する。
図９は、本発明による第３の実施形態の高調波電圧生成器１５２ｂのブロック構成図である。図６に示す第２の実施形態と比較して、構成の相違部分のみを説明する。図９の本発明における高調波電圧生成器１５２ｂを、図６の高調波電圧生成器１５２の代わりに用いることで、第３の実施例が実現できる。
図９は、Ｕ相加算高調波電圧生成器１６１ｂ、Ｖ相加算高調波電圧生成器１６２ｂ、Ｗ相加算高調波電圧生成器１６３ｂおよび比例係数乗算器１６４ｂから構成される。Ｕ相加算高調波電圧生成器１６１ｂは、電圧位相θｖに基づいて、Ｕ相交流電圧指令Ｖｕ＊に同期し、前記電圧指令Ｖｕ＊の周波数の任意の整数倍の周波数の電圧成分をｎ個出力する。なお、ｎは任意の数とする。これらｎ個の異なる周波数の電圧成分をそれぞれ任意の比例係数Ｋ２、Ｋ３、Ｋ４、・・・、およびＫｎによって係数倍し、これらの総和をＵ相加算高調波電圧Ｖｈｕ＊として出力させる。Ｖ相加算高調波電圧Ｖｈｖ＊、Ｗ相加算高調波電圧Ｖｈｗ＊についても同様にして演算される。なお、図９の比例係数乗残器１６４ｂの比例係数Ｋ２、Ｋ３、Ｋ４、・・・、およびＫｎ（ｎは整数）は、Ｕ相加算高調波電圧Ｖｈｕ＊を正弦波以外の、例えば方形波や三角波などの、任意の形状の高調波電圧波形を生成するためのものであり、モータ損失を低減するための前記Ｖｈｕ＊＊の振幅設定は第２の実施形態と同様、Ｕ相加算高調波電圧の振幅調整器１５３にて実施する。
以上説明したように、本実施例によれば、前記交流電圧指令周波数の任意の整数倍の周波数とする高調波電圧で、異なる周波数の電圧を複数個合成し、該電圧成分の加算量を好適に設定し、前記三相交流電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗに加算することによって、第２の実施形態よりもさらにモータ損失を低減させるＰＷＭ波形が実現できるようになる。
図９は、本発明による第３の実施形態の高調波電圧生成器１５２ｂのブロック構成図である。図６に示す第２の実施形態と比較して、構成の相違部分のみを説明する。図９の本発明における高調波電圧生成器１５２ｂを、図６の高調波電圧生成器１５２の代わりに用いることで、第３の実施例が実現できる。
図９は、Ｕ相加算高調波電圧生成器１６１ｂ、Ｖ相加算高調波電圧生成器１６２ｂ、Ｗ相加算高調波電圧生成器１６３ｂおよび比例係数乗算器１６４ｂから構成される。Ｕ相加算高調波電圧生成器１６１ｂは、電圧位相θｖに基づいて、Ｕ相交流電圧指令Ｖｕ＊に同期し、前記電圧指令Ｖｕ＊の周波数の任意の整数倍の周波数の電圧成分をｎ個出力する。なお、ｎは任意の数とする。これらｎ個の異なる周波数の電圧成分をそれぞれ任意の比例係数Ｋ２、Ｋ３、Ｋ４、・・・、およびＫｎによって係数倍し、これらの総和をＵ相加算高調波電圧Ｖｈｕ＊として出力させる。Ｖ相加算高調波電圧Ｖｈｖ＊、Ｗ相加算高調波電圧Ｖｈｗ＊についても同様にして演算される。なお、図９の比例係数乗残器１６４ｂの比例係数Ｋ２、Ｋ３、Ｋ４、・・・、およびＫｎ（ｎは整数）は、Ｕ相加算高調波電圧Ｖｈｕ＊を正弦波以外の、例えば方形波や三角波などの、任意の形状の高調波電圧波形を生成するためのものであり、モータ損失を低減するための前記Ｖｈｕ＊＊の振幅設定は第２の実施形態と同様、Ｕ相加算高調波電圧の振幅調整器１５３にて実施する。
以上説明したように、本実施例によれば、前記交流電圧指令周波数の任意の整数倍の周波数とする高調波電圧で、異なる周波数の電圧を複数個合成し、該電圧成分の加算量を好適に設定し、前記三相交流電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗに加算することによって、第２の実施形態よりもさらにモータ損失を低減させるＰＷＭ波形が実現できるようになる。
次に、本発明の第４の実施形態について図１０、図１１を用いて説明する。
図１０は、本発明による第４の実施形態による交流電動機の駆動システムの構成図である。図６に示す第２の実施形態と比較して、構成の相違部分のみを説明する。図１０において、本発明におけるモータ損失低減手段１５１ｂを図６のモータ損失低減手段１５１の代わりに用いることで、第４の実施例が実現できる。
第２の実施形態では、ベクトル演算から得た電圧振幅指令Ｖ１＊を振幅とする三相交流電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊それぞれに同期させた高調波電圧成分Ｖｈｕ＊＊、Ｖｈｖ＊＊、Ｖｈｗ＊＊を生成し、それらの加算量によってモータ損失が低減できる交流電動機の駆動システムについて説明した。
これに対して、第４の実施形態は、図１１に示したような、三相交流電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊に加算する基本波電圧と異なる電圧成分を、基本波電圧に同期し、基本波電圧周波数の３の倍数かつ奇数倍の周波数とすることで、前記三相交流電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊それぞれに加算する基本波電圧と異なる電圧成分を同一の電圧波形と用いることができる。
以上説明したように、本実施例によれば、基本波電圧と異なる電圧成分を基本波電圧周波数の３の倍数かつ奇数倍の周波数とすることで、三相交流電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊それぞれに加算する高調波電圧に同一の電圧波形を用いることができ、第２の実施形態より簡易な制御構成でモータ損失の少ないＰＷＭ波形が実現できるようになる。
図１０は、本発明による第４の実施形態による交流電動機の駆動システムの構成図である。図６に示す第２の実施形態と比較して、構成の相違部分のみを説明する。図１０において、本発明におけるモータ損失低減手段１５１ｂを図６のモータ損失低減手段１５１の代わりに用いることで、第４の実施例が実現できる。
第２の実施形態では、ベクトル演算から得た電圧振幅指令Ｖ１＊を振幅とする三相交流電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊それぞれに同期させた高調波電圧成分Ｖｈｕ＊＊、Ｖｈｖ＊＊、Ｖｈｗ＊＊を生成し、それらの加算量によってモータ損失が低減できる交流電動機の駆動システムについて説明した。
これに対して、第４の実施形態は、図１１に示したような、三相交流電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊に加算する基本波電圧と異なる電圧成分を、基本波電圧に同期し、基本波電圧周波数の３の倍数かつ奇数倍の周波数とすることで、前記三相交流電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊それぞれに加算する基本波電圧と異なる電圧成分を同一の電圧波形と用いることができる。
以上説明したように、本実施例によれば、基本波電圧と異なる電圧成分を基本波電圧周波数の３の倍数かつ奇数倍の周波数とすることで、三相交流電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊それぞれに加算する高調波電圧に同一の電圧波形を用いることができ、第２の実施形態より簡易な制御構成でモータ損失の少ないＰＷＭ波形が実現できるようになる。
次に、本発明の第５の実施形態について、図１２を用いて説明する。
図１２は、本発明による第５の実施形態の高調波電圧生成器１５２ｄのブロック構成図である。図１０に示す第４の実施形態と比較して、構成の相違部分のみを説明する。図１０において、図１２の本発明における高調波電圧生成器１５２ｄを、図１１の高調波電圧生成器１５２ｃの代わりに用いることで、第５の実施例が実現できる。
図１２は、本発明による第５の実施形態の高調波電圧生成器１５２ｄのブロック構成図である。図１０に示す第４の実施形態と比較して、構成の相違部分のみを説明する。図１０において、図１２の本発明における高調波電圧生成器１５２ｄを、図１１の高調波電圧生成器１５２ｃの代わりに用いることで、第５の実施例が実現できる。
図１２は、３ｍ次高調波電圧生成器１６５ｄおよび比例係数掛算器１６４ｄから構成される。３ｍ次高調波電圧生成器１６５ｄは、電圧位相θｖに基づいて、Ｕ相交流電圧指令Ｖｕ＊に同期し、前記電圧指令Ｖｕ＊の周波数の３の倍数かつ奇数倍の周波数とする電圧成分をｎ個出力する。なお、ｎは任意の数とする。これらｎ個の異なる周波数の電圧成分をそれぞれｎ個の任意の比例係数Ｋ３、Ｋ９、Ｋ１５、・・・、およびＫ３ｍ（ｍは奇数）によって係数倍し、これらの総和を三相交流電圧指令加算高調波電圧Ｖｈ*として出力させる。なお、図１２の比例係数乗残器１６４ｄのｎ個の比例係数Ｋ３、Ｋ９、Ｋ１５、・・・、およびＫ３ｍ（ｍは奇数）の設定によって、三相交流電圧指令加算高調波電圧Ｖｈ*は任意の３次調波電圧を生成することができる。
以上説明したように、本実施例によれば、前記三相交流電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊の基本波電圧周波数の３の倍数かつ奇数倍の周波数とする高調波電圧において、異なる周波数の前記高調波電圧を複数個合成し、該電圧成分Ｖｈ＊の加算量を好適に設定し、前記三相交流電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗに加算することによって、第４の実施形態よりもさらにモータ損失を低減させるＰＷＭ波形が実現できるようになる。
以上説明したように、本実施例によれば、前記三相交流電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊の基本波電圧周波数の３の倍数かつ奇数倍の周波数とする高調波電圧において、異なる周波数の前記高調波電圧を複数個合成し、該電圧成分Ｖｈ＊の加算量を好適に設定し、前記三相交流電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗに加算することによって、第４の実施形態よりもさらにモータ損失を低減させるＰＷＭ波形が実現できるようになる。
次に、本発明の第６の実施形態について、図１３、図１４を用いて説明する。
図１３は、本発明による第６の実施形態の交流電動機の駆動システムの構成図である。図６に示す第２の実施形態と比較して、構成の相違部分のみを説明する。図１３において、本モータ損失低減手段１５１ｃを図６のモータ損失低減手段１５１の代わりに用いることで、第６の実施例が実現できる。該モータ損失低減手段１５１ｃは、高調波電圧生成器１５２、比例係数Ｋ算出テーブル器１７１、Ｕ相加算高調波電圧Ｖｈｕ＊の振幅調整器１７２、Ｖ相加算高調波電圧Ｖｈｖ＊の振幅調整器１７３、Ｗ相加算高調波電圧Ｖｈｗ＊の振幅調整器１７４、加算器１５６、加算器１５７、および加算器１５８から構成される。
図６の第２の実施形態のモータ損失低減手段１５１では、Ｕ相、Ｖ相、およびＷ相の加算高調波電圧の各振幅調整器の比例係数Ｋｕ、Ｋｖ、Ｋｗは、モータ損失を低減する設定値（固定値）であったのに対し、図１３の本実施例では、電圧振幅指令Ｖ１＊に応じてＵ相加算高調波電圧の振幅調整器１７２の比例係数Ｋｕ、Ｖ相加算高調波電圧の振幅調整器１７３の比例係数Ｋｖ、およびＷ相加算高調波電圧の振幅調整器１７４の比例係数Ｋｗを変更する。
比例係数Ｋ算出テーブル器１７１は、電圧振幅指令Ｖ１＊に応じて、比例係数Ｋｕ、Ｋｖ、Ｋｗの値を出力する。前記比例係数Ｋｕ、Ｋｖ、Ｋｗは、あらかじめ実機試験や解析シミュレーションなどを用いてモータ損失を低減するのに好適な値を算出し、テーブルデータとして設定しておく。
図１４は、交流電動機の駆動システムの異なる運転状態において、基本波電圧とは異なる電圧成分の比例係数Ｋｕ（またはＫｖ、またはＫｗ）の設定値とモータ損失との関係を表したグラフである。図１４において、運転状態１から運転状態２に変わると、モータ損失を低減する比例係数Ｋｕの最適値がＫａ１からＫｂ２に変わる。運転状態２において、前記比例係数Ｋｕが前期Ｋａ１の設定でもモータ損失を低減する効果は望めるが、前記Ｋｂ２に変更することで、さらなるモータ損失の低減が実現可能となる。なお、本実施形態の交流電動機の駆動システムにおいて、運転状態１から運転状態２への変化は、例えば、ＰＷＭ信号の変調率の変化、前記交流電動機の駆動周波数の変化、電力変換器の直流電圧の変化、および交流電動機の負荷の変化によって起こる。
以上説明したように、本実施例によれば、電圧振幅指令Ｖ１＊に応じて基本波電圧指令に加算する高調波電圧の振幅を変更することで、運転動作状態に応じたモータ損失低減効果の向上が実現できるようになる。また、本発明は、第３の実施形態、第４の実施形態および第５の実施形態の場合についても同様に電圧振幅指令Ｖ１＊に応じて各振幅調整器の比例係数を変更するテーブル器を設けることで実施可能である。
図６の第２の実施形態のモータ損失低減手段１５１では、Ｕ相、Ｖ相、およびＷ相の加算高調波電圧の各振幅調整器の比例係数Ｋｕ、Ｋｖ、Ｋｗは、モータ損失を低減する設定値（固定値）であったのに対し、図１３の本実施例では、電圧振幅指令Ｖ１＊に応じてＵ相加算高調波電圧の振幅調整器１７２の比例係数Ｋｕ、Ｖ相加算高調波電圧の振幅調整器１７３の比例係数Ｋｖ、およびＷ相加算高調波電圧の振幅調整器１７４の比例係数Ｋｗを変更する。
比例係数Ｋ算出テーブル器１７１は、電圧振幅指令Ｖ１＊に応じて、比例係数Ｋｕ、Ｋｖ、Ｋｗの値を出力する。前記比例係数Ｋｕ、Ｋｖ、Ｋｗは、あらかじめ実機試験や解析シミュレーションなどを用いてモータ損失を低減するのに好適な値を算出し、テーブルデータとして設定しておく。
図１４は、交流電動機の駆動システムの異なる運転状態において、基本波電圧とは異なる電圧成分の比例係数Ｋｕ（またはＫｖ、またはＫｗ）の設定値とモータ損失との関係を表したグラフである。図１４において、運転状態１から運転状態２に変わると、モータ損失を低減する比例係数Ｋｕの最適値がＫａ１からＫｂ２に変わる。運転状態２において、前記比例係数Ｋｕが前期Ｋａ１の設定でもモータ損失を低減する効果は望めるが、前記Ｋｂ２に変更することで、さらなるモータ損失の低減が実現可能となる。なお、本実施形態の交流電動機の駆動システムにおいて、運転状態１から運転状態２への変化は、例えば、ＰＷＭ信号の変調率の変化、前記交流電動機の駆動周波数の変化、電力変換器の直流電圧の変化、および交流電動機の負荷の変化によって起こる。
以上説明したように、本実施例によれば、電圧振幅指令Ｖ１＊に応じて基本波電圧指令に加算する高調波電圧の振幅を変更することで、運転動作状態に応じたモータ損失低減効果の向上が実現できるようになる。また、本発明は、第３の実施形態、第４の実施形態および第５の実施形態の場合についても同様に電圧振幅指令Ｖ１＊に応じて各振幅調整器の比例係数を変更するテーブル器を設けることで実施可能である。
次に、本発明の第７の実施形態について、図１５を用いて説明する。
図１５は、本発明による第７の実施形態による交流電動機の駆動システムの構成図である。図６に示す第２の実施形態と比較して、構成の相違部分のみを説明する。図１５において、本発明におけるモータ損失低減手段１５１ｄを、図６のモータ損失低減手段１５１の代わりに用い、直流電圧Ｅｄｃを検出する手段１０７を備えることで、第７の実施例が実現できる。前記モータ損失低減手段１５１ｄは、高調波電圧生成器１５２、比例係数Ｋ算出テーブル器１７１ｄ、Ｕ相加算高調波電圧Ｖｈｕ＊の振幅調整器１７２ｄ、Ｖ相加算高調波電圧Ｖｈｖ＊の振幅調整器１７３ｄ、Ｗ相加算高調波電圧Ｖｈｗ＊の振幅調整器１７４ｄ、加算器１５６、加算器１５７、および加算器１５８から構成される。
図１５の本実施例では、直流電圧検出値Ｅｄｃに応じて、Ｕ相加算高調波電圧の振幅調整器１７２ｄの比例係数Ｋｕ、Ｖ相加算高調波電圧の振幅調整器１７３ｄの比例係数Ｋｖ、およびＷ相加算高調波電圧の振幅調整器１７４ｄの比例係数Ｋｗを変更する。
比例係数Ｋ算出テーブル器１７１ｄは、直流電圧検出値Ｅｄｃに応じて、比例係数Ｋｕ、Ｋｖ、Ｋｗの値を出力する。前記比例係数Ｋｕ、Ｋｖ、Ｋｗは、あらかじめ実機試験や解析シミュレーションなどを用いて、直流電圧検出値Ｅｄｃに応じて、モータ損失を低減するのに好適な値を算出し、テーブルデータとして設定しておく。
以上説明したように、本実施例によれば、直流電圧検出値Ｅｄｃに応じて基本波電圧指令に加算する高調波電圧の振幅を変更することで、電力変換器の直流電圧の変化に応じたモータ損失低減効果の向上が実現できるようになる。また、本発明は、第３の実施形態、第４の実施形態および第５の実施形態の場合についても同様に直流電圧検出値Ｅｄｃに応じて各振幅調整器の比例係数を変更するテーブル器を設けることで実施可能である。
図１５の本実施例では、直流電圧検出値Ｅｄｃに応じて、Ｕ相加算高調波電圧の振幅調整器１７２ｄの比例係数Ｋｕ、Ｖ相加算高調波電圧の振幅調整器１７３ｄの比例係数Ｋｖ、およびＷ相加算高調波電圧の振幅調整器１７４ｄの比例係数Ｋｗを変更する。
比例係数Ｋ算出テーブル器１７１ｄは、直流電圧検出値Ｅｄｃに応じて、比例係数Ｋｕ、Ｋｖ、Ｋｗの値を出力する。前記比例係数Ｋｕ、Ｋｖ、Ｋｗは、あらかじめ実機試験や解析シミュレーションなどを用いて、直流電圧検出値Ｅｄｃに応じて、モータ損失を低減するのに好適な値を算出し、テーブルデータとして設定しておく。
以上説明したように、本実施例によれば、直流電圧検出値Ｅｄｃに応じて基本波電圧指令に加算する高調波電圧の振幅を変更することで、電力変換器の直流電圧の変化に応じたモータ損失低減効果の向上が実現できるようになる。また、本発明は、第３の実施形態、第４の実施形態および第５の実施形態の場合についても同様に直流電圧検出値Ｅｄｃに応じて各振幅調整器の比例係数を変更するテーブル器を設けることで実施可能である。
次に、本発明の第８の実施形態について、図１６を用いて説明する。
図１６は、本発明による第８の実施形態による交流電動機の駆動システムの構成図である。図６に示す第２の実施形態と比較して、構成の相違部分のみを説明する。図１６において、本発明におけるモータ損失低減手段１５１ｅを図６のモータ損失低減手段１５１の代わりに用いることで、第８の実施例が実現できる。該モータ損失低減手段１５１ｅは、高調波電圧生成器１５２、比例係数Ｋ算出テーブル器１７１ｅ、Ｕ相加算高調波電圧Ｖｈｕ＊の振幅調整器１７２ｅ、Ｖ相加算高調波電圧Ｖｈｖ＊の振幅調整器１７３ｅ、Ｗ相加算高調波電圧Ｖｈｗ＊の振幅調整器１７４ｅ、加算器１５６、加算器１５７、および加算器１５８から構成される。
図１６の本実施例では、ベクトル演算器１１２の出力である交流電動機の駆動周波数ω１に応じて、Ｕ相加算高調波電圧の振幅調整器１７２ｅの比例係数Ｋｕ、Ｖ相加算高調波電圧の振幅調整器１７３ｅの比例係数Ｋｖ、およびＷ相加算高調波電圧の振幅調整器１７４ｅの比例係数Ｋｗを変更する。
比例係数Ｋ算出テーブル器１７１ｅは、ベクトル演算器１１２の出力である交流電動機の駆動周波数ω１に応じて、比例係数Ｋｕ、Ｋｖ、Ｋｗの値を出力する。前記比例係数Ｋｕ、Ｋｖ、Ｋｗは、あらかじめ実機試験や解析シミュレーションなどを用いて、交流電動機の駆動周波数に応じて、モータ損失を低減するのに好適な値を算出し、テーブルデータとして設定しておく。
以上説明したように、本実施例によれば、ベクトル演算器１１２の出力である交流電動機の駆動周波数ω１に応じて基本波電圧指令に加算する高調波電圧の振幅を変更することで、交流電動機の駆動周波数の変化に応じたモータ損失低減効果の向上が実現できるようになる。また、本発明は、第３の実施形態、第４の実施形態および第５の実施形態の場合についても同様に交流電動機の駆動周波数に応じて各振幅調整器の比例係数を変更するテーブル器を設けることで実施可能である。
図１６は、本発明による第８の実施形態による交流電動機の駆動システムの構成図である。図６に示す第２の実施形態と比較して、構成の相違部分のみを説明する。図１６において、本発明におけるモータ損失低減手段１５１ｅを図６のモータ損失低減手段１５１の代わりに用いることで、第８の実施例が実現できる。該モータ損失低減手段１５１ｅは、高調波電圧生成器１５２、比例係数Ｋ算出テーブル器１７１ｅ、Ｕ相加算高調波電圧Ｖｈｕ＊の振幅調整器１７２ｅ、Ｖ相加算高調波電圧Ｖｈｖ＊の振幅調整器１７３ｅ、Ｗ相加算高調波電圧Ｖｈｗ＊の振幅調整器１７４ｅ、加算器１５６、加算器１５７、および加算器１５８から構成される。
図１６の本実施例では、ベクトル演算器１１２の出力である交流電動機の駆動周波数ω１に応じて、Ｕ相加算高調波電圧の振幅調整器１７２ｅの比例係数Ｋｕ、Ｖ相加算高調波電圧の振幅調整器１７３ｅの比例係数Ｋｖ、およびＷ相加算高調波電圧の振幅調整器１７４ｅの比例係数Ｋｗを変更する。
比例係数Ｋ算出テーブル器１７１ｅは、ベクトル演算器１１２の出力である交流電動機の駆動周波数ω１に応じて、比例係数Ｋｕ、Ｋｖ、Ｋｗの値を出力する。前記比例係数Ｋｕ、Ｋｖ、Ｋｗは、あらかじめ実機試験や解析シミュレーションなどを用いて、交流電動機の駆動周波数に応じて、モータ損失を低減するのに好適な値を算出し、テーブルデータとして設定しておく。
以上説明したように、本実施例によれば、ベクトル演算器１１２の出力である交流電動機の駆動周波数ω１に応じて基本波電圧指令に加算する高調波電圧の振幅を変更することで、交流電動機の駆動周波数の変化に応じたモータ損失低減効果の向上が実現できるようになる。また、本発明は、第３の実施形態、第４の実施形態および第５の実施形態の場合についても同様に交流電動機の駆動周波数に応じて各振幅調整器の比例係数を変更するテーブル器を設けることで実施可能である。
次に、本発明の第９の実施形態について、図１７を用いて説明する。
図１７は、本発明による第９の実施形態による交流電動機の駆動システムの構成図である。図６に示す第２の実施形態と比較して、構成の相違部分のみを説明する。図１７において、本発明におけるモータ損失低減手段１５１ｆを図６のモータ損失低減手段１５１の代わりに用いることで、第９の実施例が実現できる。該モータ損失低減手段１５１ｆは、高調波電圧生成器１５２、比例係数Ｋ算出テーブル器１７１ｆ、Ｕ相加算高調波電圧Ｖｈｕ＊の振幅調整器１７２ｆ、Ｖ相加算高調波電圧Ｖｈｖ＊の振幅調整器１７３ｆ、Ｗ相加算高調波電圧Ｖｈｗ＊の振幅調整器１７４ｆ、加算器１５６、加算器１５７、および加算器１５８から構成される。
図１７の本実施例では、ベクトル演算器１１２から交流電流検出値Ｉｕ、Ｉｗを制御位相θｄに基づいて分離したトルク電流成分（ｑ軸電流成分）Ｉｑと励磁電流成分（ｄ軸電流成分）Ｉｄに応じて、Ｕ相加算高調波電圧の振幅調整器１７２ｆの比例係数Ｋｕ、Ｖ相加算高調波電圧の振幅調整器１７３ｆの比例係数Ｋｖ、およびＷ相加算高調波電圧の振幅調整器１７４ｆの比例係数Ｋｗを変更する。
比例係数Ｋ算出テーブル器１７１ｆは、トルク電流成分Ｉｑおよび励磁電流成分Ｉｄに応じて、比例係数Ｋｕ、Ｋｖ、Ｋｗの値を出力する。前記比例係数Ｋｕ、Ｋｖ、Ｋｗは、あらかじめ実機試験や解析シミュレーションなどを用いて、トルク電流成分Ｉｑおよび励磁電流成分Ｉｄに応じて、モータ損失を低減するのに好適な値を算出し、テーブルデータとして設定しておく。
以上説明したように、本実施例によれば、交流電動機のトルク電流成分Ｉｑおよび励磁電流成分Ｉｄに応じて基本波電圧指令に加算する高調波電圧の振幅を変更することで、交流電動機の負荷の変化に応じたモータ損失低減効果の向上が実現できるようになる。また、本発明は、第３の実施形態、第４の実施形態および第５の実施形態の場合についても同様にトルク電流成分Ｉｑおよび励磁電流成分Ｉｄに応じて各振幅調整器の比例係数を変更するテーブル器を設けることで実施可能である。
なお、本実施例では、交流電動機を流れるトルク電流成分Ｉｑおよび励磁電流成分Ｉｄに応じたＫ算出テーブルとしたが、ベクトル制御器１１２の電流制御の演算で用いるトルク電流指令Ｉｑ＊および励磁電流指令Ｉｄ＊に応じたＫ算出テーブルを用いた場合も、同様のモータ損失低減効果の向上が実現できる。
図１７は、本発明による第９の実施形態による交流電動機の駆動システムの構成図である。図６に示す第２の実施形態と比較して、構成の相違部分のみを説明する。図１７において、本発明におけるモータ損失低減手段１５１ｆを図６のモータ損失低減手段１５１の代わりに用いることで、第９の実施例が実現できる。該モータ損失低減手段１５１ｆは、高調波電圧生成器１５２、比例係数Ｋ算出テーブル器１７１ｆ、Ｕ相加算高調波電圧Ｖｈｕ＊の振幅調整器１７２ｆ、Ｖ相加算高調波電圧Ｖｈｖ＊の振幅調整器１７３ｆ、Ｗ相加算高調波電圧Ｖｈｗ＊の振幅調整器１７４ｆ、加算器１５６、加算器１５７、および加算器１５８から構成される。
図１７の本実施例では、ベクトル演算器１１２から交流電流検出値Ｉｕ、Ｉｗを制御位相θｄに基づいて分離したトルク電流成分（ｑ軸電流成分）Ｉｑと励磁電流成分（ｄ軸電流成分）Ｉｄに応じて、Ｕ相加算高調波電圧の振幅調整器１７２ｆの比例係数Ｋｕ、Ｖ相加算高調波電圧の振幅調整器１７３ｆの比例係数Ｋｖ、およびＷ相加算高調波電圧の振幅調整器１７４ｆの比例係数Ｋｗを変更する。
比例係数Ｋ算出テーブル器１７１ｆは、トルク電流成分Ｉｑおよび励磁電流成分Ｉｄに応じて、比例係数Ｋｕ、Ｋｖ、Ｋｗの値を出力する。前記比例係数Ｋｕ、Ｋｖ、Ｋｗは、あらかじめ実機試験や解析シミュレーションなどを用いて、トルク電流成分Ｉｑおよび励磁電流成分Ｉｄに応じて、モータ損失を低減するのに好適な値を算出し、テーブルデータとして設定しておく。
以上説明したように、本実施例によれば、交流電動機のトルク電流成分Ｉｑおよび励磁電流成分Ｉｄに応じて基本波電圧指令に加算する高調波電圧の振幅を変更することで、交流電動機の負荷の変化に応じたモータ損失低減効果の向上が実現できるようになる。また、本発明は、第３の実施形態、第４の実施形態および第５の実施形態の場合についても同様にトルク電流成分Ｉｑおよび励磁電流成分Ｉｄに応じて各振幅調整器の比例係数を変更するテーブル器を設けることで実施可能である。
なお、本実施例では、交流電動機を流れるトルク電流成分Ｉｑおよび励磁電流成分Ｉｄに応じたＫ算出テーブルとしたが、ベクトル制御器１１２の電流制御の演算で用いるトルク電流指令Ｉｑ＊および励磁電流指令Ｉｄ＊に応じたＫ算出テーブルを用いた場合も、同様のモータ損失低減効果の向上が実現できる。
次に、本発明の第１０の実施形態について、図１８を用いて説明する。
図１８は、本発明による第１０の実施形態による交流電動機の駆動システムの構成図である。図６に示す第２の実施形態と比較して、構成の相違部分のみを説明する。図１８において、本発明におけるモータ損失低減手段１５１ｇを、図６のモータ損失低減手段１５１の代わりに用い、直流電圧Ｅｄｃを検出する手段１０７を備えることで、第１０の実施例が実現できる。前記モータ損失低減手段１５１ｇは、高調波電圧生成器１５２、比例係数Ｋ算出テーブル器１７１ｇ、Ｕ相加算高調波電圧Ｖｈｕ＊の振幅調整器１７２ｇ、Ｖ相加算高調波電圧Ｖｈｖ＊の振幅調整器１７３ｇ、Ｗ相加算高調波電圧Ｖｈｗ＊の振幅調整器１７４ｇ、加算器１５６、加算器１５７、および加算器１５８から構成される。
図１８の本実施例では、電圧振幅指令Ｖ１＊、直流電圧検出値Ｅｄｃ、交流電動機の駆動周波数ω１、トルク電流成分Ｉｑ、および励磁電流成分Ｉｄなどの複数のパラメータに応じて、Ｕ相加算高調波電圧の振幅調整器１７２ｇの比例係数Ｋｕ、Ｖ相加算高調波電圧の振幅調整器１７３ｇの比例係数Ｋｖ、およびＷ相加算高調波電圧の振幅調整器１７４ｇの比例係数Ｋｗを変更する。
比例係数Ｋ算出テーブル器１７１ｇは、電圧振幅指令Ｖ１＊、直流電圧検出値Ｅｄｃ、交流電動機の駆動周波数ω１、トルク電流成分Ｉｑ、および励磁電流成分Ｉｄなどの複数のパラメータに応じて、比例係数Ｋｕ、Ｋｖ、Ｋｗの値を出力する。前記比例係数Ｋｕ、Ｋｖ、Ｋｗは、あらかじめ実機試験や解析シミュレーションなどを用いて、電圧振幅指令Ｖ１＊、直流電圧検出値Ｅｄｃ、交流電動機の駆動周波数ω１、およびトルク電流成分Ｉｑと励磁電流成分Ｉｄの複数のパラメータに応じて、モータ損失を低減するのに好適な値を算出し、テーブルデータとして設定しておく。
以上説明したように、本実施例によれば、電圧振幅指令Ｖ１＊、直流電圧検出値Ｅｄｃ、交流電動機の駆動周波数ω１、トルク電流成分Ｉｑ、および励磁電流成分Ｉｄなどの複数のパラメータに応じて基本波電圧指令に加算する高調波電圧の振幅を変更することで、交流電動機駆動システムの負荷状態や電力変換器の直流電圧など、様々な運転動作状態に応じて好適な加算量を設定することができ、モータ損失低減効果のさらなる向上が実現できるようになる。また、本発明は、第３の実施形態、第４の実施形態および第５の実施形態の場合についても同様に電圧振幅指令Ｖ１＊、直流電圧検出値Ｅｄｃ、交流電動機の駆動周波数ω１、トルク電流成分Ｉｑ、および励磁電流成分Ｉｄなどの複数のパラメータに応じて各振幅調整器の比例係数を変更するテーブル器を設けることで実施可能である。
図１８は、本発明による第１０の実施形態による交流電動機の駆動システムの構成図である。図６に示す第２の実施形態と比較して、構成の相違部分のみを説明する。図１８において、本発明におけるモータ損失低減手段１５１ｇを、図６のモータ損失低減手段１５１の代わりに用い、直流電圧Ｅｄｃを検出する手段１０７を備えることで、第１０の実施例が実現できる。前記モータ損失低減手段１５１ｇは、高調波電圧生成器１５２、比例係数Ｋ算出テーブル器１７１ｇ、Ｕ相加算高調波電圧Ｖｈｕ＊の振幅調整器１７２ｇ、Ｖ相加算高調波電圧Ｖｈｖ＊の振幅調整器１７３ｇ、Ｗ相加算高調波電圧Ｖｈｗ＊の振幅調整器１７４ｇ、加算器１５６、加算器１５７、および加算器１５８から構成される。
図１８の本実施例では、電圧振幅指令Ｖ１＊、直流電圧検出値Ｅｄｃ、交流電動機の駆動周波数ω１、トルク電流成分Ｉｑ、および励磁電流成分Ｉｄなどの複数のパラメータに応じて、Ｕ相加算高調波電圧の振幅調整器１７２ｇの比例係数Ｋｕ、Ｖ相加算高調波電圧の振幅調整器１７３ｇの比例係数Ｋｖ、およびＷ相加算高調波電圧の振幅調整器１７４ｇの比例係数Ｋｗを変更する。
比例係数Ｋ算出テーブル器１７１ｇは、電圧振幅指令Ｖ１＊、直流電圧検出値Ｅｄｃ、交流電動機の駆動周波数ω１、トルク電流成分Ｉｑ、および励磁電流成分Ｉｄなどの複数のパラメータに応じて、比例係数Ｋｕ、Ｋｖ、Ｋｗの値を出力する。前記比例係数Ｋｕ、Ｋｖ、Ｋｗは、あらかじめ実機試験や解析シミュレーションなどを用いて、電圧振幅指令Ｖ１＊、直流電圧検出値Ｅｄｃ、交流電動機の駆動周波数ω１、およびトルク電流成分Ｉｑと励磁電流成分Ｉｄの複数のパラメータに応じて、モータ損失を低減するのに好適な値を算出し、テーブルデータとして設定しておく。
以上説明したように、本実施例によれば、電圧振幅指令Ｖ１＊、直流電圧検出値Ｅｄｃ、交流電動機の駆動周波数ω１、トルク電流成分Ｉｑ、および励磁電流成分Ｉｄなどの複数のパラメータに応じて基本波電圧指令に加算する高調波電圧の振幅を変更することで、交流電動機駆動システムの負荷状態や電力変換器の直流電圧など、様々な運転動作状態に応じて好適な加算量を設定することができ、モータ損失低減効果のさらなる向上が実現できるようになる。また、本発明は、第３の実施形態、第４の実施形態および第５の実施形態の場合についても同様に電圧振幅指令Ｖ１＊、直流電圧検出値Ｅｄｃ、交流電動機の駆動周波数ω１、トルク電流成分Ｉｑ、および励磁電流成分Ｉｄなどの複数のパラメータに応じて各振幅調整器の比例係数を変更するテーブル器を設けることで実施可能である。
次に、本発明の第１１の実施形態について、図１９、図２０、図２１、図２２を用いて説明する。
第２から第１０の実施形態では、交流電動機の負荷状態に応じて、あるいはインバータの直流電圧値などを考慮して、三相交流電圧指令に加算する高調波電圧の比例係数Ｋｕ、Ｋｖ、およびＫｗを、モータ損失を低減するのに好適な設定値に変更することで、電動機の運転効率の最大化が可能となるシステムであった。その中で、高調波電圧の加算量を決定するのは、予め計算しておいてデータテーブル等に従うものであるため、テーブルの精度や分解能に依存するものであった。
第２から第１０の実施形態では、交流電動機の負荷状態に応じて、あるいはインバータの直流電圧値などを考慮して、三相交流電圧指令に加算する高調波電圧の比例係数Ｋｕ、Ｋｖ、およびＫｗを、モータ損失を低減するのに好適な設定値に変更することで、電動機の運転効率の最大化が可能となるシステムであった。その中で、高調波電圧の加算量を決定するのは、予め計算しておいてデータテーブル等に従うものであるため、テーブルの精度や分解能に依存するものであった。
本実施形態では、実時間において損失計算を実施し、常に最適な高調波電圧加算量での交流電動機駆動を実現するものである。
図１９は、本発明による第１１の実施形態による交流電動機の駆動システムの構成図である。図６に示す第２の実施形態と比較して、構成の相違部分のみを説明する。図１９において、制御装置１０１ｈは損失推定演算器１８１を備え、さらに本発明におけるモータ損失低減手段１５１ｈを図６のモータ損失低減手段１５１の代わりに用い、直流電圧Ｅｄｃを検出する手段１０７を備えることで、第１１の実施例が実現できる。前記モータ損失低減手段１５１ｈは、高調波電圧生成器１５２、損失最小演算器１８２、Ｕ相加算高調波電圧Ｖｈｕ＊の振幅調整器１７２ｈ、Ｖ相加算高調波電圧Ｖｈｖ＊の振幅調整器１７３ｈ、Ｗ相加算高調波電圧Ｖｈｗ＊の振幅調整器１７４ｈ、加算器１５６、加算器１５７、および加算器１５８から構成される。
図２０は、本発明の第１０の実施形態における損失推定演算器１８１のブロック構成図である。該損失推定演算器１８１は、高調波電圧演算器３１１、高調波電流演算器３１２、評価関数演算器３１３、および損失演算器３１４から構成され、電力変換器の直流電圧値検出値Ｅｄｃ、ＰＷＭキャリア周波数ｆｃ、交流電動機の駆動周波数ω１、ならびに三相交流電圧指令Ｖｕ＊＊、Ｖｖ＊＊、Ｖｗ＊＊に基づいて、交流電動機の損失を演算する。
図２０の構成図を、さらに詳しく説明する。
図２０において、損失推定演算器１８１は、直流電圧値検出値Ｅｄｃ、ＰＷＭキャリア周波数ｆｃ、交流電動機の駆動周波数ω１、ならびに三相交流電圧指令Ｖｕ＊＊、Ｖｖ＊＊、Ｖｗ＊＊に入力して、高調波電圧成分を計算する高調波電圧演算器３１１、この高調波電圧成分から、高調波電流を計算する高調波電流演算器３１２、さらにこの高調波電流値から、高調波損失相当の評価関数を演算する評価関数演算器３１３、この評価関数値に基づいて、高調波損失を計算する損失演算器３１４からなる。前記高調波電圧演算器３１１では、三相交流電圧指令Ｖｕ＊＊、Ｖｖ＊＊、Ｖｗ＊＊から周波数解析などの演算を行い、各周波数に含まれる高調波電圧成分Ｖｈを求める。また、高調波電流演算器３１２では、高調波電圧を該電圧の周波数で除算することで、各高調波成分の電流相当の値Ｉｈ（＝Ｖｈ／ｆ）を計算している。さらに、高調波の周波数とインダクタンス値を用いれば、電流値の概算を計算することも可能であるが、損失評価を行う上では、周波数で除算することでも問題ない。次に、評価関数演算器３１３では、高調波電流相当の値Ｉｈから、高調波損失に相間関係のある評価関数を演算する。
ここで演算される評価関数は、交流電動機の高調波損失に相当する量となる。例えば、誘導電動機の二次銅損は、二次抵抗Ｒに対して、電流の二乗×Ｒとなる。しかし、高調波損失の場合には、二次巻線の表皮効果の影響で、高調波周波数のｘ乗倍されると言われている。ｘ＝０は、二次抵抗に周波数依存性がないことを意味しており、回転子構造によってはそのようなケースも有り得る。また、表皮効果が強い場合にはｘ＝０．５〜２程度の値を取る。これは電動機の特性に依存するものであり、電動機が変われば当然ｘの値も変化するが、実機試験より、ｘ＝１前後になることを確認している。
図２０の実施形態では、高調波周波数ｆの電流成分Ｉｈ(＝Ｖｈ／ｆ）を二乗して、さらに重みづけとしてｆのｘ乗を乗算し、該演算を各高調波周波数成分において行った全演算値の加算値を評価関数Ｈ１にしている。なお、同様の計算を行うことで、三相の残りの二相分の高調波損失の評価関数Ｈ２およびＨ３を算出できる。
図２１に、前記ｘの値と高調波損失の関係をに示す。例えば、ある交流電動機ではｘ＝１．０（すなわち、重みをｆとする）とした場合に、高調波損失と評価関数が線形になることを確認している。このように、評価関数を導入することで、高調波損失の演算が容易に行えるようになる。損失演算器３１４では、評価関数Ｈ１の値を係数倍することで損失Ｌｏｓｓ１を求めている。該係数に関しては、予め一度だけ実測による損失との関係を求めておけばよい。
なお、図２２に示すように、前記高調波電圧演算器３１１は、ＰＷＭキャリア周波数ｆｃと交流電動機の駆動周波数ω１（＝２π・ｆ１）の比（ｆｃ／ｆ１）ごとに、前記三相交流電圧指令Ｖｕ＊＊、Ｖｖ＊＊、Ｖｗ＊＊から演算した電圧振幅指令Ｖ１と直流電圧検出値Ｅｄｃの比（Ｖ１／Ｅｄｃ）に応じた各高調波周波数の含有率をテーブル化し、例えば、ｆｃ±２・ｆｒの高調波電圧成分は何Ｖ含まれるか等、高調波の周波数毎に求められるようにし、周波数毎に高調波電圧の大きさＶｈを出力してもよい。
次に、本実施例の損失最小化手段について説明する。
図１９の損失最小演算器１８２にて、Ｕ相高調波電流による損失Ｌｏｓs１が最小となるようにＵ相加算高調波電圧の振幅調整器１７２ｈの比例係数Ｋｕを増減させる。同様に、損失最小化制御器１８２にて、Ｖ相高調波電流による損失Ｌｏｓs２が最小となるようにＶ相加算高調波電圧の振幅調整器１７３ｈの比例係数Ｋｖを増減させ、Ｗ相高調波電流による損失Ｌｏｓs３が最小となるようにＷ相加算高調波電圧の振幅調整器１７４ｈの比例係数Ｋｗを増減させる。なお、前記Ｌｏｓs１〜Ｌｏｓｓ３のうち、少なくとも１つを計算して、比例係数Ｋｕ、Ｋｖ、Ｋｗを同一の値として、モータ損失を最小化制御してもよい。
以上、本実施例によれば、交流電動機の運転状態、ならびにインバータの直流電圧値に応じて、常に損失演算が実施できるため、リアルタイムで効率の最大駆動が可能になる。よって、電動機駆動システムの高効率化が可能である。また、評価関数の導入によってより高精度な損失の演算が可能になり、より簡易な構成で高効率な交流電動機駆動システムが実現できる。
図１９は、本発明による第１１の実施形態による交流電動機の駆動システムの構成図である。図６に示す第２の実施形態と比較して、構成の相違部分のみを説明する。図１９において、制御装置１０１ｈは損失推定演算器１８１を備え、さらに本発明におけるモータ損失低減手段１５１ｈを図６のモータ損失低減手段１５１の代わりに用い、直流電圧Ｅｄｃを検出する手段１０７を備えることで、第１１の実施例が実現できる。前記モータ損失低減手段１５１ｈは、高調波電圧生成器１５２、損失最小演算器１８２、Ｕ相加算高調波電圧Ｖｈｕ＊の振幅調整器１７２ｈ、Ｖ相加算高調波電圧Ｖｈｖ＊の振幅調整器１７３ｈ、Ｗ相加算高調波電圧Ｖｈｗ＊の振幅調整器１７４ｈ、加算器１５６、加算器１５７、および加算器１５８から構成される。
図２０は、本発明の第１０の実施形態における損失推定演算器１８１のブロック構成図である。該損失推定演算器１８１は、高調波電圧演算器３１１、高調波電流演算器３１２、評価関数演算器３１３、および損失演算器３１４から構成され、電力変換器の直流電圧値検出値Ｅｄｃ、ＰＷＭキャリア周波数ｆｃ、交流電動機の駆動周波数ω１、ならびに三相交流電圧指令Ｖｕ＊＊、Ｖｖ＊＊、Ｖｗ＊＊に基づいて、交流電動機の損失を演算する。
図２０の構成図を、さらに詳しく説明する。
図２０において、損失推定演算器１８１は、直流電圧値検出値Ｅｄｃ、ＰＷＭキャリア周波数ｆｃ、交流電動機の駆動周波数ω１、ならびに三相交流電圧指令Ｖｕ＊＊、Ｖｖ＊＊、Ｖｗ＊＊に入力して、高調波電圧成分を計算する高調波電圧演算器３１１、この高調波電圧成分から、高調波電流を計算する高調波電流演算器３１２、さらにこの高調波電流値から、高調波損失相当の評価関数を演算する評価関数演算器３１３、この評価関数値に基づいて、高調波損失を計算する損失演算器３１４からなる。前記高調波電圧演算器３１１では、三相交流電圧指令Ｖｕ＊＊、Ｖｖ＊＊、Ｖｗ＊＊から周波数解析などの演算を行い、各周波数に含まれる高調波電圧成分Ｖｈを求める。また、高調波電流演算器３１２では、高調波電圧を該電圧の周波数で除算することで、各高調波成分の電流相当の値Ｉｈ（＝Ｖｈ／ｆ）を計算している。さらに、高調波の周波数とインダクタンス値を用いれば、電流値の概算を計算することも可能であるが、損失評価を行う上では、周波数で除算することでも問題ない。次に、評価関数演算器３１３では、高調波電流相当の値Ｉｈから、高調波損失に相間関係のある評価関数を演算する。
ここで演算される評価関数は、交流電動機の高調波損失に相当する量となる。例えば、誘導電動機の二次銅損は、二次抵抗Ｒに対して、電流の二乗×Ｒとなる。しかし、高調波損失の場合には、二次巻線の表皮効果の影響で、高調波周波数のｘ乗倍されると言われている。ｘ＝０は、二次抵抗に周波数依存性がないことを意味しており、回転子構造によってはそのようなケースも有り得る。また、表皮効果が強い場合にはｘ＝０．５〜２程度の値を取る。これは電動機の特性に依存するものであり、電動機が変われば当然ｘの値も変化するが、実機試験より、ｘ＝１前後になることを確認している。
図２０の実施形態では、高調波周波数ｆの電流成分Ｉｈ(＝Ｖｈ／ｆ）を二乗して、さらに重みづけとしてｆのｘ乗を乗算し、該演算を各高調波周波数成分において行った全演算値の加算値を評価関数Ｈ１にしている。なお、同様の計算を行うことで、三相の残りの二相分の高調波損失の評価関数Ｈ２およびＨ３を算出できる。
図２１に、前記ｘの値と高調波損失の関係をに示す。例えば、ある交流電動機ではｘ＝１．０（すなわち、重みをｆとする）とした場合に、高調波損失と評価関数が線形になることを確認している。このように、評価関数を導入することで、高調波損失の演算が容易に行えるようになる。損失演算器３１４では、評価関数Ｈ１の値を係数倍することで損失Ｌｏｓｓ１を求めている。該係数に関しては、予め一度だけ実測による損失との関係を求めておけばよい。
なお、図２２に示すように、前記高調波電圧演算器３１１は、ＰＷＭキャリア周波数ｆｃと交流電動機の駆動周波数ω１（＝２π・ｆ１）の比（ｆｃ／ｆ１）ごとに、前記三相交流電圧指令Ｖｕ＊＊、Ｖｖ＊＊、Ｖｗ＊＊から演算した電圧振幅指令Ｖ１と直流電圧検出値Ｅｄｃの比（Ｖ１／Ｅｄｃ）に応じた各高調波周波数の含有率をテーブル化し、例えば、ｆｃ±２・ｆｒの高調波電圧成分は何Ｖ含まれるか等、高調波の周波数毎に求められるようにし、周波数毎に高調波電圧の大きさＶｈを出力してもよい。
次に、本実施例の損失最小化手段について説明する。
図１９の損失最小演算器１８２にて、Ｕ相高調波電流による損失Ｌｏｓs１が最小となるようにＵ相加算高調波電圧の振幅調整器１７２ｈの比例係数Ｋｕを増減させる。同様に、損失最小化制御器１８２にて、Ｖ相高調波電流による損失Ｌｏｓs２が最小となるようにＶ相加算高調波電圧の振幅調整器１７３ｈの比例係数Ｋｖを増減させ、Ｗ相高調波電流による損失Ｌｏｓs３が最小となるようにＷ相加算高調波電圧の振幅調整器１７４ｈの比例係数Ｋｗを増減させる。なお、前記Ｌｏｓs１〜Ｌｏｓｓ３のうち、少なくとも１つを計算して、比例係数Ｋｕ、Ｋｖ、Ｋｗを同一の値として、モータ損失を最小化制御してもよい。
以上、本実施例によれば、交流電動機の運転状態、ならびにインバータの直流電圧値に応じて、常に損失演算が実施できるため、リアルタイムで効率の最大駆動が可能になる。よって、電動機駆動システムの高効率化が可能である。また、評価関数の導入によってより高精度な損失の演算が可能になり、より簡易な構成で高効率な交流電動機駆動システムが実現できる。
次に、本発明の第１２の実施形態について説明する。
本発明による交流電動機駆動システムの具体的な構成例を図２３に示す。
図２３は、第２の実施形態である交流電動機駆動システムを鉄道車両に適用したものである。鉄道車両では、電動機の容量が１００ｋＷ以上と大きく、キャリア周波数を高く設定できない。その上で、高効率な電動機制御を行うには、従来のＰＷＭ制御方式では限界がある。本発明を適用することで、キャリア周波数を増加させることなく、かつ、電力変換器の損失も増加させずに、交流電動機の省エネ駆動が可能な鉄道車両システムを実現できるようになる。なお、これまでの他の実施形態の交流電動機駆動システムを搭載した場合についても同様に適用可能であり、交流電動機の省エネ駆動が可能な鉄道車両システムが実現できる。
以上、本発明による実施形態について説明した。交流電動機であれば、他の電動機であっても同様に適用することが可能である。例えば、永久磁石同期電動機、巻線型同期電動機、リラクタンストルクによる同期機も同様である。また、発電機の制御に対しても同様に適用可能である。
本発明による交流電動機駆動システムの具体的な構成例を図２３に示す。
図２３は、第２の実施形態である交流電動機駆動システムを鉄道車両に適用したものである。鉄道車両では、電動機の容量が１００ｋＷ以上と大きく、キャリア周波数を高く設定できない。その上で、高効率な電動機制御を行うには、従来のＰＷＭ制御方式では限界がある。本発明を適用することで、キャリア周波数を増加させることなく、かつ、電力変換器の損失も増加させずに、交流電動機の省エネ駆動が可能な鉄道車両システムを実現できるようになる。なお、これまでの他の実施形態の交流電動機駆動システムを搭載した場合についても同様に適用可能であり、交流電動機の省エネ駆動が可能な鉄道車両システムが実現できる。
以上、本発明による実施形態について説明した。交流電動機であれば、他の電動機であっても同様に適用することが可能である。例えば、永久磁石同期電動機、巻線型同期電動機、リラクタンストルクによる同期機も同様である。また、発電機の制御に対しても同様に適用可能である。
１０１ 制御装置
１０２ 電力変換器
１０３ 交流電動機
１０４ 負荷器
１０５ トルク指令発生器
１０６ 直流電源部
１０７ 直流電圧検出部
１１１ キャリア高調波制御部
１１２ ベクトル演算器
１１３ 極座標変換器
１１４ 位相演算部
１１５ 三相座標変換器
１１６ パルス幅変調（ＰＷＭ）信号制御器
１２１ 相電流検出部
１２２ 速度検出器
１３１ 加算器
１４１ 入力端子
１４２ 入力端子
１５１ モータ損失低減手段
１５２ 高調波電圧生成器
１５３ 高調波電圧振幅調整器
１５４ 高調波電圧振幅調整器
１５５ 高調波電圧振幅調整器
１５６ 加算器
１５７ 加算器
１５８ 加算器
１５９ 高調波電圧振幅調整器
１６１ 高調波電圧生成器
１６２ 高調波電圧生成器
１６３ 高調波電圧生成器
１６４ｄ 振幅調整器
１６５ｃ ３ｍ次高調波電圧生成器
１７１ 比例係数Ｋ算出テーブル
１７２ 高調波電圧振幅調整器
１７３ 高調波電圧振幅調整器
１７４ 高調波電圧振幅調整器
１８１ 損失推定器
１８２ 損失最小演算器
２１１ 高調波電圧演算器
２１２ キャリア高調波電圧分散器
２１３ 三相電圧演算器
２２１ 車輪
２２２ ギア
３１１ 高調波電圧演算器
３１２ 高調波電流演算器
３１３ 評価関数演算器
３１４ 損失演算器
１０２ 電力変換器
１０３ 交流電動機
１０４ 負荷器
１０５ トルク指令発生器
１０６ 直流電源部
１０７ 直流電圧検出部
１１１ キャリア高調波制御部
１１２ ベクトル演算器
１１３ 極座標変換器
１１４ 位相演算部
１１５ 三相座標変換器
１１６ パルス幅変調（ＰＷＭ）信号制御器
１２１ 相電流検出部
１２２ 速度検出器
１３１ 加算器
１４１ 入力端子
１４２ 入力端子
１５１ モータ損失低減手段
１５２ 高調波電圧生成器
１５３ 高調波電圧振幅調整器
１５４ 高調波電圧振幅調整器
１５５ 高調波電圧振幅調整器
１５６ 加算器
１５７ 加算器
１５８ 加算器
１５９ 高調波電圧振幅調整器
１６１ 高調波電圧生成器
１６２ 高調波電圧生成器
１６３ 高調波電圧生成器
１６４ｄ 振幅調整器
１６５ｃ ３ｍ次高調波電圧生成器
１７１ 比例係数Ｋ算出テーブル
１７２ 高調波電圧振幅調整器
１７３ 高調波電圧振幅調整器
１７４ 高調波電圧振幅調整器
１８１ 損失推定器
１８２ 損失最小演算器
２１１ 高調波電圧演算器
２１２ キャリア高調波電圧分散器
２１３ 三相電圧演算器
２２１ 車輪
２２２ ギア
３１１ 高調波電圧演算器
３１２ 高調波電流演算器
３１３ 評価関数演算器
３１４ 損失演算器
Claims (12)
- 交流電動機と、三相電圧指令信号をキャリア信号によってパルス幅変調するＰＷＭ信号制御部と、パルス幅変調されたゲート信号により駆動される電力変換器と、を備えた交流電動機の駆動装置において、
前記交流電動機を駆動するための三相電圧指令信号を生成する指令電圧作成手段を備え、
前記指令電圧作成手段は、キャリア周波数と基本波電圧指令から生成されるＰＷＭ波形の高調波成分に対して、前記高調波成分の周波数分布をキャリア周波数近傍に分散させたＰＷＭ波形で交流電動機を制御することを特徴とした電動機駆動システム。
- 請求項１において、
前記高調波成分の周波数分布をキャリア周波数近傍に分散させる手段は、前記交流電動機の駆動周波数をｆｒ、ＰＷＭキャリア周波数をｆｃとして、ｆｃ＋２・ｆｒの高調波電流成分ｙと、ｆｃ＋４・ｆｒの高調波電流成分ｘの比ｘ／ｙを０.４以上にすることを特徴とした電動機駆動システム。
- 交流電動機と、三相電圧指令信号をキャリア信号によってパルス幅変調するＰＷＭ信号制御部と、パルス幅変調されたゲート信号により駆動される電力変換器と、を備えた交流電動機の駆動装置において、
前記交流電動機を駆動するための三相電圧指令信号を生成する指令電圧作成手段を備え、
前記指令電圧作成手段は、基本波電圧指令とは異なる電圧成分を電圧指令に加算し、前記異なる電圧成分の加算量によって前記交流電動機の損失を低減させる手段を備えることを特徴とした電動機駆動システム。
- 請求項３において、
前記指令電圧作成手段は、前記基本波電圧指令と異なる電圧成分が、基本波電圧周波数の整数倍の周波数とし、前記基本波電圧指令に同期する手段を備えることを特徴とした電動機駆動システム。
- 請求項３において、
前記指令電圧作成手段は、前記基本波電圧指令と異なる電圧成分が、基本波電圧周波数の３の倍数かつ奇数倍の周波数とし、前記基本波電圧指令に同期する手段を備えることを特徴とした電動機駆動システム。
- 請求項３において、
前記指令電圧作成手段は、前記基本波電圧指令と異なる電圧成分を、複数の異なる周波数の電圧成分の和とする手段を備えることを特徴とした電動機駆動システム。
- 請求項３において、
前記指令電圧作成手段は、前記基本波電圧指令、前記電力変換器の直流電圧検出値、前記交流電動機を流れる電流検出値、および前記交流電動機の駆動周波数の少なくとも１つに基づいて、基本波電圧とは異なる電圧成分の加算量を制御する手段を備えることを特徴とする電動機駆動システム。
- 請求項３において、
前記交流電動機の損失を低減する手段は、交流電動機で発生する損失を演算する手段を備え、該損失演算値から基本波電圧指令とは異なる電圧成分の加算量を変更して、前記交流電動機を駆動することを特徴とした電動機駆動システム。
- 請求項８において、
前記交流電動機で発生する損失を演算する手段は、前記三相電圧指令信号から高調波電圧成分Ｖｈを演算し、該高調波電圧成分Ｖｈを該高調波電圧成分Ｖｈの周波数ｆで除算したＶｈ／ｆを高調波電流成分Ｉｈとして演算する手段を備えることを特徴とした電動機駆動システム。
- 請求項８において、
前記交流電動機で発生する損失を演算する手段は、前記高調波電流成分をＩｈ、該高調波電流成分の周波数をｆとして、前記高調波電流成分Ｉｈの二乗に前記周波数ｆのｘ乗を乗算したＩｈ2・ｆxを演算し、該Ｉｈ2・ｆxを少なくとも１つ以上の高調波電流成分に対して演算した結果の総和を評価指数とし、該評価指数に基づき、前記交流電動機の発生する損失を求めることを特徴とした電動機駆動システム。
- 請求項９において、
前記高調波電流成分をＩｈ、該高調波電流成分の周波数をｆとして、前記高調波電流成分Ｉｈの二乗に前記周波数ｆのｘ乗を掛けたＩｈ2・ｆxは、前記交流電動機の特性によって、ｆの指数ｘが０〜２の範囲で変化することを特徴とした電動機駆動システム。
- 請求項１から請求項１１において、
前記交流電動機の駆動システムを備えることを特徴とした電動機車両。
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