JP2013258778A - パワーデバイス制御回路およびそれを用いたｉｐｍ - Google Patents

Abstract

【課題】本発明は、簡素な構成でＥＭＩノイズとスイッチングロスを抑制できるパワーデ
バイス制御回路およびそれを用いたＩＰＭを提供することを目的とする。
【解決手段】パワーデバイスにゲート駆動信号を伝送するパワーデバイス制御回路であって、該パワーデバイスのゲートと接続された複数の駆動素子を有する駆動回路と、該パワーデバイスのゲート電圧のアナログ値をデジタル化してゲート電圧デジタル値に変換する変換回路と、一定のばらつきを有する該パワーデバイスの現実の閾値をデジタル化して閾値デジタルデータとして記憶した閾値設定回路と、該ゲート電圧デジタル値と該閾値デジタルデータとを比較して該駆動回路の駆動能力の切り替えを行う比較回路とを備え、該ゲート電圧デジタル値への変換の際には、該比較回路で取り扱い可能な電圧値になるように変換する。
【選択図】図１

Description

本発明はパワーデバイスのゲート電圧を制御するパワーデバイス制御回路およびそれを用いたＩＰＭに関する。

大電流を制御する場合は高耐圧を要するためＩＧＢＴ（Insulated bipolar Transistor）やＭＯＳＦＥＴなどのパワーデバイスが多用される。パワーデバイスは電圧駆動または電流駆動によりオンオフの制御が行われる。パワーデバイスのオンオフの制御を行う部分はパワーデバイス制御回路と呼ばれる。

パワーデバイス制御回路は、ｄｖ／ｄｔとスイッチングロスを低減するようにパワーデバイスを制御することが望ましい。ここで、ｄｖ／ｄｔとはゲート電圧の時間変化量のことである。ｄｖ／ｄｔが大きくなるとＥＭＩノイズ（Electromagnetic Interference）が大きくなる。ＥＭＩノイズは電子機器の制御を妨害するものであるため抑制しなければならない。一方、スイッチングロスとはパワーデバイスをターンオン、ターンオフする際に生じる電力ロスのことである。スイッチングロスは低消費電力化の観点から抑制しなければならない。

たとえば、特許文献１にはｄｖ／ｄｔを高速化しスイッチング損失を低減するパワーデバイス制御回路が開示される。特許文献１に開示のパワーデバイス制御回路はスイッチング素子（パワーデバイス）の主回路電流とゲート電圧を検出する。そして、主回路電流が大きい場合で、かつ、ゲート電圧がミラー期間の間にゲート抵抗を低減させる（特許文献１明細書段落００１４）。これにより、スイッチング素子の大電流駆動時にもｄｉ／ｄｔ、ｄｖ／ｄｔを高速化することができ、スイッチング損失も低減できる。なお特許文献１ではパワーデバイス制御回路をゲート駆動回路または駆動回路と表現している。

特開２００７−２２８４４７号公報 特開平０２−２８０６７５号公報 特開平１１−２６２２４３号公報 特開２０００−２３２３４７号公報 特開２００５−０６５０２９号公報 特開２００６−３２４９６３号公報 特開２００８−０２９０５９号公報 特開２００８−１８２８３５号公報 特開２００８−０９２６６３号公報

電圧駆動のパワーデバイスの場合、ｄｖ／ｄｔを低減してＥＭＩを抑制するためにはゲート抵抗を大きくすることが多い。また、電流駆動のパワーデバイスの場合は駆動電流を小さくすることが多い。ここで、ｄｖ／ｄｔとスイッチングロスの関係について図１０を参照して説明する。図１０はＩＧＢＴのＶｇ、Ｉｃ、Ｖｃｅ、スイッチングロスの波形を説明する図である。図１０において実線はｄｖ／ｄｔが大きい場合であり、破線はｄｖ／ｄｔが小さい場合である。ｄｖ／ｄｔを高めるとＥＭＩノイズは増大するがスイッチングは短期間で終わる。よってスイッチングロスは小さい。一方、ｄｖ／ｄｔを低減するとミラー期間が延びスイッチングがゆっくり行われる。よってＥＭＩノイズの問題は抑制されるがスイッチングロスが増大する。つまり、ｄｖ／ｄｔ低減とスイッチングロス低減はトレードオフの関係にある。そのため、ＥＭＩノイズの低減とスイッチングロスの低減を一緒に実現することは困難であるという問題があった。

ところで、特許文献１に記載のパワーデバイス制御回路ではゲート電圧を制御に利用する。具体的にはゲート電圧判定機５２なる部分を備える。そして、ゲート電圧がミラー期間における電圧であるか判定する。ここで、パワーデバイスのゲート電圧はＭＯＳＦＥＴ、ＩＧＢＴの場合それぞれ１０〜１２Ｖ、１５Ｖ程度である。ところが、パワーデバイス制御回路の動作電圧は数Ｖであることが多い。したがって、特許文献１に記載のパワーデバイス制御回路でゲート電圧の制御を行うためにはレベルシフト回路が必要となる。よって特許文献１に記載の方法では制御が複雑になるなどの問題があった。

本発明は、上述のような課題を解決するためになされたもので、簡素な構成でＥＭＩノイズとスイッチングロスを抑制できるパワーデバイス制御回路およびそれを用いたＩＰＭを提供することを目的とする。

本願の発明にかかるパワーデバイス制御回路は、パワーデバイスにゲート駆動信号を伝送するパワーデバイス制御回路であって、該パワーデバイスのゲートと接続された複数の駆動素子を有する駆動回路と、該パワーデバイスのゲート電圧のアナログ値をデジタル化してゲート電圧デジタル値に変換する変換回路と、一定のばらつきを有する該パワーデバイスの現実の閾値をデジタル化して閾値デジタルデータとして記憶した閾値設定回路と、該ゲート電圧デジタル値と該閾値デジタルデータとを比較して該駆動回路の駆動能力の切り替えを行う比較回路とを備え、該ゲート電圧デジタル値への変換の際には、該比較回路で取り扱い可能な電圧値になるように変換することを特徴とする。

本願の発明にかかるＩＰＭは上述のパワーデバイス制御回路の全体または一部を制御ＩＣまたはマイコンに内蔵したことを特徴とする。

本願の発明にかかる他のＩＰＭは該パワーデバイスの一部に形成されたＳｉＣを材料とするダイオードと、上述のパワーデバイス制御回路とを備えたことを特徴とする。

本発明によれば、ＥＭＩノイズとスイッチングロスを抑制したパワーデバイス制御回路およびそれを用いたＩＰＭを簡素な構成により製造できる。

実施形態１のＩＰＭの構成を説明する概念図である。 パワーデバイス制御回路の動作を説明するフローチャートである。 ゲート波形について説明する図である。 パワーデバイスの温度を考慮した制御について説明する図である。 パワーデバイスの通流電流を考慮した制御について説明する図である。 実施形態２の駆動回路であって、抵抗素子を備える駆動回路について説明する図である。 ＭＯＳＦＥＴを備える駆動回路について説明する図である。 実施形態３の駆動回路であって、２の抵抗素子を備える駆動回路について説明する図である。 ２のＭＯＳＦＥＴを備える駆動回路について説明する図である。 課題を説明する図である。

実施の形態１
本実施形態は図１−５を参照して説明する。なお、同一材料または同一、対応する構成要素には同一の符号を付して複数回の説明を省略する場合がある。他の実施形態でも同様である。

図１は本実施形態のパワーデバイス制御回路およびそれを用いたＩＰＭの概念図である。図１にはパワーデバイス制御回路１０とパワーデバイス１２が表されている。パワーデバイス制御回路１０とパワーデバイス１２をまとめてＩＰＭと称することがある。パワーデバイス制御回路１０はＩＧＢＴ２６にゲート駆動信号を伝送する回路である。一方、パワーデバイス１２はＩＧＢＴ２６とダイオード２８を備える。以後、パワーデバイス制御回路１０の構成について説明する。

パワーデバイス制御回路１０は変換回路１４を備える。変換回路１４はＩＧＢＴ２６のゲート配線と接続され、ゲート電圧をモニタする。さらに、変換回路１４はゲート電圧をアナログ値からデジタル値へ変換する。以後、変換回路１４でデジタル値に変換されたゲート電圧は「ゲート電圧デジタル値」と称する。

さらに、パワーデバイス制御回路１０は閾値設定回路１８を備える。閾値設定回路１８は記憶装置と読み出し回路から構成される。記憶装置には、ＩＧＢＴ２６の閾値がデジタルデータとして保存される。記憶装置にはたとえばEPROMやFlashメモリが用いられる。以後、閾値設定回路１８に保存されたＩＧＢＴ２６の閾値のデジタルデータを「閾値デジタルデータ」と称する。

さらに、パワーデバイス制御回路１０は比較回路１６を備える。比較回路１６はゲート電圧デジタル値と閾値デジタルデータとを比較して後述する駆動回路２０の駆動能力の切り替えを行う部分である。比較回路１６は変換回路１４および閾値設定回路１８と接続される。また、比較回路１６は駆動回路２０の駆動能力を切り替えるために駆動回路２０に接続される。なお、比較回路１６の動作については後述する。

さらに、パワーデバイス制御回路１０は駆動回路２０を備える。駆動回路２０は複数の駆動素子２２を有する。複数の駆動素子２２はＩＧＢＴ２６のゲートに並列に接続される。駆動回路２０の駆動能力は比較回路１６の制御対象である。すなわち、比較回路１６からの制御により複数の駆動素子２２のうちいくつの駆動素子を利用するかが定められる。
本実施形態のパワーデバイス制御回路１０は上述の構成である。以後、図２を参照してパワーデバイス制御回路１０の動作について説明する。

図２はＩＧＢＴ２６のターンオンの際のパワーデバイス制御回路１０の動作を説明するフローチャートである。まずステップ５０にて、変換回路１４がＩＧＢＴ２６のゲート電圧の値を取得する。ゲート電圧の値の取得は、変換回路１４とゲート配線を接続する配線により行われる。

次いで、ステップ５２へと処理が進められる。ステップ５２では、変換回路１４はゲート電圧をアナログ値からデジタル値へＡＤ変換する。これによりゲート電圧デジタル値が得られる。ここで、比較回路１６はたとえばマイコンなどの低耐圧制御回路である。よって典型的には１２Ｖ程度であるＩＧＢＴ２６のゲート電圧をそのまま比較回路１６に入力することはできない。そのため、ゲート電圧デジタル値は比較回路１６で取り扱うことができる程度の電圧となるようにＡＤ変換が行われる。

次いでステップ５４へと処理が進められる。ステップ５４では、比較回路１６にてゲート電圧デジタル値と閾値デジタルデータとが比較される。ここで、前述のとおり、比較回路１６は低耐圧制御回路である。しかしながらゲート電圧デジタル値と閾値デジタルデータはいずれもデジタル信号であるから、比較回路はこれらをそのまま使うことができる。ゲート電圧デジタル値が閾値デジタルデータより低い場合は再度ステップ５０へ戻る。一方、ゲート電圧デジタル値が閾値デジタルデータ以上であるときはステップ５６へ処理が進められる。なお、ゲート電圧デジタル値が閾値デジタルデータより低い場合は複数の駆動素子２２のいくつかは未使用である。

ステップ５６について説明する。ステップ５６では、比較回路１６が駆動回路２０の駆動能力を高めるように駆動回路２０を制御する。すなわち、ステップ５６では 比較回路１６の制御により複数の駆動素子２２のうち未使用であった駆動素子のいくつかがオン状態とされる。これにより、駆動回路２０の駆動能力が高まり、ＩＧＢＴ２６のゲート電圧のｄＶ／ｄｔが高められる。換言すれば、ステップ５６ではＩＧＢＴ２６のスイッチング速度が加速される。なお、ここでは使用する駆動素子の数を増やすことで駆動能力を向上させた。しかしながら使用する駆動素子の切り替えにより駆動能力を増大させてもよい。

図２のフローチャートに基づいてパワーデバイス制御回路１０を動作させると、図３の実線のようなゲート波形が得られる。図３について説明する。図３においてゲート電圧デジタル値が閾値デジタルデータに到達する前の区間は区間１である。区間１においてはｄｖ／ｄｔが小さい状態で制御が行われる。これは、駆動回路２０の駆動能力が低い状態である。そして、ゲート電圧デジタル値が閾値デジタルデータと同等となる区間が区間２である。区間２はミラー期間である。前述のとおり、区間２では駆動回路２０の駆動能力が高められる。よって区間１と同等の駆動能力で制御継続した場合と比較してミラー期間は短縮される。ここで、図３における一点破線の波形は一定の駆動能力を維持してＩＧＢＴのターンオン動作を行ったときのゲート波形である。

そして、ゲート電圧デジタル値が閾値デジタルデータより高い区間が区間３である。区間３では駆動回路２０の駆動能力が高められた状態が維持される。よって区間３は区間１よりｄｖ／ｄｔの高い区間である。
本実施形態のパワーデバイス制御回路１０の動作は上述のとおりである。

本実施形態のパワーデバイス制御回路１０を用いれば、ＥＭＩノイズとスイッチングロスを抑制できる。すなわち、ゲート電圧デジタル値が閾値デジタルデータより低い段階ではｄｖ／ｄｔの低い状態を維持するためＥＭＩノイズが抑制される。一方ゲート電圧デジタル値が閾値デジタルデータ以上となると駆動回路２０の駆動能力が高められる。よってミラー期間が短縮され、かつ、その後のスイッチングも加速されるからスイッチングロスが抑制される。このように、本実施形態のパワーデバイス制御回路１０の構成によればＩＧＢＴ２６のゲート波形を最適化できる。

本実施形態のパワーデバイス制御回路１０を用いれば、簡素な構成で容易にＥＭＩノイズとスイッチングロスの抑制ができる。本実施形態では比較回路１６が利用するゲート電圧デジタル値と閾値デジタルデータはいずれもデジタル化されている。よって、ＩＧＢＴ２６のゲート電圧を、レベルシフト回路などを用いることなしに駆動回路２０の制御に利用することができる。ゆえに、簡素な構成で容易にＥＭＩノイズとスイッチングロスを抑制できる。また、変換回路１４で生成したゲート電圧デジタル値をほかの制御に応用することもできる。ゆえに、ゲート電圧の値をアナログ値のまま用いた場合と比較して制御性、応用性の面で優れる。

本実施形態のパワーデバイス制御回路１０を用いれば、閾値の微調整が可能となる。すなわち、閾値デジタルデータの調整ビット数を増加させる。そして、閾値デジタルデータをより現実の閾値と一致させるように微調整する。たとえば微調整は、製造ばらつきなどにより一定のばらつきを有する現実の閾値と閾値デジタルデータを一致させるように行う。これにより精度の高い制御を実行できる。このような微調整は閾値の情報（閾値デジタルデータ）がデジタル化されているから可能となるものである。

本実施形態のパワーデバイス制御回路１０を用いれば、ひとつのパワーデバイス制御回路で複数のパワーデバイスの制御を成しうる。この場合、パワーデバイス制御回路は多様な閾値を有するパワーデバイスのそれぞれについての閾値デジタルデータを保存する。そして、多様な閾値を有するパワーデバイスのそれぞれについてゲート電圧デジタル値を生成する。このようにすれば、ひとつのパワーデバイス制御回路で複数のパワーデバイスの制御が可能となる。

本実施形態のパワーデバイス制御回路１０を用いれば、パワーデバイス制御回路またはＩＰＭの検証（テスト）を容易化できる。本実施形態の閾値設定回路１８はＩＧＢＴ２６の閾値のデータをデジタル化した閾値デジタルデータを保存している。そのため、部品の付け替えなどによる回路構成部品の変更を要せずにパワーデバイス制御回路またはＩＰＭの検証（テスト）が可能となる。

以後、本実施形態の変形例について説明する。
たとえば、図４に示すパワーデバイス制御回路１００を用いると本発明の効果を高めることができる。図４に示すパワーデバイス制御回路１００はパワーデバイス１２の温度を駆動回路２０の制御に反映する点に特徴がある。図４に示すとおり、パワーデバイス１２を構成するチップにオンチップダイオード１１４が搭載される。オンチップダイオード１１４によりパワーデバイス１２の温度が測定される。測定した温度は温度変換回路１１２にてデジタル温度値に変換される。また、温度レベル閾値設定回路１１０には温度レベル閾値が保存される。温度レベル閾値設定回路１１０は閾値設定回路１８とともに閾値設定部分１０６に配置される。パワーデバイス制御回路１００にはさらに、デジタル温度値と温度レベル閾値を比較する温度比較回路１０４が配置される。

図４の構成ではゲート電圧のデジタル化処理なども行われるが上述したので省略する。ただし、閾値設定回路１８にはパワーデバイスの温度が高い場合の閾値デジタルデータ（高温用閾値デジタルデータ）とパワーデバイスの温度が低い場合の閾値デジタルデータ（低温用閾値デジタルデータ）が保存される。つまり、閾値設定回路１８には２種類の閾値デジタルデータが保存されているものとする。

温度比較回路１０４ではデジタル温度値と温度レベル閾値が比較されてその比較結果が駆動回路２０の制御に反映される。具体的には、温度比較回路１０４の比較結果により閾値設定回路１８に保存された２種類の閾値デジタルデータのいずれを用いるか選択される。デジタル温度値が温度レベル閾値よりも高い場合は高温用閾値デジタルデータが用いられる。デジタル温度値が温度レベル閾値よりも低い場合は低温用閾値デジタルデータが用いられる。よって、比較回路１６で用いる閾値デジタルデータは、パワーデバイス１２の温度により定められることになる。ＩＧＢＴ２６の閾値電圧はパワーデバイスの温度によって変動することが知られている。よって、上述のようにパワーデバイスの温度に応じて適切な閾値デジタルデータを利用することにより駆動回路２０を高精度で制御できる。よってパワーデバイスの動作環境に適した駆動回路２０の制御が可能となる。

なお、閾値設定回路１８には２種類の閾値デジタルデータでなく３種類以上の閾値デジタルデータを保存することとしても良い。また、温度比較回路による比較を行わずに、デジタル温度値が直接に閾値設定回路１８または比較回路１６へ伝送される構成も考えられる。また、オンチップダイオード１１４に代えてサーミスタなどの他の温度センサを用いてもよい。

別の変形例について図５を参照して説明する。
たとえば、図５に示すパワーデバイス制御回路２００を用いると本発明の効果を高めることができる。図５に示すパワーデバイス制御回路２００はＩＧＢＴ２６の通流電流を駆動回路２０の制御に反映する点に特徴がある。図５に示すとおり、パワーデバイス制御回路２００にはシャント抵抗２０８が配置される。シャント抵抗２０８の両端はＩＧＢＴ２６のコレクタ電流を検出できるようにＩＧＢＴ２６に接続される。シャント抵抗２０８で検出した通流電流は通流電流変換回路２０６にてデジタル通流電流値に変換される。また、電流レベル閾値設定回路２０４には電流レベル閾値が保存される。電流レベル閾値設定回路２０４は閾値設定回路１８とともに閾値設定部分２０２に配置される。パワーデバイス制御回路２００にはさらに、デジタル通流電流値と電流レベル閾値を比較する通流電流比較回路２２０が配置される。

図５の構成ではゲート電圧のデジタル化処理なども行われるが上述したので省略する。ただし、閾値設定回路１８にはパワーデバイスの通流電流が高い場合の閾値デジタルデータ（高通流電流用閾値デジタルデータ）とパワーデバイスの通流電流が低い場合の閾値デジタルデータ（低通流電流用閾値デジタルデータ）が保存される。つまり、閾値設定回路１８には２種類の閾値デジタルデータが保存されているものとする。

通流電流比較回路２２０ではデジタル通流電流値と電流レベル閾値が比較されてその比較結果が駆動回路２０の制御に反映される。具体的には、通流電流比較回路２２０の比較結果により閾値設定回路１８に保存された２種類の閾値デジタルデータのいずれを用いるか選択される。デジタル通流電流値が電流レベル閾値よりも高い場合は高通流電流用閾値デジタルデータが用いられる。デジタル通流電流値が電流レベル閾値よりも低い場合は低通流電流用閾値デジタルデータが用いられる。したがって、閾値設定回路１８から比較回路１６に伝送される閾値デジタルデータは、パワーデバイス１２の通流電流により定められることになる。閾値デジタルデータの選択にデジタル通流電流の値を利用すると駆動回路２０を高精度で制御できる。よってパワーデバイスの動作環境に適した駆動回路２０の制御が可能となる。

なお、閾値設定回路１８には２種類の閾値デジタルデータでなく３種類以上の閾値デジタルデータを保存することとしても良い。また、シャント抵抗２０８に代えてカレントトランスやパワーデバイス１２のチップ上に形成されたカレントセンス等の電流検出素子を用いてもよい。

別の変形例について説明する。
パワーデバイス制御回路１０の全体または一部を制御ＩＣまたはマイコンに内蔵してもよい。これによりディスクリート部品で構成するよりも搭載部品、回路構成部品を少なくできる。そのため、コスト低減でき、不良率も低減できる。

別の変形例について説明する。
図１などに記載したダイオード２８をＳｉＣを材料として製造してもよい。ＳｉＣは耐電圧性が高いため、電流密度を大きくすることができる。よってダイオードを小型化できるからＩＰＭを小型化できる。

別の変形例について説明する。
パワーデバイス１２を構成するＩＧＢＴ２６、ダイオード２８はＳｉＣを材料として製造してもよい。上述と同様にしてＩＰＭを小型化できる。また、パワーデバイスがバイポーラトランジスタやＭＯＳＦＥＴを備える場合はそれらをＳｉＣで製造しても同様である。

別の変形例について説明する。
パワーデバイス１２はＳｉＣを材料として製造されたＲＣ（Reverse-Conductive）−ＩＧＢＴで構成してもよい。この場合ＳｉＣを用いているため上述と同様にＩＰＭを小型化できる。また、ＩＧＢＴに逆並列にダイオードを接続する必要がなく、ＩＰＭの組み立てを容易化できる。

他にも、たとえばパワーデバイス１２はＩＧＢＴ２６に代えてＭＯＳＦＥＴを有する構成としてもよい。ＭＯＳＦＥＴのゲート電圧は１０〜１２Ｖ程度である。そのような高い電圧を、比較回路で処理できる低い電圧のデジタル値へ変換すると本発明の効果を得ることができる。

実施の形態２
本実施形態は図６、７を参照して説明する。本実施形態は、比較回路により制御される駆動回路の構成に関する。比較回路への入力については実施形態１と同様であるから省略する。図６に示されるように本実施形態の駆動回路３０２は複数の駆動素子３０４として複数の抵抗素子を備える。各抵抗素子はすべて同一抵抗値である。また、複数の抵抗素子は並列に配置されている。そして、ひとつの抵抗素子を除き比較回路１６と接続され比較回路１６からオンオフの制御が行われる。

本実施形態ではゲート電圧デジタル値が閾値デジタルデータ未満の区間は比較回路１６に接続されていない抵抗のみでゲート駆動を行う。したがってこの区間では駆動能力が低く、ｄｖ／ｄｔの値は小さい。そしてゲート電圧デジタル値が閾値デジタルデータ以上となると抵抗素子の幾つかは電源と接続される。したがってこの区間では駆動能力が高く、ｄｖ／ｄｔの値は大きい。

結果的に図３の実線のようなゲート波形が得られる。よって実施形態１と同じ効果を得ることができる。特に複数の駆動素子３０４が同一抵抗値の抵抗素子で構成されるから以下の二点において優れる。一点目は複数の駆動素子３０４のうちのひとつの特性を把握すれば並列使用の場合の特性およびばらつきを把握できることである。二点目は、閾値ばらつきを調整できることである。つまり現実の閾値に合うように抵抗素子のオンオフを制御できる。

本実施形態では抵抗素子で複数の駆動素子を構成したが本発明はこれに限定されない。たとえば抵抗素子に代えてＭＯＳＦＥＴを用いてもよい。複数の駆動素子として複数のＭＯＳＦＥＴを利用した構成について図７を参照して説明する。パワーデバイス制御回路４００は駆動回路４０２を備える。駆動回路４０２はＭＯＳＦＥＴ４１０とＭＯＳＦＥＴ４１２を備える。ＭＯＳＦＥＴ４１０とＭＯＳＦＥＴ４１２は同一の特性を有する。また、ＭＯＳＦＥＴ４１０とＭＯＳＦＥＴ４１２は並列に配置されている。ＭＯＳＦＥＴ４１０とＭＯＳＦＥＴ４１２はそれぞれ第１ドライブ回路４０４と第２ドライブ回路４０６と接続される。第１ドライブ回路４０４と第２ドライブ回路４０６は比較回路１６と接続される。

そして、ゲート電圧デジタル値が閾値デジタルデータ未満の区間はＭＯＳＦＥＴ４１０のみでゲート駆動を行う。したがってこの区間では駆動能力が低く、ｄｖ／ｄｔの値は小さい。そしてゲート電圧デジタル値が閾値デジタルデータ以上となると、ＭＯＳＦＥＴ４１０に加えてＭＯＳＦＥＴ４１２も使用される。したがってこの区間では駆動能力が高く、ｄｖ／ｄｔの値は大きい。よって複数の抵抗素子を用いた場合と同様の効果を得ることができる。

ところで、図６の構成のように抵抗を用いた構成をＩＣ化すると、ＭＯＳＦＥＴを用いた場合と比較してパワーデバイス制御回路を小面積化できる。よってコスト低減が可能である。

なお、抵抗素子の数とＭＯＳＦＥＴの数は駆動能力の観点などから適宜定められる。その他、実施形態１相当の変形をなしうる。

実施の形態３
本実施形態は図８、９を参照して説明する。本実施形態は、比較回路により制御される駆動回路の構成に関する。比較回路への入力については実施形態１と同様であるから省略する。図８に示されるように本実施形態の駆動回路５０２は抵抗５０４と抵抗５０６を備える。抵抗５０４は抵抗５０６より抵抗値が低い。また、抵抗５０４と抵抗５０６は並列に配置されている。そして、抵抗５０４と抵抗５０６はともに比較回路１６と接続され比較回路１６によりオンオフの制御が行われる。

本実施形態ではゲート電圧デジタル値が閾値デジタルデータ未満の区間は抵抗５０６のみでゲート駆動を行う。したがってこの区間では駆動能力が低く、ｄｖ／ｄｔの値は小さい。そしてゲート電圧デジタル値が閾値デジタルデータ以上となると抵抗５０４のみでゲート駆動を行う。したがってこの区間では駆動能力が高く、ｄｖ／ｄｔの値は大きい。

結果的に図３の実線のようなゲート波形が得られる。よって実施形態１と同じ効果を得ることができる。特に駆動回路５０２が抵抗値の異なる複数の抵抗素子で構成されるから以下の三点において優れる。一点目は駆動素子の数を最小２素子にまで低減できる点である。つまり、図３に記載の区間１で用いるための抵抗と、区間２、３で用いるための抵抗の２素子でよい。よってパワーデバイス制御回路５００を小型化できる。二点目は、部品点数が減るのでコスト低減、不良率低下ができる点である。三点目は、駆動回路５０２をＩＣ化することにより小型化できる点である。

本実施形態では２の抵抗素子で駆動素子を構成したがこれに限定されない。たとえば抵抗素子に代えてＭＯＳＦＥＴを用いてもよい。駆動素子として２のＭＯＳＦＥＴを利用した構成について図９を参照して説明する。パワーデバイス制御回路６００は駆動回路６０２を備える。駆動回路６０２はＭＯＳＦＥＴ６０４とＭＯＳＦＥＴ６０６を備える。ＭＯＳＦＥＴ６０４はＭＯＳＦＥＴ６０６よりも電流容量が大きい。また、ＭＯＳＦＥＴ６０４とＭＯＳＦＥＴ６０６は並列に配置されている。ＭＯＳＦＥＴ６０４とＭＯＳＦＥＴ６０６はそれぞれ第１ドライブ回路６１０と第２ドライブ回路６１２と接続される。第１ドライブ回路６１０と第２ドライブ回路６１２は比較回路１６と接続される。

そして、ゲート電圧デジタル値が閾値デジタルデータ未満の区間はＭＯＳＦＥＴ６０６のみでゲート駆動を行う。したがってこの区間では駆動能力が低く、ｄｖ／ｄｔの値は小さい。そしてゲート電圧デジタル値が閾値デジタルデータ以上となるとＭＯＳＦＥＴ６０４が使用される。したがってこの区間では駆動能力が高く、ｄｖ／ｄｔの値は大きい。よって前述した２の抵抗素子を用いた場合と同様の効果を得ることができる。なお、抵抗素子の数とＭＯＳＦＥＴの数は駆動能力の観点などから適宜定められる。その他、実施形態１相当の変形をなしうる。

１０ パワーデバイス制御回路、 １２ パワーデバイス、 １４ 変換回路、 １６ 比較回路、 １８ 閾値設定回路、 ２０ 駆動回路、 ２２ 複数の駆動素子、 ２６ ＩＧＢＴ、 ２８ ダイオード

Claims (13)

1. パワーデバイスにゲート駆動信号を伝送するパワーデバイス制御回路であって、
   前記パワーデバイスのゲートと接続された複数の駆動素子を有する駆動回路と、
   前記パワーデバイスのゲート電圧のアナログ値をデジタル化してゲート電圧デジタル値に変換する変換回路と、
   一定のばらつきを有する前記パワーデバイスの現実の閾値をデジタル化して閾値デジタルデータとして記憶した閾値設定回路と、
   前記ゲート電圧デジタル値と前記閾値デジタルデータとを比較して前記駆動回路の駆動能力の切り替えを行う比較回路とを備え、
   前記ゲート電圧デジタル値への変換の際には、前記比較回路で取り扱い可能な電圧値になるように変換することを特徴とするパワーデバイス制御回路。
2. 複数のパワーデバイスの各々にゲート駆動信号を伝送するパワーデバイス制御回路であって、
   前記複数のパワーデバイスのゲート毎に接続された各々複数の駆動素子を有する駆動回路と、
   前記複数のパワーデバイスのゲート電圧のアナログ値を各々デジタル化してゲート電圧デジタル値に変換する変換回路と、
   一定のばらつきを有する前記複数のパワーデバイスの現実の閾値をデジタル化して複数の各パワーデバイスに対応した閾値デジタルデータとして記憶した閾値設定回路と、
   前記複数のパワーデバイス毎に前記ゲート電圧デジタル値と前記閾値デジタルデータとを比較して前記駆動回路の駆動能力の切り替えを各々行う比較回路とを備え、
   前記ゲート電圧デジタル値への変換の際には、前記比較回路で取り扱い可能な電圧値になるように変換することを特徴とするパワーデバイス制御回路。
3. 前記比較回路は、前記ゲート電圧デジタル値が前記閾値デジタルデータまで高められたときに前記ゲート電圧のｄｖ／ｄｔを増加させるように前記駆動回路の駆動能力を切り替えることを特徴とする請求項１または２に記載のパワーデバイス制御回路。
4. 前記ゲート電圧デジタル値が前記閾値デジタルデータ未満の場合は、前記比較回路に接続されていない駆動素子によってパワーデバイスを駆動することを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載のパワーデバイス回路。
5. 前記複数の駆動素子の個数は、前記パワーデバイス回路の駆動能力によって決められることを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項に記載のパワーデバイス回路。
6. 前記パワーデバイスの温度を測定する温度センサと、
   前記温度センサで測定した温度をデジタル化しデジタル温度値に変換する温度変換回路を更に備え、
   前記閾値設定回路には前記パワーデバイスの温度に対応した複数の閾値デジタルデータが記憶され、
   前記比較回路は、前記複数の閾値デジタルデータのなかから前記デジタル温度値に対応した閾値デジタルデータを選択し前記ゲート電圧デジタル値と比較することを特徴とする請求項１〜５のいずれか１項に記載のパワーデバイス制御回路。
7. 前記パワーデバイスの通流電流を測定する電流検出素子と、
   前記電流検出素子により測定された通流電流をデジタル化しデジタル通流電流値に変換する通流電流変換回路とを更に備え、
   前記閾値設定回路には前記パワーデバイスの通流電流に対応した複数の閾値デジタルデータが記憶され、
   前記比較回路は、前記複数の閾値デジタルデータのなかから前記デジタル通流電流値に対応した閾値デジタルデータを選択し前記ゲート電圧デジタル値と比較することを特徴とする請求項１〜６のいずれか１項に記載のパワーデバイス制御回路。
8. 前記複数の駆動素子は、同一種類の抵抗素子あるいは同一種類のトランジスターが並列配置されたものであることを特徴とする請求項１〜７のいずれか１項に記載のパワーデバイス制御回路。
9. 前記複数の駆動素子は、抵抗値の異なる複数の抵抗素子または電流容量の異なる複数のトランジスターが並列配置されたものであることを特徴とする請求項１〜７のいずれか１項に記載のパワーデバイス制御回路。
10. 請求項１〜９のいずれか１項に記載のパワーデバイス制御回路の全体または一部を制御ＩＣまたはマイコンに内蔵したことを特徴とするＩＰＭ。
11. 請求項１〜９のいずれか１項に記載のパワーデバイス制御回路と、
    前記パワーデバイス制御回路と接続されゲート駆動信号を受けるパワーデバイスと、
    前記パワーデバイスの一部に形成されたＳｉＣを材料とするダイオードとを備えたことを特徴とするＩＰＭ。
12. 前記パワーデバイスを構成する素子はＳｉＣを材料とすることを特徴とする請求項１１に記載のＩＰＭ。
13. 前記パワーデバイスはＲＣ−ＩＧＢＴであることを特徴とする請求項１１に記載のＩＰＭ。

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