KR20220100488A - 스위칭 파워컨버터 내 파워스위치 트랜지스터를 위한 적응형 게이트 드라이브 - Google Patents
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Abstract
파워스위치 트랜지스터 온-타임 주기 동안 파워스위치 트랜지스터의 게이트전압을 충전하는 게이트 드라이브 제어회로를 제공한다. 온-타임 주기의 제1 부분 동안, 게이트 드라이브 제어회로는 상대적으로 낮은 저항값을 통하여 게이트전압을 충전한다. 온-타임 주기의 제2 부분 동안, 게이트 드라이브 제어회로는 상대적으로 높은 저항값을 통하여 게이트전압을 충전한다. 마지막으로, 온-타임 주기의 제3 부분 동안, 게이트 드라이브 제어회로는 또 다른 상대적으로 낮은 저항값을 통하여 게이트전압을 충전한다.
Description
본 발명은 스위칭 파워컨버터, 특히 파워스위치 트랜지스터를 위한 적응형 게이트 드라이브를 포함하는 스위칭 파워컨버터에 관한 것이다.
플라이백 컨버터(flyback converter)가 작동하는 동안, 1차측 컨트롤러(primary-side controller)는 변압기(transformer)의 1차 권선(primary winding)에 연결된 MOSFET(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor)의 스위칭을 제어한다. 파워스위치 트랜지스터(power switch transistor)는 일반적으로 1차 권선에 연결된 드레인(drain) 및 접지(ground)에 연결된 소스(source)를 포함하는 NMOS 트랜지스터이다. 파워스위치(power switch)가 켜지기 전에, 드레인은 1차 권선에 대한 입력전압(input voltage)까지(또는 그 이상) 충전된다. 입력전압은 AC 주전원(AC main)으로부터 정류되므로 AC 주전원 사이클링(AC mains cycling)에 따라 100 V 이상의 값을 가질 수 있다. 파워스위치 트랜지스터가 완전히 켜진 상태에서 드레인은 접지된다. 그러므로, 파워스위치 트랜지스터가 동작 중일 때 파워스위치 트랜지스터의 드레인은 상대적으로 높은 전압변화율(dV/dt)을 보이게 된다. 파워스위치 트랜지스터의 드레인 전압에 대한 급격한 변화는 바람직하지 않은 수준의 전자파 장해(EMI, electromagnetic interference)을 야기할 수 있다.
파워스위치 사이클링(power switch cycling)으로 인한 EMI를 감소시키기 위하여, 일반적으로 고전압 밀러 커패시터(Miller capacitor), 바이폴라 접합 트랜지스터(bipolar junction transistor), 다이오드 및 외부 저항(external resistors)을 포함하는 비교적 복잡한 구동회로(driving circuit)를 이용하여 파워스위치 트랜지스터를 구동한다. 이와 같은 구동회로 소자는 비용을 증가시키고 회로기판 공간을 차지하게 된다. 이러한 비용 및 복잡성 문제를 피하기 위하여, 서로 다른 드라이브 저항값(drive resistance)을 갖는 두 개의 섹션으로 분할된 턴-온 주기(turn-on period) 또는 과정(procedure)을 포함하는 단순화된 게이트 드라이버(gate driver)를 이용하여 파워스위치 트랜지스터를 구동하는 방법이 알려져 있다. 턴-온 주기의 첫 번째 섹션 동안, 게이트 드라이버는 상대적으로 높은 드라이브 저항값을 통하여 파워스위치 트랜지스터의 게이트를 구동함으로써 파워스위치 트랜지스터의 드레인-소스 간 전압(drain-to-source voltage)의 dV/dt 변화율을 감소시킨다. 일단 드레인 전압(drain voltage)이 충분히 떨어지고 나면, 게이트 드라이버는 상대적으로 낮은 드라이브 저항값을 통하여 파워스위치 트랜지스터의 게이트를 구동함으로써 게이트전압(gate voltage)을 빠르게 증가시키고 파워스위치 트랜지스터를 완전히 켠다.
파워스위치 트랜지스터 게이트(power switch transistor gate)의 고 저항값 드라이브(high-resistance drive)와 저 저항값 드라이브(low-resistance drive) 간의 타이밍은 비교기(comparator)의 출력신호에 따라 발생한다. 비교기는 파워스위치 트랜지스터의 드레인-소스 간 전압 또는 게이트-소스 간 전압(gate-to-source voltage)을 문턱 전압(threshold voltage)과 비교할 수 있다. 예시적인 게이트 드라이버(100)가 도 1에 도시되어 있다. 게이트 드라이버(100)는 변압기의 1차 권선(L1)에 연결된 파워스위치 트랜지스터(M1)의 게이트를 충전 및 방전함으로써 파워스위치 트랜지스터(M1)의 사이클링을 제어한다. 게이트 드라이버 제어회로(gate driver control circuit, 105)는 파워 스위치 트랜지스터(M1)의 게이트전압을 임계 전압과 비교하는 비교기(110)에 응답하여 파워스위치 트랜지스터(M1)의 게이트전압을 구동하기 위하여 사용되는 드라이브 저항값을 조정한다. 게이트 드라이버 제어회로(105)는 상대적으로 높은 드라이브 임피던스(drive impedance)를 통하여 파워스위치 트랜지스터(M1)의 게이트를 충전함으로써 파워스위치 트랜지스터(M1)에 대한 온-타임 주기(on-time period)를 시작한다. 파워스위치 트랜지스터의 게이트전압은 결국 비교기(110)로부터 출력신호가 발생하도록 비교기(110)에 대한 임계전압 이상으로 상승한다. 본 개시에서 사용되는 바와 같이, 논리 규약(logic convention)이 논리적 하이(logic high)인지 또는 논리적 로우(logic low)인지 여부와 관계없이 신호가 논리적으로 참일 때, 이진 신호(binary signal)가 “발생한” 것으로 간주된다. 비교기 출력신호의 발생에 응답하여, 게이트 드라이버 제어 회로(105)는 상대적으로 낮은 드라이브 임피던스를 통하여 파워스위치 트랜지스터의 게이트를 충전한다. 이러한 낮은 드라이브 임피던스는 파워스위치 트랜지스터에 대한 나머지 온-타임 주기 동안 이용된다. 비록 게이트 드라이버(100)가 밀러 커패시터 접근법(Miller capacitor approach)의 복잡성 및 비용 문제를 피할지라도, 이러한 게이트 드라이버의 이용은 파워스위치 트랜지스터 온-타임 주기의 턴-온 부분에 대한 바람직하지 않은 지연(delay) 또는 지속(duration)을 초래한다. 이러한 긴 턴-온 타임(turn-on time)은 유효 듀티사이클(effective duty cycle)을 감소시키며, 고 부하(heavy load)에서 효율성을 낮춘다. 또한, 고-임피던스 구동 부분(high-impedance drive portion)과 저-임피던스 구동 부분(low-impedance drive portion) 간 전환 시간(transition time)은 최적이 아니며, 이는 다시금 바람직하지 않게 턴-온 타임을 연장시킨다.
따라서, 파워스위치 트랜지스터에 대해 감소된 턴-온 타임을 가지면서도 여전히 충분히 낮은 레벨의 EMI를 제공하는 스위칭 파워컨버터 구동회로(switching power converter drive circuit)에 대한 기술이 필요하다.
본 개시의 제1 측면에 따르면, 다음의 구성요소를 포함하는 스위칭 파워컨버터 내 파워스위치 트랜지스터를 위한 드라이브 제어 회로를 제공한다: 가변 게이트 드라이브 저항값을 통하여 파워스위치 트랜지스터의 게이트전압을 구동하도록 구성된 게이트 드라이브 회로; 및 파워스위치 트랜지스터 온-타임 주기의 제1 부분 동안 제1 게이트 드라이브 저항값을 이용하고, 파워스위치 트랜지스터 온-타임 주기의 제2 부분 동안 제2 게이트 드라이브 저항값을 이용하며, 파워스위치 트랜지스터 온-타임 주기의 제3 부분 동안 제3 게이트 드라이브 저항값을 이용할 것을 게이트 드라이브 회로에 명령하도록 구성된 적응형 드라이브 제어 회로.
본 개시의 제2 측면에 따르면, 다음의 구성요소를 포함하는 스위칭 파워컨버터 내 파워스위치 트랜지스터를 위한 게이트 드라이브 저항값을 적응적으로 조정하는 방법을 제공한다: 파워스위치 트랜지스터의 게이트전압이 제1 문턱전압보다 작은 파워스위치 트랜지스터 온-타임 주기의 초기부분(initial portion) 동안, 제1 저항값을 통하여 파워스위치 트랜지스터의 게이트를 충전하는 과정; 파워스위치 트랜지스터의 게이트전압이 제1 문턱전압보다 큰 값을 갖는 경우에 응답하여 최대 지연주기(maximum delay period)의 타이밍을 시작하는 과정; 및 최대 지연주기가 종료되기 전인 파워스위치 트랜지스터 온-타임 주기의 제2 부분 동안, 제2 저항값을 통하여 파워스위치 트랜지스터의 게이트를 충전하는 과정.
본 개시의 제3 측면에 따르면, 다음의 구성요소를 포함하는 스위칭 파워컨버터를 제공한다: 인덕터; 인덕터와 커플된 파워스위치 트랜지스터; 및 온-타임 주기의 제1 부분 동안 제1 저항값을 통하여 파워스위치 트랜지스터의 게이트를 충전하고, 온-타임 주기의 제2 부분 동안 제2 저항값을 통하여 파워스위치 트랜지스터의 게이트를 충전하며, 온-타임 주기의 제3 부분 동안 제3 저항값을 통하여 파워스위치 트랜지스터의 게이트를 충전하도록 구성된 게이트 드라이브 제어 회로.
본 발명의 위와 같은 측면 및 다른 측면들은 후술되는 상세한 설명을 검토한다면 보다 명확히 이해될 것이다. 다른 측면, 특징, 및 실시예들은 후술되는 구체적이고 예시적인 실시예에 대한 설명을 첨부된 도면과 함께 검토한다면 해당 기술분야의 통상의 기술자에게 명백해질 것이다. 본 발명의 특징은 후술하는 특정 실시예 및 도면과 관련하여 논의될 수 있으나, 모든 실시예들은 본 명세서에서 논의되는 유리한 특징들 중에서 하나 이상을 포함할 수 있다. 바꾸어 말하면, 하나 이상의 실시예가 특정한 유리한 특징들을 포함하는 것으로 논의될 수 있으나, 이러한 유리한 특징들 중 하나 이상은 또한 본 명세서에서 논의되는 다양한 실시예에 따라서 활용될 수 있다. 유사한 방식으로, 예시적인 실시예가 후술되는 장치, 시스템 또는 방법 실시예로서 논의될 수 있으나, 이러한 예시적인 실시예는 다양한 장치, 시스템, 및 방법에서 구현될 수 있음을 이해해야 한다.
도 1은 스위칭 파워컨버터 내 파워스위치 트랜지스터를 위한 종래의 구동 회로를 도시한다.
도 2는 본 개시의 일 측면에 따른 개선된 구동회로를 포함하는 플라이백 컨버터를 도시한다.
도 3은 본 개시의 일 실시예에 따른 개선된 구동회로를 도시한다.
도 4는 본 개시의 일 실시예에 따른 도 3의 개선된 구동회로에 대한 추가적인 세부사항을 도시한다.
도 5는 도 4의 개선된 구동회로에 대한 일부 구동파형을 도시한다.
본 개시의 실시예들 및 그 이점들은 후술하는 상세한 설명을 참조함으로써 가장 잘 이해할 수 있다. 하나 이상의 도면에 예시된 유사한 요소들을 식별하기 위하여 유사한 참조 번호가 사용됨을 이해해야 한다.
도 2는 본 개시의 일 측면에 따른 개선된 구동회로를 포함하는 플라이백 컨버터를 도시한다.
도 3은 본 개시의 일 실시예에 따른 개선된 구동회로를 도시한다.
도 4는 본 개시의 일 실시예에 따른 도 3의 개선된 구동회로에 대한 추가적인 세부사항을 도시한다.
도 5는 도 4의 개선된 구동회로에 대한 일부 구동파형을 도시한다.
본 개시의 실시예들 및 그 이점들은 후술하는 상세한 설명을 참조함으로써 가장 잘 이해할 수 있다. 하나 이상의 도면에 예시된 유사한 요소들을 식별하기 위하여 유사한 참조 번호가 사용됨을 이해해야 한다.
스위칭 파워컨버터를 위한 개선된 구동회로를 제공한다. 후술하는 논의는 플라이백 컨버터(flyback converter)의 구현에 관한 것이지만, 본 명세서에 개시된 개선된 드라이브 제어회로는 벅 컨버터(buck converter) 또는 부스트 컨버터(boost converter)와 같이 임의의 적절한 파워스위치 트랜지스터의 구동을 위하여 유리하게 이용될 수 있음을 이해해야 한다. 개선된 드라이브 제어회로(205)를 포함하는 예시적인 플라이백 컨버터(200)가 도 2에 도시되어 있다. 플라이백 컨버터(200)는 1차 권선(W1) 및 2차 권선(W2)을 갖는 변압기(T)를 포함한다. 동작 중에, 드라이브 제어회로(205)는 1차 권선(W1)에 연결된 전력스위치 트랜지스터(M1)의 게이트를 충전함으로써 온-타임 주기 동안 파워 스위치 트랜지스터(M1)를 켠다. 또한, 1차 권선(W1)은 정류된 입력전압(V_IN)을 전달하는 입력전압 레일(input voltage rail)에 연결된다. 파워스위치 트랜지스터(M1)가 사이클되면, 1차 권선전류(primary winding current)가 1차 권선(W1) 및 파워스위치 트랜지스터(M1)을 통과하여 접지까지 흐르기 시작한다. 목표로 하는 피크 권선전류(peak winding current)에 도달하고 나면, 1차측 컨트롤러(미도시)가 구동 제어회로(205)를 제어함으로써 파워스위치 트랜지스터(M1)의 사이클을 종료시킬 수 있다. 본 명세서에서 사용되는 바와 같이, “연결된(connected)”은 전도성 리드(conducting lead)를 이용하는 것과 같이 직접적인 전기적 연결(electrical connection)을 지칭하는 반면 “커플된(coupled)”은 저항 또는 다이오드와 같은 개재 요소(intervening element)를 통하여 이루어질 수 있는 전기적 연결을 지칭한다.
2차측 컨트롤러(U2)는 리턴 출력 단자(return output terminal)와 2차 권선(W2)을 커플하는 동기식 정류기(SR, synchronous rectifier) 스위치 트랜지스터를 제어한다. 이러한 SR 제어는 SR 스위치 트랜지스터의 드레인-소스 간 전압(VDS, drain-to-source voltage) 모니터링에 대한 응답이다. 드레인-소스 간 전압 VDS를 기반으로, SR 컨트롤러가 SR 스위치 트랜지스터가 파워스위치 트랜지스터(M1)의 사이클이 종료되었는지 여부를 감지하며, 이로써 SR 스위치 트랜지스터가 켜져 2차 권선전류(secondary winding current)가 흐르도록 하고, 출력 커패시터(C1)에 인가되는 출력전압(Vout)을 충전할 수 있다.
게이트 드라이브 제어회로(205)가 도 3에 더욱 상세하게 도시되어 있다. 명확한 이해를 위하여, 해당 플라이백 컨버터는 1차 권선(L1), 파워스위치 트랜지스터(M1), 및 입력전압을 지원하는 입력 커패시터(C1)만을 이용하여 표시된다. 변조 제어회로(modulation control circuit, 300)는 펄스 폭 변조(PWM: pulse width modulation) 제어신호와 같은 게이트 드라이브 제어회로(205)를 제어함으로써 전력 스위치 트랜지스터(M1)에 대하여 목표로 하는 온-타임 주기를 생성한다. 변조 제어회로(300)는 1차측 컨트롤러의 일부 또는 2차측 컨트롤러의 일부일 수 있다. 변조 제어회로(300)가 변압기의 2차측 상에 위치하는 경우, PWM 제어신호는 광-절연기(opto-isolator)와 같은 접지-절연 채널(ground-isolating channel)을 가로질러 전송될 것이다. 변조 제어회로(300)의 위치에 관계없이, 변조 제어회로(300)는 출력전압(Vout) 또는 입력전압(Vin)과 같은 다양한 동작신호(operating signal)에 대한 피드백에 응답하여 PWM 제어신호를 생성한다.
게이트 드라이브 제어회로(205)는 적응형 드라이브 제어회로(305), 게이트 드라이브 회로(315), 및 게이트전압 모니터(310)를 포함한다. 게이트전압 모니터(310)는 파워스위치 트랜지스터의 게이트전압(Vgate)을 각각의 문턱전압(threshold voltage)과 비교하는 적어도 두 개의 비교기를 포함한다. 특히, 하나의 비교기는 게이트전압이 제1 문턱전압(Vth1)과 동일한 정도까지 상승했을 때, 비교기 출력신호(comparator output signal, Vcomp1)를 발생시키기 위하여 상대적으로 낮은 Vth1을 이용한다. 유사한 방식으로, 두번째 비교기는 게이트전압이 제2 문턱전압(Vth2)과 동일한 정도까지 상승했을 때, 비교기 출력신호(Vcomp2)를 발생시키기 위하여 상대적으로 큰 Vth2를 이용한다. 따라서 파워스위치 트랜지스터 턴-온 타임딜레이(turn-on time delay) 동안 적어도 3가지 주기(three period) 및 본 명세서에서 추가로 설명될 나머지 온-타임 주기(remaining on-time period)가 존재한다. 제1 주기(T1)는 턴-온 타임딜레이의 시작으로부터 게이트전압이 Vth1와 동일한 정도로 상승할 때까지 연장된다. 제2 주기(T2)는 주기 T1의 끝으로부터 게이트전압이 Vth2(Vth2는 Vth1보다 큼)와 동일한 정도로 상승할 때까지 연장된다. 제3 주기(T3)는 게이트전압이 Vth2 이상으로 증가하는 시점으로부터 온-타임 주기의 끝까지 연장된다. 다른 실시예에서, T2와 T3 간의 전환은 타이머의 만료에 대한 응답일 수 있다. 타이머는 주기 T2의 개시에서 타이밍을 시작할 수 있다. 또 다른 실시예에서, T2와 T3 간의 전환은 다음 중 먼저 발생하는 모든 이벤트에 대한 응답일 수 있다: Vth2 이상으로 상승하는 게이트전압 또는 타이머의 만료.
게이트 드라이브 회로(315)는 주기 T1, T2, 및 T3 중 어느 주기가 활성화 되었는지에 따라 변하는 드라이브 임피던스를 통하여 게이트전압을 구동한다. 주기 T1 동안, 게이트 드라이브 회로(315)는 상대적으로 낮은 드라이브 임피던스를 통하여 게이트를 충전한다. 하지만 주기 T2 동안, 게이트 드라이브 회로(315)는 상대적으로 높은 드라이브 임피던스를 통하여 게이트를 충전한다. 마지막으로, 주기 T3 동안, 게이트 드라이브 회로(315)는 또 다른 상대적으로 낮은 드라이브 임피던스를 통하여 게이트를 충전한다. 일부 실시예에서, 주기 T1 동안의 드라이브 임피던스는 주기 T3 동안의 드라이브 임피던스보다 클 수 있다. 하지만, 주기 T1 및 T2 동안 이용되는 드라이브 임피던스는 다른 실시예들에서와 동일할 수 있다. 주기 T3 동안의 드라이브 임피던스가 주기 T1 동안 이용되는 드라이브 임피던스보다 작거나 같은지 여부에 관계없이, 주기 T2 동안의 드라이브 임피던스는 주기 T1 및 T3 중 어느 하나에서 이용되는 드라이브 임피던스보다 클 수 있다. 하지만 상대적으로 많은 양의 전력이 부하에 전달되어야 하는 임계전도 모드(critical conduction mode)로 동작하는 동안 드라이브 임피던스를 증가시키는 것은 바람직하지 않음에 유의해야 한다. 그러므로, 주기 T2에서의 드라이브 임피던스는 이와 같은 모드로 동작할 때 주기 T1 동안 이용되는 드라이브 임피던스보다 동일하거나 심지어 낮을 수 있다.
주기 T1 및 T2의 지속시간(duration)에 기반하여, 적응형 드라이브 제어회로(adaptive drive control circuit, 305)는 주기 T1 및 T2에 걸쳐 연장되는 턴-온 주기가 너무 길지도 너무 짧지도 않게 되도록, 적어도 문턱전압(Vth1)을 적응적으로 변경한다. 턴-온 주기가 지나치게 긴 경우, 유효 듀티사이클(effective duty cycle)이 저하되어 고부하(heavy load)에 대한 전원공급이 불충분한 문제가 발생할 수 있다. 반대로, 턴-온 주기가 지나치게 짧은 경우, 파워스위치 트랜지스터의 드레인에서의 dV/dt 전압변화율이 지나치게 커져 과도한 EMI가 발생할 수 있다. 일부 실시예에서, 적응형 드라이브 제어회로(305)는 T1/T2 및 T2/T3의 비율을 기반으로 문턱전압 Vth1 및 Vth2를 조정할 수 있다. 예컨대, 적응형 드라이브 제어회로(305)는 주기의 지속시간을 나타내는 각각의 주기 T1 및 T2에서 카운트를 제공하기 위하여 클럭신호(clock signal)에 의하여 클럭되는 카운터(counter)를 포함할 수 있다. 그러므로, 비율 T1/T2는 주기 T2에서 결정된 카운트에 대한 주기 T1에서 결정된 카운트의 비율일 수 있다. 이와 유사하게, 비율 T2/T3는 주기 T3에서 결정된 카운트에 대한 주기 T2에서 결정된 카운트의 비율일 수 있다. 또한, 문턱전압은 비율 T1/T3에 반응하여 조정될 수도 있다.
게이트 드라이브 제어회로(205)가 도 4에 더욱 상세히 도시되어 있다. 게이트 드라이브 회로(315)는 제1 PMOS 트랜지스터(P1) 내지 제n 트랜지스터(Pn)에 이르는 복수의 n 개의 PMOS 트랜지스터를 포함하며, 이 때 n은 양의 부호를 갖는 2 이상의 정수이다. 각각의 PMOS 트랜지스터는 전원 전압 레일(power supply voltage rail)에 연결된 소스 및 파워 스위치 트랜지스터(M1)의 게이트에 해당하는 저항값을 통하여 연결된 드레인을 포함한다. 예컨대, 트랜지스터 P1은 저항값 Z1을 통하여 파워스위치 트랜지스터 게이트에 커플된 P1의 드레인을 포함하고, 트랜지스터 P2는 저항값 Z2를 통하여 파워스위치 트랜지스터 게이트에 커플된 P2의 드레인을 포함하며, 이러한 방식으로 그 밖에 트랜지스터 Pn은 저항값 Zn을 통하여 파워스위치 트랜지스터 게이트에 커플된 Pn의 드레인을 포함한다. 일부 실시예에서, 저항은 각각의 트랜지스터의 온-저항값(on-resistance)에 의하여 구현된다는 점에서 개념적일 수 있다. 대안적으로, 저항은 트랜지스터의 외부에 존재할 수 있다.
드라이브 임피던스를 낮게 생성하기 위하여, 적응형 드라이브 제어회로(305)는 트랜지스터 P1 내지 PN 각각(또는 대부분)을 켤 수 있다. 트랜지스터 P1 내지 Pn 중에서 켜지는 트랜지스터의 수가 점점 적어지는 경우 드라이브 임피던스는 증가한다. 주기 T1, T2, 또는 T3가 활성화 되었는지 여부에 따라 드라이브 임피던스를 제어하기 위하여, 적응적 드라이브 제어회로(305)가 논리회로(logic circuit, 400)를 포함할 수 있다. 논리회로(400)는 상태머신(state machine), 마이크로컨트롤러, 또는 마이크로프로세서를 포함할 수 있다. 동작 중에, 논리회로(400)는 PWM 제어신호에 응답하여 목표로 하는 온-타임 주기 동안 파워스위치 트랜지스터(M1)를 켠다. 큰 펄스폭(pulse width)의 경우, 온-타임 주기는 상대적으로 긴 반면 보다 더 작은 펄스폭에 대한 온-타임 주기는 더 짧다. 온-타임 주기의 시작은 클럭(405)으로부터의 클럭신호(clock signal)에 의해 조정될 수 있다. 논리회로(400)는 대응하는 게이트 드라이브 신호(g1 내지 gn)를 이용하여 어떤 트랜지스터(P1 내지 Pn)가 켜지는지를 제어한다. 게이트 드라이브 신호가 전원 전압(power supply voltage)까지 충전되는 경우, 대응하는 트랜지스터는 꺼진다. 논리회로(400)가 드라이브 신호를 접지할 때, 대응하는 트랜지스터는 켜진다. 대안적인 실시예에서, 파워스위치 트랜지스터(M1)에 대한 온-타임 주기 동안 임피던스 드라이브 레벨(impedance drive level)을 제어하기 위하여 전류소스(current source)가 이용될 수 있다.
주기 T1의 끝을 검출하기 위하여, 게이트전압 모니터(310)는 파워스위치 트랜지스터 게이트 전압을 제1 문턱전압(Vth1)과 비교하는 제1 비교기(C1)를 포함한다. 게이트전압이 Vth1과 동일한 정도로 상승했을 때, 비교기 C1은 출력신호 Vcomp1을 발생시킨다. 또한, 논리회로(400)는 클럭소스(clock source, 405)로부터의 클럭신호에 의해 시간이 측정되어 최대 지속주기(maximum duration period)를 측정하는 것과 같은 타이머를 형성하도록 구성될 수 있다. 최대 지속주기의 만료는 주기 T2에 대한 종료를 유발하여 일단 최대 지속주기가 이러한 타이밍에 의해 종료되면, 논리회로(400)는 주기 T2로부터 주기 T3까지의 전환을 명령한다. 대안적으로(또는 타이머와 함께), 제2 비교기(C2)는 파워스위치 트랜지스터 게이트전압을 제2 문턱전압(Vth2)과 비교함으로써 주기 T2에 대한 끝을 결정한다. 일부 실시예에서, 주기 T2의 종료는 타이머에 의해 설정된 최대 지속주기의 만료 또는 Vth2를 초과하는 게이트전압에 의해 결정될 수 있으며, 어느 이벤트가 먼저 발생하는지에 따라 결정될 수 있다. 게이트전압이 Vth2와 동일한 정도로 상승했을 때, 비교기 C2는 출력신호 Vcomp2를 발생시킨다. 게이트전압 파형(gate voltage waveform)의 부가적인 특성화(additional characterization)를 추가하기 위하여, 게이트전압 모니터(310)는 부가적인 비교기를 포함할 수 있다. 예컨대, 게이트전압 모니터(310)는 제n 비교기 출력신호(Vcompn)를 생성하는 비교기 C1으로부터 제n 비교기(Cn)에 이르는 n 개의 비교기를 포함할 수 있다. 각각의 비교기는 게이트전압을 자체의 문턱전압과 비교하여 자체의 비교기 출력신호를 생성한다. 이러한 방식으로, 논리회로(400)는 파워스위치 트랜지스터(M1)에 대한 게이트전압 파형을 더욱 미세하게 샘플링한 다음 그에 따라 T1 및 T2 주기 또는 부분의 지속시간을 조정할 수 있다. 조정을 수행하기 위하여, 논리회로(400)는 클럭(405)으로부터와 같은 클럭신호에 응답하여 카운트하는 카운터를 포함할 수 있다. 그러므로, 각각의 주기에서의 카운트는 각각의 주기의 지속시간을 나타낸다. 전술한 바와 같이, 논리회로(400)는 비율 T1/T2, T2/T3, 및/또는 T1/T3를 산출할 수 있다. 주기 T1, T2 및 Te4d의 지속시간을 기반으로, 논리회로(400)는 조정 가능한 전압 레퍼런스(410)에 비교기에 대한 문턱전압을 조정하도록 명령한다. MOSFET 기술에서 알려진 바와 같이, 파워스위치 트랜지스터(M1)에 대한 게이트-소스 간 전압(gate-to-source voltage)이 트랜지스터 문턱전압에 도달한 이후에 밀러플래토 주기(Miller plateau period)가 발생한다. 드레인전압은 채널전도(channel conduction)로 인하여 떨어지기 시작하며, 이러한 현상은 파워스위치 트랜지스터(M1)의 게이트-드레인 간 기생 커패시턴스(gate-to-drain parasitic capacitance)로 인하여 게이트전압을 낮추는 경향이 있다. 게이트-드레인 간 기생 커패시턴스는 매우 비선형적이므로 드레인전압이 떨어지기 시작하면 상대적으로 작고, 드레인전압이 접지에 가까워지면 크기가 증가한다. 그 결과, 밀러플래토 주기 동안 게이트전압은 상대적으로 일정하며, 이러한 현상은 일단 게이트-드레인 간 커패시턴스가 방전되면 종료된다. 하지만, 게이트-드레인 간 기생 커패시턴스의 비선형성(non-linearity)으로 인하여, 드레인전압은 밀러플래토 주기가 끝나기 훨씬 전에 충분히 방전된다. 그러므로, 밀러플래토 주기가 끝나기 전에 주기 T2로부터 주기T3까지 전환하는 것이 바람직하다. 그러므로, 주기 T2의 종료를 유발하기 위하여 타이머를 이용하는 경우 스위칭속도를 증가시킬 수 있는 이점이 있다.
게이트전압을 문턱전압과 비교함으로써 상대적으로 높은 구동저항값의 초기주기(initial period)로부터 상대적으로 낮은 구동저항값의 최종주기(final period)까지의 전환을 유발하는 종래의 이용과 비교하여 본 명세서에 개시된 개선된 게이트 드라이브 제어의 이점에 주목해야 한다. 이러한 비교는 밀러플래토 주기 동안 게이트전압이 상대적으로 일정하기 때문에 반드시 밀러플래토 주기가 종료될 때까지 기다려야 하며, 그러므로 게이트전압은 밀러플래토 주기가 종료할 때까지 종래의 고정된 문턱전압 이상으로 상승하지 않는다. 하지만 앞서 언급한 바와 같이, 대부분의 드레인전압 강하는 게이트-드레인 간 기생 커패시턴스의 비선형성으로 인하여 밀러플래토 주기의 초기부분 동안 발생한다. 과도한 EMI가 발생하지 않도록 드레인전압의 급격한 변화가 발생하는 초기부분이 제어되어야 한다. 하지만 초기부분 동안 드레인전압이 이미 충분히 방전되었기 때문에 밀러플래토 주기의 마지막부분 동안 드레인전압은 상대적으로 천천히 변화한다. 그러므로 타이머의 이용은 스위칭속도를 증가시키면서도 여전히 EMI를 감소시키는 것과 관련하여 주기 T2로부터 주기 T3까지의 전환을 유발하는 데 매우 유용하다. 도 5에 예시적인 게이트 드라이브 제어회로에 대한 일부 동작파형이 도시되어 있다. 주기 T1의 시작 전에, 파워스위치 트랜지스터(M1)가 꺼지도록 파워스위치 트랜지스터(M1)의 게이트전압(Vgate)이 접지된다. 이때, 파워스위치 트랜지스터의 드레인전압(Vdrain)은 입력전압과 동일하다(파워스위치 트랜지스터 사이클링이 충분히 느려서 드레인전압의 공진 진동(resonant oscillation)이 주기 T1의 시작 이전에 진정되는 불연속 전도 모드로 동작함을 가정한다). 주기 T1을 개시하기 위하여, 펄스폭 변조 명령(PWM)이 발생된다. 그때, 구동저항값(Rg1)이 상대적으로 낮으므로 게이트전압(Vgate)은 주기 T1 동안 상대적으로 빠르게 상승하기 시작한다. 이후, 게이트전압은 제1 문턱전압(Vth1)까지 상승하여 제1 비교기(C1)의 출력신호(Vcomp1)가 발생한다. 제1 문턱전압(Vth1)의 교차는 주기 T2의 시작을 개시하며, 주기 T2 동안에는 구동저항값(Rg2)이 상대적으로 높을 수 있다. 앞서 논의된 바와 같이, 제1 문턱전압의 조정은 밀러플래토(Vplateau)가 주기 T2 동안 시작되도록 한다. 이후, 타이머가 만료되어 밀러플래토 주기가 끝나기 전에 주기 T2가 종료된다. 주기 T3에서, 밀러플래토 주기가 종료하고 나면 게이트 전압이 또 다시 빠르게 상승하기 시작하여 제2 문턱전압(Vth2)을 교차한다. 주기 T3 동안, 구동저항값(Rg3)은 상대적으로 낮다. 주기 T3는 파워스위치 트랜지스터 온-타임 주기가 끝날 때까지 지속된다. 도 4를 다시 참조하면, 게이트 드라이브 회로(315)가 파워스위치 트랜지스터 온-타임 주기를 종료하기 위하여 켜짐으로써 파워스위치 트랜지스터 게이트를 방전하는 풀-다운 트랜지스터(pull-down transistor, 미도시)를 포함할 수 있음을 이해할 것이다. 도 5에 도시된 바와 같이, 3 개의 구동저항값(Rg1, Rg2, 및 Rg3)는 모두 서로 다를 수 있다. 불연속 전도 모드 동안과 같이 일부 동작 모드 동안에는, Rg2가 Rg1 및 Rg3보다 높을 수 있다. 일부 실시예에서, Rg1은 Rg3보다 크지만 Rg2보다는 작을 수 있다. 결과적으로 파워스위치 트랜지스터(M1)의 게이트 드라이브에 대한 적응적 제어는 채널을 상대적으로 개방하기 위한 주기 T1의 이용으로 인하여 유효 듀티사이클이 증가하므로 매우 유용하다. 또한, 주기 T2는 전체 밀러플래토 주기에 걸쳐 연장될 필요가 없으며, 여전히 감소된 EMI가 달성된다. 더욱이, 문턱적응(threshold adaptation)은 다양한 프로세스 코너(process corners) 및 동작 조건(operating conditions)이 모두 최적화된 게이트 드라이브를 포함하도록 보장한다.
해당 기술분야의 통상의 기술자는 이제 본 개시의 범위를 벗어나지 않고 본 개시의 기기의 재료, 장치, 구성 및 방법에 대하여 많은 수정, 대체 및 변경이 이루어질 수 있음을 이해할 것이다. 이에 비추어, 본 개시의 범위는 본 명세서에 단지 그 일부 예시로 도시 및 설명된 특정 실시예의 범위로 제한되어서는 안 되며, 오히려 이후에 첨부되는 청구범위 및 그에 대한 기능적 등가물의 범위와 완전히 일치해야 한다.
Claims (20)
- 스위칭 파워컨버터 내 파워스위치 트랜지스터를 위한 게이트 드라이브 제어회로에 있어서,
조정 가능한 게이트 드라이브 저항값을 통하여 상기 파워스위치 트랜지스터의 게이트를 충전하도록 구성된 게이트 드라이브 회로; 및
파워스위치 트랜지스터 온-타임 주기의 제1 부분 동안 제1 게이트 드라이브 저항값을 이용하고, 파워스위치 트랜지스터 온-타임 주기의 제2 부분 동안 제2 게이트 드라이브 저항값을 이용하며, 파워스위치 트랜지스터 온-타임 주기의 제3 부분 동안 제3 게이트 드라이브 저항값을 이용할 것을 상기 게이트 드라이브 회로에 명령하도록 구성된 적응형 드라이브 제어회로
를 포함하는 것을 특징으로 하는 게이트 드라이브 제어회로. - 제1항에 있어서,
상기 파워스위치 트랜지스터의 게이트전압을 모니터링하도록 구성된 게이트전압 모니터를 더 포함하되,
상기 적응형 드라이브 제어회로는,
상기 파워스위치 트랜지스터 온-타임 주기의 제1 부분을 종료하고 상기 게이트전압 모니터에 의한 제1 문턱전압과 상기 파워스위치 트랜지스터의 게이트전압의 비교에 응답하여 상기 파워스위치 트랜지스터 온-타임 주기의 제2 부분으로 전환되도록 구성되는 것을 특징으로 하는 게이트 드라이브 제어회로. - 제2항에 있어서,
상기 게이트전압 모니터는,
상기 파워스위치 트랜지스터의 게이트전압을 상기 제1 문턱전압과 비교하도록 구성된 제1 비교기를 포함하되,
상기 적응형 드라이브 제어회로는,
상기 제1 비교기로부터의 출력신호의 발생에 응답하여 상기 제2 게이트 드라이브 저항값을 이용할 것을 상기 게이트 드라이브 회로에 명령하도록 구성되며, 상기 제2 게이트 드라이브 저항값은 상기 제1 게이트 드라이브 저항값보다 큰 것을 특징으로 하는 게이트 드라이브 제어회로. - 제3항에 있어서,
상기 게이트전압 모니터는,
상기 파워스위치 트랜지스터의 게이트전압을 제2 문턱전압과 비교하도록 구성된 제2 비교기를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 게이트 드라이브 제어회로. - 제2항에 있어서,
상기 적응형 드라이브 제어회로는,
상기 파워스위치 트랜지스터 온-타임 주기의 제2 부분의 개시에서 최대 지속주기의 타이밍을 시작하고, 상기 최대 지속주기의 종료에 응답하여 상기 파워스위치 트랜지스터 온-타임 주기의 제2 부분으로부터 상기 파워스위치 트랜지스터 온-타임 주기의 제3 부분까지의 전환을 유발하도록 구성되는 것을 특징으로 하는 게이트 드라이브 제어회로. - 제5항에 있어서,
상기 적응형 드라이브 제어회로는,
상기 파워스위치 트랜지스터 온-타임 주기의 제1 부분의 지속시간 및 상기 파워스위치 트랜지스터 온-타임 주기의 제2 부분의 지속시간에 응답하여 상기 제1 문턱전압을 적응적으로 조정하도록 구성되는 것을 특징으로 하는 게이트 드라이브 제어회로. - 제5항에 있어서,
상기 최대 지속주기는 상기 파워스위치 트랜지스터의 게이트전압에 대한 밀러플래토 주기의 지속시간보다 짧은 것을 특징으로 하는 게이트 드라이브 제어회로. - 제7항에 있어서,
상기 적응형 드라이브 제어회로는,
상기 제1 문턱전압이 상기 파워스위치 트랜지스터의 게이트전압의 밀러플래토 값보다 작아지고, 제2 문턱전압이 상기 밀러플래토 값보다 커지도록 상기 제1 문턱전압 및 상기 제2 문턱전압을 적응적으로 조정하도록 구성되는 것을 특징으로 하는 게이트 드라이브 제어회로. - 제1항에 있어서,
상기 파워스위치 트랜지스터의 게이트와 전원 노드가 커플된 복수의 트랜지스터를 포함하는 게이트 드라이브 회로를 더 포함하되,
상기 적응형 드라이브 제어회로는,
상기 파워스위치 트랜지스터 온-타임 주기의 제1 부분 동안 켜질 것을 상기 복수의 트랜지스터의 제1개수 트랜지스터에게 명령하고, 상기 파워스위치 트랜지스터 온-타임 주기의 제2 부분 동안 켜질 것을 상기 복수의 트랜지스터의 제2개수 트랜지스터에게 명령하도록 구성된 논리회로를 포함하는 것을 특징으로 하는 게이트 드라이브 제어회로. - 제9항에 있어서,
상기 제1개수는 상기 제2개수보다 큰 것을 특징으로 하는 게이트 드라이브 제어회로. - 제9항에 있어서,
상기 복수의 트랜지스터의 각각의 트랜지스터는 대응하는 저항을 통하여 상기 파워스위치 트랜지스터의 게이트에 커플되는 것을 특징으로 하는 게이트 드라이브 제어회로. - 스위칭 파워컨버터 내 파워스위치 트랜지스터를 위한 게이트 드라이브 저항값을 적응적으로 조정하는 방법에 있어서,
상기 파워스위치 트랜지스터의 게이트전압이 제1 문턱전압보다 작은 파워스위치 트랜지스터 온-타임 주기의 제1 부분 동안 제1 저항값을 통하여 상기 파워스위치 트랜지스터의 게이트를 충전하는 과정;
상기 파워스위치 트랜지스터의 게이트전압이 상기 제1 문턱전압보다 큰 것에 응답하여 최대 지연주기의 타이밍을 개시하는 과정; 및
상기 최대 지연주기가 종료되기 전에 상기 파워스위치 트랜지스터 온-타임 주기의 제2 부분 동안 제2 저항값을 통하여 상기 파워스위치 트랜지스터의 게이트를 충전하는 과정
을 포함하는 것을 특징으로 하는 게이트 드라이브 저항값을 적응적으로 조정하는 방법. - 제12항에 있어서,
상기 최대 지연주기의 종료에 응답하여, 상기 파워스위치 트랜지스터 온-타임 주기의 제3 부분 동안 제3 저항값을 통하여 상기 파워스위치 트랜지스터의 게이트를 충전하는 과정을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 게이트 드라이브 저항값을 적응적으로 조정하는 방법. - 제13항에 있어서,
상기 제3 저항값은 상기 제2 저항값보다 작은 것을 특징으로 하는 게이트 드라이브 저항값을 적응적으로 조정하는 방법. - 제12항에 있어서,
상기 파워스위치 트랜지스터의 게이트전압의 밀러플래토 값이 상기 제1 문턱전압보다 크도록 상기 제1 문턱전압을 적응적으로 조정하는 과정을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 게이트 드라이브 저항값을 적응적으로 조정하는 방법. - 제12항에 있어서,
상기 파워스위치 트랜지스터 온-타임 주기의 끝에서 상기 파워스위치 트랜지스터의 게이트전압을 방전하는 과정을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 게이트 드라이브 저항값을 적응적으로 조정하는 방법. - 인덕터;
상기 인덕터에 연결된 파워스위치 트랜지스터; 및
상기 파워스위치 트랜지스터에 대한 온-타임 주기의 제1 부분 동안 제1 저항값을 통하여 상기 파워스위치 트랜지스터의 게이트를 충전하고, 상기 온-타임 주기의 제2 부분 동안 제2 저항값을 통하여 상기 파워스위치 트랜지스터의 게이트를 충전하며, 상기 온-타임 주기의 제3 부분 동안 제3 저항값을 통하여 상기 파워스위치 트랜지스터의 게이트를 충전하도록 구성된 게이트 드라이브 제어회로를 포함하되,
상기 제2 저항값은 상기 제3 저항값보다 큰 것을 특징으로 하는 스위칭 파워컨버터. - 제17항에 있어서,
상기 게이트 드라이브 제어회로는,
상기 파워스위치 트랜지스터의 게이트전압을 제1 문턱전압과 비교하도록 구성된 제1 비교기; 및
상기 온-타임 주기의 제2 부분의 개시에 응답하여 최대 지연주기를 타이밍하기 위한 타이머
를 포함하는 것을 특징으로 하는 스위칭 파워컨버터. - 제18항에 있어서,
상기 게이트 드라이브 제어회로는,
상기 제1 비교기로부터의 출력신호가 상기 파워스위치 트랜지스터의 게이트전압이 상기 제1 문턱전압보다 작은 것을 표시하는 상기 온-타임 주기의 제1 부분 동안 상기 제1 저항값을 선택하고, 상기 온-타임 주기의 제2 부분 동안 및 상기 최대 지연주기의 종료 이전에 상기 제2 저항값을 선택하도록 구성된 논리회로를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 스위칭 파워컨버터. - 제19항에 있어서,
상기 논리회로는,
상기 최대 지연주기의 종료에 응답하여 상기 온-타임 주기의 제3 부분 동안 상기 제3 저항값을 선택하도록 구성되는 것을 특징으로 하는 스위칭 파워컨버터.
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