JP2013253911A - 測定装置および該測定装置を備えた充電装置 - Google Patents
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Abstract
【解決手段】アンプ部2と真値算出部3を備えた測定装置1であって、アンプ部2は、アナログ入力信号Siを増幅してアナログ増幅信号Shを生成するアナログ入力信号増幅回路4と、三角波信号Scを生成する三角波信号生成回路5と、アナログ増幅信号Shおよび三角波信号Scに基づいてPWM信号Skを生成するPWM信号生成回路6と、PWM信号Skをアナログ出力信号Soに変換するフィルタ回路7とを有し、真値算出部3は、初期関係データが予め格納されている記憶回路8と、現関係データを生成する関係データ生成回路9と、現関係データに基づいて真値を算出する演算回路10とを有することを特徴とする。
【選択図】図1
Description
このため、電力系内の電流または電圧の真値を測定して制御系に伝達する場合、絶縁アンプを備えた測定装置が使用される。
コンパレータ33aでは、アナログ増幅信号および三角波信号の加算信号が、0Vと比較されるため、アナログ増幅信号および三角波信号との大小関係に基づいてPWM信号が生成される。生成されたPWM信号は、フォトカプラ33bを介してフィルタ回路34に出力される。
より具体的には、ヒステリシスコンパレータ32aから出力される信号aは、フィードバックされた信号aおよび信号bの加算値が0Vより大きくなるとプラス側に反転し、上記加算値が0Vより小さくなるとマイナス側に反転する。
積分器32bから出力される信号bは、ヒステリシスコンパレータ32aから出力される信号aがプラスの場合に減少し、ヒステリシスコンパレータ32aから出力される信号aがマイナスの場合に増加する。
また、ヒステリシスコンパレータ32aや積分器32bの電源電圧が変動した場合も、信号bのピーク値は変動してしまう。
すなわち、従来の測定装置では、絶縁アンプ30から出力されたアナログ出力信号Soに誤差が生じた場合、決定された電流の真値と実際に流れている電流の真値とが一致しないという問題があった。
アンプ部は、
アナログ入力信号に基づいてアナログ増幅信号を生成するアナログ入力信号増幅回路と、
所定周波数の三角波信号を生成する三角波信号生成回路と、
アナログ増幅信号および三角波信号に基づいてPWM信号を生成するPWM信号生成回路と、
PWM信号をアナログ出力信号に変換するフィルタ回路と、
を有し、
真値算出部は、
電圧または電流の真値とアナログ出力信号の初期の信号値との関係を示す初期関係データが予め格納されている記憶回路と、
初期関係データと現在出力されているアナログ出力信号の信号値とに基づいて、電圧または電流の真値とアナログ出力信号の現在の信号値との関係を示す現関係データを生成する関係データ生成回路と、
現関係データと現在出力されているアナログ出力信号の信号値に基づいて、電圧または電流の現在の真値を算出する演算回路と、
を有することを特徴とする。
したがって、この構成によれば、測定対象である電流または電圧の真値を正確に測定することができる。
現関係データに、電圧または電流の真値とアナログ出力信号の現在の信号値との関係を示す一次関数の傾きα’および切片β’が含まれることが好ましい。
この構成によれば、上記関係を利用することで、予め格納されている初期関係データに基づいて、現関係データを容易に生成することができる。
関係データ生成回路は、電圧または電流の真値が既知のとき、アナログ出力信号の信号値から切片β’を算出し、算出した切片β’と傾きαおよび切片βとから傾きα’を算出することにより、現関係データを生成するよう構成できる。
上記(2)または(3)の測定装置をさらに備え、
測定装置は、アンプ部に、DC/DCコンバータ回路で生成された直流出力電流または直流出力電圧の真値に応じたアナログ入力信号が入力され、かつ真値算出部から、演算回路で算出された直流出力電流または直流出力電圧の真値を出力し、
制御回路は、真値算出部から出力された直流出力電流または直流出力電圧の真値と、直流出力電流または直流出力電圧の目標値とに基づくフィードバック制御によりデューティ比を制御することを特徴とする。
したがって、この構成によれば、バッテリーに安定した直流出力電圧を供給することができる。
シャント抵抗が、電圧降下に応じた信号をアナログ入力信号として出力し、
真値算出部が、シャント抵抗に流れる直流出力電流の真値を算出するよう構成できる。
図1に、本発明の一実施形態に係る測定装置を示す。
同図に示すように、本実施形態に係る測定装置1は、シャント抵抗RSを流れる直流電流の真値に応じたアナログ入力信号Siが入力され、かつ入力されたアナログ入力信号Siに基づいてアナログ出力信号Soを出力するアンプ部2と、該アンプ部2から出力されたアナログ出力信号Soの信号値に基づいて上記直流電流の真値を算出する真値算出部3とを備えている。
同図に示すように、アナログ入力信号増幅回路4は、オペアンプOP1と抵抗R1〜R4とからなる差動増幅回路により構成されている。抵抗R1は、オペアンプOP1のマイナス端子(反転入力端子)とシャント抵抗RSの一端との間に接続されている。抵抗R2は、オペアンプOP1の出力端子とオペアンプOP1のマイナス端子との間に接続されている。抵抗R3は、オペアンプOP1のプラス端子(非反転入力端子)とシャント抵抗RSの他端との間に接続されている。抵抗R4は、オペアンプOP1のプラス端子と該プラス端子にオフセット電圧を印加するための外部電源との間に接続されている。
また、抵抗R1〜R4は、増幅率が20倍程度になるように抵抗値が設定されている。
なお、アナログ入力信号増幅回路4では、オペアンプOP1のプラス端子とマイナス端子との電圧差をオフセット電圧に応じて増加させているので、PWM信号生成回路6において、アナログ増幅信号Shの信号値が三角波信号Scの0V近傍の信号値と比較されるのを防ぐことができ、PWM信号Skのデューティ比の直線性を確保することができる。
オペアンプOP3のマイナス端子に入力される電圧値(c点電圧)が、オペアンプOP3のプラス端子に入力される電圧値(d点電圧)以上の場合、オペアンプOP3の出力(e点電圧)はLowになる。一方、オペアンプOP3のマイナス端子に入力される電圧値が、オペアンプOP3のプラス端子に入力される電圧値よりも低い場合、オペアンプOP3の出力はHighになる。
なお、オペアンプOP3のプラス端子には、抵抗R10を介してオペアンプOP3の出力がフィードバックされるため、オペアンプOP3のプラス端子に入力される電圧は、オペアンプOP3の出力(HighまたはLow)に応じて、異なる値(閾値電圧VHまたは閾値電圧VL)になる(図3参照)。
このため、オペアンプOP3の出力がLowの場合に、NPN型トランジスタTR2のベース電圧がHighになる。これにより、NPN型トランジスタTR2が導通状態になり、NPN型トランジスタTR2のコレクタ・エミッタ間を介してコンデンサC1が放電されて、コンデンサC1の電圧VCがゼロになる。
このように、三角波信号生成回路5では、コンデンサC1が充放電を繰り返すことで、コンデンサC1の電圧Vcが三角波形となり、該電圧Vcが三角波信号ScとしてPWM信号生成回路6に出力される。
コンデンサC1が充電を開始してから所定時間t1経過し、コンデンサC1の電圧VCがオペアンプOP3のプラス端子に入力されている電圧値(閾値電圧VH)まで上昇すると、オペアンプOP3の出力はHighからLowに切り替わろうとするが、オペアンプOP3のスルーレート値によって決定される遅延時間が生じるため、すぐには切り替わらない。
また、インバータIC1においても遅延時間が生じるので、結局、コンデンサC1の電圧VCが閾値電圧VHまで上昇してから所定時間t2経過時に、NPN型トランジスタTR2のベース電圧がHighになる。
したがって、三角波信号Scの信号値は、コンデンサC1が充電を開始してから所定時間t1+t2経過時にピーク値VPに達する。換言すれば、所定時間t1およびt2が変動すると、ピーク値VPも変動してしまう。
このため、所定時間t1の変動要因である電源電圧Vcc1の変動(閾値電圧VHの変動)や、所定時間t2の変動要因であるオペアンプOP3、インバータIC1およびNPN型トランジスタTR2の遅延時間の変動が、ピーク値VPの変動要因になる。
なお、ピーク値VPの変動は、PWM信号Skのデューティ比や、アナログ出力信号Soの変動要因になる。
例えば、アナログ増幅信号Shの信号値が増加すると、PWM信号Sjのデューティ比Dも増加する(図4(B)参照)。
なお、フォトカプラPC1では、立ち上がり時間と立ち下がり時間に時間差があるため、PWM信号Skのパルス幅がわずかに変化してしまうが、この時間差はPWM信号Skの周期に対して十分に小さいので、PWM信号Skのデューティ比Dに与える影響は無視することができる。
アナログ出力信号Soの信号値は、次式で表される。
かかるアナログ出力信号Soは、真値算出部3に出力される。
上記真値と初期の信号値との関係は、図5に示すように、傾きα、切片βの一次関数(初期の信号値=α×真値+β)で表わすことができる。
本実施形態では、初期関係データとして、上記一次関数の傾きαおよび切片βが記憶回路8に格納されている。
具体的には、シャント抵抗RSを流れる直流電流を変化させて、変化の前後(図5のA点およびB点)におけるアナログ出力信号Soの信号値と直流電流の真値とを測定し、測定した信号値および真値から傾きαおよび切片βを算出する。
信号値の測定は、演算回路10により行われ、真値の測定は、シャント抵抗RSを流れる直流電流を直接測定できる校正されたパワーメータ(電流計)により行われる。
なお、図5において、真値がゼロのときに信号値がβとなっているのは、アナログ入力信号増幅回路4を構成するオペアンプOP1のプラス端子にオフセット電圧が印加されているためである。
関係データ生成回路9では、上記信号値の誤差を補正すべく、図5に示すように、真値と現在の信号値との関係を示す一次関数(現在の信号値=α’×真値+β’)の傾きα’および切片β’が、現関係データとして新たに生成(算出)される。
ここで、初期の関係式(初期の信号値=α×真値+β)および現在の関係式(現在の信号値=α’×真値+β’)から、傾きαおよび切片βと、傾きα’および切片β’との関係は、次式で表される。
算出された傾きα’および切片β’は、現関係データとして記憶回路8に格納される。
したがって、本実施形態に係る測定装置1によれば、シャント抵抗RSを流れる直流電流の真値を正確に測定することができる。
図6に、上記測定装置1を備えた本発明の一実施形態に係る充電装置を示す。
同図に示すように、本実施形態に係る充電装置100は、電気自動車に搭載される車載型の充電装置であり、商用交流電源(AC100V、50Hz/60Hz)等の交流電源101から供給された交流電圧を整流および平滑して直流入力電圧を生成する整流平滑回路11と、直流入力電圧をスイッチ手段17a〜17dでスイッチングして車載バッテリー(以下、バッテリー)102に供給すべき直流出力電圧に変換するDC/DCコンバータ回路12と、直流出力電圧とバッテリー102に供給される直流出力電流との積(直流出力電力)が所定の目標電力値となるようにスイッチ手段17a〜17dのデューティ比を制御する制御回路13と、直流出力電力の目標電力値を設定する目標電力値設定回路14と、直流出力電流の真値を測定する測定装置1とを備えている。
そして、充電開始後は、充電開始前に生成された現関係データに基づいて真値が算出される。算出された真値は、デューティ比算出手段13aに出力される。
このため、上記実施形態におけるアンプ部2の回路構成は、上記(5)式が成立する範囲で、任意に変更できる。
2 アンプ部
3 真値算出部
4 アナログ入力信号増幅回路
5 三角波信号生成回路
5a 定電流回路
5b ヒステリシスコンパレータ
5c 放電回路
6 PWM信号生成回路
7 フィルタ回路
8 記憶回路
9 関係データ生成回路
10 演算回路
11 整流平滑回路
12 DC/DCコンバータ回路
13 制御回路
13a デューティ比算出手段
13b PWM信号生成手段
14 目標電力値設定回路
15 ダイオードブリッジ
16 電解コンデンサ
17 インバータ部
17a〜17d スイッチ手段
18 トランス
19 出力部
20 ダイオードブリッジ
21 コイル
22 平滑コンデンサ
100 充電装置
101 交流電源
102 バッテリー
Claims (7)
- 測定対象である電圧または電流の真値に応じたアナログ入力信号が入力され、かつ入力された前記アナログ入力信号に基づいてアナログ出力信号を出力するアンプ部と、該アンプ部から出力された前記アナログ出力信号の信号値に基づいて前記電圧または電流の真値を算出する真値算出部とを備えた測定装置であって、
前記アンプ部は、
前記アナログ入力信号に基づいてアナログ増幅信号を生成するアナログ入力信号増幅回路と、
所定周波数の三角波信号を生成する三角波信号生成回路と、
前記アナログ増幅信号および前記三角波信号に基づいてPWM信号を生成するPWM信号生成回路と、
前記PWM信号を前記アナログ出力信号に変換するフィルタ回路と、
を有し、
前記真値算出部は、
前記電圧または電流の真値と前記アナログ出力信号の初期の信号値との関係を示す初期関係データが予め格納されている記憶回路と、
前記初期関係データと現在出力されている前記アナログ出力信号の信号値とに基づいて、前記電圧または電流の真値と前記アナログ出力信号の現在の信号値との関係を示す現関係データを生成する関係データ生成回路と、
前記現関係データと現在出力されている前記アナログ出力信号の信号値に基づいて、前記電圧または電流の現在の真値を算出する演算回路と、
を有することを特徴とする測定装置。 - 前記初期関係データに、前記電圧または電流の真値と前記アナログ出力信号の初期の信号値との関係を示す一次関数の傾きαおよび切片βが含まれ、
前記現関係データに、前記電圧または電流の真値と前記アナログ出力信号の現在の信号値との関係を示す一次関数の傾きα’および切片β’が含まれることを特徴とする請求項1に記載の測定装置。 - 前記アナログ入力信号増幅回路は、一方の入力端子に所定のオフセット電圧を印加し、かつ他方の入力端子に前記アナログ増幅信号を帰還させた差動増幅回路からなり、
前記関係データ生成回路は、前記電圧または電流の真値が既知のとき、前記アナログ出力信号の信号値から前記切片β’を算出し、算出した前記切片β’と前記傾きαおよび前記切片βとから前記傾きα’を算出することにより、前記現関係データを生成することを特徴とする請求項2に記載の測定装置。 - 外部から供給された交流電圧を整流および平滑して直流入力電圧を生成する整流平滑回路と、前記直流入力電圧をスイッチ手段でスイッチングして直流出力電圧に変換するDC/DCコンバータ回路と、前記スイッチ手段のデューティ比を制御する制御回路とを備え、前記直流出力電圧でバッテリーを充電する充電装置であって、
請求項2または3に記載の測定装置をさらに備え、
前記測定装置は、前記アンプ部に、前記DC/DCコンバータ回路で生成された直流出力電流または前記直流出力電圧の真値に応じたアナログ入力信号が入力され、かつ前記真値算出部から、前記演算回路で算出された前記直流出力電流または直流出力電圧の真値を出力し、
前記制御回路は、前記真値算出部から出力された前記直流出力電流または直流出力電圧の真値と、前記直流出力電流または直流出力電圧の目標値とに基づくフィードバック制御により前記デューティ比を制御することを特徴とする充電装置。 - 前記バッテリーは、車載バッテリーであり、
前記PWM信号生成回路は、前記アナログ増幅信号と前記三角波信号との大小関係に基づいてPWM信号を生成する比較手段と、該比較手段により生成された前記PWM信号を電気的に絶縁した状態で伝達する信号伝達手段とを含むことを特徴とする請求項4に記載の充電装置。 - 前記関係データ生成回路は、前記直流出力電流または直流出力電圧の真値がゼロになる充電開始前に前記切片β’を算出し、算出した前記切片β’と前記傾きαおよび前記切片βとから前記傾きα’を算出することを特徴とする請求項4または5に記載の充電装置。
- 前記直流出力電流の真値に応じた電圧降下を発生させるシャント抵抗をさらに備え、
前記シャント抵抗は、前記電圧降下に応じた信号を前記アナログ入力信号として出力し、
前記真値算出部は、前記シャント抵抗に流れる前記直流出力電流の真値を算出することを特徴とする請求項4〜6のいずれかに記載の充電装置。
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