JP2013233039A - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】 非平滑回路のメリットを活かしたまま、最小限の部品追加で昇圧動作可能な電力変換装置を提供する。
【解決手段】 交流電力入力部１ａと、昇圧回路Ａと、小容量の平滑コンデンサ９と、出力部Ｂとを有し、昇圧回路Ａは、入力電圧検出手段２、入力電流検出手段１３、交流電源１の電流波形の整形と出力電圧の昇圧に寄与するリアクトル３、互いに直列接続した整流素子４，５とスイッチング素子６，７から成る２組の上下アーム配線を並列接続した整流部３０、整流部３０の出力電圧を検出する出力電圧検出手段８、ならびに入力電圧検出手段２の検出値と出力電圧検出手段８の検出値とに基づいて、スイッチング素子６およびスイッチング素子７のスイッチング動作を制御するスイッチング制御部１２を備える。
【選択図】 図１

Description

本発明は、整流回路に接続されるコンデンサを小容量化した電力変換装置において、出力電圧波形の制御により出力電圧の昇圧と、入力電流の制御とを実現する電力変換装置に関する。

従来のコンバータ回路としては、特許文献１に開示されるようなアクティブフィルタ型の力率改善回路が提案されている。本回路は交流／直流変換において、入力電圧波形を基準として、入力電流波形が入力電圧波形に近づくよう、入力電流をスイッチング制御することにより、入力力率の改善を実現する。また、このスイッチング制御動作は、出力電圧の昇圧も兼ねる。上記の力率改善回路では、出力電圧の平滑化に大容量のコンデンサが使用されている。この大容量のコンデンサは大型な上に、高価でかつその寿命も短い。そのため、回路の小型化、低コスト化や長寿命化を図る上での課題となっている。

この課題を解決するために、特許文献２に開示される従来技術のモータ駆動用インバータの制御装置が提案されている。このモータ駆動用インバータの制御装置は、単相交流電源を入力とする全波整流回路と、これに接続される小容量平滑コンデンサと、制御用ＰＷＭインバータとモータとで構成された制御回路とによって、あらかじめモータのトルクを電源の２倍の周波数で制御することにより、ダイオード全波整流回路の入力力率と波形の改善を実現するように構成されている。

上記のモータ駆動用インバータの制御装置は、小容量のコンデンサを使用する回路（非平滑回路）のインバータの制御方法を提案するものであるが、小容量のコンデンサを使用するため、コンバータ部の出力電圧を完全な直流に平滑化せず、脈流として出力する。平滑化を行わないため、力率改善回路の無い構成でも入力力率は高い。

特開昭６１−２２４８５７号公報 特開２００２−５１５８９号公報

しかしながら、特許文献２のような非平滑回路では、入力交流電圧を倍の周波数の脈流として出力させることで、コンデンサの容量を従来の１／１００程度まで抑えて力率の改善を図れるが、昇圧回路を備えておらず、出力電圧を昇圧することはできない。また、特許文献１のような昇圧回路をそのまま組み込むと、平滑された直流電圧を出力する制御であり、制御が不安定になってしまう。また、部品点数が増え、回路の小型化や、低コスト化といった非平滑回路の利点を活かすことができなくなってしまう。このように、非平滑回路のメリットを活かしたまま、出力電圧の昇圧を実現する方法は、未だ確立されていない。

本発明の目的は、非平滑回路のメリットを活かしたまま、最小限の部品追加で昇圧動作可能な電力変換装置を提供することである。

本発明は、交流電力入力部と、
インバータおよびモータから成る出力部と、
前記交流電力入力部と前記出力部との間に接続されるスイッチング素子および前記スイッチング素子を制御するスイッチング制御回路を有する昇圧回路と、
前記出力部と前記昇圧回路との間に接続される平滑コンデンサと、を含み、
前記スイッチング制御回路は、ａを交流電源の周波数で決まる角速度、ｔを時間、Ａ，Ｂを任意の定数としたとき、入力電圧波形を基準とした｜Ａｓｉｎ（ａｔ）｜で表される波形と相似形である｜Ｂｓｉｎ（ａｔ）｜で表される波形に、出力電圧の波形を制御することを特徴とする電力変換装置である。

また本発明は、前記平滑コンデンサの容量Ｃ[μＦ]は、入力交流電源の周波数をｆとしたとき、Ｃ＝（３／５）×ｆ 以下であることを特徴とする。

また本発明は、前記交流電源は、周波数５０／６０Ｈｚの商用電源であり、前記小容量な平滑コンデンサは１μＦ〜３０μＦであり、前記平滑コンデンサの充放電時間が前記交流電源の周期よりも短いことを特徴とする。

また本発明は、前記昇圧回路はアクティブフィルタ型昇圧回路であることを特徴とする。
また本発明は、前記アクティブフィルタ型昇圧回路は、ブリッジレス方式、単相アクティブフィルタ方式、またはインターリーブ方式であることを特徴とする。

本発明によれば、小容量な平滑コンデンサを用いることで、回路の小型化、低コスト化、長寿命化を図ることができ、スイッチング素子を備えた昇圧回路によって、出力電圧の昇圧を実現することができる。上記昇圧回路は、出力電圧波形を入力電流波形と相似形に制御することで、非平滑昇圧回路を実現することができる。

また本発明によれば、交流電源の周期に比べ、平滑コンデンサの充放電時間が十分に短い場合は、入力電流に応じた出力電圧波形となるため、その出力電圧波形を制御することにより、入力電流センサを削減した上で、入力電流の制御と、昇圧動作を実現することができる。

また本発明によれば、前記昇圧回路として、アクティブフィルタ型昇圧回路を用いることができ、前記アクティブフィルタ型昇圧回路は、ブリッジレス型回路、単相アクティブフィルタ型回路、またはインターリーブ型回路であることが好ましい。

本発明の一実施形態の電力変換装置であるブリッジレス型非平滑昇圧回路１００の構成を示す回路図である。 図１に示すブリッジレス型非平滑昇圧回路１００のスイッチング制御部１２の構成を示す回路図である。 図１に示すブリッジレス型非平滑昇圧回路１００についてのシミュレーション結果における出力電圧波形と入力電流波形を示す波形図であり、本実施形態の制御方式を適用した場合の結果を示す。図３Ａ（１）は出力電圧波形を示し、図３Ａ（２）は入力電流波形を示す。 図１に示すブリッジレス型非平滑昇圧回路１００についてのシミュレーション結果における出力電圧波形と入力電流波形を示す波形図であり、出力電圧の目標値を一定とした制御方式の場合の結果を示す。図３Ｂ（１）は出力電圧波形を示し、図３Ｂ（２）は入力電流波形を示す。 本発明の他の実施形態の電力変換装置である電流センサレス方式によるブリッジレス型非平滑昇圧回路１０１の構成を示す回路図である。 図１および図４に示すブリッジレス型非平滑昇圧回路１００，１０１についてのシミュレーション結果における出力電圧波形と入力電流波形を示す波形図であり、図５Ａ（１）および図５Ａ（２）は図４の電流センサレス方式のブリッジレス型非平滑昇圧回路１０１での結果を示す。 図１および図４に示すブリッジレス型非平滑昇圧回路１００，１０１についてのシミュレーション結果における出力電圧波形と入力電流波形を示す波形図であり、図５Ｂ（１）および図５Ｂ（２）はブリッジレス型非平滑昇圧回路１００での結果を示す。 本発明の他の実施形態の電力変換装置である単相アクティブフィル型非平滑昇圧回路１０２の構成を示す回路図である。 本発明の他の実施形態の電力変換装置であるインターリーブ型非平滑昇圧回路１０３の構成を示す回路図である。

（実施例１）
以下、添付図面を参照しながら、本発明における電力変換装置の好ましい実施例を説明する。本発明は、平滑コンデンサを小容量化した電力変換装置において、入力電圧波形を基準波形として、基準波形と相似形に出力電圧波形を制御することで、入力電流の制御と昇圧動作とを実現する。

図１は、本発明の１実施形態の電力変換装置であるブリッジレス型非平滑昇圧回路１００の構成を示す回路図である。ブリッジレス型非平滑昇圧回路１００は、交流電源１から交流電力が入力される交流電力入力部１ａと、昇圧回路Ａと、小容量の平滑コンデンサ９と、出力部Ｂとを有する。

昇圧回路Ａは、入力電圧検出手段２、入力電流検出手段１３、交流電源１の電流波形の整形と出力電圧の昇圧に寄与するリアクトル３、互いに直列接続した整流素子４とスイッチング素子６および互いに直列接続した整流素子５とスイッチング素子７から成る２組の上下アームを並列接続した整流部３０、整流部３０の出力電圧を検出する出力電圧検出手段８、ならびに入力電圧検出手段２の検出値と出力電圧検出手段８の検出値とに基づいて、スイッチング素子６およびスイッチング素子７のスイッチング動作を制御するスイッチング制御部１２を有する。

出力部Ｂは、インバータ１０およびモータ１１を有する。前記インバータ１０は、前記モータ１１をたとえばＰＷＭ(Pulse Width Modulation)制御する制御用インバータによって実現される。また前記モータ１１は、内部磁石型同期モータであってもよく、リラクタンスモータであってもよい。

次に、ブリッジレス型非平滑昇圧回路１００の昇圧動作について説明する。図１のような、リアクトル３とスイッチング素子６，７とを備えた昇圧回路Ａにおいては、スイッチング素子６とスイッチング素子７とをオン状態にすることで、リアクトル３とスイッチング素子６とスイッチング素子７とを介して交流電源１を短絡する。この際にリアクトル３にはエネルギが蓄積され、オフ状態の際には、そのエネルギが小容量な平滑コンデンサ９に放出されるため、出力電圧は昇圧される。

しかし、小容量な平滑コンデンサ９を用いた場合、出力電圧の波形は平滑化されない。平滑化のために従来の昇圧回路で用いられているような、目標値を一定の値とする制御方式を用いる場合、制御が安定しない。そのため、入力電流波形に乱れが生じ、入力力率が低下する。以下に本実施形態における制御方式を説明する。

図２は、図１に示すブリッジレス型非平滑昇圧回路１００のスイッチング制御部１２の構成を示す回路図である。スイッチング制御部１２は、絶対値回路１４と、第１比較回路１５と、乗算回路１６と、第２比較回路１７と、パルス信号出力部１８とを有する。

絶対値回路１４は、入力電圧検出手段２からの入力電圧検出値Ａｓｉｎ（ａｔ）が負の値の場合、その値を正の値に変換し、｜Ａｓｉｎ（ａｔ）｜で表されるような脈流波形とする。第１比較回路１５は、出力電圧検出手段８からの出力電圧検出値を、前記脈流波形と相似な波形｜Ｂｓｉｎ（ａｔ）｜を目標値として、制御信号を出力する。乗算回路１６は、第１比較回路１５の制御信号と入力電圧検出値Ａｓｉｎ（ａｔ）とを合わせて、第２比較回路１７へ出力し、第２比較回路１７は、入力電流検出手段１３からの入力電流検出値を、乗算回路１６の出力を目標値として、制御する信号をパルス信号出力部１８へ出力し、パルス信号出力部１８は、入力された制御信号をスイッチング素子６，７への駆動信号として出力する。ここで、ａは交流電源の周波数で決まる角速度であり、Ａ，Ｂは任意の定数である。

小容量な平滑コンデンサ９を用いた場合、出力電圧の波形は平滑化されず、入力電圧に応じた脈流波形となる。本実施形態では、出力電圧が脈流となることを考慮した上での制御方式のため、制御は安定的となり、入力電流波形は正弦波状を保ち、入力力率も高い。

図３は、図１に示すブリッジレス型非平滑昇圧回路１００についてのシミュレーション結果における出力電圧波形と入力電流波形を示す波形図である。図３Ａは、本実施形態の制御方式を適用した場合の結果を示し、図３Ｂは出力電圧の目標値を一定とした制御方式の場合の結果を示す。図３Ａ（１）および図３Ｂ（１）は出力電圧波形を示し、図３Ａ（２）および図３Ｂ（２）は入力電流波形を示す。本実施形態のシミュレーションでは、５０Ｈｚで実効値２００Ｖの正弦波を交流電源とし、出力電圧は最大４００Ｖとなるように目標値を設定し、平滑コンデンサ９の容量は５μＦとした。

平滑コンデンサ９の容量が小さい場合は、交流電源１の周期に合わせて、出力電圧が脈動する。そのため、前記従来技術の制御方式のように、出力電圧の目標値を一定としても、図３Ｂ（２）のように、脈動成分が現れる。そのため、制御が不安定となり、入力電流も歪む。本実施形態の制御方式では、出力電圧波形を入力電圧波形と相似な波形に制御することで、安定的な制御となり、入力電流波形も正弦波状となる。入力力率で比較しても、従来技術の制御では９５．４４％であるのに対して、本実施形態では９９．４０％となり、非平滑回路でも安定的に昇圧できていることが判る。

本実施形態の制御方式では、交流電源１の周波数に合わせた脈動成分が、出力電圧に発生することを前提にしている。具体的には、出力電圧が、最大値：最小値＝１０：１程度の脈流であれば、安定的な制御を行うことができる。出力電圧を上記のような脈流とするために、平滑コンデンサ９の容量Ｃ[μＦ]は、交流電源１の周波数をｆとすると、Ｃ＝（３／５）×ｆ で表される程度以下に抑える必要がある。たとえば、交流電源１の周波数が５０Ｈｚの場合は、平滑コンデンサ９の容量を３０[μＦ]以下に抑える必要がある。

図４は、本発明の他の実施形態の電力変換装置である電流センサレス方式のブリッジレス型非平滑昇圧回路１０１の構成を示す回路図である。なお、前述の実施形態と対応する部分には、同一の参照符を付す。電流センサレス方式のブリッジレス型非平滑昇圧回路１０１は、ブリッジレス型非平滑昇圧回路１００の構成から、前記入力電流検出手段１３を無くした構成であり、また、交流電源１の周期に比べて、小容量な平滑コンデンサ９の充放電時間は十分短いように構成されている。

スイッチング素子６，７を利用した昇圧回路Ａでは、入力電流の制御により、昇圧動作を実現する。そのため、従来技術の昇圧回路では、入力電圧検出手段２と入力電流検出手段１３と出力電圧検出手段８とを備え、出力電圧を目標値に昇圧するための出力電圧の制御と、スイッチング動作で変動する入力電流の制御とを行っている。

これに対して本実施形態では、従来技術の昇圧回路の制御に必要であった入力電流検出手段を必要とせず、出力電圧検出値と入力電圧の検出値のみで、出力電圧の昇圧と入力電流の制御とを実現する。以下にその原理を説明する。

平滑コンデンサ９の容量が大きい場合、平滑コンデンサ９における電圧は、入力電流の変化ではなく充放電時間により変化するが、図４の回路において、交流電源１の周期に比べて、小容量な平滑コンデンサ９の充放電時間は十分短い場合、小容量な平滑コンデンサ９の電圧の変化は、入力電流の変化に対応するといえる。その場合、本実施形態における制御方式は、入力電圧検出値Ａｓｉｎ（ａｔ）を目標値として、出力電圧を｜Ｂｓｉｎ（ａｔ）｜と制御するため、入力電流も｜Ｃｓｉｎ（ａｔ）｜と制御したことと等価といえる。つまり、入力電流のセンサ無しで、スイッチング制御可能となる。

図５は、図１および図４に示すブリッジレス型非平滑昇圧回路１００，１０１についてのシミュレーション結果における出力電圧波形と入力電流波形を示す波形図である。図５Ａ（１）および図５Ａ（２）は図４の電流センサレス方式のブリッジレス型非平滑昇圧回路１０１での結果であり、図５Ｂ（１）および図５Ｂ（２）はブリッジレス型非平滑昇圧回路１００での結果である。入力力率は図５Ａおよび図５Ｂのどちらも９９．４０％と同じであり、入力電流センサ無しでも、入力電流の制御と、出力電圧の昇圧を実現している。

（実施例２）
図６は、本発明の他の実施形態である単相アクティブフィルタ型非平滑昇圧回路１０２の構成を示す回路図である。なお、前述の実施形態と対応する部分には、同一の参照符を付す。単相アクティブフィルタ型非平滑昇圧回路１０２は、ブリッジレス型非平滑昇圧回路１０１と類似の構成を有しており、交流電源１と、昇圧回路Ａと、小容量な平滑コンデンサ９と、出力部Ｂとを有する。昇圧回路Ａにおいては、リアクトル３の前段または後段にダイオードブリッジ１９が接続されているが、前述の入力電圧検出手段２と、リアクトル３と、整流素子４と、スイッチング素子６と、出力電圧検出手段８と、スイッチング制御部１２とは、ブリッジレス型非平滑昇圧回路１００と同様に動作する。つまり、ブリッジレス型非平滑昇圧回路１００と単相アクティブフィルタ型非平滑昇圧回路１０２とは、回路の基本構成が同じであり、昇圧回路としての基本動作も同じであるため、本回路においても、入力電流センサ無しでも、入力電流の制御と、出力電圧の昇圧を実現できる。

図７は、本発明のさらに他の実施形態の電力変換装置であるインターリーブ型非平滑昇圧回路１０３の構成を示す回路図である。なお、前述の実施形態と対応する部分には、同一の参照符を付す。本実施形態のインターリーブ型非平滑昇圧回路１０３も、上記の単相アクティブフィルタ型非平滑昇圧回路１０２と同じく、回路の基本構成と基本動作はブリッジレス型非平滑昇圧回路１００とほぼ同じであり、本実施形態においても、入力電流センサ無しでも、入力電流の制御と、出力電圧の昇圧を実現できる。

本実施形態の制御方式においても、出力電圧波形についての条件は同様となり、平滑コンデンサ９の容量Ｃ[μＦ]は、入力交流電源の周波数をｆとすると、Ｃ＝（３／５）×ｆ で表される程度以下に抑える必要がある。

以上のように、非平滑回路において、スイッチングによる昇圧動作を実現でき、また、前記従来技術のスイッチングによる昇圧回路に比べて、電流センサを削減することができるため、低コストで非平滑昇圧回路を実現することができる。

１ 交流電源
２ 入力電圧検出手段
３ リアクトル
４，５ 整流素子
６，７ スイッチング素子
８ 出力電圧検出手段
９ 小容量な平滑コンデンサ
１０ インバータ
１１ モータ
１２ スイッチング制御部
１３ 電流検出手段
１４ 絶対値回路
１５ 第１比較回路
１６ 乗算回路
１７ 第２比較回路
１８ パルス信号出力部
１９ ダイオードブリッジ
１００ ブリッジレス型非平滑昇圧回路
１０１ 電流センサレス方式のブリッジレス型非平滑昇圧回路
１０２ 単相アクティブフィルタ型非平滑昇圧回路
１０３ インターリーブ型非平滑昇圧回路

Claims (5)

1. 交流電力入力部と、
   インバータおよびモータから成る出力部と、
   前記交流電力入力部と前記出力部との間に接続されるスイッチング素子および前記スイッチング素子を制御するスイッチング制御回路を有する昇圧回路と、
   前記出力部と前記昇圧回路との間に接続される平滑コンデンサと、を含み、
   前記スイッチング制御回路は、ａを交流電源の周波数で決まる角速度、ｔを時間、Ａ，Ｂを任意の定数としたとき、入力電圧波形を基準とした｜Ａｓｉｎ（ａｔ）｜で表される波形と相似形である｜Ｂｓｉｎ（ａｔ）｜で表される波形に、出力電圧の波形を制御することを特徴とする電力変換装置。
2. 前記平滑コンデンサの容量Ｃ[μＦ]は、入力交流電源の周波数をｆとしたとき、Ｃ＝（３／５）×ｆ 以下であることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記交流電源は、周波数５０／６０Ｈｚの商用電源であり、前記小容量な平滑コンデンサは１μＦ〜３０μＦであり、前記平滑コンデンサの充放電時間が前記交流電源の周期よりも短いことを特徴とする請求項２に記載の電力変換装置。
4. 前記昇圧回路は、アクティブフィルタ型昇圧回路であることを特徴とする請求項１〜３のいずれか１つに記載の電力変換装置。
5. 前記アクティブフィルタ型昇圧回路は、ブリッジレス方式、単相アクティブフィルタ方式、またはインターリーブ方式であることを特徴とする請求項４に記載の電力変換装置。

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