JP2013229741A - レベル変換回路、及びそれを用いた液晶表示装置 - Google Patents
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Abstract
【課題】単一の導電型のトランジスタを用いて増幅率が大きいレベル変換回路を得る。
【解決手段】レベル変換回路34は直列接続されたレベル変換部50A、50Bからなる。レベル変換部50Aは回路ブロック52A,54Aからなる。回路ブロック52Aは、入力信号SINを反転させる。回路ブロック54Aは電源VLOWと接続点N3Aとの間に接続されたトランジスタM2Aと、N3Aと電源VHIGHとの間に接続されたトランジスタM3Aと、M3AのゲートとVHIGHとの間に接続されたトランジスタM4Aと、NOUTとM3Aのゲートとの間に接続されたコンデンサC1Aとを備え、入力ノードNINからゲートに印加される信号に応じたM2Aの動作と、回路ブロック52Aの出力をゲートに印加されオン/オフ状態を切り替えられるM4Aの動作とに連動してレベル変換を行い、N3Aの電位変化を出力する。
【選択図】図2
【解決手段】レベル変換回路34は直列接続されたレベル変換部50A、50Bからなる。レベル変換部50Aは回路ブロック52A,54Aからなる。回路ブロック52Aは、入力信号SINを反転させる。回路ブロック54Aは電源VLOWと接続点N3Aとの間に接続されたトランジスタM2Aと、N3Aと電源VHIGHとの間に接続されたトランジスタM3Aと、M3AのゲートとVHIGHとの間に接続されたトランジスタM4Aと、NOUTとM3Aのゲートとの間に接続されたコンデンサC1Aとを備え、入力ノードNINからゲートに印加される信号に応じたM2Aの動作と、回路ブロック52Aの出力をゲートに印加されオン/オフ状態を切り替えられるM4Aの動作とに連動してレベル変換を行い、N3Aの電位変化を出力する。
【選択図】図2
Description
本発明は、矩形波の振幅が増幅されるレベル変換回路(レベルシフタ)、及びそれを用いた液晶表示装置に関し、特に、同じ導電型のトランジスタによって構成することができるレベル変換回路と、当該レベル変換回路を液晶パネルに搭載した液晶表示装置に関する。
液晶表示装置を駆動する際のデータの処理やタイミングパルスの生成は集積回路(IC)などのロジック回路を用いて行われ、それらの回路の多くは例えば、0〜3.3Vといった比較的に小さい電圧振幅で動作する。しかし、液晶パネルの駆動におけるゲート線やソース線に供給する信号のように、通常のロジック回路で用いられる範囲外の電圧や大きな振幅が必要とされる場合がある。そのような場合に、レベル変換回路は、通常のロジック回路等で生成された矩形波から、ハイレベル(Hレベル)及びローレベル(Lレベル)の電位を変換し振幅が増幅された矩形波を生成することができる。
レベル変換回路をCMOS回路で構成した場合、pチャネル及びnチャネルのMOSトランジスタを用いる必要があり製造工程数が増大する。そこで、製造工程数を少なくして歩留まり向上やコスト低減を図るために、レベル変換回路を単一の導電型のMOSトランジスタで構成することも行われている。
図3は下記特許文献1に示されるレベル変換回路の回路図である。当該レベル変換回路の基本構成は、高位電源VHIGHと低位電源VLOWとの間にドライバ回路2と負荷回路4とが直列に接続され、ドライバ回路への入力信号に対してドライバ回路2と負荷回路4との接続点に電圧変化が反転した出力信号を生じるインバータ回路である。ドライバ回路2を構成するnMOSトランジスタM01はソースを電源VLOWに接続され、ドレインを出力ノードNOUTに接続される。負荷回路4は出力ノードNOUTと電源VHIGHとの間に接続されたnMOSトランジスタM02、M02のゲートと電源VHIGHとの間にダイオード接続されたnMOSトランジスタM03、及びM02のゲートと出力ノードNOUTとの間に接続されたコンデンサCとからなるブートストラップ回路である。
例えば、電源VLOW側にドライバトランジスタとしてnチャネルのトランジスタを配置したインバータへ矩形波を入力する場合、入力信号が矩形波のLレベルよりHレベルにてドライバトランジスタのオン抵抗が低下し、出力ノードの電圧が低下する。ここで、負荷回路を図3に示すブートストラップ回路とした場合、入力信号がLレベルの時は出力ノードNOUTの電圧上昇に連動して、トランジスタM03がオフ状態となることにより、トランジスタM02のゲート電位がVHIGH−Vth(ここでVthはトランジスタM03のしきい値電圧である。)よりも高い電位に上昇して、出力ノードNOUTの電圧上昇が促進される。
一方、入力信号がHレベルの時は、出力ノードNOUTの電圧は低下する、この場合、トランジスタM03はオン状態であり、トランジスタM02のゲート電位は基本的にはVHIGH−Vthである。つまり、入力信号のHレベルに応じてトランジスタM01のオン抵抗が低下する一方で、出力ノードNOUTの電圧低下に伴いトランジスタM02のゲート−ソース間電圧VGSが増加して、トランジスタM02のオン抵抗も低下する。よって、負荷回路が一定の抵抗値である場合に比べて、出力ノードNOUTの電圧の低下が緩和され、出力電圧を低下させにくいという問題があった。またこれに起因して、入力信号に対する出力信号の増幅率を大きくしにくいという問題があった。
本発明は上記問題点を解決するためになされたものであり、単一の導電型のトランジスタを用いて好適な増幅率が得られるレベル変換回路、及びそれを用いた液晶表示装置を提供することを目的とする。
本発明に係るレベル変換回路は、チャネルの導電型が同じであるトランジスタによって構成され、第1電源及び第2電源が供給する電圧間にて、矩形波である入力信号に対してレベル変換を行い振幅が増幅された出力信号を生成するものであって、第1の入力ノードから前記入力信号を入力され、当該入力信号に対して反転した中間信号を生成し第1の出力ノードから出力する第1のレベル変換部と、前記第1の出力ノードに接続される第2の入力ノードから前記中間信号を入力され、当該中間信号に対して反転した前記出力信号を生成し第2の出力ノードから出力する第2のレベル変換部と、を有する。前記各レベル変換部は、前記入力ノードから矩形波を入力され、制御信号を出力するインバータ回路と、前記インバータ回路から入力される前記制御信号に応じて動作し、前記入力ノードから入力される矩形波の振幅を増幅して前記出力ノードから出力する振幅増幅回路と、を有する。前記インバータ回路は、前記第1電源及び前記第2電源の間に互いに直列に接続された第1のトランジスタと負荷抵抗とを備え、前記入力ノードから前記第1のトランジスタのゲートに前記矩形波を印加され、前記第1のトランジスタと前記負荷抵抗との接続点から前記矩形波に対して電圧変化が反転した前記制御信号を出力する。前記振幅増幅回路は、前記第1電源と前記出力ノードとの間にチャネルを接続された第2のトランジスタと、前記出力ノードと前記第2電源との間にチャネルを接続された第3のトランジスタと、前記第3のトランジスタのゲートと前記第2電源との間にチャネルを接続された第4のトランジスタと、前記出力ノードと前記第3のトランジスタのゲートとの間に接続されたブートストラップコンデンサと、を備え、前記入力ノードからゲートに印加される信号に応じた前記第2のトランジスタの動作と、前記制御信号をゲートに印加されオン/オフ状態を切り替えられる前記第4のトランジスタの動作とに連動して前記レベル変換を行い、前記入力ノードにおけるよりも振幅が増幅された電圧変化を前記出力ノードに生じる。
他の本発明に係るレベル変換回路においては、前記各レベル変換部の前記負荷抵抗は、第5のトランジスタ、第6のトランジスタ及びコンデンサからなるブートストラップ回路である。前記第5のトランジスタは前記第1のトランジスタと互いのチャネルを直列に接続され、当該第5のトランジスタ及び第1のトランジスタの直列接続は前記第1電源及び前記第2電源の間に接続され、前記第6のトランジスタは前記第5のトランジスタのゲートと前記第2電源との間にチャネルを接続され、前記コンデンサは前記第1のトランジスタと前記第5のトランジスタとの接続点と前記第5のトランジスタのゲートとの間に接続される。前記ブートストラップ回路は、前記入力ノードにおけるよりも振幅が増幅された電圧変化を前記制御信号に生じる。
本発明に係る液晶表示装置は、請求項2に記載のレベル変換回路を用いたものであって、前記液晶表示装置は、相互間に液晶を挟んで対向配置された一対の絶縁性基板を有し、前記絶縁性基板の一方であるTFT基板は、画素が行列配置される領域に配置された他方の前記絶縁性基板に面した画素領域部分と、前記他方の絶縁性基板より外側に拡がった周辺部分とを有し、前記TFT基板の前記画素領域部分の表面には、前記画素の各行に沿う走査配線と、前記画素の各列に沿う映像配線と、前記画素ごとに配置された薄膜トランジスタとを含む画素配列構造が形成され、前記周辺部分の表面には、前記走査配線に信号を供給する走査線駆動回路及び、前記映像配線に信号を供給する映像線駆動回路に加え、これら走査線駆動回路又は映像線駆動回路に矩形波を供給する前記レベル変換回路が形成され、前記レベル変換回路は、前記画素領域部分における前記画素配列構造の形成工程にて共に形成される。
本発明に係るレベル変換回路において、前記各トランジスタの前記導電型はnチャネルとすることができる。
また本発明に係る液晶表示装置において、前記レベル変換回路の前記各トランジスタ及び、前記画素ごとの前記薄膜トランジスタの導電型は共にnチャネルとすることができる。
本発明によれば、単一の導電型のトランジスタを用いたレベル変換回路、及びそれを用いた液晶表示装置において、矩形波の増幅率の向上が図れる。
以下、本発明の実施の形態(以下実施形態という)について、図面に基づいて説明する。
図1は、本実施形態に係る液晶表示装置10の概略の構成を示す模式図である。液晶表示装置10は、液晶パネル12、バックライトユニット(図示せず)等からなる。液晶パネル12は、例えば、IPS(In Plane Switching)方式、かつアクティブマトリクス駆動方式である。液晶パネル12は、カラーフィルタ基板14とTFT基板16との間に液晶が充填される。カラーフィルタ基板14及びTFT基板16はそれぞれ絶縁性基板である透明ガラス基板を用いて形成される。カラーフィルタ基板14、TFT基板16の外側面にはそれぞれ偏光フィルムが貼られ、またTFT基板16の背面にバックライトユニットが配置される。
液晶表示装置10の画像表示領域には画素が行列配置される。カラーフィルタ基板14は画像表示領域に応じた大きさの矩形形状である。各画素は、例えば赤、緑及び青のサブ画素のセットからなり、カラーフィルタ基板14の液晶側の面には、サブ画素の各色に対応したカラーフィルタが形成され、また、画素分離領域に遮光膜であるブラックマトリクスが形成される。
TFT基板16はカラーフィルタ基板14より大きな矩形形状であり、画像表示領域に対応する部分(画素領域部分20)とその外側に拡がった周辺部分22とを有する。画素領域部分20にはカラーフィルタ基板14が対向配置される。周辺部分22は、TFT基板16の少なくとも一辺の縁と当該縁に平行なカラーフィルタ基板14の縁との間に設けられる。
TFT基板16の画素領域部分20の液晶側の面には、薄膜トランジスタ(Thin Film Transistor:TFT)24、ソース線26(映像配線)、ゲート線28(走査配線)、画素電極及び共通電極などを含む画素配列構造が形成されている。具体的には、画素電極及びTFTがそれぞれ画素配列に対応してマトリクス状に配置される。各画素には画素電極と同様、透明電極材からなる共通電極も配置される。ソース線26はTFT24の列(垂直方向の並び)ごとに設けられ、当該列の複数のTFT24のソースに共通に接続される。ゲート線28はTFT24の行(水平方向の並び)ごとに設けられ、当該行の複数のTFT24のゲート電極に共通に接続される。ソース線26は画素列間に設けられる画素分離領域に沿って配置され、ゲート線28は画素行間に設けられる画素分離領域に沿って配置され、複数のソース線26と複数のゲート線28とは互いに概ね直交して配置される。各TFT24のドレインには当該TFTに対応する画素電極が接続される。
各TFT24はゲート線28に印加される走査パルスに応じて行単位で導通状態を制御される。オン状態とされたTFT24を介して画素電極はソース線26に接続され、ソース線26から画素値に応じた信号電圧(画素電圧)を印加される。共通電極は共通電極配線を介して各画素に共通な所定のコモン電位を印加される。液晶は画素電極と共通電極との電位差に応じて生じる電界により画素ごとに配向を制御されて、バックライトユニットから入射した光に対する透過率を変化させ、これにより画像表示領域に画像が形成される。
TFT基板16の周辺部分22は画素領域部分20の画素配列構造が形成される面と同じ面に、ソース線駆動回路30、ゲート線駆動回路32(走査線駆動回路)及びレベル変換回路34などが形成される。レベル変換回路34は画素配列構造の形成工程にて一緒に作られる。またソース線駆動回路30やゲート線駆動回路32も画素配列構造と共に形成することができる。
ソース線駆動回路30(映像線駆動回路)、ゲート線駆動回路32及びレベル変換回路34は、フレキシブルプリント基板(Flexible Print Circuit:FPC)36を介して、液晶パネル12の外の基板38と接続され、基板38に設けられた制御装置からタイミング信号等を供給されて動作する。
制御装置は、不図示のチューナやアンテナで受信した映像信号や、映像再生装置など別の装置が生成した映像信号を入力される。制御装置は入力された映像信号に基づいて、各画素の階調値を示す画素データを生成しソース線駆動回路30へ出力したり、ソース線駆動回路30、ゲート線駆動回路32及びレベル変換回路34へのタイミングパルスやクロック信号を生成したりする。
ゲート線駆動回路32は、画素領域部分20の左右いずれかに設けられる周辺部分22に画素領域部分20に沿って配置され、各ゲート線28に接続される。ゲート線駆動回路32はシフトレジスタを含んで構成され、当該シフトレジスタは制御装置からのトリガ信号を受けて動作を開始し、垂直走査方向に沿った順序でゲート線28を順次選択し、選択したゲート線28に走査パルスを出力する。これにより、選択された画素行のTFT24がオンされる。なお、ゲート線駆動回路32を画素領域部分20の両側に設け、ゲート線28の両側から走査パルスを供給するようにしてもよい。
ソース線駆動回路30は画素領域部分20の上下いずれかに設けられる周辺部分22に画素領域部分20に沿って配置され、各ソース線26に接続される。ソース線駆動回路30はゲート線駆動回路32によるゲート線28の選択に同期して、当該選択された行の画素データを制御装置から入力され、当該行の各画素データに応じたデータ電圧を生成する。生成されたデータ電圧はソース線26へ出力され、これにより、選択されたゲート線28に対応する画素電極に画素電圧が設定される。ちなみに、これはラスター画像の水平走査に相当し、垂直走査期間(1V)内の有効走査期間にて水平走査周期(1H)ごとに行が選択され、当該行への画素電圧の書き込みが行われる。各行の書き込み動作にてTFT24がオフ状態となった時点の画素電極の電位は、次のフレームにて当該行への書き込みが開始されるまで基本的に保持され、その間、当該行の各画素は当該電位に応じた透過率に制御される。
レベル変換回路34は周辺部分22の空き領域に配置される。具体的には、周辺部分22のうち画素領域部分20の矩形の辺に沿った部分にはソース線駆動回路30及びゲート線駆動回路32が配置されるが、TFT基板16の角に位置する周辺部分22にはソース線駆動回路30及びゲート線駆動回路32が配置されず空き領域となり得る。そこでそのような空き領域を有効利用してレベル変換回路34を形成することができる。例えば、図1ではレベル変換回路34はTFT基板16の左上の周辺部分22に配置されている。
レベル変換回路34は制御装置からクロック信号を入力され、そのHレベル及びLレベルそれぞれの電位を変換して振幅が増幅されたクロック信号を生成する。本実施形態ではレベル変換回路34はそれぞれ2H周期で互いに位相が1Hずれた2相のクロック信号に対してレベル変換・増幅を行う。レベル変換回路34が生成した2相クロック信号はゲート線駆動回路32に供給される。ゲート線駆動回路32は当該クロック信号に基づいて、シフトレジスタのシフト動作を行うと共にシフトレジスタの各段にて走査パルスを生成する。走査パルスのH/LレベルはTFT24のオン/オフを好適に行うように設定され、レベル変換回路34は当該走査パルスに所望のH/Lレベルが得られるようなクロック信号を生成する。例えば、レベル変換回路34は制御装置で用いられる、Hレベルの電位VIH=3.3V,Lレベルの電位VIL=0Vのクロック信号を入力され、Hレベルの電位VOH=10V,Lレベルの電位VOL=−6Vのクロック信号を生成する。なお、レベル変換回路34の出力をソース線駆動回路30の駆動に用いても良い。
図2はレベル変換回路34の基本的な構成を示す回路図であり、上述の2相のクロック信号のそれぞれに対して図2に示す回路が設けられる。レベル変換回路34は、トランジスタとコンデンサとで構成され、各トランジスタの導電型はnチャネルである。また、本実施形態ではレベル変換回路34はTFT基板16の表面に形成され、各トランジスタは画素領域部分20のTFT24と同じプロセスで形成されるTFTである。
レベル変換回路34は所定の高電位VHIGHの電源(以下、電源VHIGH)と所定の低電位VLOWの電源(以下、電源VLOW)とに接続され、それら電源が供給する電圧間にて、Hレベル、Lレベルがそれぞれ電位VIH,VILである入力クロック信号SINに対してレベル変換を行い、Hレベル、Lレベルがそれぞれ電位VOH,VOLである振幅が増幅された出力クロック信号SOUTを生成する。例えば、VHIGHは17V、VLOWは−9Vとする。
レベル変換回路34は入力ノードNINから入力クロック信号SINを入力され、出力ノードNOUTから出力クロック信号SOUTを出力する。レベル変換回路34は直列接続された2つのレベル変換部50(50A,50B)を有する。前段のレベル変換部50Aの入力ノードはノードNINであり、出力ノードは後段のレベル変換部50Bとの接続ノードNMIDである。レベル変換部50Aは入力クロック信号SINを反転した中間クロック信号SMIDを生成し、後段のレベル変換部50Bへ出力する。後段のレベル変換部50Bの入力ノードはノードNMIDであり、出力ノードはノードNOUTである。レベル変換部50Bは中間クロック信号SMIDを反転した出力クロック信号SOUTを生成する。
各レベル変換部50は2つの回路ブロック52,54からなる。回路ブロック52,54の基本構造は、電源VLOW及び電源VHIGHの間にドライバトランジスタと実質的に負荷抵抗として機能する負荷抵抗回路とが直列に接続されたMOSインバータ回路であり、ドライバトランジスタのゲートに印加される矩形波に対して電圧変化が反転した信号を、ドライバトランジスタと負荷抵抗回路との接続点から出力する。負荷抵抗回路は後述するようにブートストラップ回路である。以下、回路ブロック52,54の構成についてレベル変換部50Aを例にさらに説明する。
回路ブロック52AはトランジスタM1A,M5A,M6A及びコンデンサC1Aからなり、M1Aがドライバトランジスタであり、トランジスタM5A,M6A及びコンデンサC1Aがブートストラップ回路を構成する。M1Aのソースは電源VLOWに接続され、ドレインはM5Aのソースに接続され、ゲートはレベル変換部50Aの入力ノードに接続される。M5Aのドレインは電源VHIGHに接続され、ゲートはM6Aのソースに接続される。M6Aのドレイン及びゲートは電源VHIGHに接続される。C1AはM1AとM5Aとの接続点N1Aと、M5AのゲートとM6Aのソースとの接続点N2Aとの間に接続される。
回路ブロック54AはトランジスタM2A、M3A,M4A及びコンデンサC2Aからなり、M2Aがドライバトランジスタであり、トランジスタM3A,M4A及びコンデンサC2Aがブートストラップ回路を構成する。M2Aのソースは電源VLOWに接続され、ドレインはM3Aのソースに接続され、ゲートはM1Aと同様、レベル変換部50Aの入力ノードに接続される。M3Aのドレインは電源VHIGHに接続され、ゲートはM4Aのソースに接続される。M4Aのドレインは電源VHIGHに接続され、ゲートは回路ブロック52Aの接続点N1Aに接続される。C2AはM2AとM3Aとの接続点N3Aと、M3AのゲートとM4Aのソースとの接続点N4Aとの間に接続される。ここで、接続点N3Aが接続ノードNMIDとなる。
回路ブロック52B,54BはトランジスタM1B〜M6B及びコンデンサC1B,C2Bからなり、接続点N1B〜N4Bを有する。それらの接続関係は回路ブロック52A,54Aと同じであり、トランジスタM1B〜M6B、コンデンサC1B,C2B、及び接続点N1B〜N4Bがそれぞれ、上述した回路ブロック52A,54AにおけるトランジスタM1A〜M6A、コンデンサC1A,C2A、及び接続点N1A〜N4Aに対応する。ここで、M1B及びM2Bのゲートはレベル変換部50Bの入力ノードに接続され、また接続点N3Bが出力ノードNOUTとなる。
次にレベル変換回路34の動作を説明する。ここでは説明を簡単にするために、各トランジスタのしきい値電圧を共通とし、記号Vthで表す。レベル変換回路34は、入力クロック信号SINがHレベルVIHのとき、それをゲートに印加されるトランジスタM1A,M2Aがオンするように設計されている。一方、SINがLレベルVILであるときは、トランジスタM1A,M2AはSINがVIHであるときよりも大きなオン抵抗を有する(又はオフする)。トランジスタM6Aは電源VHIGHとトランジスタM5Aのゲートとの間にダイオード接続され、接続点N2Aの電位φ2Aが(VHIGH−Vth)以下の状態ではオンするが、電位φ2Aが(VHIGH−Vth)より高い状態ではゲート−ソース間電圧VGSがVth未満となりオフする。接続点N1Aの電位φ1Aは、電源VHIGHとVLOWとの間にチャネルを直列に接続されるM5A及びM1Aの電流駆動力(オン抵抗)により決定され、同様に、接続点N3Aの電位φ3AはM3A及びM2Aの電流駆動力(オン抵抗)により決定される。
入力クロック信号SINがVIHからVILに低下すると、トランジスタM1Aのオン抵抗が上がるので、電位φ1Aは上昇する。ここでSINがVIHのとき、コンデンサC1Aは接続点N2A側のノードを、オン状態のトランジスタM6Aを介して電源VHIGHに接続されて端子間電圧(φ2A−φ1A)に充電され、また電位φ2Aは(VHIGH−Vth)になっている。SINがVILになり電位φ1Aが上昇すると、その電位上昇がコンデンサC1Aを介して接続点N2Aに伝達され、電位φ2Aが(VHIGH−Vth)よりも高くなり、トランジスタM6Aはオフ状態となり接続点N2Aはフローティング状態となる。トランジスタM5Aのオン抵抗は、ゲートに印加される電位φ2Aの上昇に応じて低下するので、トランジスタM1Aのオン抵抗の増加と相俟って、SINがVILのときの電位φ1AはSINがVIHのときより上昇する。当該φ1Aをφ1A(VIL)と記す。
回路ブロック52Aの負荷回路をブートストラップ回路としていることにより、入力クロック信号SINのVIHからVILへの切り替わり時にはブートストラップ作用により、素早くトランジスタM5Aを深いオン状態とすることができ、抵抗素子などを利用する構成に比べて、電位φ1Aを迅速にφ1A(VIL)へ立ち上げることができる。
一方、入力クロック信号SINがVILからVIHに上昇すると、トランジスタM1Aのオン抵抗が下がるので、電位φ1Aは低下する。この場合、負荷回路であるブートストラップ回路において、トランジスタM6Aが最初はオフ状態であるため、コンデンサC1Aの容量結合により接続点N2Aの電位φ2Aが速やかに低下して、トランジスタM5Aのオン抵抗も素早く増加する。よって、電位φ1Aを迅速に引き下げることができる。SINがVIHのときの電位φ1Aをφ1A(VIH)と記す。
φ1A(VIH)とφ1A(VIL)との間にはφ1A(VIH)<φ1A(VIL)なる関係がある。また、VLOW<VIL<VIH<VHIGHであり、VLOW<φ1A(VIH)<VIL,VIH<φ1A(VIL)<VHIGHに設定することができる。
回路ブロック54Aは回路ブロック52Aから制御信号としてφ1Aの電位変化をトランジスタM4Aのゲートに入力される。
入力クロック信号SINがVIHからVILに低下すると、回路ブロック54Aにおいて、トランジスタM4Aはゲート電位がφ1A(VIH)からφ1A(VIL)へ切り替わってオン状態となり、接続点N4Aの電位φ4Aが(VHIGH−Vth)になる。これによりコンデンサC2Aは端子間電圧(φ4A−φ3A)に充電される。また、信号SINがVIHからVILに低下すると、トランジスタM2Aのオン抵抗はゲート電位の低下に応じて増加するので、電位φ3Aが上昇する。電位φ3Aが上昇すると、その電位上昇がコンデンサC2Aを介して接続点N4Aに伝達され、電位φ4Aが(VHIGH−Vth)よりも高くなり、トランジスタM4Aはオフ状態となり接続点N4Aはフローティング状態となる。トランジスタM3Aのオン抵抗は、ゲートに印加される電位φ4Aの上昇に応じて低下するので、トランジスタM2Aのオン抵抗の増加と相俟って、SINがVILのときの電位φ3AはSINがVIHのときより上昇する。当該φ3Aをφ3A(VIL)と記す。
回路ブロック54Aの負荷回路をブートストラップ回路としていることにより、入力クロック信号SINのVIHからVILへの切り替わり時にはブートストラップ作用により、素早くトランジスタM3Aを深いオン状態とすることができ、抵抗素子などを利用する構成に比べて、電位φ3Aを迅速にφ3A(VIL)へ立ち上げることができる。
一方、入力クロック信号SINがVILからVIHに上昇すると、トランジスタM4Aのゲート電位がφ1A(VIL)からφ1A(VIH)へ切り替わる。M4AはこのSINの切り替え前には基本的にブートストラップ作用でオフ状態になっており、SINの切り替え後にはゲート電位がφ1A(VIH)に低下することでそのオフ状態を維持する。また、信号SINがVILからVIHに上昇すると、トランジスタM2Aのオン抵抗が下がるので、電位φ3Aは低下する。このとき、電位φ4AはコンデンサC2Aの容量結合により、(VHIGH−Vth)より高い状態から(VHIGH−Vth)の状態に速やかに低下して、トランジスタM3Aのオン抵抗も素早く増加する。さらに、回路ブロック54Aでは上述のようにM4Aがオフ状態を維持するので、φ4Aが(VHIGH−Vth)以下になっても接続点N4Aはフローティング状態に保たれる。よって、コンデンサC2Aの容量結合により電位φ4Aは電位φ3Aに好適に追随してさらに低下する。つまり、仮にM4Aを単純なダイオード接続として電位φ4Aを基本的に(VHIGH−Vth)に固定する構成と比較して、トランジスタM3Aのゲート−ソース間電圧VGSは小さくなり、それに応じてトランジスタM3Aのオン抵抗も増加する。よって、電位φ3Aを迅速に引き下げることができると共に、その低下幅を大きくすることができる。SINがVIHのときの電位φ3Aをφ3A(VIH)と記す。
φ3A(VIH)とφ3A(VIL)との間にはφ3A(VIH)<φ3A(VIL)なる関係がある。また、VLOW<φ3A(VIH)<VIL,VIH<φ3A(VIL)<VHIGHに設定することができ、接続点N3Aの電位変化の振幅を入力クロック信号SINに対して1より大きな増幅率で増幅することができる。特に、上述したように、SINがVILのときのブートストラップ作用による電位φ3Aの増加幅の促進に加え、SINがVIHのときの電位φ3Aの低下幅を大きくすることによって、増幅率の向上を図れる。
回路ブロック52B,54Bの動作は基本的に上述した回路ブロック52A,54Aと同様である。但し、回路ブロック52AにおけるNINへの入力クロック信号SINに代えて、回路ブロック52Bはレベル変換部50AからNMIDへ、Lレベルがφ3A(VIH)でありHレベルがφ3A(VIL)であって、かつSINに対して位相が反転したクロック信号(中間クロック信号)SMIDを入力される。回路ブロック52Bは接続点N1Bの電位φ1Bを回路ブロック54BのトランジスタM4Bのゲートへ制御信号として供給する。中間クロック信号SMIDがLレベルのときのφ1Bをφ1B(VIH)、またSMIDがHレベルのときのφ1Bをφ1B(VIL)と表すと、φ1B(VIH)>φ1B(VIL)である。SMIDがLレベルのとき、トランジスタM4Bはダイオード接続となり得、またトランジスタM2Bはオン抵抗が高い状態となる。一方、SMIDがHレベルのとき、トランジスタM4Bはオフ状態になり、またトランジスタM2Bはオン抵抗が低い状態となる。中間クロック信号SMIDがLレベルのときのφ3Bをφ3B(VIH)、またSMIDがHレベルのときのφ3Bをφ3B(VIL)と表すと、φ3B(VIH)>φ3B(VIL)となり、φ3B(VIH)がHレベルVOH、φ3B(VIL)がLレベルVOLである出力クロック信号SOUTが出力ノードNOUTから出力される。
レベル変換部50Bはレベル変換部50Aと同様、入力されたクロック信号の各レベルを変換して、1より大きな増幅率で増幅されたクロック信号を生成し出力する。
各レベル変換部50は上述のように増幅率の向上を図れ、レベル変換回路34は高い増幅率を実現可能である。なお、回路ブロック54のコンデンサC2A,C2Bの保持電圧は、トランジスタM3A,M3Bのリーク電流により低下し得る。そこで、それらコンデンサの容量は基本的には、リーク電流による電圧低下がブートストラップ動作に影響を与えない程度に留められるように大きく設定することが増幅率を確保する上で好適である。実際には、容量を増加すると一般にレベル変換回路34の回路規模も大きくなるので、設計上、回路規模に課される上限も考慮して当該容量を決定することができる。
レベル変換部50Aとレベル変換部50Bとは基本的な構成は同じとすることができる。但し、レベル変換部50Bは出力ノードNOUTに接続される負荷に応じた駆動能力を必要とされ、例えば、大きな負荷を駆動する場合には、回路ブロック54Bを構成する素子は回路ブロック54Aの素子より大きな電流、電荷を取り扱えるものとされる。具体的には回路ブロック54Bのトランジスタのチャネル幅やコンデンサの容量を回路ブロック54Aより大きく設定する。
また、各レベル変換部50はフィードフォワード回路であり、高速動作可能でありレベル変換回路34の入出力間での位相遅れを小さくできる。さらに、レベル変換回路34はシングルエンド信号の入出力であり回路構成が簡単である。それぞれ反転出力を与えるレベル変換部50を直列に2段接続したことにより、レベル変換回路34への入力クロック信号SINがオフ、つまりLレベルに固定される状態では、出力ノードNOUTの電位もLレベルに設定される。例えば、本実施形態では出力信号のLレベルVOLは−6Vであり、HレベルVOHは10Vである。このようにVOLの絶対値がVOHの絶対値より小さい場合に、SINオフ時に出力をVOLに固定する構成は、レベル変換回路34の出力に接続される配線や回路に印加される電圧の絶対値が小さくなり、例えば、回路の消費電力低減や安全性向上などの点で好適である。
上述の実施形態ではレベル変換回路34を構成する各トランジスタをnチャネルとしたが、各トランジスタをpチャネルとしたレベル変換回路34も実現可能である。また、当該トランジスタであるTFTは、半導体層を透明アモルファス酸化物半導体(Transparent Amorphous Oxide Semiconductors:TAOS)で形成したものとすることができるが、半導体層は低温ポリシリコンやアモルファスシリコンなどの他の材料を用いて形成することもできる。
上述したレベル変換回路34はTFT基板16の周辺部分22に生じる空き領域を有効利用して形成されるので、液晶パネル12のサイズ増加を抑制できる。
また、レベル変換回路34は基本的には抵抗素子を用いずに構成することができるので、TFT基板16表面に画素領域部分20の画素配列構造と同様の製造工程で形成でき好都合である。一方、TFT基板16上に形成しない場合などにおけるレベル変換回路34は、回路ブロック52の負荷回路を、上述したブートストラップ回路に代えて、ドライバトランジスタM1A,M1Bと電源VHIGHとの間に接続した抵抗素子にすることもできる。
10 液晶表示装置、12 液晶パネル、14 カラーフィルタ基板、16 TFT基板、20 画素領域部分、22 周辺部分、24 TFT、26 ソース線、28 ゲート線、30 ソース線駆動回路、32 ゲート線駆動回路、34 レベル変換回路、36 FPC、38 基板、50,50A,50B レベル変換部、52a,52B,54A,54B 回路ブロック。
Claims (5)
- チャネルの導電型が同じであるトランジスタによって構成され、第1電源及び第2電源が供給する電圧間にて、矩形波である入力信号に対してレベル変換を行い振幅が増幅された出力信号を生成するレベル変換回路において、
第1の入力ノードから前記入力信号を入力され、当該入力信号に対して反転した中間信号を生成し第1の出力ノードから出力する第1のレベル変換部と、
前記第1の出力ノードに接続される第2の入力ノードから前記中間信号を入力され、当該中間信号に対して反転した前記出力信号を生成し第2の出力ノードから出力する第2のレベル変換部と、を有し、
前記各レベル変換部は、
前記入力ノードから矩形波を入力され、制御信号を出力するインバータ回路と、
前記インバータ回路から入力される前記制御信号に応じて動作し、前記入力ノードから入力される矩形波の振幅を増幅して前記出力ノードから出力する振幅増幅回路と、
を有し、
前記インバータ回路は、
前記第1電源及び前記第2電源の間に互いに直列に接続された第1のトランジスタと負荷抵抗とを備え、
前記入力ノードから前記第1のトランジスタのゲートに前記矩形波を印加され、
前記第1のトランジスタと前記負荷抵抗との接続点から前記矩形波に対して電圧変化が反転した前記制御信号を出力し、
前記振幅増幅回路は、
前記第1電源と前記出力ノードとの間にチャネルを接続された第2のトランジスタと、
前記出力ノードと前記第2電源との間にチャネルを接続された第3のトランジスタと、
前記第3のトランジスタのゲートと前記第2電源との間にチャネルを接続された第4のトランジスタと、
前記出力ノードと前記第3のトランジスタのゲートとの間に接続されたブートストラップコンデンサと、を備え、
前記入力ノードからゲートに印加される信号に応じた前記第2のトランジスタの動作と、前記制御信号をゲートに印加されオン/オフ状態を切り替えられる前記第4のトランジスタの動作とに連動して前記レベル変換を行い、前記入力ノードにおけるよりも振幅が増幅された電圧変化を前記出力ノードに生じること、
を特徴とするレベル変換回路。 - 請求項1に記載のレベル変換回路において、
前記各レベル変換部の前記負荷抵抗は、第5のトランジスタ、第6のトランジスタ及びコンデンサからなるブートストラップ回路であり、
前記第5のトランジスタは前記第1のトランジスタと互いのチャネルを直列に接続され、当該第5のトランジスタ及び第1のトランジスタの直列接続は前記第1電源及び前記第2電源の間に接続され、
前記第6のトランジスタは前記第5のトランジスタのゲートと前記第2電源との間にチャネルを接続され、
前記コンデンサは前記第1のトランジスタと前記第5のトランジスタとの接続点と前記第5のトランジスタのゲートとの間に接続され、
前記ブートストラップ回路は、前記入力ノードにおけるよりも振幅が増幅された電圧変化を前記制御信号に生じること、を特徴とするレベル変換回路。 - 請求項2に記載のレベル変換回路を用いた液晶表示装置であって、
前記液晶表示装置は、相互間に液晶を挟んで対向配置された一対の絶縁性基板を有し、
前記絶縁性基板の一方であるTFT基板は、画素が行列配置される領域に配置された他方の前記絶縁性基板に面した画素領域部分と、前記他方の絶縁性基板より外側に拡がった周辺部分とを有し、
前記TFT基板の前記画素領域部分の表面には、前記画素の各行に沿う走査配線と、前記画素の各列に沿う映像配線と、前記画素ごとに配置された薄膜トランジスタとを含む画素配列構造が形成され、前記周辺部分の表面には、前記走査配線に信号を供給する走査線駆動回路及び、前記映像配線に信号を供給する映像線駆動回路に加え、これら走査線駆動回路又は映像線駆動回路に矩形波を供給する前記レベル変換回路が形成され、
前記レベル変換回路は、前記画素領域部分における前記画素配列構造の形成工程にて共に形成されること、
を特徴とする液晶表示装置。 - 請求項1又は請求項2に記載のレベル変換回路において、
前記各トランジスタの前記導電型はnチャネルであること、を特徴とするレベル変換回路。 - 請求項3に記載の液晶表示装置において、
前記レベル変換回路の前記各トランジスタ及び、前記画素ごとの前記薄膜トランジスタの導電型は共にnチャネルであること、を特徴とする液晶表示装置。
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