JP2013150413A - Smrコンバータ - Google Patents
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Abstract
【解決手段】三相交流電力を生ずる三相交流電源の各相電圧の電圧変化に同期した第1乃至第3の変調率信号を生成する制御部70aと、キャリア信号の変化区間における信号レベルと第1乃至第3の変調率信号の各々の信号レベルを比較して比較結果に応じて定まるタイミングおよび期間において生成されるパルス列からなるPWM信号を生成するPWM信号生成部40aと、PWM信号に応じてオンオフする複数のスイッチを有する周波数変換部20とを有し、PWM信号生成部40aは、短絡パルスまたは強制停止パルスに応じて同一の三相交流流路に接続された正側および負側双方向スイッチをオン駆動する正側スイッチ駆動パルスおよび負側スイッチ駆動パルスを同一時間帯に生成する。
【選択図】図12
Description
図2は、本発明の実施例に係るEV用急速充電器を構成するSMRコンバータ1の構成を示すブロック図である。SMRコンバータ1は、三相交流電源Eから供給された三相交流電力を直流電力に変換し、出力端子において例えば0〜400Vの直流電圧を出力する。SMRコンバータ1は、いわゆるSMR(Switch Mode Rectifier)コンバータを基本構成とするものであり、EV用急速充電器の主要部を構成する。
PWM信号生成部40は、短絡パルス生成部90においてPWM制御周期内の所定のタイミングで生成される短絡パルスr0、s0、t0に応じて同一の三相交流流路10に接続された一対の正側および負側双方向スイッチを同時にオン状態とすべく正側および負側スイッチ駆動パルスを生成する。すなわち、短絡パルスに応じて一対の正側および負側双方向スイッチを同時にオン状態となることにより高周波トランスの一次巻き線の両端が短絡される。
PWM信号生成部40が生成するPWM信号について説明する。図3に示すように、電源基本波の1周期に対応するPWM指令信号αrs *、αst *、αtr *の1周期は、PWM指令信号相互間の信号レベルの大小関係に応じて6つの期間に分割することができる。PWM信号生成部40は、上記6つの期間においてそれぞれ異なるパターンのPWM信号を生成する。図4(a)〜(f)は、上記6つの期間のそれぞれにおけるPWM信号パターンを示したものである。
図5に上記第1の期間におけるSMRコンバータ1の各部の波形を示し、図6に上記第1の期間におけるPWM信号パターンに応じた動作モードを示す。以下に第1の期間における動作モードA〜Hについて図5および図6を参照しつつ説明する。
PWM制御周期の開始直後と終了直前の所定期間、すなわちPWM制御周期の始まりから前半期間に生成されるキャリア信号Carの信号レベルがαst *のレベルに達するまでの期間と、後半期間に生成されるキャリア信号Carの信号レベルがαrs *のレベルを超えてからPWM制御周期の終了までの期間において、三相交流流路10を介してr相に接続される正側双方向スイッチSrpおよび負側双方向スイッチSrnは、短絡パルスr0に応じてオン状態となる。これにより、正側双方向スイッチSrp、高周波トランス30、負側双方向スイッチSrnを経由するループが形成され、高周波トランス30の両端が短絡される。上記ループには一次側電流ipnとして励磁電流が流れる。二次側においては出力電流ioが継続して流れる。
三相交流流路10を介してr相に接続される正側双方向スイッチSrpは、PWM信号rpに応じてPWM制御周期の前半期間(モードAからモードEまで)に亘ってオン状態を継続させる。r相に接続される負側双方向スイッチSrnがPWM信号rnに応じてオフ状態となる一方、s相に接続される負側双方向スイッチSsnがPWM信号snに応じてオン状態となる。これにより、電源r相、正側双方向スイッチSrp、高周波トランス30、負側双方向スイッチSsn、電源s相を経由するループが形成され、一次側電流ipnの転流が生じる。高周波トランス30の両端には、三相交流電源Eの線間電圧vrsが印加され、高周波トランス30の正側(p側)端子から負側(n側)端子に向かう正方向の一次側電流ipnが流れる。これにより、高周波トランス30の二次巻き線に二次側電流が誘導される。二次側電流は整流部50により整流されて出力電流ioが流れる。
s相に接続される負側双方向スイッチSsnがPWM信号snに応じてオフ状態となる一方、t相に接続される負側双方向スイッチStnがPWM信号tnに応じてオン状態となる。これにより、電源r相、正側双方向スイッチSrp、高周波トランス30、負側双方向スイッチStn、電源t相を経由するループが形成され、一次側電流ipnの転流が生じる。高周波トランス30の両端には、三相交流電源Eの線間電圧vtrが印加され、高周波トランス30の正側(p側)端子から負側(n側)端子に向かう正方向の一次側電流ipnが流れる。これにより、高周波トランス30の二次巻き線に二次側電流が誘導される。二次側電流は整流部50により整流されて出力電流ioが流れる。
t相に接続される負側双方向スイッチStnがPWM信号tnに応じてオフ状態となる一方、r相に接続される正側双方向スイッチSrpおよび負側双方向スイッチSrnが短絡パルスr0に応じてオン状態となる。これにより、正側双方向スイッチSrp、高周波トランス30、負側双方向スイッチSrnを経由するループが形成され、高周波トランス30の両端が短絡される。上記ループには一次側電流ipnとして励磁電流が流れる。二次側においては出力電流ioが継続して流れる。
r相に接続される負側双方向スイッチSrnがPWM信号rnに応じてPWM制御周期の後半期間(モードEからモードHまで)に亘ってオン状態を継続させる。正側双方向スイッチSrpがPWM信号rpに応じてオフ状態となる一方、s相に接続される正側双方向スイッチSspがPWM信号spに応じてオン状態となる。これにより、電源r相、負側双方向スイッチSrn、高周波トランス30、正側双方向スイッチSsp、電源s相を経由するループが形成され、一次側電流ipnの転流が生じる。高周波トランス30の両端には、三相交流電源Eの線間電圧vrsが逆方向に印加され、高周波トランス30の負側(n側)端子から正側(p側)端子に向かう負方向の一次側電流ipnが流れる。これにより、高周波トランス30の二次巻き線に二次側電流が誘導される。二次側電流は、整流部50により整流されて出力電流ioが流れる。
s相に接続される正側双方向スイッチSspがPWM信号spに応じてオフ状態となる一方、t相に接続される正側スイッチStpがPWM信号tpに応じてオン状態となる。これにより、電源r相、負側双方向スイッチSrn、高周波トランス30、正側双方向スイッチStp、電源t相を経由するループが形成され、一次側電流ipnの転流が生じる。高周波トランス30の両端には、三相交流電源Eの線間電圧vtrが逆方向に印加され、高周波トランス30の負側(n側)端子から正側(p側)端子に向かう負方向の一次側電流ipnが流れる。これにより、高周波トランス30の二次巻き線に二次側電流が誘導される。二次側電流は、整流部50により整流されて出力電流ioが流れる。
動作モードHは、上記した動作モードAと同様である。動作モードHの終了後、動作モードAに戻る。図3および図4(a)に示す期間1においては上記した動作モードA〜Hが繰り返される。
図3に示すPWM指令信号の1周期内における第2の期間においては、PWM指令信号のうち、αrs *のレベルが最も大きく、αtr *のレベルが最も小さく、αst *のレベルが他の2つの中間となる。図4(b)に示すように、PWM信号生成部40は、第2の期間において、キャリア信号Carの1変化区間に対応する前半期間に亘って負側双方向スイッチStnを駆動する負側スイッチ駆動パルスを生成し、これをPWM信号tnとして出力するとともに、前半期間内において正側双方向スイッチStp、Ssp、Srpをそれぞれ駆動する負側スイッチ駆動パルスを互いに異なる時間帯において順次生成し、これをそれぞれPWM信号tp、rp、spとして出力する。一方、PWM信号生成部40は、後半期間に亘って正側双方向スイッチStpを駆動する正側スイッチ駆動パルスを生成し、これをPWM信号tpとして出力するとともに、前半期間における正側双方向スイッチStp、Ssp、Srpの駆動順序と同一の順序でこれらと対をなす負側双方向スイッチStn、Ssn、Srnのそれぞれを駆動する負側スイッチ駆動パルスを生成し、これをそれぞれPWM信号tn、sn、rnとして出力する。第2の期間においてはt相が基準相とされ、t相を経由する電流ループを形成しつつ一次側電流ipnがs相からr相に転流するように双方向スイッチが駆動される。また、共通の三相交流流路10の出力端に接続された正側双方向スイッチと負側双方向スイッチがPWM制御周期の前半期間と後半期間で入れ替わるように駆動され且つ一対の正側および負側双方向スイッチは、前半期間と後半期間で駆動順序が一致するように駆動される。これにより、高周波トランス30の両端に対称性の良好な正方向と負方向の電圧パルスが交互に印加される。また、上述した第1の期間の場合と同様、高周波トランス30の一次巻き線に対する正電圧パルスの印加期間と負電圧パルスの印加期間の間の期間に短絡パルスを生成し、短絡パルスに基づいて一対の正側および負側双方向スイッチを同時オンさせることにより、高周波トランス30の両端を短絡し、短絡ループ上に励磁電流を流して一次側電流ipnの連続性を確保しつつ高周波トランス30の両端に印加する電圧がゼロとなる期間を生成している。第2の期間においては、t相が基準相とされ、t相を経由する電流ループが形成される。故に、前半期間又は後半期間においてt相に接続された正側双方向スイッチStp又は負側双方向スイッチStnのいずれかを常にオン状態とすることができる。従って、第2の期間においては、正側双方向スイッチStpおよび負側双方向スイッチStnを同時にオン状態とするべく短絡パルスt0を生成することにより、効率的なスイッチング動作を実現しながらPWM制御周期内に高周波トランス30の短絡期間を設けることが可能となる。
図7は、上述したパターンのPWM信号を生成するPWM信号生成部40の構成を示す論理回路図である。コンパレータ401〜403は、キャリア信号生成部41より生成されるキャリア信号Carの信号レベルとPWM指令信号αrs *、αst *、αtr *の信号レベルとを比較して、各PWM指令信号の信号レベルに応じたパルス幅を有するレベル表示パルスrs、st、trを出力する。レベル表示パルスは、論理反転されるルートと論理反転されないルートに分岐され、それぞれ、ANDゲート411〜416に入力される。ANDゲート411、412は、レベル表示パルスrs、stと、これらの論理反転パルスとの論理積を演算して、PWM信号rp、rnを構成する正側および負側スイッチ駆動パルスの生成タイミングおよびそのパルス幅を定めるタイミングパルスrp´、rn´を出力する。ANDゲート413、414は、レベル表示パルスst、trと、これらの論理反転パルスとの論理積を演算してPWM信号sp、snを構成する正側および負側スイッチ駆動パルスの生成タイミングおよびそのパルス幅を定めるタイミングパルスsp´、sn´を出力する。ANDゲート415、416は、レベル表示パルスrs、trと、これらの論理反転パルスとの論理積を演算して、PWM信号tp、tnを構成する正側および負側スイッチ駆動パルスの生成タイミングおよびそのパルス幅を定めるタイミングパルスtp´、tn´を出力する。
図8は、短絡パルスr0、s0、t0を生成する短絡パルス生成部90の回路ブロック図、図9は、図4(a)に示す第1の期間における短絡パルス生成部90の動作を例示するタイミングチャートである。短絡パルス生成部90には、PWM信号生成部40により生成されるレベル表示パルスrs、st、trが入力される。レベル表示パルスおよびその論理反転パルスは、ANDゲート901、902およびORゲート903により論理合成され、短絡パルスの生成タイミングおよびパルス幅を定める短絡タイミングパルスAが生成される。短絡タイミングパルスAはキャリア信号Car信号レベルとPWM指令信号αrs *、αst *、αtr *の信号レベルを比較して、PWM指令信号αrs *、αst *、αtr *のすべての信号がキャリア信号Carの信号レベルに対して大きい期間、または小さい期間を表示する。また、短絡タイミングパルスAは高周波トランス30の一次巻き線に対する正電圧パルスの印加期間と負電圧パルスの印加期間の間のゼロ電圧印加期間を表示する。
短絡パルス生成部90をこのように構成することで、基準相となるべき相に接続された一対の正側および負側双方向スイッチを、高周波トランス30の一次巻き線に対する正電圧パルスの印加期間と負電圧パルスの印加期間の間の期間にそれぞれオン状態とする短絡パルスが生成される。図9に示すように、第1の期間においては、基準相(r相)に対応した正側および負側双方向スイッチSrpおよびSrnを同一時間帯にオン状態として短絡ループを形成する短絡パルスr0が上記のタイミングで生成される。上記した短絡パルス生成部90の構成によれば、第1の期間および第4の期間において基準相となるr相に接続された正側および負側双方向スイッチSrp、Srnを同時にオン状態とする短絡パルスr0が上記のタイミングで生成される。第3の期間および第6の期間において基準相となるs相に接続された正側および負側双方向スイッチSsp、Ssnを同時にオン状態とする短絡パルスs0が上記のタイミングで生成される。第2の期間および第5の期間において基準相となるt相に接続された正側および負側双方向スイッチStp、Stnを同時にオン状態とする短絡パルスt0が上記のタイミングで生成される。
正弦波状のPWM指令信号αrs *、αst *、αtr *と三相交流電源Eとの位相関係について説明する。図10(a)は、三相交流電源EとSMRコンバータ1の電気的接続関係を示す模式図である。図10(b)は、図10(a)に表示された各相電圧、各相電流、線間電圧vrs、線間電流irsの位相関係を示した図である。SMRコンバータ1において、三相交流電源Eの相電圧vr、vs、vtと相電流ir、is、itがそれぞれ同相となるように、すなわち、力率1となるように制御する。力率1とするためには、例えば線間電流irsが線間電圧vrsに対して60°遅れるように制御すればよい。従って、線間電圧vrsの位相角をωt、α*をPWM指令信号の振幅指令値とすると、PWM指令信号αrs *、αst *、αtr *は、それぞれ次式によって与えられる。
αrs *=α*sin(ωt−60°) ・・・(1)
αst *=α*sin(ωt−120°−60°) ・・・(2)
αtr *=α*sin(ωt−240°−60°) ・・・(3)
振幅指令値α*は、制御部70が出力電流(充電電圧)voおよび出力電流(充電電流)ioをモニタし、これらを図示しない上位コントローラから供給される目標値に一致させるべく生成される。線間電圧vrsの位相角ωtは公知の位相検出器により検出することが可能である。
irs=2io・αrs */2=io・αrs * ・・・(4)
ist=2io・αst */2=io・αst * ・・・(5)
itr=2io・αst */2=io・αtr * ・・・(6)
また、Δ結線線間電圧の実効値をVm、Δ結線線間電流の実効値をIm、入力電力をPinとすると、
Im=io・α*/√2 ・・・(7)
Pin=3Vm・Im=2io・|vpn| ・・・(8)
が成立し、これより振幅指令値α*と出力電圧voとの関係を示す次式を導くことができる。
vo=3Vm・α*/√2 ・・・(9)
<保護シーケンス1>
図12は、システムに異常が発生した場合にシステムを強制停止する保護機能を備えたSMRコンバータ1aの構成を示すブロック図である。図13は、上記保護機能を実現する保護回路を有するPWM信号生成部40aおよび短絡パルス生成部90aの構成を示す回路ブロック図である。PWM信号生成部40aは、ANDゲート411〜416とORゲート421〜426との間にANDゲート501〜506が挿入される点で図7に示すPWM信号生成部40と相違する。また、短絡パルス生成部90aは、短絡パルスr0、s0、t0を出力するANDゲート951〜953の後段に強制停止パルスr0´、s0´、t0´を生成する強制停止パルス生成部200が付加されている点で図8に示す短絡パルス生成部90と相違する。以下、上記したSMRコンバータ1と相違する部分について詳述する。尚、上述のSMRコンバータ1と共通する部分については、同一の参照符を付すこととし、その説明については省略する。
強制停止パルス生成部200は、エラー検知信号errがハイレベルとなった後の最初の短絡パルスの発生タイミングで強制停止パルス(図14の例ではr0´)を出力する。強制停止パルス(r0´、s0´、t0´)は、短絡パルス(r0、s0、t0)を保持したパルスである。つまり、強制停止パルス生成部200は、エラー検知信号errがハイレベルとなった後に最初に生成される短絡パルスをラッチして短絡パルスを継続的に出力する。従って、強制停止パルス(r0´、s0´、t0´)は、通常動作において短絡パルス(r0、s0、t0)が生成されるタイミングと同じタイミングで生成されることとなる。強制停止パルス(r0´、s0´、t0´)はORゲート421〜426の一方の入力端子に入力される。
システムに異常が生じた場合における強制停止動作をソフトウェア上で実現する手法について以下に説明する。図15(a)は、上記したSMRコンバータ1および1aにおいて、システムの異常発生時におけるPWM指令信号の振幅指令値α*の変化を示す図である。図15(b)は、振幅指令値α*の値がゼロとなったときの各信号を例示したものである。上記した式(9)に示すように、PWM指令信号αrs *、αst *、αtr *の振幅値を示す振幅指令値α*とSMRコンバータ1または1aの出力電圧voとの関係は、vo=(3/√2)Vmα*と表すことができる。従って、振幅指令値α*を徐々にゼロに近づけることにより出力電圧voを徐々にゼロに近づけることができる。
例えば、出力電圧vo、出力電流io、一次側電流ipnの値はセンサにより検出され、制御部70、70aによりモニタされる。制御部70、70aは、これらの値のいずれかが所定範囲内にない場合にはシステムに異常が生じているものと判断し、振幅指令値α*を一定の時間変化率Δkで減少させる。これにより振幅指令値α*は、異常検知時点から徐々に小さくなりシャットダウン期間Δtの経過時点でゼロとなる。このような振幅指令値α*の制御は、制御部70、70a内に格納された制御プログラムを実行することにより実現される。振幅指令値α*の時間変化率は必ずしもリニアであることを要しない。
本実施例に係るPWM信号生成部40、40aおよび短絡パルス生成部90、90aの構成によれば、振幅指令値α*の値が小さくなるに従って、短絡パルスのパルス幅が徐々に大きくなり、出力電圧voが徐々に低下する。図15(b)に示すように、振幅指令値α*がゼロとなると、PWM指令信号αrs *、αst *、αtr *の振幅がそれぞれゼロとなり、PWM信号生成部40、40aは、全期間に亘り短絡パルス(図15(b)の例ではr0)を出力する。これにより、同一の三相交流流路10に接続された一対の正側および負側双方向スイッチの同時オン状態が継続される故、高周波トランス30の両端の短絡状態も継続される。従って、高周波トランス30への電力供給が遮断され、システムが停止に至る。
EV用急速充電器のバッテリ充電モードとしては、充電電圧制御モード(cvモード)と充電電流制御モード(ccモード)がある。EV用急速充電器ではこれら2つのモードをシームレスに切替え可能としておく必要がある。そこで、充電電圧を制御するコントローラと、充電電流を制御するコントローラを別個独立に設けると、一方のコントローラを作動させる場合には他方のコントローラを停止させる必要があり、シームレスなモード切換が困難となる。
Claims (5)
- 三相交流流路の入力端に供給される三相交流電力を高周波数にてスイッチングしつつ直流電力に変換するSMRコンバータであって、
高周波トランスと、
前記三相交流電力を生ずる三相交流電源の各相電圧の電圧変化に同期した第1乃至第3の変調率信号を生成する制御部と、
一定の時間変化率で信号レベルが変化する変化区間を一定周期にて含む前記三相交流電源の周波数よりも高い周波数のキャリア信号を生成するキャリア信号生成部と、
前記キャリア信号の前記変化区間における信号レベルと前記第1乃至第3の変調率信号の各々の信号レベルを比較して比較結果に応じて定まるタイミングおよび期間において生成されるパルス列からなるPWM信号を生成するPWM信号生成部と、
前記PWM信号に応じてオンオフして前記三相交流流路の出力端を前記高周波トランスの一次巻き線の両端に選択的に接続して前記一次巻き線の両端に前記三相交流電源の周波数よりも高い周波数の交流パルスを印加する複数のスイッチを有する周波数変換部と、
前記高周波トランスの二次巻き線の両端に生じる交流成分を整流して前記直流電力を得る整流部と、を有し、
前記周波数変換部は、前記三相交流流路の出力端のいずれかを前記一次巻き線の一端に選択的に接続する第1乃至第3の正側双方向スイッチと前記三相交流流路の出力端のいずれかを前記一次巻き線の他端に選択的に接続する第1乃至第3の負側双方向スイッチと、を含み、
前記PWM信号生成部は、前記キャリア信号の1変化区間に対応する第1期間内に短絡パルスを生成する短絡パルス生成部と、所定条件の成立後に生成される最初の短絡パルスを保持してこれを強制停止パルスとして出力する強制停止パルス生成部とを有し、前記短絡パルスまたは前記強制停止パルスに応じて同一の三相交流流路に接続された正側および負側双方向スイッチをオン駆動する正側スイッチ駆動パルスおよび負側スイッチ駆動パルスを同一時間帯に生成することを特徴とするSMRコンバータ。 - 前記短絡パルス生成部は、前記一次巻き線に対する正電圧パルスの印加期間と負電圧パルスの印加期間の間の期間に前記短絡パルスを生成することを特徴とする請求項1に記載のSMRコンバータ。
- 三相交流流路の入力端に供給される三相交流電力を高周波数にてスイッチングしつつ直流電力に変換するSMRコンバータであって、
高周波トランスと、
前記三相交流電力を生ずる三相交流電源の各相電圧の電圧変化に同期した第1乃至第3の変調率信号を生成する制御部と、
一定の時間変化率で信号レベルが変化する変化区間を一定周期にて含む前記三相交流電源の周波数よりも高い周波数のキャリア信号を生成するキャリア信号生成部と、
前記キャリア信号の前記変化区間における信号レベルと前記第1乃至第3の変調率信号の各々の信号レベルを比較して比較結果に応じて定まるタイミングおよび期間において生成されるパルス列からなるPWM信号を生成するPWM信号生成部と、
前記PWM信号に応じてオンオフして前記三相交流流路の出力端を前記高周波トランスの一次巻き線の両端に選択的に接続して前記一次巻き線の両端に前記三相交流電源の周波数よりも高い周波数の交流パルスを印加する複数のスイッチを有する周波数変換部と、
前記高周波トランスの二次巻き線の両端に生じる交流成分を整流して前記直流電力を得る 整流部と、を有し、
前記周波数変換部は、前記三相交流流路の出力端のいずれかを前記一次巻き線の一端に選択的に接続する第1乃至第3の正側双方向スイッチと前記三相交流流路の出力端のいずれかを前記一次巻き線の他端に選択的に接続する第1乃至第3の負側双方向スイッチと、を含み、
前記PWM信号生成部は、前記キャリア信号の1変化区間に対応する第1期間内に短絡パルスを生成する短絡パルス生成部を有し、前記短絡パルスに応じて同一の三相交流流路に接続された正側および負側双方向スイッチをオン駆動する正側スイッチ駆動パルスおよび負側スイッチ駆動パルスを同一時間帯に生成し、
前記制御部は、所定条件の成立時に所定の時間変化率で振幅が減少する前記第1乃至第3の変調率信号を生成し、
前記短絡パルス生成部は、前記第1乃至第3の変調率信号の振幅の減少に応じて前記短絡パルスのパルス幅を増大させることを特徴とするSMRコンバータ。 - 前記PWM信号生成部は、
前記第1乃至第3の変調率信号の信号レベルと前記キャリア信号の変化区間における信号レベルとを比較して前記第1乃至第3の変調率信号の各々の信号レベルに応じたパルス幅を有するレベル表示パルスを生成する比較部と、
前記レベル表示パルスとその論理反転パルスとの論理積を演算し、前記正側および負側スイッチ駆動パルスの生成タイミングを定めるタイミングパルスを生成する論理積演算部と、
前記タイミングパルスと前記短絡パルスの論理和を演算し、前記タイミングパルスと前記短絡パルスを合成した合成パルスを生成する論理和演算部と、
前記第1期間とこれに後続する前記キャリア信号の1変化区間に対応する第2期間とにおいて互いに異なる信号レベルを呈するトグル信号の信号レベルに応じて前記合成パルスを前記正側双方向スイッチと前記負側双方向スイッチに振り分けるべく分割してこれを前記PWM信号として出力する信号分割部と、を有することを特徴とする請求項1乃至3のいずれか1つに記載のSMRコンバータ。 - 前記短絡パルス生成部は、
前記レベル表示パルスとその論理反転パルスを論理演算して前記短絡パルスの生成タイミングを定める短絡タイミングパルスを生成する短絡タイミングパルス生成部と、
前記レベル表示パルスとその論理反転パルスを論理演算して前記第1乃至第3の変調率信号のうち最大および最小の信号レベルを有するものをそれぞれ表示する最大最小表示パルスを生成する最大最小表示パルス生成部と、
前記最大最小表示パルスおよび前記短絡タイミングパルスを論理合成してこれを前記短絡パルスとして出力する論理合成部と、を有することを特徴とする請求項4に記載のSMRコンバータ。
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