JP2013121110A

JP2013121110A - アナログ信号伝送システム、可変圧縮器および可変伸張器

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Publication number: JP2013121110A
Application number: JP2011268828A
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Inventors: Osamu Yokoi; 修横井; Yuki Abe; 友輝阿部
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Current assignee: Audio Technica KK
Priority date: 2011-12-08
Filing date: 2011-12-08
Publication date: 2013-06-17
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Abstract

【課題】コンパンダを備えたアナログ信号伝送システムにおいて、ブリージングノイズをより効果的に低減すること。
【解決手段】送信側にアナログ信号の圧縮器を備え、受信側に圧縮器で圧縮されたアナログ信号を伸張する伸張器を備えたアナログ信号伝送システムであって、圧縮器は、入力信号の振幅が大きい場合には入力信号を高度に圧縮するように入力信号の振幅に応じて指数関数的に可変圧縮する可変圧縮器１０３であり、伸張器は、圧縮器により圧縮されて伝送路を伝送されてくる信号をその振幅に応じて指数関数的に可変伸張する可変伸張器１０９である。
【選択図】図１

Description

本発明は、アナログ信号伝送システム、可変圧縮器および可変伸張器に関するもので、例えば、ワイヤレスマイクロホンシステムなどに適用可能なものである。

アナログ信号伝送システムの例としてワイヤレスマイクロホンシステムなどのオーディオ信号伝送システムがある。ワイヤレスマイクロホンシステムは、無線伝送路に侵入してくるノイズ要因によるノイズを低減するためにコンパンディングが行われる。コンパンディングとは、「圧縮(コンプレッシング)」と「伸張(エクスパンディング)」を組み合わせた言葉で、電気信号のダイナミックレンジを圧縮し、伸張することをいう。信号を圧縮する回路ないしは素子をコンプレッサ、信号を伸張する回路ないしは素子をエキスパンダといい、コンプレッサとエキスパンダを合わせてコンパンダという。小さなダイナミックレンジしか伝送することができない機器や回線であっても、コンパンディングを利用すると、大きなダイナミックレンジの信号を伝送できるとともに、受信信号のノイズを低減することができる。

電気信号の伝送路は、近接する信号源からの妨害電波や信号伝送システムを構成する送信機および受信機の回路から出るノイズにさらされている。信号の伝送路はダイナミックレンジに制限があるため、ノイズが進入するとノイズの影響を受けやすい。コンパンディングは、上記のような信号伝送路におけるノイズを緩和するのに有効である。例えば、送信機側のエンコーダが１：２の対数圧縮回路にしたがってダイナミックレンジを１／２に圧縮するものとすると、受信機側の２：１デコーダでは逆にダイナミックレンジを２倍に伸張する。

圧縮率が高く、これに対応して伸長率の高いコンパンディングを行うと、信号の強弱に合わせてノイズレベルも強弱に変化する。ワイヤレスマイクロホンシステムにおいては、上記ノイズレベルの変化はブリージングと呼ばれる。圧縮し、伸長した信号は、そのレベルの変化に伴いノイズレベルも常に変動し、ノイズが振幅変調を受けることになる。振幅変調を受けた信号は、低レベルであっても、一定レベルの定常的なノイズに比べると非常に耳につきやすくなり、音楽などのオーディオ信号の背景で、息継ぎのような音で聴取される。この息継ぎのような音を「ブリージング」あるいは「ブリージングノイズ」と呼んでいる。ブリージングノイズのような音声信号と相関を持った動的ノイズは、聞き手にとって大いに不快であり、大きな音質劣化要因となる。

コンパンダを備えた無線オーディオ雑音低減システムにおいて、第１の所定の入力閾値を超える場合に、１対１より大きい圧縮比に伴う圧縮操作を実行する可変コンプレッサと、第２の所定の入力閾値を超える場合に、１対１より大きい伸張比で伸張操作を実行する可変エキスパンダを備えたものが知られている（特許文献１参照）。

特許文献１記載の発明は、信号レベルが所定の閾値を越えるか否かによって圧縮比と伸張比を２段階に切り換えることにより、ブリージングノイズの低減を図るものである。しかし、圧縮比と伸張比を、変曲点を境にして２段階に切り換えると、切り換え点においてノイズあるいは異音が発生するという問題がある。

特許第４２３７０５６号公報

本発明は、上に述べた従来技術の課題を解決すること、すなわち、いわゆるコンパンダを備えたアナログ信号伝送システムにおいて、ノイズや異音を発生することなくブリージングノイズをより効果的に低減することを目的とする。
本発明はまた、上記アナログ信号伝送システムに好適な可変圧縮器および可変伸張器を得ることを目的とする。

本発明に係るアナログ信号伝送システムは、
送信側にアナログ信号の圧縮器を備え、受信側に上記圧縮器で圧縮されたアナログ信号を伸張する伸張器を備えたアナログ信号伝送システムであって、
上記圧縮器は、入力信号の振幅が大きい場合には上記入力信号を高度に圧縮するように上記入力信号の振幅に応じて指数関数的に可変圧縮する可変圧縮器であり、
上記伸張器は、上記圧縮器により圧縮されて伝送路を伝送されてくる信号をその振幅に応じて指数関数的に可変伸張する可変伸張器である
ことを最も主要な特徴とする。

送信側に圧縮器を、受信側に伸張器を備えていることによって、伝送路から侵入するノイズ要因によるノイズを低減することができるとともに、上記圧縮器を入力信号の振幅に応じて指数関数的に可変圧縮する可変圧縮器とし、上記伸張器を伝送されてくる信号をその振幅に応じて指数関数的に可変伸張する可変伸張器として段階的な変曲点をなくしたことにより、ノイズやイオンを発生することなく、ブリージングノイズを効果的に低減することができる。

本発明に係るアナログ信号伝送システムの実施例を示すブロック図である。上記実施例中の可変圧縮器の入力信号と出力信号との関係を、圧縮率を１：１に固定した場合と比較して示すグラフである。上記実施例中の可変伸張器の入力信号と出力信号との関係を、伸張率を１：１に固定した場合と比較して示すグラフである。上記実施例中の可変圧縮器の構成を示すブロック図である。上記実施例中の可変伸張器の構成を示すブロック図である。上記実施例中の可変圧縮器のより詳細な構成を示す回路図である。上記実施例中の可変伸張器のより詳細な構成を示す回路図である。

以下、本発明に係るアナログ信号伝送システム、可変圧縮器および可変伸張器の実施例について説明する。
本発明は、ダイナミックレンジの可変圧縮器および可変伸張器を用いることによりブリージングノイズを効果的に軽減することを実現している。可変圧縮器に入力される大きな振幅の信号は可変圧縮器で高度に圧縮される。大きな振幅のオーディオ信号の再生音は、動的ノイズがある程度大きくても、マスキング効果によって聞き手にとっては気にならない。逆に、小さな振幅のオーディオ信号は、圧縮率が高いと、信号レベルとノイズレベルの差が小さく、その再生音はマスキング効果も期待することができないため、動的ノイズが顕著になる。しかし、オーディオ信号の振幅が小さい場合、圧縮率を低くすると動的ノイズは発生しにくく、ブリージングノイズは低減される。

そこで、本発明では、送信側の圧縮器は、入力信号の振幅が大きい場合には上記入力信号を高度に圧縮し、入力信号の振幅が小さい場合は圧縮率を低くするように、上記入力信号の振幅に応じて指数関数的に可変圧縮する可変圧縮器とした。また、受信器側の伸張器は、伝送されてくる信号をその振幅に応じて指数関数的に可変伸張する可変伸張器とした。

本発明における圧縮器は、１次関数と指数関数の合成関数になる。圧縮器の入力をｘ、出力をｙとすると、出力ｙは、
ｙ＝ｘ−Ｂ・ｅｘｐ(Ａｙ)＋Ｃ・・・（１）
の式で表される。Ａ，Ｂ，Ｃは任意の定数である。信号のレベル(振幅)が低下し、ｙが−∞に近づいたとすると、上記（１）式は
ｙ＝ｘ＋Ｃ
の一次式に近似される。

上記信号のレベル(振幅)が増大し、
ｙ＜＜Ｂ・ｅｘｐ(Ａｙ)
の関係になると、
ｙ＝（１／Ａ）×ｌｎ（（ｘ＋Ｃ）／Ｂ）
の式に近似される。この式によれば、ｘを∞に近づけると対数発散をする。これは緩やかな発散であり、入力に対して出力が微増し、よって、制限回路として機能する。この特性は、無線オーディオシステム、例えばワイヤレスマイクロホンシステムに適している。各国の電波法により、ＦＭの変調度が規制されているからである。オーディオ信号の振幅の最大値は、そのまま変調度の最大値になり、想定以上の振幅の信号が入力しても、ある一定の振幅に抑える制限回路として機能する。

本発明で用いられる可変圧縮器および可変伸張器は、圧縮率および伸張率が連続的に変化する指数関数で制御される。したがって、圧縮率および伸張率に、特許文献１記載の発明に見られるような変曲点を伴わないため、圧縮器と伸張器とで変曲点が異なることによる圧縮・伸張の変換誤差を生じることはない。

まず、図１を参照しながら、本発明に係るアナログ信号伝送システムの実施例の概要を説明する。図１において、入力装置１０１からアナログ信号が入力される。アナログ信号の例としてオーディオ信号があり、オーディオ信号の入力装置としては様々の音源装置、例えば、人間の声や楽器の音声などをとらえて電気音響変換するマイクロホン、ＣＤプレーヤやＭＰ３プレーヤなどの各種オーディオ機器がある。図１に記載されているシステムの例は、音源装置１０１をマイクロホンと想定すると、ワイヤレスマイクロホンシステムを構成しているものと考えることができる。

入力装置１０１の出力信号は、プリエンファシス回路１０２を経て可変圧縮器１０３に入力されるように接続されている。プリエンファシスとは、伝送路固有の高域における周波数減衰特性に応じて、伝送前の信号の高域周波数を増幅し、伝送後の信号のＳＮ比（信号対雑音の比率）を改善する方法である。時定数が５０μｓの場合、１ｋＨｚの信号振幅に対して、１５ｋＨｚの信号振幅は１３．６ｄＢであるが、通常、信号振幅がどのレベルでも、１５ｋＨｚのときの信号振幅１３．６ｄＢが維持される。したがって、仮に１ｋＨｚで最大周波数変調を設定すると、１５ｋＨｚでは過変調になる。

しかし、図１に示す例のように、入力装置１０１と可変圧縮器１０３の間にプリエンファシス回路１０２を置くと、高域周波数における大きい振幅の信号は制限回路の影響を受け、小さい振幅の信号は制限回路の影響を受けない。これは、信号伝送路において、信号の振幅が大きい場合、プリエンファシスの効果はないが、過変調を防ぎ、信号の振幅が小さい場合、プリエンファシスの効果が十分に得られることを意味している。このように、高域周波数の大きい振幅の信号領域はＳＮ比を犠牲にすることになるが、上記信号領域における「歯擦音」を取り除くのに有効である。「歯擦音」とは、「さしすせそ」などの発音のときに発生するノイズのことをいう。「歯擦音」をなくすために、一般的には高域制限回路が設けられるが、本実施例によれば、プリエンファシス回路１０２を置くことによって、「歯擦音」の除去効果も得られる。

可変圧縮器１０３は、アナログ信号であるオーディオ信号のダイナミックレンジを圧縮するもので、本実施例における可変圧縮器１０３は信号強度に依存して圧縮率を可変するようになっている。可変圧縮器１０３の入力信号ｘに対して出力信号ｙは前記（１）式で得るようになっていて、この（１）式に対応する入力信号ｘと出力信号ｙの関係を、図２に符号２０１〜２０３を付した実線で示している。可変圧縮器１０３は、入力信号の振幅に応じて指数関数的に可変圧縮するように構成されていて、入力信号の振幅が大きい場合には上記入力信号を高度に圧縮する。

したがって、符号２０１〜２０３で示す実線は（１）式に対応した曲線になっていて、可変圧縮器１０３の入力信号Ｘの振幅が減少すると、前述のように、上記（１）式はｙ＝ｘ＋Ｃに近似される。可変圧縮器１０３の入力信号ｘの振幅が増大すると、前述のように、ｙ＝（１／Ａ）×ｌｎ（（ｘ＋Ｃ）／Ｂ）の式に近似される。可変圧縮器１０３の圧縮率をＣＲ（ＣｏｍｐｒｅｓｓｉｏｎＲａｔｅ）とすると、
ＣＲ＝１／（１＋ＡＢ・ｅｘｐ（Ａｙ））
の式で表すことができる。可変圧縮器１０３の最大出力信号をｙｍａｘとし、定数Ａ，Ｂを任意に設定することで、
１／Ｎ＝１／（１＋ＡＢ・ｅｘｐ（Ａ・ｙｍａｘ））
となり、可変圧縮器１０３は、圧縮率１：１から１：Ｎまでを可変する圧縮器となる。

図１において、可変圧縮器１０３で圧縮されたオーディオ信号はトランスミッター１０４で変調されてアンテナ１０５から送信されるように構成されている。トランスミッター１０４は、オーディオ信号をＲＦ信号（高周波信号）でＦＭ変調するもので、変調されたＲＦ信号が、トランスミッター１０４の負荷であるアンテナ１０５から空中線１０６に放出される。トランスミッター１０４の変調方式は任意で、ＦＭ方式に限られるものではない。入力装置１０１からアンテナ１０５までを信号の送信側とする。送信側から受信側に向かう信号の伝送系は、図示の例では電磁波を伝送する空中線１０６となっているが、単純な有線による伝送ライン、赤外線によるワイヤレスライン、その他の伝送系の中から任意の伝送方式を選択することができる。

アンテナ１０５で電磁波に変換され、空中線１０６に放出された上記電磁波は受信側のアンテナ１０７でとらえられ、アンテナ１０７はとらえた電磁波を電気信号に変換する。この電気信号は微弱であり、レシーバー１０８でＲＦ増幅され、さらにＲＦ信号がＦＭ検波されてアナログ信号であるオーディオ信号に復調される。復調されたオーディオ信号は適切な信号レベルに増幅され可変伸張器１０９に入力される。

可変伸張器１０９は、オーディオ信号のダイナミックレンジを伸張するもので、本実施例における可変伸張器１０９は、上記可変圧縮器１０３により圧縮されて伝送路を伝送されてくる信号をその振幅に応じて指数関数的に可変伸張するものである。換言すれば、可変伸張器１０９は、可変圧縮器１０３の逆関数回路になっている。可変伸張器１０９の入力ｘに対する出力ｙは、図３に実線３０３で示す曲線のようになる。実線３０３で示す曲線は、以下の式
ｙ＝ｘ＋Ｂ・ｅｘｐ(Ａｘ)−Ｃ・・・（２）
に対応する。

可変伸張器１０９の入力信号ｘの振幅が減少すると、上記（２）式はｙ＝ｘ−Ｃに近似される。可変伸張器１０９の入力信号ｘの振幅が増大すると、ｙ＝Ｂ・ｅｘｐ（Ａｘ）−Ｃの式に近似される。可変伸張器１０９の伸張率をＥＲとすると、
ＥＲ＝１＋ＡＢ・ｅｘｐ（Ａｘ）
の式で表すことができる。可変伸張器１０９の最大入力信号をｘｍａｘとし、定数Ａ，Ｂを任意に設定することで、
Ｎ＝１＋ＡＢ・ｅｘｐ（Ａｘｍａｘ）
となり、可変伸張器１０９は、伸張率１：１からＮ：１までを可変する伸張器となる。

可変伸張器１０９で伸張されたオーディオ信号は、ディエンファシス回路１１０により、前記プリエンファシス回路１０２で増幅された高域の信号部分が元の振幅レベルに補正される。したがって、ディエンファシス回路１１０はプリエンファシス回路１０２の逆関数になるように設定されている。

ディエンファシス回路１１０を経たオーディオ信号は、出力装置１１１に入力される。出力装置１１１は、スピーカなどのオーディオ機器あるいはオーディオ機器に出力するためのインターフェイス、例えば、ミキサーコンソール、記録媒体あるいは記録媒体の駆動装置などである。アンテナ１０７から出力装置１１１までを、本明細書では受信側という。

図２に示す可変圧縮器１０３の入出力特性についてさらに説明する。ここでは入力と出力のレベルをｄＢ（デシベル）を単位として表している。点線２０４で表す線は圧縮率を１：１とした場合を示しており、よって直線である。可変圧縮器１０３の入出力特性を示す符号２０１，２０２，２０３を付した曲線と圧縮率１：１の場合の入出力特性を示す直線２０４は１点で交わっており、この交点を符号２０２で表している。この交点２０２では、可変圧縮器１０３から可変伸張器１０９に至る信号伝送系を通して信号の振幅レベルが変化しない、すなわち減衰もせず増大もしない。

符号２０１，２０２，２０３を付した曲線の上記交点２０２よりも高い方に延びている部分（符号２０１を付している部分）では、圧縮率１：１の入出力特性を示す直線２０４よりも出力が小さくなっているため、入力信号の振幅を減衰させて出力することになる。逆に、符号２０１，２０２，２０３を付した曲線の上記交点２０２よりも低い方に延びている部分は、入力信号の振幅を増幅して出力することになる。このように、上記交点２０２よりも入力信号レベルの高い符号２０１で示される領域は緩やかな曲線を描きながら緩やかに上昇している。これは、大きな振幅の入力信号に対しては出力信号の振幅を制限していることを意味している。逆に、符号２０１，２０２，２０３を付した曲線の上記交点２０２よりも入力信号レベルが低下するにしたがって、上記曲線の傾きが圧縮率１：１の直線２０４の傾きに近づいていく。これによって、前述のブリージングノイズの低減効果を得ることができる。

次に、図３に示す可変伸張器１０９の入出力特性についてさらに説明する。ここでも入力と出力のレベルをｄＢ（デシベル）を単位として表している。点線３０４で表す線は伸張率を１：１とした場合を示しており、よって直線である。符号３０１，３０２，３０３を付した実線で示す曲線は可変伸張器１０９の入出力特性を示しており、可変圧縮器１０３の入出力特性に対して逆関数で表される。したがって、図２と図３を重ね合わせると、直線２０４と直線３０４が重なり、可変圧縮器１０３の入出力特性を表す符号２０１，２０２，２０３を付した曲線２０３と可変伸張器１０９の入出力特性を表す符号３０１，３０２，３０３を付した曲線が上記直線２０４、３０４に対して線対称になっている。

図３において、符号３０１，３０２，３０３を付した曲線と直線３０４が点３０２で交わっている。この交点３０２では、可変圧縮器１０３から可変伸張器１０９に至る信号伝送系を通して信号の振幅レベルが変化しない、すなわち減衰もせず増大もしない。符号３０１，３０２，３０３を付した曲線の上記交点３０２よりも高い方に延びている部分（符号３０１を付している部分）では、可変伸張器１０９が入力信号の振幅を指数関数的に増大させる。逆に、符号３０１，３０２，３０３を付した曲線の上記交点３０２よりも低い方に延びている部分では、可変伸張器１０９が入力信号の振幅を減衰させている。このように、可変伸張器１０９は、伝送されてくる信号のダイナミックレンジを、交点３０２を中心として片方には伸張し他方には減衰させるように、信号の振幅に応じて指数関数的に可変伸張する。

次に、可変圧縮器１０３の内部構成を、図４を参照しながら説明する。図４において、入力端子４０１から入力されるオーディオ信号は、電圧制御アンプ（以下「ＶＣＡ」という）４０２、アンプ４０３、ローパスフィルタ４０４を経て出力端子４０５から出力されるようになっている。ローパスフィルタ４０４を経た出力信号は、ＲＭＳ検出器４０６、ＤＣアンプ（直流アンプ）４０７、ＥＸＰ関数回路４０８、ＤＣアンプ４０９を経てＶＣＡ４０２にフィードバックされるように接続されている。このように、可変圧縮器１０３は、入力端子４０１から入力されるオーディオ信号を、フィードバック制御電圧で制御されるＶＣＡ４０２とアンプ４０３によって増幅する。

ＶＣＡ４０２は、その利得をフィードバックされる信号に対応して制御する。アンプ４０３の静利得は任意に設定される定数Ｃ１で決定される。ローパスフィルタ４０４は、オーディオ信号として不要な高い周波数の信号を除去する。ローパスフィルタ４０４の出力信号は、出力端子４０５とＲＭＳ検出器４０６に分岐して出力される。ＲＭＳとは、二乗平均平方根のこと、すなわち、もとの値を２乗した上で相加平均し平方根をとったものを意味する。ＲＭＳ検出器４０６は、オーディオ信号の実効値を検出し、直流の対数電圧に変換する。

ＤＣアンプ４０７は、ＲＭＳ検出器４０６による検出電圧の極性を反転し、任意の定数Ａで示される値に増幅する。ＥＸＰ関数回路４０８は、指数関数の制御を行う部分であって、ＤＣアンプ４０７の出力を指数関数の値に変換し、かつ、その値を任意の定数Ｂで示される値に増幅する。ＤＣアンプ４０９は、ＥＸＰ関数回路４０８の出力信号の極性を反転させ、また、任意の定数Ｃ２で示される値をＥＸＰ関数回路４０８の出力信号に加算する。上記任意の定数Ｃ１とＣ２を合計した値が任意定数Ｃである。

可変伸張器１０９の内部構成を図５に示す。図５において、入力端子５０１から入力されるオーディオ信号はＶＣＡ５０７とアンプ５０８を経て出力端子５０９から出力されるとともに、以下のようなフィードフォワード回路によるフィードフォワード信号によって可変伸張するように構成されている。フィードフォワード回路を用いた理由は、送信側の可変圧縮器１０３に用いられているフィードバック回路をそのまま利用できるからである。

前記レシーバー１０８で受信され復調されて入力端子５０１から入力されるオーディオ信号は、ＶＣＡ５０７とローパスフィルタ５０２に入力される。ローパスフィルタ５０２はオーディオ信号として不要な高域周波数の信号を除去する。ローパスフィルタ５０２の出力はＲＭＳ検出器５０３に入力され、ＲＭＳ検出器５０３はオーディオ信号の実効値を検出し直流の対数電圧に変換する。ＲＭＳ検出器５０３の出力信号はＤＣアンプ５０４に入力され、ＤＣアンプ５０４は信号の極性を反転するとともに任意の定数Ａで示される値に増幅して、ＥＸＰ関数回路５０５に入力する。ＥＸＰ関数回路５０５は指数関数の制御を行うもので、ＤＣアンプ５０４の出力信号を指数関数の値に変換し、かつ、その値を任意の定数Ｂで示される値に増幅する。

ＥＸＰ関数回路５０５の出力信号はＤＣアンプ５０６に入力される。ＤＣアンプ５０６の構成は、前記可変圧縮器１０３におけるＤＣアンプ４０９と異なっていて、ＥＸＰ関数回路５０５の出力信号を極性反転することなくＶＣＡ５０７に入力するように構成されている。また、ＤＣアンプ５０６は、任意の定数Ｃ２で示される値をＥＸＰ関数回路５０５の出力から減算して出力する。ＶＣＡ５０７は、ＤＣアンプ５０６から入力される制御電圧によって利得が制御され、入力端子５０１から入力される入力信号を上記利得にしたがって増幅し、アンプ５０８に入力する。アンプ５０８の静利得は任意の定数Ｃ１を決定する。上記定数Ｃ１とＣ２を合計したものが任意の定数Ｃである。アンプ５０８の出力が可変伸張器１０９の出力として端子５０９から出力される。

可変圧縮器１０３の具体的な回路例を図６に示す。図６において、符号４０１，４０５は、図４に示す入力端子４０１、出力端子４０５に対応している。図６において、図４の各ブロックで示す構成部分に対応する構成部分を破線で囲ったブロックで表すとともに、図４と図６において同じブロックには共通の符号を付した。ＶＣＡ４０２の主体をなす集積回路６０１とＲＭＳ検出器４０６の主体をなす集積回路６０５としてＴＨＡＴ４３２０を用いている。入力端子４０１に入力されるオーディオ信号は前述のフィードバック制御回路によるフィードバック制御電圧で制御されるＶＣＡ４０２とアンプ４０３によって増幅される。

アンプ４０３はオペアンプ６０３を主体としてなり、反転増幅器を構成している。ＶＣＡ４０２を構成する集積回路６０１の入力抵抗６０２の値をＲ６０２、オペアンプ６０３の帰還抵抗６０４をＲ６０４とすると、静利得である任意定数Ｃ１は、
Ｃ１＝Ｒ６０４／Ｒ６０２
で決定される。アンプ４０３の後段につながれているローパスフィルタ４０４は、２２ｋＨｚ以上の帯域外の信号を除去する。

ＲＭＳ検出器４０６は、検出したオーディオ信号の実効値を直流電圧に変換する。ＲＭＳ検出器４０６の集積回路６０５は、入力抵抗６０６で検出した電圧を対数電圧に変換する。変換式は、
Ｖｒｍｓ＝０．００６×（ｙ−Ｄ）
である。Ｖｒｍｓは変換電圧、Ｄは任意定数で抵抗６０６の値と集積回路６０５で決まる定数（デシベル）である。また、集積回路６０５の時定数は集積回路６０５に接続されているコンデンサ６０７の容量で決定される。オーディオ周波数帯域を扱う場合は、上記時定数は約３２ｍｓに設定される。

ＤＣアンプ４０７はオペアンプ６０８を主体とする反転アンプである。オペアンプ６０８の入力抵抗６０９の値をＲ６０９、帰還抵抗６１０の値をＲ６１０とすると、ＤＣアンプ４０７の増幅率である任意定数Ａ´は、
Ａ´＝Ｒ６１０／Ｒ６０９
で決定される。

ＥＸＰ関数回路４０８の式は、
Ｖｏ＝Ｂ´・ｅｘｐ（−Ｖｉ）
で表される。ＥＸＰ関数回路４０８はトランジスタの指数関数特性を利用した回路である。トランジスタは温度変化によって特性が変化する。この特性の変化を補正するために、同等の特性を有する二つのトランジスタ６１２，６１３を使用し、これらのトランジスタを熱結合している。ＥＸＰ関数回路４０８の入力側にはオペアンプ６１１が配置されている。オペアンプ６１１で構成されている回路は、温度補償に依存する電圧シフト回路である。ＥＸＰ関数回路４０８の出力側にはオペアンプ６１４が配置されている。オペアンプ６１４で構成されている回路は、ＥＸＰ関数回路を構成する基本的な回路である。

オペアンプ６１１の入力抵抗６１６の値をＲ６１６、オペアンプ６１４の帰還抵抗６１７の値をＲ６１７、抵抗６１６に印加される電圧６１５をＶｂとすると、任意定数Ｂ´は
Ｂ´＝（Ｒ６１７／Ｒ６１６）×Ｖｂ
で決定される。ＤＣアンプ４０７の出力信号は抵抗６１８を経てＥＸＰ関数回路４０８のトランジスタ６１２のベースに入力される。トランジスタ６１２のベースにはまた抵抗６１９を経て適宜の電圧が印加される。抵抗６１８と抵抗６１９は物理定数を補正する分圧抵抗である。

ＤＣアンプ４０９は、ＥＸＰ関数回路４０８の出力信号を入力とし、これに任意定数Ｃ２´の利得分の電圧を加算する回路である。ＤＣアンプ４０９を構成するオペアンプ６２０の非反転入力端子に抵抗６２１を経てＥＸＰ関数回路４０８の出力信号が入力される。オペアンプ６２０の上記非反転入力端子には電圧源６２４から抵抗６２３を介して電圧が印加される。上記抵抗６２２の値をＲ６２２、抵抗６２３の値をＲ６２３、電圧源６２４の電圧をＶｃとすると、任意定数Ｃ２´は、
Ｃ２´＝（Ｒ６２２／Ｒ６２３）Ｖｃ
で決定される。

ＶＣＡ４０２を構成する集積回路６０１は、ＤＣアンプ４０９の出力信号で制御される。ＤＣアンプ４０９による集積回路６０１の制御電圧定数は、０．００６／ｄＢで決定される。

次に、図７に示す可変伸張器の具体的な電気回路例について説明する。図７において、ローパスフィルタ５０２、ＲＭＳ検出器５０３、ＤＣアンプ５０４、ＥＸＰ関数回路５０５に関しては、前記可変圧縮器におけるローパスフィルタ４０４、ＲＭＳ検出器４０６、ＤＣアンプ４０７、ＥＸＰ関数回路４０８と同じ構成の回路を使用している。前記レシーバー１０８によって受信され復調されたオーディオ信号は、入力端子５０１から入力され、ローパスフィルタ５０２とＶＣＡ５０７に分岐して入力される。ローパスフィルタ５０２は、帯域外である２２ｋＨｚ以上の周波数の信号を除去してＲＭＳ検出器５０３に入力する。

ＲＭＳ検出器５０３は、検出したオーディオ信号の実効値を直流の対数電圧に変換する。この変換式は、
Ｖｒｍｓ＝０．００６×（ｘ−Ｄ）
である。任意数Ｄの値は、集積回路７０１と抵抗７０２の値によって決まる。また、集積回路７０１の時定数は集積回路７０１に接続されているコンデンサ７０３の値によって決まる。

ＤＣアンプ５０４は、オペアンプ７０４を主体とする反転アンプである。オペアンプ７０４の入力抵抗７０５の値をＲ７０５、帰還抵抗７０６の値をＲ７０６とすると、オペアンプ７０４の増幅率である任意定数Ａ´は、
Ａ´＝Ｒ７０６／Ｒ７０５
で決定される。

ＥＸＰ関数回路５０５の出力Ｖｏは、
Ｖｏ＝Ｂ´・ｅｘｐ（−Ｖｉ）
で表される。ＥＸＰ関数回路５０５は、温度補償するために、同じ特性の２つのトランジスタ７０８，７０９を直列的に接続している。ＥＸＰ関数回路５０５はまた２つのオペアンプ７０７，７１０を備えている。オペアンプ７０７が構成している回路は温度補償に依存する電圧シフト回路である。ＥＸＰ関数回路５０５の出力側に接続されているオペアンプ７１０が構成している回路はＥＸＰ関数回路を構成する基本的な回路である。

電圧源７１１から抵抗７１２を経てオペアンプ７０７の反転入力端子に電圧が印加されるようになっている。上記抵抗７１２の値をＲ７１２とし、電圧源７１１の電圧をＶｂとする。他方のオペアンプ７１０はトランジスタ７０９とＥＸＰ関数回路５０５の出力端との間に接続されている。オペアンプ７１０の帰還抵抗７１３の値をＲ７１３とする。ＥＸＰ関数回路５０５の任意定数Ｂ´は
Ｂ´＝（Ｒ７１３／Ｒ７１２）Ｖｂ
で決定される。ＤＣアンプ５０４の出力信号は抵抗７１４を経てＥＸＰ関数回路５０５のトランジスタ７０８のベースに入力される。トランジスタ７０８のベースにはまた抵抗７１５を経て適宜の電圧が印加される。抵抗７１４と抵抗７１５は物理定数を補正する分圧抵抗である。

ＤＣアンプ５０６は、ＥＸＰ関数回路５０５の出力から任意定数Ｃ２´の利得分の電圧を減算する。ＤＣアンプ５０６を構成するオペアンプ７１６の非反転入力端子に抵抗７１８を経てＥＸＰ関数回路５０５の出力信号が入力される。オペアンプ７１６の上記非反転入力端子には適宜の電圧源から抵抗７１９を介して電圧が印加される。オペアンプ７１６の反転入力端子には抵抗７１７を経て電圧源７２１から電圧が印加される。オペアンプ７１６の出力端子と反転入力端子との間に帰還抵抗７２０が接続されている。

上記抵抗７１７の値をＲ７１７、抵抗７１８の値をＲ７１８、抵抗７１９の値をＲ７１９、抵抗７２０の値をＲ７２０、電圧源７２１の電圧をＶｃ、Ｒ７２０＝Ｒ７１８、Ｒ７１９＝Ｒ７１７とすると、
ＤＣアンプ５０６の出力Ｖｏは、
Ｖｏ＝Ｖｉ−（Ｒ７２０／Ｒ７１９）Ｖｃ＝Ｖｉ−Ｃ_２´
となる。任意定数Ｃ_２´は、
Ｃ_２´＝（Ｒ７２０／Ｒ７１９）Ｖｃ
で決定される。

ＶＣＡ５０７を構成する集積回路７２２は、ＤＣアンプ５０６の出力信号で制御される。ＤＣアンプ５０６による上記集積回路７２２の制御電圧定数は、０．００６／ｄＢで決定される。

入力端子５０１から入力されるオーディオ信号は、ＶＣＡ５０７を構成する集積回路７２２に抵抗７２３を経て入力される。この抵抗７２３と、アンプ５０８の主体をなすオペアンプ７２４の帰還抵抗７２５によって、オペアンプ７２４は反転アンプを構成するように接続されている。上記抵抗７２３の値をＲ７２３、抵抗７２５の値をＲ７２５とすると、ＶＣＡ５０７とアンプ５０８を併せた静利得である任意定数Ｃ１は、
Ｃ１＝Ｒ７２５／Ｒ７２３
で決定される。

１０１入力装置
１０２プリエンファシス回路
１０３可変圧縮器
１０４トランスミッター
１０８レシーバー
１０９可変伸張器
１１０ディエンファシス
１１１出力装置

Claims

送信側にアナログ信号の圧縮器を備え、受信側に上記圧縮器で圧縮されたアナログ信号を伸張する伸張器を備えたアナログ信号伝送システムであって、
上記圧縮器は、入力信号の振幅が大きい場合には上記入力信号を高度に圧縮するように上記入力信号の振幅に応じて指数関数的に可変圧縮する可変圧縮器であり、
上記伸張器は、上記圧縮器により圧縮されて伝送路を伝送されてくる信号をその振幅に応じて指数関数的に可変伸張する可変伸張器であるアナログ信号伝送システム。
送信側の信号入力端と可変圧縮器との間にプリエンファシス回路を有し、受信側の可変伸張器の後ろにディエンファシス回路を有する請求項１記載のアナログ信号伝送システム。
可変圧縮器は、フィードバック制御によって入力信号を可変圧縮する請求項１または２記載のアナログ信号伝送システム。
可変伸張器は、伝送されてくる信号を、フィードフォワード信号によって可変伸張する請求項１、２または３記載のアナログ信号伝送システム。
可変圧縮器は、入力信号をその振幅に応じて圧縮比を１：１から１：Ｎまで連続的に指数関数的に可変圧縮し、可変伸張器は、伝送されてくる信号をその振幅に応じて伸張比を１：Ｎから１：１まで指数関数的に可変伸張する請求項１乃至４のいずれかに記載のアナログ信号伝送システム。
可変圧縮器は、入力信号の振幅が一定以上になると入力信号の振幅を減衰させて出力し、可変伸張器は、伝送されてくる信号の振幅が一定以上になると上記伝送されてくる信号振幅を増大させる請求項１乃至５のいずれかに記載のアナログ信号伝送システム。
入力信号をその振幅に応じて指数関数的に可変圧縮する可変圧縮器であって、
入力信号を制御電圧に応じ増幅して出力信号とする電圧制御アンプと、
上記出力信号の二乗平均平方根をとることにより上記出力信号の実効値を得るＲＭＳ検出器と、
上記ＲＭＳ検出器で得られる出力信号の実効値を指数関数の値に変換し上記電圧制御アンプの制御電圧とするＥＸＰ関数回路と、を有する可変圧縮器。
電圧制御アンプの出力端にはローパスフィルタが接続され、上記ローパスフィルタの出力信号が、可変圧縮器の出力となるとともに、ＲＭＳ検出器、ＥＸＰ関数回路を経て電圧制御アンプの制御電圧となる請求項７記載の可変圧縮器。
伝送されてくる信号をその振幅に応じて指数関数的に可変伸張する可変伸張器であって、
上記伝送されてくる信号を制御電圧に応じ増幅して出力信号とする電圧制御アンプと、
上記伝送されてくる信号の二乗平均平方根をとることにより上記出力信号の実効値を得るＲＭＳ検出器と、
上記ＲＭＳ検出器で得られる出力信号の実効値を指数関数の値に変換し上記電圧制御アンプの制御電圧とするＥＸＰ関数回路と、を有する可変伸張器。
伝送されてくる信号は電圧制御アンプに入力されるとともにローパスフィルタに入力され、上記ローパスフィルタの出力信号が、可変伸張器の出力となるとともに、ＲＭＳ検出器、ＥＸＰ関数回路を経て電圧制御アンプの制御電圧となる請求項９記載の可変伸張器。