JP2013098336A - ゲート駆動回路 - Google Patents

Abstract

【課題】逆導通ＩＧＢＴに内蔵されたダイオードで発生するリカバリ電流を低減させる。
【解決手段】逆導通ＩＧＢＴに内蔵されているダイオードに順方向電流が流れている間に、逆導通ＩＧＢＴのゲート−エミッタ間にゲート閾値電圧よりも低い電圧を印加することで、逆導通ＩＧＢＴのドリフト領域への正孔の注入を抑制し、リカバリ電流を低減させる。
【選択図】図１

Description

本発明は、逆導通ＩＧＢＴのゲート駆動回路に関する。特に、逆導通ＩＧＢＴに内蔵されたダイオードで発生するリカバリ電流を低減させるゲート駆動回路に関する。

コンバータやインバータ等の電力変換回路には、回路に流れる電流を制御するために、ＩＧＢＴが用いられている。ＩＧＢＴには、誘導性負荷から流れてくる電流を通電させる等の目的のため、ＩＧＢＴと逆並列にダイオードが接続される場合がある。このダイオードはＩＧＢＴに外付けされる場合もあるが、素子サイズ縮小によるコスト低減のため、ダイオードをＩＧＢＴに内蔵させた素子が用いられている。ダイオードが内蔵されたＩＧＢＴは、逆導通ＩＧＢＴと呼ばれている。

ダイオードに順方向バイアスがかけられ順方向へ電流が流れている状態では、ダイオード内部のｎ層に正孔が蓄積される。その後、瞬時に逆方向バイアスがかけられると、ｎ層に蓄積された正孔がｐ層側から排出されるため、電流がカソード側からアノード側へと流れることになる。この電流はリカバリ電流と呼ばれる。電力変換回路等において用いられているＩＧＢＴに逆並列に接続されたダイオードで発生するリカバリ電流は、ダイオードの両端にノイズとなるサージ電圧を発生させスイッチング損失を引き起こし、変換効率を下げる等の悪影響を及ぼす。そのため、リカバリ電流の低減が重要な課題になっている。

特に、逆導通ＩＧＢＴにおいては、以下に説明するように、ダイオードが外付けされた場合に比べて大きいリカバリ電流が流れてしまう。図５は、逆導通ＩＧＢＴの断面図である。逆導通ＩＧＢＴ３００は、ＩＧＢＴ部３０１及びダイオード部３０２を有している。ＩＧＢＴ部３０１は、ゲート電極３０３、ｎ層であるエミッタ領域３０４、コレクタ電極３０５、エミッタ電極３０６、ｎ層であるドリフト領域３０７、ｐ層であるボディ領域３０８、ｐ層であるコレクタ領域３０９、トレンチゲート電極３１１からなる。ダイオード部３０２は、ｐ層であるボディ領域３０８とｎ層であるドリフト領域３０７及びカソード領域３１０によって形成されている。

ゲート電極３０３とエミッタ電極３０６との電位差が０Ｖ、すなわちＩＧＢＴ部３０１がオフであって、ダイオード部３０２に電流が流れているとき、ダイオード部の順方向電圧Ｖｆにより、ｎ層であるドリフト領域３０７側に比べて、ｐ層であるボディ領域３０８側が高電位になる。ボディ領域３０８側が高電位になると、エミッタ電極３０６も同様に高電位となる。エミッタ電極３０６が高電位になることにより、ＩＧＢＴ部３０１側のボディ領域３０８からもドリフト領域３０７に大量の正孔３１２が注入される。ドリフト領域３０７に大量の正孔３１２が注入された状態で、ダイオード部３０２に逆バイアスがかけられると、ドリフト領域３０７に注入された大量の正孔３１２は、ボディ領域３０８側へと流れる。すなわち、リカバリ電流が流れる。

上述のように、逆導通ＩＧＢＴにおいては、ダイオードに順方向バイアスがかけられ、順方向電流が流れている間に、ダイオード部に隣接するＩＧＢＴ部のｐ層からもダイオード部のｎ層に大量の正孔が注入されることで、大きなリカバリ電流を発生させてしまう。従って、逆導通ＩＧＢＴに内蔵されたダイオードにおけるリカバリ電流の低減が、より重要な課題となっている。

例えば、非特許文献１に記載されているように、相補的にオンされる一対のＩＧＢＴが直列に接続された回路においては、デッドタイムを短くすることによって、リカバリ電流を低減することができる。ここで、デッドタイムとは、相補的にオンされる一対のＩＧＢＴの一方がオフされてから、他方のＩＧＢＴがオンされるまでの間の時間をいう。一対のＩＧＢＴが直列に接続された回路においては、一方のＩＧＢＴがオンからオフにされたときに、他方のＩＧＢＴに内蔵されたダイオードにおいてリカバリ電流が発生する。リカバリ電流が発生する直前まで他方のＩＧＢＴのゲート電極に電圧が印加されることでＩＧＢＴ部のｐ層からダイオード部のｎ層への正孔の注入を抑制することができ、リカバリ電流を低減させることができる。

エム・ラヒモ（Ｍ．Ｒａｈｉｍｏ）他、第２０回パワー半導体デバイス国際シンポジウム２００８（ＩＳＰＳＤ０８：Ｐｒｏｃｅｅｄｉｎｇｓ ｏｆ ｔｈｅ ２０ｔｈ Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ Ｓｙｍｐｏｓｉｕｍ ｏｎ Ｐｏｗｅｒ Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｄｅｖｉｃｅｓ ａｎｄ ＩＣｓ ２００８）、２００８年５月１８−２２日、ｐ．６８〜７１

非特許文献１に記載されているように、デッドタイムを短くすることによってリカバリ電流を低減させることができるが、効果を得るには、デッドタイムを１マイクロ秒以下に設定する必要があることが分かっている。しかしながら、デッドタイムは安易に短くすることができない。一対のＩＧＢＴが直列に接続された回路においては、電源が短絡してしまうため双方のＩＧＢＴを同時にオンさせることができないところ、デッドタイムは素子の特性のばらつき等により変動し、デッドタイムを短くすると、素子のばらつきにより双方のＩＧＢＴがオンされる期間が発生してしまう虞があるためである。

そこで、本発明は、逆導通ＩＧＢＴに内蔵されているダイオードにおいて発生するリカバリ電流を低減させるゲート駆動回路を提供することを目的とする。

（１）本発明は、直列に接続された第１及び第２の逆導通ＩＧＢＴと、前記第１及び第２の逆導通ＩＧＢＴのゲート−エミッタ間に、前記第１及び第２の逆導通ＩＧＢＴのゲート閾値電圧以上の電圧を印加するか否かにより、前記第１及び第２の逆導通ＩＧＢＴを相補的にオンオフさせる制御回路と、前記制御回路が前記第１の逆導通ＩＧＢＴをオフとする制御信号を出力する所定時間前であって、かつ前記第１の逆導通ＩＧＢＴに内蔵されているダイオードに順方向電流が流れているときに、前記第１の逆導通ＩＧＢＴのゲート−エミッタ間に前記第１の逆導通ＩＧＢＴのゲート閾値電圧未満の一定電圧を印加する電圧印加手段と、を有することを特徴とする。

（２）上記（１）のゲート駆動回路であって、前記制御回路は、前記電圧印加手段が前記第１の逆導通ＩＧＢＴのゲート−エミッタ間に前記第１の逆導通ＩＧＢＴのゲート閾値電圧未満の一定電圧を印加した後に、前記第２の逆導通ＩＧＢＴをオンとする制御信号を出力することが好ましい。

（３）上記（２）のゲート駆動回路であって、前記制御回路は、前記第１の逆導通ＩＧＢＴをオンとする制御信号を出力している間に、前記第２の逆導通ＩＧＢＴをオンとする制御信号を出力することが好ましい。

（４）上記（２）のゲート駆動回路であって、前記制御回路は、前記第１の逆導通ＩＧＢＴをオフとする制御信号を出力した後に、前記第２の逆導通ＩＧＢＴをオンとする制御信号を出力することが好ましい。

（５）上記（４）のゲート駆動回路であって、前記制御回路は、前記第１の逆導通ＩＧＢＴをオフとする制御信号を出力した後、１マイクロ秒以内に前記第２の逆導通ＩＧＢＴをオンとする制御信号を出力することが好ましい。

（６）上記（１）乃至（５）のいずれかのゲート駆動回路であって、前記電圧印加手段は、前記第１の逆導通ＩＧＢＴのゲート−エミッタ間に、前記第１の逆導通ＩＧＢＴのゲート閾値電圧未満の一定電圧を印加する第１の電圧印加手段と、前記第２の逆導通ＩＧＢＴのゲート−エミッタ間に、前記第２の逆導通ＩＧＢＴのゲート閾値電圧未満の一定電圧を印加する第２の電圧印加手段と、を有することが好ましい。

（７）上記（６）のゲート駆動回路であって、前記第１の電圧印加手段は、前記第１の逆導通ＩＧＢＴのゲート−エミッタ間に、直列に接続されたツェナーダイオードとスイッチ素子を有することが好ましい。

（８）上記（６）のゲート駆動回路であって、前記第２の電圧印加手段は、前記第２の逆導通ＩＧＢＴのゲート−エミッタ間に、直列に接続されたツェナーダイオードとスイッチ素子を有することが好ましい。

本発明によれば、逆導通ＩＧＢＴに内蔵されているダイオードにおいて発生するリカバリ電流を低減させることができる。

本実施形態に係るゲート駆動回路の一例を示す図である。 第１の実施形態における、高電圧側制御回路１５ａが逆導通ＩＧＢＴ１１ａのゲート端子及びスイッチ素子１４ａに対して出力し、低電圧側制御回路１５ｂがＩＧＢＴ１１ｂのゲート端子及びスイッチ素子１４ｂに対して出力する制御信号のタイムチャートを示した図である。 ゲート−エミッタ間にゲート閾値電圧よりも高い電圧が印加されたときの逆導通ＩＧＢＴ１０ａ又は１０ｂの断面図である。 第２の実施形態における、高電圧側制御回路１５ａが逆導通ＩＧＢＴ１１ａのゲート端子及びスイッチ素子１４ａに対して出力し、低電圧側制御回路１５ｂがＩＧＢＴ１１ｂのゲート端子及びスイッチ素子１４ｂに対して出力する制御信号のタイムチャートを示した図である。 ゲート−エミッタ間の電圧が０Ｖのときの逆導通ＩＧＢＴの断面図である。

以下、図面に基づき本発明の好適な実施形態について説明する。

図１は、第１の実施形態に係るゲート駆動回路の一例を示す図である。ゲート駆動回路１は、３相インバータやフルブリッジインバータのうち、１相のみを示した図である。ゲート駆動回路１は、ＩＧＢＴ部１１ａとダイオード部１２ａを有する逆導通ＩＧＢＴ１０ａ、ＩＧＢＴ部１１ｂとダイオード部１２ｂを有する逆導通ＩＧＢＴ１０ｂ、電圧抑制手段であるツェナーダイオード１３ａ及び１３ｂ、スイッチ素子１４ａ及び１４ｂ、逆導通ＩＧＢＴ１０ａ及びスイッチ素子１４ａを制御する高電圧側制御回路１５ａ、逆導通ＩＧＢＴ１０ｂ及びスイッチ素子１４ｂを制御する低電圧側制御回路１５ｂ、モータ１６、リチウムイオン電池等からなる直流電源１７を備えている。ツェナーダイオード１３ａの降伏電圧は、逆導通ＩＧＢＴ１０ａのゲート閾値電圧よりも低く、ツェナーダイオード１３ｂの降伏電圧は、逆導通ＩＧＢＴ１０ｂのゲート閾値電圧よりも低く設定されている。なお、図１において、スイッチ素子１４ａ及び１４ｂには、メカニカルスイッチの回路記号が用いられているが、トランジスタ等の半導体スイッチ素子も用いることができる。

逆導通ＩＧＢＴ１０ａ及び１０ｂは、直列に接続され、逆導通ＩＧＢＴ１０ａのエミッタと逆導通ＩＧＢＴ１０ｂのコレクタが接続される。ツェナーダイオード１３ａとスイッチ素子１４ａは、逆導通ＩＧＢＴ１０ａのゲートとエミッタとの間に直列に接続され、ツェナーダイオード１３ａのカソード側と逆導通ＩＧＢＴ１０ａのゲートが接続され、ツェナーダイオード１３ａのアノード側と逆導通ＩＧＢＴ１０ａのエミッタが、スイッチ素子１４ａを介して接続される。ツェナーダイオード１３ｂとスイッチ素子１４ｂは、逆導通ＩＧＢＴ１０ｂのゲートとエミッタとの間に直列に接続され、ツェナーダイオード１３ｂのカソード側と逆導通ＩＧＢＴ１０ｂのゲートが接続され、ツェナーダイオード１３ｂのアノード側と逆導通ＩＧＢＴ１０ｂのエミッタが、スイッチ素子１４ｂを介して接続される。高電圧側制御回路１５ａは、逆導通ＩＧＢＴ１０ａ及びスイッチ素子１４ａを制御できるように、逆導通ＩＧＢＴ１０ａのゲート及びスイッチ素子１４ａと接続され、低電圧側制御回路１５ｂは、逆導通ＩＧＢＴ１０ｂ及びスイッチ素子１４ｂを制御できるように、逆導通ＩＧＢＴ１０ｂのゲート及びスイッチ素子１４ｂと接続される。モータ１６は、逆導通ＩＧＢＴ１０ａのエミッタ及び逆導通ＩＧＢＴ１０ｂのコレクタに接続されている。直流電源１７の正極は逆導通ＩＧＢＴ１０ａのコレクタに、負極は逆導通ＩＧＢＴ１０ｂのエミッタに接続されている。

次に、第１の実施形態である駆動回路１の動作を説明する。図２は、高電圧側制御回路１５ａが逆導通ＩＧＢＴ１０ａのゲート端子及びスイッチ素子１４ａに対して出力し、低電圧側制御回路１５ｂが逆導通ＩＧＢＴ１０ｂのゲート端子及びスイッチ素子１４ｂに対して出力する制御信号のタイムチャートを示した図である。

逆導通ＩＧＢＴ１０ａに内蔵されているダイオード部１２ａで発生するリカバリ電流を低減させる動作について説明する。回生時、すなわちモータ１６から直流電源１７へと電力が供給される場合において、逆導通ＩＧＢＴ１０ａがオンされており、逆導通ＩＧＢＴ１０ｂがオフされている期間（図２に示すＴ１の期間）には、電流がモータ１６からダイオード部１２ａを経由し直流電源１７へと流れる。すなわち、図２に示すＴ１の期間では、ダイオード部１２ａには順方向電流が流れている。

図２に示すＴ１の期間においては、ダイオード部１２ａに順方向電流が流れているが、隣接するＩＧＢＴ部１１ａのゲート端子に、逆導通ＩＧＢＴ１０ａのゲート閾値電圧よりも高い電圧が印加されており、ＩＧＢＴ部１１ａがオンされているため、以下に説明するように、ＩＧＢＴ部１１ａのｎ層であるドリフト領域には正孔が注入されない。

図３は、ゲート−エミッタ間にゲート閾値電圧よりも高い電圧が印加されたときの逆導通ＩＧＢＴ１０ａ、１０ｂの断面図である。ＩＧＢＴ１０ａ、１０ｂの構造は、図５に示したＩＧＢＴと同様である。

図３において、ゲート電極３０３−エミッタ電極３０６間の電位差が逆導通ＩＧＢＴ１０ａのゲート閾値電圧以上であるため、トレンチゲート電極３１１近傍のボディ領域３０８にｎ層であるチャネル３１３が形成される。そのため、コレクタ電極３０５とエミッタ電極３０６との電位差が無くなり、正孔がドリフト領域３０７へ注入されなくなる。

第１の実施形態では、図２に示すＴ１の期間の後、逆導通ＩＧＢＴ１０ａの制御信号をＨｉｇｈ（ゲート閾値電圧よりも高い電圧）に保ったまま、スイッチ素子１４ａをオンさせることに特徴がある。スイッチ素子１４ａがオンになると、逆導通ＩＧＢＴ１０ａのゲート−エミッタ間にツェナーダイオード１３ａが接続される。逆導通ＩＧＢＴ１０ａの制御信号をＨｉｇｈに保ったまま、逆導通ＩＧＢＴ１０ａのゲート−エミッタ間にツェナーダイオード１３ａが接続されると、逆導通ＩＧＢＴ１０ａのゲート端子に印加される電圧は、ツェナーダイオード１３ａの降伏電圧に抑えられる。上述のように、ツェナーダイオード１３ａの降伏電圧は、逆導通ＩＧＢＴ１０ａのゲート閾値電圧よりも低く設定されているため、スイッチ素子１４ａがオンされ、ツェナーダイオード１３ａが逆導通ＩＧＢＴ１０ａのゲート−エミッタ間に接続されると、逆導通ＩＧＢＴ１０ａはオフされる（図２に示すＴ２の期間）。

図２に示すＴ２の期間では、逆導通ＩＧＢＴ１０ａと逆導通ＩＧＢＴ１０ｂはいずれもオフであり、ダイオード部１２ａにも順方向電流が流れているが、逆導通ＩＧＢＴ１０ａのゲート端子にゲート閾値電圧よりも低い電圧が印加されているため、以下に説明するとおり、ＩＧＢＴ部１１ａからダイオード部１２ａへの正孔の注入が抑制される。

上述のように、ゲート−エミッタ間にゲート閾値電圧よりも高い電圧が印加されたときは、逆導通ＩＧＢＴ１０ａのドリフト領域３０７への正孔の注入が阻止されるが、ゲート−エミッタ間にゲート閾値電圧よりも低い電圧が印加されることによってもドリフト領域３０７への正孔の注入が抑制される。すなわち、ゲート電極３０３及びトレンチゲート電極３１１にゲート閾値電圧よりも低い電圧が印加されると、ボディ領域３０８の正孔密度が下がる。ドリフト領域３０７へ注入される正孔供給源は、ボディ領域３０８であるから、ボディ領域３０８の正孔密度が下がることによって、ドリフト領域３０７へ注入される正孔の量が抑制される。

その後、逆導通ＩＧＢＴ１０ｂの制御信号がＨｉｇｈになり、逆導通ＩＧＢＴ１０ｂがオンされると（図２に示すＴ３の期間）、ダイオード部１２ａには逆バイアスがかけられ、ダイオード部１２ａでリカバリ電流が発生することになるが、ダイオード部１２ａに順方向電流が流れている間に、上述のようにドリフト領域３０７への正孔の注入が抑制されているため、発生するリカバリ電流を低減させることができる。

同様にして、ダイオード部１２ｂで発生するリカバリ電流も低減させることができる。力行時、すなわち直流電源１７からモータ１６へと電力が供給される場合において、逆導通ＩＧＢＴ１０ｂがオンされており、逆導通ＩＧＢＴ１０ａがオフされている期間（図２に示すＴ４の期間）には、電流が直流電源１７からダイオード部１２ｂを経由し、モータ１６へと流れる。すなわち、図２に示すＴ４の期間では、ダイオード部１２ｂには順方向電流が流れている。

図２に示すＴ４の期間の後、逆導通ＩＧＢＴ１０ｂの制御信号をＨｉｇｈに保ったまま、スイッチ素子１４ｂをオンさせることにより、逆導通ＩＧＢＴ１０ｂのゲート−エミッタ間にツェナーダイオード１３ｂが接続される。ツェナーダイオード１３ｂが逆導通ＩＧＢＴ１０ｂのゲート−エミッタ間に接続されると、上述のように、逆導通ＩＧＢＴ１０ｂはオフされる（図２に示すＴ５の期間）。

図２に示すＴ５の期間では、逆導通ＩＧＢＴ１０ａと逆導通ＩＧＢＴ１０ｂはいずれもオフされており、ダイオード部１２ｂにも順方向電流が流れているが、逆導通ＩＧＢＴ１０ｂのゲート端子にゲート閾値電圧よりも低い電圧が印加されていることにより、図２に示すＴ５の期間において、ＩＧＢＴ部１１ｂからダイオード部１２ｂへの正孔の注入が抑制される。

その後、逆導通ＩＧＢＴ１０ａの制御信号がＨｉｇｈになり、逆導通ＩＧＢＴ１０ａがオンされると（図２示すＴ６の期間）、ダイオード部１２ｂには逆バイアスがかけられ、ダイオード部１２ｂでリカバリ電流が発生することになるが、ダイオード部１２ｂに順方向電流が流れている間に、上述のようにドリフト領域３０７への正孔の注入が抑制されているため、発生するリカバリ電流を低減させることができる。

第１の実施形態によれば、電源を短絡させる虞なくリカバリ電流を低減させることができる。また、逆導通ＩＧＢＴ１０ａと逆導通ＩＧＢＴ１０ｂの制御信号についてみれば、従来においては、電源の短絡を防ぐために、逆導通ＩＧＢＴ１０ｂの制御信号がＨｉｇｈになる前に必ず逆導通ＩＧＢＴ１０ａの制御信号をＬｏｗ（ゲート閾値電圧よりも低い電圧）にする必要があった。さらに、損失を最小にするために逆導通ＩＧＢＴ１０ａの制御信号をＬｏｗにしてから逆導通ＩＧＢＴ１０ｂの制御信号をＨｉｇｈにするまでの期間、すなわちデッドタイムを最小にする必要があり、逆導通ＩＧＢＴ１０ａ、１０ｂの制御信号のタイミング調整が困難なものであった。第１の実施形態によれば、図２に示すＴ３の期間のように、逆導通ＩＧＢＴ１０ａ、１０ｂの双方の制御信号がＨｉｇｈである期間があってもよく、制御信号のタイミング調整を従来よりも容易にすることができる。

次に、第２の実施形態について説明する。

図４は、第２の実施形態における、高電圧側制御回路１５ａが逆導通ＩＧＢＴ１０ａのゲート端子及びスイッチ素子１４ａに対して出力し、低電圧側制御回路１５ｂが逆導通ＩＧＢＴ１０ｂのゲート端子及びスイッチ素子１４ｂに対して出力する制御信号のタイムチャートを示した図である。第２の実施形態は、第１の実施形態から、逆導通ＩＧＢＴ１０ａ、１０ｂの制御タイミングのみを変更したものである。

第２の実施形態は、ダイオード部１２ａで発生するリカバリ電流を低減させる場合、逆導通ＩＧＢＴ１０ａの制御信号及びスイッチ素子１４ａの制御信号をＬｏｗにした後に逆導通ＩＧＢＴ１０ｂの制御信号をＨｉｇｈにすることを特徴とする。逆導通ＩＧＢＴ１０ａの制御信号をＬｏｗにした後に逆導通ＩＧＢＴ１０ｂの制御信号をＨｉｇｈにすることにより、確実に電源の短絡を防ぐことができる。

図４に示すＳ１の期間は、スイッチ素子１４ａがオンされており、第１の実施形態と同様に逆導通ＩＧＢＴ１０ａのゲート−エミッタ間にツェナーダイオード１３ａが接続されている。そのため、逆導通ＩＧＢＴ１０ａはオフされているが、ゲート−エミッタ間にゲート閾値電圧以下の電圧が印加されているため、ドリフト領域３０７への正孔の注入が抑制されている。図４に示すＳ２の期間は、逆導通ＩＧＢＴ１０ａの制御信号がＬｏｗになっており、ゲート−エミッタ間の電位差が０Ｖである。ダイオード部１２ａに順方向電流が流れているため、図４に示すＳ２の期間においては、逆導通ＩＧＢＴ１０ａのドリフト領域３０７に正孔が注入されてしまう。

しかしながら、第２の実施形態においては、図４に示すＳ２の期間を容易に短くすることができる。すなわち、図４に示すＳ１の期間において逆導通ＩＧＢＴ１０ａは既にオフされているため、素子のばらつき等により、図４に示すＳ１の期間において逆導通ＩＧＢＴ１０ｂがオンされてしまったとしても、電源の短絡が生じないからである。上述のとおり、図４に示すＳ２の期間を１マイクロ秒以下にすることで、ダイオード部１２ａで発生するリカバリ電流を低減させることができる。第２の実施形態によれば、図４に示すＳ２の期間を容易に１マイクロ秒以内に設定することができる。

第２の実施形態のように、逆導通ＩＧＢＴ１０ａの制御信号及びスイッチ素子１４ａの制御信号をＬｏｗにした後に逆導通ＩＧＢＴ１０ｂの制御信号をＨｉｇｈにすることによっても、ダイオード部１２ａで発生するリカバリ電流を低減させることができる。すなわち、図４に示すＳ１の期間においては、逆導通ＩＧＢＴ１０ａのゲート−エミッタ間にゲート閾値電圧よりも小さい電圧を印加することにより、逆導通ＩＧＢＴ１０ａがオフされつつ、ドリフト領域３０７への正孔の注入を抑制することができる。さらに、図４に示すＳ２の期間を容易に短くすることができ、ドリフト領域３０７の正孔の注入を最小限に抑えることができる。その結果、ダイオード部１２ａで発生するリカバリ電流を低減することができる。

同様に、逆導通ＩＧＢＴ１０ｂの制御信号をＬｏｗにした後に逆導通ＩＧＢＴ１０ａの制御信号をＨｉｇｈにすることによっても、ダイオード部１２ｂで発生するリカバリ電流を低減させることができる。すなわち、図４に示すＳ３の期間においては、逆導通ＩＧＢＴ１０ｂのゲート−エミッタ間にゲート閾値電圧よりも小さい電圧を印加することにより、逆導通ＩＧＢＴ１０ｂがオフされつつ、ドリフト領域３０７への正孔の注入を抑制することができる。さらに、図４に示すＳ４の期間を容易に短くすることができ、ドリフト領域３０７の正孔の注入を最小限に抑えることができる。その結果、ダイオード部１２ｂで発生するリカバリ電流を低減することができる。

なお、第１及び第２の実施形態では、逆導通ＩＧＢＴ１０ａとスイッチ素子１４ａはいずれも高電圧側制御回路１５ａによりオンオフされているが、逆導通ＩＧＢＴ１０ａとスイッチ素子１４ａが異なる制御回路によりオンオフされるようにしてもよい。逆導通ＩＧＢＴ１０ｂとスイッチ素子１４ｂについても同様である。また、第１及び第２の実施形態では、制御回路が高電圧側制御回路１５ａと低電圧側制御回路１５ｂに分かれているが、逆導通ＩＧＢＴ１０ａ、１０ｂ及びスイッチ素子１４ａ、１４ｂが同一の制御回路によりオンオフされるようにしてもよい。

１０ａ，１０ｂ 逆導通ＩＧＢＴ、１１ａ，１１ｂ ＩＧＢＴ部、１２ａ，１２ｂ ダイオード部、１３ａ，１３ｂ ツェナーダイオード、１４ａ，１４ｂ スイッチ素子、１５ａ 高電圧側制御回路 １５ｂ 低電圧側制御回路、１６ モータ、１７ 直流電源、３０１ ＩＧＢＴ部、３０２ ダイオード部、３０３ ゲート電極、３０４ エミッタ領域、３０５ コレクタ電極、３０６ エミッタ電極、３０７ ドリフト領域、 ３０８ ボディ領域、３０９ コレクタ領域、３１０ カソード領域、３１１ トレンチゲート電極、３１２ 正孔、３１３ チャネル。

Claims (8)

1. 直列に接続された第１及び第２の逆導通ＩＧＢＴと、
   前記第１及び第２の逆導通ＩＧＢＴのゲート−エミッタ間に、前記第１及び第２の逆導通ＩＧＢＴのゲート閾値電圧以上の電圧を印加するか否かにより、前記第１及び第２の逆導通ＩＧＢＴを相補的にオンオフさせる制御回路と、
   前記制御回路が前記第１の逆導通ＩＧＢＴをオフとする制御信号を出力する所定時間前であって、かつ前記第１の逆導通ＩＧＢＴに内蔵されているダイオードに順方向電流が流れているときに、前記第１の逆導通ＩＧＢＴのゲート−エミッタ間に前記第１の逆導通ＩＧＢＴのゲート閾値電圧未満の一定電圧を印加する電圧印加手段と、
   を有することを特徴とするゲート駆動回路。
2. 請求項１に記載のゲート駆動回路であって、
   前記制御回路は、前記電圧印加手段が前記第１の逆導通ＩＧＢＴのゲート−エミッタ間に前記第１の逆導通ＩＧＢＴのゲート閾値電圧未満の一定電圧を印加した後に、前記第２の逆導通ＩＧＢＴをオンとする制御信号を出力することを特徴とするゲート駆動回路。
3. 請求項２に記載のゲート駆動回路であって、
   前記制御回路は、前記第１の逆導通ＩＧＢＴをオンとする制御信号を出力している間に、前記第２の逆導通ＩＧＢＴをオンとする制御信号を出力することを特徴とするゲート駆動回路。
4. 請求項２に記載のゲート駆動回路であって、
   前記制御回路は、前記第１の逆導通ＩＧＢＴをオフとする制御信号を出力した後に、前記第２の逆導通ＩＧＢＴをオンとする制御信号を出力することを特徴とするゲート駆動回路。
5. 請求項４に記載のゲート駆動回路であって、
   前記制御回路は、前記第１の逆導通ＩＧＢＴをオフとする制御信号を出力した後、１マイクロ秒以内に前記第２の逆導通ＩＧＢＴをオンとする制御信号を出力することを特徴とするゲート駆動回路。
6. 請求項１乃至５のいずれかに記載のゲート駆動回路であって、
   前記電圧印加手段は、
   前記第１の逆導通ＩＧＢＴのゲート−エミッタ間に、前記第１の逆導通ＩＧＢＴのゲート閾値電圧未満の一定電圧を印加する第１の電圧印加手段と、
   前記第２の逆導通ＩＧＢＴのゲート−エミッタ間に、前記第２の逆導通ＩＧＢＴのゲート閾値電圧未満の一定電圧を印加する第２の電圧印加手段と、
   を有することを特徴するゲート駆動回路。
7. 請求項６に記載のゲート駆動回路であって、
   前記第１の電圧印加手段は、前記第１の逆導通ＩＧＢＴのゲート−エミッタ間に、直列に接続されたツェナーダイオードとスイッチ素子を有することを特徴とするゲート駆動回路。
8. 請求項６に記載のゲート駆動回路であって、
   前記第２の電圧印加手段は、前記第２の逆導通ＩＧＢＴのゲート−エミッタ間に、直列に接続されたツェナーダイオードとスイッチ素子を有することを特徴とするゲート駆動回路。

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