JP2013084370A

JP2013084370A - 半導体光源点灯回路

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Publication number: JP2013084370A
Application number: JP2011221891A
Authority: JP
Inventors: Masaru Kikuchi; 賢菊池; Fuminori Shiozu; 文規塩津; Takanori Nanba; 高範難波; Masayasu Ito; 昌康伊藤
Original assignee: Koito Manufacturing Co Ltd
Current assignee: Koito Manufacturing Co Ltd
Priority date: 2011-10-06
Filing date: 2011-10-06
Publication date: 2013-05-09
Anticipated expiration: 2031-10-06
Also published as: JP5872833B2; EP2579684A1; CN103037571B; US20130088172A1; US8947017B2; CN103037571A

Abstract

【課題】回路規模をより小さくする。
【解決手段】半導体光源点灯回路１００は、入力電圧Ｖｉｎから駆動電流Ｉ_ＬＥＤをスイッチング素子１２２を使用して生成するスイッチングレギュレータ１０４と、制御回路１０２と、を備える。制御回路１０２は、駆動電流Ｉ_ＬＥＤの大きさと目標値とを比較するエラーコンパレータ１１６と、比較結果に基づいて制御デジタル値をカウントするアップダウンカウンタ１１８と、駆動電流Ｉ_ＬＥＤの大きさに基づいて入力電圧Ｖｉｎが遮断されたか否かを判定する動作クロック選択回路１５０と、判定結果に基づいて、制御デジタル値を取得しないし取得された制御デジタル値を保持するレジスタ１６２と、を含む。アップダウンカウンタ１１８は、スイッチングレギュレータ１０４が非アクティブ状態からアクティブ状態になる際、レジスタ１６２によって保持されるデジタル値を制御デジタル値として読み出す。
【選択図】図１

Description

本発明はＬＥＤ（Light Emitting Diode）などの半導体光源を点灯させる半導体光源点灯回路に関する。

近年、前照灯などの車両用灯具に、従来のフィラメントを有するハロゲンランプに代えてより長寿命で低消費電力のＬＥＤが利用されている。ＬＥＤの発光の度合いすなわち明るさはＬＥＤに流す電流の大きさに依存するので、ＬＥＤを光源として利用する場合にはＬＥＤに流れる電流を調節するための点灯回路が必要となる。そのような点灯回路は通常エラーアンプを有し、ＬＥＤに流れる電流が一定となるようにフィードバック制御する。

例えば前照灯にはハイビームの状態とロービームの状態とがあり、また規格に合わせやすくするためにもＬＥＤの明るさを調節できることが望ましい。ＬＥＤの明るさを変えるには、電流値を連続的に変える方法と、電流をオンオフさせそのデューティ比を変えるＰＷＭ（Pulse Width Modulation）減光と、が知られている。前者では電流値によって色味または色温度が変わるカラーシフトが生じうる。したがって車両用灯具のＬＥＤ点灯回路には後者のＰＷＭ減光が採用されることが多い。

本出願人は特許文献１においてＰＷＭ減光を採用した点灯制御装置を提案している。

特開２０１０−１７０７０４号公報

特許文献１に記載の点灯制御装置では、スイッチングレギュレータの駆動期間に検出されたＬＥＤ電流の値を、その駆動期間経過後の停止期間中、コンデンサを使用してアナログ的に保持している。しかしながら一般に、コンデンサには損失が存在するので、コンデンサに保持される電圧値は少しずつ変化する。停止期間から駆動期間に移り変わる際、ＬＥＤ電流をその停止期間前の値に戻すためには、停止期間中にそのように変化した電圧値を元に戻す必要がある。しかしながら、一般にＬＥＤ電流の立ち上がりに比べてコンデンサの電圧値の変化は緩やかなので、電圧値が元の値に戻る前にＬＥＤ電流が目標値に到達し、そこからさらに上昇するオーバーシュートが生じうる。

また、ＰＷＭ減光の場合に限らず、点灯制御装置への入力電圧が急に変わったり、駆動すべきＬＥＤの個数が急に変わったりしたときにも、電流フィードバックループにおける誤差量の変化がそれらの変化について行けず、結果としてＬＥＤ電流のオーバーシュートやアンダーシュートが起こりうる。

本発明はこうした状況に鑑みてなされたものであり、その目的は、半導体光源の駆動電流のオーバーシュートまたはアンダーシュートを抑制できる半導体光源点灯回路の提供にある。

本発明のある態様は、半導体光源点灯回路に関する。この半導体光源点灯回路は、入力電圧から、半導体光源の駆動電流をスイッチング素子を使用して生成するスイッチングレギュレータと、駆動電流の大きさが目標値に近づくようにスイッチング素子のオンオフを制御する制御回路と、を備える。スイッチングレギュレータが駆動電流を生成する状態をアクティブ状態と呼ぶとき、スイッチングレギュレータへの入力電圧は、スイッチングレギュレータのアクティブ状態に対応する第１電圧と非アクティブ状態に対応する第２電圧とを繰り返す。制御回路は、駆動電流の大きさと目標値とを比較するコンパレータと、コンパレータにおける比較結果によって定まるカウントの向きでデジタル値をカウントするアップダウンカウンタと、駆動電流の大きさに基づいて、スイッチングレギュレータへの入力電圧が第１電圧から外れたか否かを判定する判定回路と、判定回路において外れていないと判定されたことを条件のひとつとしてアップダウンカウンタによってカウントされたデジタル値を取得し、判定回路において外れたと判定されている間、取得されたデジタル値を保持するレジスタと、アップダウンカウンタによってカウントされたデジタル値をアナログ信号に変換するデジタルアナログコンバータと、デジタルアナログコンバータによる変換の結果得られるアナログ信号に基づいて、スイッチング素子のオンオフを制御する駆動回路と、を含む。アップダウンカウンタは、スイッチングレギュレータが非アクティブ状態からアクティブ状態になる際、レジスタによって保持されるデジタル値をアップダウンカウンタによってカウントされたデジタル値として読み出す。

この態様によると、判定回路において外れたと判定されている間、駆動電流の大きさと目標値との比較結果をデジタル的に保持できる。

本発明の別の態様もまた、半導体光源点灯回路である。この半導体光源点灯回路は、半導体光源の駆動電流をスイッチング素子を使用して生成するスイッチングレギュレータと、駆動電流の大きさが目標値に近づくようにスイッチング素子のオンオフを制御する制御回路と、を備える。制御回路は、駆動電流の大きさと目標値とを比較するコンパレータと、コンパレータにおける比較結果によって定まるカウントの向きでデジタル値をカウントするアップダウンカウンタと、アップダウンカウンタによってカウントされたデジタル値をアナログ信号に変換するデジタルアナログコンバータと、デジタルアナログコンバータによる変換の結果得られるアナログ信号に基づいて、スイッチング素子のオンオフを制御する駆動回路と、を含む。アップダウンカウンタは、駆動電流の大きさと目標値との差が大きいほど速くデジタル値をカウントする。

この態様によると、駆動電流の大きさと目標値との比較結果をデジタル的に扱える。

なお、以上の構成要素の任意の組み合わせや、本発明の構成要素や表現を装置、方法、システムなどの間で相互に置換したものもまた、本発明の態様として有効である。

本発明によれば、半導体光源の駆動電流のオーバーシュートまたはアンダーシュートを抑制できる。

実施の形態に係る半導体光源点灯回路を備える車載回路の構成を示す回路図である。図１の動作クロック選択回路の構成を示す回路図である。ＰＷＭ減光モードにおける図１の半導体光源点灯回路の動作状態を示すタイムチャートである。非減光モードで入力電圧が急変する場合の図１の半導体光源点灯回路の動作状態を示すタイムチャートである。図１の第１制御電源回路の変形例の構成を示す回路図である。

以下、各図面に示される同一または同等の構成要素、部材、信号には、同一の符号を付するものとし、適宜重複した説明は省略する。また、各図面において説明上重要ではない部材の一部は省略して表示する。また、電圧、電流あるいは抵抗などに付された符号は、必要に応じてそれぞれの電圧値、電流値あるいは抵抗値を表すものとして用いることがある。

本明細書において、「部材Ａが、部材Ｂと接続された状態」とは、部材Ａと部材Ｂが物理的に直接的に接続される場合のほか、部材Ａと部材Ｂが、電気的な接続状態に影響を及ぼさない他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。

図１は、車載回路１０の構成を示す回路図である。車載回路１０は、実施の形態に係る半導体光源点灯回路１００と、エンジンコントロールユニット（Engine Control Unit）２０と、車載バッテリ３０と、車載用のＬＥＤを３つ直列に接続して構成されるＬＥＤ４０と、を備える。ＬＥＤ４０は、不図示のバイパススイッチなどによりＬＥＤの点灯・非点灯をＬＥＤごとに個別に制御できるよう構成されていてもよい。

エンジンコントロールユニット２０は、自動車の電気的な制御を総合的に行うためのマイクロコントローラである。エンジンコントロールユニット２０は車載バッテリ３０と接続され、車載バッテリ３０から約１２Ｖのバッテリ電圧Ｖｂａｔを受ける。エンジンコントロールユニット２０は、半導体光源点灯回路１００に固定電圧すなわち接地電位Ｖ_ＧＮＤ（＝０Ｖ）を供給する。

エンジンコントロールユニット２０は、ＬＥＤ４０の制御に関して以下の２つのモードを有する。
１．ＰＷＭ減光モード
ＰＷＭ減光モードでは、エンジンコントロールユニット２０は、減光用スイッチング素子６２を使用して、数百Ｈｚから数ｋＨｚの減光周波数ｆ１で矩形波状に変化する入力電圧Ｖｉｎを生成する。例えば減光用スイッチング素子６２がオンされると入力電圧Ｖｉｎはバッテリ電圧Ｖｂａｔと同等の例えば１３Ｖ程度の供給電圧に向けて上昇し、減光用スイッチング素子６２がオフされると入力電圧Ｖｉｎは接地電位に向けて下降する。入力電圧Ｖｉｎの変動の周期（＝１／ｆ１、以下、減光周期Ｔ１と称す）は、入力電圧Ｖｉｎの上昇時や下降時の遷移時間よりも長く設定される。したがって、入力電圧Ｖｉｎは供給電圧と接地電位付近の電圧とを繰り返す。エンジンコントロールユニット２０は、生成された入力電圧Ｖｉｎを半導体光源点灯回路１００に供給する。

このような入力電圧Ｖｉｎのパルス変調により、ＬＥＤ４０は減光周波数ｆ１で点滅し、人間の目が感じる明るさが低減される。入力電圧Ｖｉｎのデューティ比は、所望の発光の度合いが得られるように設定される。この場合、ＬＥＤ４０の点灯時にＬＥＤ４０に流れる電流の大きさの変動が抑えられるのでカラーシフトが抑えられる。

以下、減光用スイッチング素子６２がオンされ、半導体光源点灯回路１００がエンジンコントロールユニット２０を介して車載バッテリ３０から電力の供給を受けることを入力電圧Ｖｉｎの供給と表現することがある。また、減光用スイッチング素子６２がオフされ、車載バッテリ３０から半導体光源点灯回路１００への電力の供給が途絶えることを入力電圧Ｖｉｎの遮断と表現することがある。

２．非減光モード
非減光モードでは、エンジンコントロールユニット２０は、基本的には供給電圧を入力電圧Ｖｉｎとして半導体光源点灯回路１００に供給する。しかしながら、エンジンの始動時など車載バッテリ３０に急激な負荷が加わった時にはバッテリ電圧Ｖｂａｔは低下し、負荷が無くなった時にはバッテリ電圧Ｖｂａｔは上昇する。それに伴い入力電圧Ｖｉｎも変動し、供給電圧とは異なる例えば１６Ｖ程度の急変電圧にシフトすることがある。

半導体光源点灯回路１００は、制御回路１０２と、スイッチングレギュレータ１０４と、入力キャパシタ１４８と、を含む。

入力キャパシタ１４８はスイッチングレギュレータ１０４の入力段に設けられる。入力キャパシタ１４８の一端には入力電圧Ｖｉｎ、他端には接地電位がそれぞれ印加される。入力キャパシタ１４８の容量は比較的大きく、動作の安定性を向上させたりラジオノイズを低減したりする役割を果たす。なお、入力キャパシタ１４８はスイッチングレギュレータ１０４の一部とされてもよい。

スイッチングレギュレータ１０４は、エンジンコントロールユニット２０から入力される入力電圧Ｖｉｎを、ＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）などのトランジスタであってもよいスイッチング素子１２２を使用して、ＬＥＤ４０の順方向電圧Ｖｆに適した出力電圧Ｖｏｕｔに変換し、ＬＥＤ４０のアノードに印加する。電流の観点から見ると、スイッチングレギュレータ１０４は、入力電圧Ｖｉｎから、ＬＥＤ４０に流れる駆動電流Ｉ_ＬＥＤをスイッチング素子１２２を使用して生成する。スイッチングレギュレータ１０４の接地電位はエンジンコントロールユニット２０から供給される。

スイッチングレギュレータ１０４は、入力電圧Ｖｉｎがスイッチングレギュレータ１０４の最低動作電圧以上となっている間、スイッチング素子１２２を使用して駆動電流Ｉ_ＬＥＤを生成する。スイッチングレギュレータ１０４は、入力電圧Ｖｉｎがスイッチングレギュレータ１０４の最低動作電圧よりも低くなっている間、駆動電流Ｉ_ＬＥＤを生成しない。したがって、スイッチングレギュレータ１０４が駆動電流Ｉ_ＬＥＤを生成する状態をアクティブ状態と呼ぶとき、ＰＷＭ減光モードにおいて入力電圧Ｖｉｎは、アクティブ状態に対応する供給電圧や急変電圧と非アクティブ状態に対応する接地電位付近の電圧とを繰り返す。

制御回路１０２は、駆動電流Ｉ_ＬＥＤの大きさが目標値に近づくようにスイッチング素子１２２のオンオフを制御する。制御回路１０２は、駆動回路１０６と、Ｄ／Ａコンバータ１２０と、アップダウンカウンタ１１８と、エラーコンパレータ１１６と、電流検出部１１２と、動作クロック選択回路１５０と、基本クロック生成回路１１０と、保持回路１６０と、基準電圧源１１４と、第１制御電源回路１３０と、第２制御電源回路１４０と、ＰＯＲ（Power On Reset）回路１４６と、を含む。

電流検出部１１２は、駆動電流Ｉ_ＬＥＤの大きさを検出する。電流検出部１１２は例えば駆動電流Ｉ_ＬＥＤが流れる電流検出抵抗であり、駆動電流Ｉ_ＬＥＤの大きさに応じた検出電圧Ｖｄを生成してエラーコンパレータ１１６の非反転入力端子に印加する。電流検出部１１２は、検出電圧Ｖｄを動作クロック選択回路１５０に供給する。検出電圧Ｖｄは接地電位などの固定電圧を基準に生成される。

基準電圧源１１４は、駆動電流Ｉ_ＬＥＤの大きさの目標値に対応する基準電圧Ｖｒｅｆを生成し、エラーコンパレータ１１６の反転入力端子に印加する。基準電圧源１１４は、基準電圧Ｖｒｅｆを動作クロック選択回路１５０に供給する。基準電圧Ｖｒｅｆは固定電圧を基準に生成される。

エラーコンパレータ１１６は、検出電圧Ｖｄと基準電圧Ｖｒｅｆとを比較する。すなわちエラーコンパレータ１１６は検出電圧Ｖｄが示す駆動電流Ｉ_ＬＥＤの大きさと基準電圧Ｖｒｅｆが示す目標値とを比較する。エラーコンパレータ１１６は、検出電圧Ｖｄと基準電圧Ｖｒｅｆとの大小関係によってアサートまたはネゲートされる誤差信号Ｓ２をアップダウンカウンタ１１８に出力する。特に誤差信号Ｓ２は、Ｖｄ≧Ｖｒｅｆのときアサートされ、誤差信号Ｓ２の電圧はハイレベルとなる。誤差信号Ｓ２は、Ｖｄ＜Ｖｒｅｆのときネゲートされ、誤差信号Ｓ２の電圧はローレベルとなる。

アップダウンカウンタ１１８は、エラーコンパレータ１１６における比較結果によって定まるカウントの向きで制御デジタル値をカウントする。アップダウンカウンタ１１８としては例えば標準ロジックＩＣである７４シリーズの’１９１と同様の機能を有する素子が採用されてもよい。アップダウンカウンタ１１８は、誤差信号Ｓ２が入力されるＵ／Ｄ制御端子１１８ａと、動作クロック信号Ｓ３が入力されるクロックパルス入力端子１１８ｂと、カウントされる制御デジタル値のビット数に対応する数の出力端子１１８ｃと、カウントされる制御デジタル値のビット数に対応する数のデータ入力端子１１８ｄと、データ入力端子１１８ｄに入力されるデジタル値を制御デジタル値としてロードするか否かを制御するロード端子１１８ｅと、を有する。
アップダウンカウンタ１１８は制御デジタル値を出力端子１１８ｃからＤ／Ａコンバータ１２０に出力する。

表１はアップダウンカウンタ１１８に関する真理値表である。

表１において、「Ｌ」はローレベル、「Ｈ」はハイレベルを示し、「Ｘ」は何でも良い（don't care）ことを示す。

アップダウンカウンタ１１８は、ロード端子１１８ｅに入力される信号がローレベルのとき、データ入力端子１１８ｄに入力されるデジタル値を、出力端子１１８ｃから出力されるべき制御デジタル値としてロードする。データ入力端子１１８ｄにはレジスタ１６２によって保持されるデジタル値が入力されるので、アップダウンカウンタ１１８は、ロード端子１１８ｅに入力される信号がローレベルのとき、レジスタ１６２によって保持されるデジタル値を制御デジタル値として読み出す。

Ｄ／Ａコンバータ１２０は、出力端子１１８ｃから出力される制御デジタル値を、その制御デジタル値に応じたアナログ電圧を有するデューティ比設定信号Ｓ４に変換する。Ｄ／Ａコンバータ１２０におけるデジタルアナログ変換処理自体は公知のデジタルアナログ変換技術を使用して行われてもよい。Ｄ／Ａコンバータ１２０はデューティ比設定信号Ｓ４を駆動回路１０６に出力する。デューティ比設定信号Ｓ４は、制御デジタル値が大きいほど高い電圧を有する。

駆動回路１０６は、Ｄ／Ａコンバータ１２０による変換の結果得られるデューティ比設定信号Ｓ４に基づいて、スイッチング素子１２２のオンオフのデューティ比を制御する。駆動回路１０６は、減光周波数ｆ１よりも高い例えば数十ｋＨｚから数百ｋＨｚのスイッチング周波数ｆ２で電圧が鋸波状に変化する鋸波状信号とデューティ比設定信号Ｓ４とを比較する。駆動回路１０６はその比較に基づき、スイッチング周波数ｆ２で電圧が矩形波状に変化する素子制御信号Ｓ１２であってデューティ比設定信号Ｓ４の電圧に応じたデューティ比を有する素子制御信号Ｓ１２を生成する。素子制御信号Ｓ１２のハイデューティはデューティ比設定信号Ｓ４の電圧が高いほど小さくなる。駆動回路１０６は、生成された素子制御信号Ｓ１２をスイッチング素子１２２のゲートに出力する。その結果、制御デジタル値が大きいほどスイッチング素子１２２のオンデューティは小さくなり、駆動電流Ｉ_ＬＥＤを低くする方向へ作用する。このように、制御回路１０２では駆動電流Ｉ_ＬＥＤを目標値に近づける電流フィードバック制御が行われる。

基本クロック生成回路１１０は、減光周波数ｆ１よりも高い例えば数十ｋＨｚから数百ｋＨｚの基本クロック周波数ｆ３で電圧が矩形波状に変化する基本クロック信号Ｓ８を生成し、動作クロック選択回路１５０に出力する。基本クロック生成回路１１０は、基本クロック周波数ｆ３よりも低い周波数を有する信号を生成する。特に基本クロック生成回路１１０は、基本クロック信号Ｓ８を４分周し、４分周クロック信号Ｓ１４を生成する。また基本クロック生成回路１１０は、基本クロック信号Ｓ８を１６分周し、１６分周クロック信号Ｓ１５を生成する。基本クロック生成回路１１０は、４分周クロック信号Ｓ１４および１６分周クロック信号Ｓ１５を動作クロック選択回路１５０に出力する。

動作クロック選択回路１５０は以下の２つの機能を有する。
機能１．駆動電流Ｉ_ＬＥＤの大きさに基づいて、入力電圧Ｖｉｎが供給電圧から外れたか否かを判定する判定回路としての機能。
機能２．駆動電流Ｉ_ＬＥＤの大きさと目標値との差が大きいほど周波数が高くなる動作クロック信号Ｓ３を生成する動作クロック生成部としての機能。

機能１について、動作クロック選択回路１５０は検出電圧Ｖｄと基準電圧Ｖｒｅｆとを比較することにより、駆動電流Ｉ_ＬＥＤの大きさと目標値との差または比が所定の誤差範囲内にあるか否かを判定する。誤差範囲は、差の場合は値０を含み、比の場合は値１を含む。本実施の形態では、駆動電流Ｉ_ＬＥＤの大きさと目標値との差または比が誤差範囲内にあることを、入力電圧Ｖｉｎが供給電圧から外れていないことに対応させ、その差または比が誤差範囲内にないことを、入力電圧Ｖｉｎが供給電圧から外れたことに対応させる。動作クロック選択回路１５０は、その判定結果に基づいてレベルが変化する保持制御信号Ｓ１６を保持回路１６０に出力する。保持制御信号Ｓ１６は、駆動電流Ｉ_ＬＥＤの大きさと目標値との差または比が誤差範囲内にあると判定される場合はハイレベルとなり、そうでない場合はローレベルとなる信号である。

機能２について、動作クロック選択回路１５０は、検出電圧Ｖｄと基準電圧Ｖｒｅｆとの比較に基づき、基本クロック信号Ｓ８、４分周クロック信号Ｓ１４、１６分周クロック信号Ｓ１５のなかから動作クロック信号Ｓ３として出力すべき信号を選択する。特に動作クロック選択回路１５０は、駆動電流Ｉ_ＬＥＤの大きさと目標値との差が大きいほど、より高い周波数の信号を選択する。動作クロック選択回路１５０は、動作クロック信号Ｓ３をアップダウンカウンタ１１８のクロックパルス入力端子１１８ｂおよび保持回路１６０に出力する。

表２は動作クロック選択回路１５０の機能に関する表である。

表２では「１１５％〜８５％」が駆動電流Ｉ_ＬＥＤの大きさと目標値との比についての誤差範囲である。「１４０％〜１１５％」は第１逸脱範囲、「１４０％以上」は第２逸脱範囲、「８５％〜６０％」は第３逸脱範囲、「６０％以下」は第４逸脱範囲である。

図２は、動作クロック選択回路１５０の構成を示す回路図である。動作クロック選択回路１５０は主に分圧回路群、コンパレータ群、論理ゲート群を含む。バッファ５０２は動作クロック選択回路１５０に入力される基準電圧Ｖｒｅｆを受け、それをバッファする。第１分圧回路５０６、第２分圧回路５０８、第３分圧回路５１０はそれぞれ、バッファ５０２によって出力される基準電圧Ｖｒｅｆを分圧し、第１分圧電圧Ｖ１、第２分圧電圧Ｖ２、第３分圧電圧Ｖ３を生成する。ここでは特にＶｒｅｆ＞Ｖ１＞Ｖ２＞Ｖ３となるよう分圧回路の抵抗値が設定される。

調整回路５０４は、動作クロック選択回路１５０に入力される検出電圧Ｖｄを受けて調整し、処理検出電圧Ｖｄ’を生成する。第１分圧回路５０６、第２分圧回路５０８、第３分圧回路５１０、調整回路５０４の各回路定数は、Ｖ１＞Ｖｄ’≧Ｖ２が誤差範囲、Ｖｒｅｆ＞Ｖｄ’≧Ｖ１が第１逸脱範囲、Ｖｄ’≧Ｖｒｅｆが第２逸脱範囲、Ｖ２＞Ｖｄ’≧Ｖ３が第３逸脱範囲、Ｖ３＞Ｖｄ’が第４逸脱範囲、にそれぞれ対応するよう設定される。

第１コンパレータ５１２、第２コンパレータ５１４、第３コンパレータ５１６、第４コンパレータ５１８はそれぞれ、処理検出電圧Ｖｄ’と基準電圧Ｖｒｅｆ、第１分圧電圧Ｖ１、第２分圧電圧Ｖ２、第３分圧電圧Ｖ３とを比較し、前者≧後者のときハイレベル、そうでないときローレベルとなる第１比較信号Ｓ１７、第２比較信号Ｓ１８、第３比較信号Ｓ１９、第４比較信号Ｓ２０を生成する。第１抵抗５２０、第２抵抗５２２、第３抵抗５２４、第４抵抗５２６はそれぞれ、第１コンパレータ５１２、第２コンパレータ５１４、第３コンパレータ５１６、第４コンパレータ５１８のためのプルアップ抵抗である。

第１インバータ５２８、第２インバータ５３２、第３インバータ５３４、第４インバータ５３８はそれぞれ、第１比較信号Ｓ１７、第２比較信号Ｓ１８、第３比較信号Ｓ１９、第４比較信号Ｓ２０のレベルを反転させる。
第２ＡＮＤゲート５３０は、第１インバータ５２８の出力信号と第２比較信号Ｓ１８との論理積を出力する。第３ＡＮＤゲート５３６は、第３インバータ５３４の出力信号と第４比較信号Ｓ２０との論理積を出力する。第１ＯＲゲート５４０は、第１比較信号Ｓ１７と第４インバータ５３８の出力信号との論理和を出力する。第２ＯＲゲート５４２は、第２ＡＮＤゲート５３０の出力信号と第３ＡＮＤゲート５３６の出力信号との論理和を出力する。第７ＡＮＤゲート５４４は、第２インバータ５３２の出力信号と第３比較信号Ｓ１９との論理積を出力する。

第４ＡＮＤゲート５４６は、第１ＯＲゲート５４０の出力信号と基本クロック信号Ｓ８との論理積を出力する。第５ＡＮＤゲート５４８は、第２ＯＲゲート５４２の出力信号と４分周クロック信号Ｓ１４との論理積を出力する。第６ＡＮＤゲート５５０は、第７ＡＮＤゲート５４４の出力信号と１６分周クロック信号Ｓ１５との論理積を出力する。
第４ＯＲゲート５５２は、第４ＡＮＤゲート５４６の出力信号と第５ＡＮＤゲート５４８の出力信号との論理和を出力する。第５ＯＲゲート５５４は、第４ＯＲゲート５５２の出力信号と第６ＡＮＤゲート５５０の出力信号との論理和を出力する。
動作クロック選択回路１５０は、第５ＯＲゲート５５４の出力信号を動作クロック信号Ｓ３として出力し、第７ＡＮＤゲート５４４の出力信号を保持制御信号Ｓ１６として出力する。

例えば、Ｖ１＞Ｖｄ’＞Ｖ２のとき、第１比較信号Ｓ１７、第２比較信号Ｓ１８はローレベル、第３比較信号Ｓ１９、第４比較信号Ｓ２０はハイレベルとなる。第１比較信号Ｓ１７はローレベルでありかつ第４インバータ５３８の出力信号はローレベルなので、第１ＯＲゲート５４０の出力信号はローレベルとなる。したがって、第４ＡＮＤゲート５４６の出力信号は基本クロック信号Ｓ８によらずローレベルとなる。また、第２ＯＲゲート５４２の出力信号もローレベルなので、第５ＡＮＤゲート５４８の出力信号は４分周クロック信号Ｓ１４によらずローレベルとなる。一方、第７ＡＮＤゲート５４４の出力信号はハイレベルとなるので、第６ＡＮＤゲート５５０の出力信号は１６分周クロック信号Ｓ１５となる。結果、動作クロック信号Ｓ３として１６分周クロック信号Ｓ１５が出力され、保持制御信号Ｓ１６はハイレベルとなる。
このように、図２に示される動作クロック選択回路１５０により、表２に示される動作クロック信号Ｓ３、保持制御信号Ｓ１６が実現される。

図１に戻り、保持回路１６０はレジスタ１６２と第１ＡＮＤゲート１６４とを含む。第１ＡＮＤゲート１６４は、動作クロック信号Ｓ３と保持制御信号Ｓ１６との論理積を出力する。第１ＡＮＤゲート１６４の出力信号Ｓ２１は、駆動電流Ｉ_ＬＥＤの大きさと目標値との差または比が誤差範囲内にあると判定される場合は動作クロック信号Ｓ３であり、そうでない場合はローレベル一定となる。

レジスタ１６２は、動作クロック選択回路１５０において入力電圧Ｖｉｎが供給電圧から外れていないと判定されたことを条件のひとつとして、アップダウンカウンタ１１８から制御デジタル値を取得する。レジスタ１６２は、動作クロック選択回路１５０において外れたと判定されている間、取得された制御デジタル値を保持する。

レジスタ１６２としては例えば７４シリーズの’１９４のようにロード機能とホールド機能とを有する素子が採用されてもよい。レジスタ１６２は、アップダウンカウンタ１１８のデータ入力端子１１８ｄと接続された出力端子と、アップダウンカウンタ１１８の出力端子１１８ｃと接続された入力端子と（図１ではこの接続関係を図示していない）、第１ＡＮＤゲート１６４の出力信号Ｓ２１が入力されるクロック端子１６２ａと、を有する。

レジスタ１６２は、クロック端子１６２ａに立ち上がりエッジが入力されると、レジスタ１６２の入力端子に入力される制御デジタル値をロードする。すなわち、レジスタ１６２の出力端子には、クロック端子１６２ａに立ち上がりエッジが入力されたときのアップダウンカウンタ１１８における制御デジタル値が現れる。このようにして、レジスタ１６２は、駆動電流Ｉ_ＬＥＤの大きさと目標値との差または比が誤差範囲内にあると判定される場合はデジタル値を動作クロック信号Ｓ３の周波数で更新し、そうでない場合は最後に更新されたまたは更新を止める直前のデジタル値を保持する。

第１制御電源回路１３０は少なくともレジスタ１６２に電力を供給する。第１制御電源回路１３０は第１電源回路１３２と第１キャパシタ１３４とを有する。第１電源回路１３２は、入力電圧Ｖｉｎからレジスタ１６２に供給すべき第１電源電圧Ｖｓ１を生成する。

第１制御電源回路１３０は、ＰＷＭ減光モードにおいて、入力電圧Ｖｉｎが接地電位付近の電圧となっている間、レジスタ１６２に十分な電源電圧を供給するよう構成される。すなわち、第１キャパシタ１３４の一端は第１電源回路１３２の出力段と接続され、他端は接地される。第１キャパシタ１３４の容量は、入力電圧Ｖｉｎが接地電位付近の電圧となっている間、第１制御電源回路１３０が第１電源電圧Ｖｓ１の値をレジスタ１６２駆動のために必要な値以上に維持できるように選択される。この場合、入力電圧Ｖｉｎが接地電位付近の電圧となっている間、少なくともレジスタ１６２は動作を継続できる。

第２制御電源回路１４０は、第１制御電源回路１３０が電力を供給する素子以外の回路素子に電力を供給する。第２制御電源回路１４０はアップダウンカウンタ１１８に電力を供給してもよい。第２制御電源回路１４０は第２電源回路１４２と第２キャパシタ１４４とを有する。第２電源回路１４２は、入力電圧Ｖｉｎから第２電源電圧Ｖｓ２を生成する。第２キャパシタ１４４の一端は第２電源回路１４２の出力段と接続され、他端は接地される。第２キャパシタ１４４の容量は第１キャパシタ１３４の容量より小さい。

ＰＯＲ回路１４６は入力電圧Ｖｉｎを監視し、ＰＯＲ信号Ｓ１１を生成する。ＰＯＲ信号Ｓ１１は、入力電圧Ｖｉｎが所定の第１ＰＯＲ電圧を下回るとハイレベルからローレベルに遷移し、入力電圧Ｖｉｎが第１ＰＯＲ電圧よりも高い第２ＰＯＲ電圧を上回るとローレベルからハイレベルに遷移する。第２ＰＯＲ電圧は供給電圧よりも低い。ＰＯＲ回路１４６は、生成されたＰＯＲ信号Ｓ１１をアップダウンカウンタ１１８のロード端子１１８ｅに入力する。ＰＯＲ回路１４６は必要に応じて他の回路素子にＰＯＲ信号Ｓ１１を供給してもよい。

ＰＷＭ減光モードにおいては、入力電圧Ｖｉｎは供給電圧付近の電圧と接地電位付近の電圧とを減光周波数ｆ１で繰り返すので、ＰＯＲ信号Ｓ１１のハイレベルはスイッチングレギュレータ１０４のアクティブ状態に対応し、ローレベルは非アクティブ状態に対応する。

以上の構成による半導体光源点灯回路１００の動作を説明する。
（ＰＷＭ減光モード）
図３は、ＰＷＭ減光モードにおける半導体光源点灯回路１００の動作状態を示すタイムチャートである。図３は、上から順に、入力電圧Ｖｉｎ、駆動電流Ｉ_ＬＥＤ、保持制御信号Ｓ１６、第１ＡＮＤゲート１６４の出力信号Ｓ２１、レジスタ１６２に保持されるデジタル値、ＰＯＲ信号Ｓ１１、アップダウンカウンタ１１８における制御デジタル値、を示す。第１ＡＮＤゲート１６４の出力信号Ｓ２１のハッチングされた領域は、信号が基本クロック周波数ｆ３の１／１６の周波数でハイレベルとローレベルとを繰り返していることを示す。基本クロック周波数ｆ３の１／１６の周波数は減光周波数ｆ１よりも十分に高い。

時刻ｔ１において、入力電圧Ｖｉｎが遮断される。入力電圧Ｖｉｎは供給電圧（１３Ｖ）から低下し始める。駆動電流Ｉ_ＬＥＤもまた目標値Ｉｒｅｆから低下し始める。ここで、入力電圧Ｖｉｎは一気に接地電位まで低下せず、入力キャパシタ１４８の存在によりある傾きをもって低下する。入力電圧Ｖｉｎの低下の傾きは、駆動電流Ｉ_ＬＥＤの低下の傾きよりも緩やかである。

駆動電流Ｉ_ＬＥＤの低下中は誤差信号Ｓ２がローレベルとなるので、アップダウンカウンタ１１８は動作クロック信号Ｓ３に合わせて制御デジタル値をカウントダウンする。したがって、制御デジタル値は低下していく。制御デジタル値の低下はスイッチングレギュレータ１０４の出力を高めようとすることに対応する。アップダウンカウンタ１１８は、電流フィードバック制御の発振を抑制するため、比較的ゆっくりと制御デジタル値を変化させるよう設定されている。
レジスタ１６２は、第１ＡＮＤゲート１６４の出力信号Ｓ２１のレベル遷移に合わせてアップダウンカウンタ１１８から制御デジタル値を読み込む。

入力電圧Ｖｉｎが低下しているにも関わらずアップダウンカウンタ１１８における制御デジタル値の変化は比較的少ないので、スイッチングレギュレータ１０４は電圧変換を満足に行うことができない。その結果、駆動電流Ｉ_ＬＥＤは比較的急に低下する。

時刻ｔ２において、駆動電流Ｉ_ＬＥＤは目標値Ｉｒｅｆの０．８５倍を下回る。保持制御信号Ｓ１６はハイレベルからローレベルに遷移する。このため、第１ＡＮＤゲート１６４の出力信号Ｓ２１はローレベル一定となる。クロック端子１６２ａにエッジが現れなくなるのでレジスタ１６２はデジタル値の更新を止め、最後に更新されたデジタル値を保持する。アップダウンカウンタ１１８はカウントダウンを続ける。

入力電圧Ｖｉｎがその電圧より低い場合に、入力電圧Ｖｉｎから生成される第２電源電圧Ｖｓ２がアップダウンカウンタ１１８の最低動作電圧より低くなる電圧を動作限界電圧Ｖｌｉｍと称す。時刻ｔ３において、入力電圧Ｖｉｎは動作限界電圧Ｖｌｉｍを下回る。アップダウンカウンタ１１８はオフされ、制御デジタル値は不定となる。なお、時刻ｔ２から時刻ｔ３までの期間における、アップダウンカウンタ１１８のカウント動作の速さについては後述する。

時刻ｔ４において、入力電圧Ｖｉｎは第１ＰＯＲ電圧Ｖｄ１を下回る。ＰＯＲ信号Ｓ１１はハイレベルからローレベルに遷移する。スイッチングレギュレータ１０４の動作が停止されるので、入力電圧Ｖｉｎの低下すなわち入力キャパシタ１４８に蓄積されたエネルギの消費はより緩やかになる。

時刻ｔ５において、入力電圧Ｖｉｎが供給される。入力電圧Ｖｉｎは供給電圧を目指して上昇し始める。

時刻ｔ６において、入力電圧Ｖｉｎは動作限界電圧Ｖｌｉｍを上回る。アップダウンカウンタ１１８はオンされる。ＰＯＲ信号Ｓ１１はローレベルなのでアップダウンカウンタ１１８はカウント動作を行わず、レジスタ１６２に保持されるデジタル値を制御デジタル値として読み出す。すなわち、アップダウンカウンタ１１８は、スイッチングレギュレータ１０４が非アクティブ状態からアクティブ状態になる際、レジスタ１６２によって保持されるデジタル値を制御デジタル値として読み出す。

時刻ｔ２から時刻ｔ６までの期間において、レジスタ１６２には第１制御電源回路１３０から十分な電源電圧が供給され、かつ、レジスタ１６２は時刻ｔ２における制御デジタル値を保持する。したがって、時刻ｔ６においてレジスタ１６２に保持されるデジタル値は、時刻ｔ２における制御デジタル値である。

時刻ｔ７において、入力電圧Ｖｉｎは第２ＰＯＲ電圧Ｖｄ２を上回る。ＰＯＲ信号Ｓ１１はローレベルからハイレベルに遷移する。スイッチングレギュレータ１０４は動作を開始し、駆動電流Ｉ_ＬＥＤは目標値Ｉｒｅｆを目指して上昇し始める。アップダウンカウンタ１１８はカウント動作を開始する。時刻ｔ７の時点では駆動電流Ｉ_ＬＥＤは目標値Ｉｒｅｆよりも小さいので、アップダウンカウンタ１１８は動作クロック信号Ｓ３に合わせて制御デジタル値をカウントダウンする。
本実施の形態では、アップダウンカウンタ１１８がオンとなってからＰＯＲ信号Ｓ１１がハイレベルとなるように、第２ＰＯＲ電圧Ｖｄ２は動作限界電圧Ｖｌｉｍよりも高い値に設定される。

時刻ｔ８において、駆動電流Ｉ_ＬＥＤは目標値Ｉｒｅｆの０．８５倍を上回る。保持制御信号Ｓ１６はローレベルからハイレベルに遷移する。第１ＡＮＤゲート１６４の出力信号Ｓ２１は基本クロック周波数ｆ３の１／１６の周波数のクロックパルスを示すようになる。レジスタ１６２はそのクロックパルスに合わせてデジタル値を更新する。

時刻ｔ２における制御デジタル値は時刻ｔ１における制御デジタル値よりも低いので、時刻ｔ８を過ぎて駆動電流Ｉ_ＬＥＤが目標値Ｉｒｅｆとなった後、制御デジタル値が時刻ｔ１における値に戻るまで駆動電流Ｉ_ＬＥＤのオーバーシュートが発生する。時刻ｔ９において、制御デジタル値は時刻ｔ１における制御デジタル値に戻る。

（非減光モードで入力電圧Ｖｉｎが急変）
図４は、非減光モードで入力電圧Ｖｉｎが急変する場合の半導体光源点灯回路１００の動作状態を示すタイムチャートである。図４は、上から順に、入力電圧Ｖｉｎ、駆動電流Ｉ_ＬＥＤ、動作クロック信号Ｓ３の周波数、アップダウンカウンタ１１８における制御デジタル値、を示す。

時刻ｔ１１において、入力電圧Ｖｉｎは１３Ｖの供給電圧から１６Ｖの急変電圧へ遷移し始める。入力電圧Ｖｉｎの上昇を受けて、駆動電流Ｉ_ＬＥＤは目標値Ｉｒｅｆから上昇し始める。駆動電流Ｉ_ＬＥＤが目標値Ｉｒｅｆよりも高くなるので、アップダウンカウンタ１１８は制御デジタル値をカウントアップする。動作クロック選択回路１５０は１６分周クロック信号Ｓ１５を動作クロック信号Ｓ３として選択しており、動作クロック信号Ｓ３の周波数は基本クロック周波数ｆ３の１６分の１である。したがって、カウントアップのスピードは比較的ゆっくりであり、駆動電流Ｉ_ＬＥＤは上昇を続ける。

時刻ｔ１２において、駆動電流Ｉ_ＬＥＤは目標値Ｉｒｅｆの１．１５倍を上回る。動作クロック選択回路１５０は４分周クロック信号Ｓ１４を動作クロック信号Ｓ３として選択し、動作クロック信号Ｓ３の周波数は基本クロック周波数ｆ３の４分の１となる。したがって、アップダウンカウンタ１１８のカウントアップのスピードは速まる。

時刻ｔ１３において、駆動電流Ｉ_ＬＥＤは目標値Ｉｒｅｆの１．４倍を上回る。動作クロック選択回路１５０は基本クロック信号Ｓ８を動作クロック信号Ｓ３として選択し、動作クロック信号Ｓ３の周波数は基本クロック周波数ｆ３となる。したがって、アップダウンカウンタ１１８のカウントアップのスピードはさらに速まる。すなわち、アップダウンカウンタ１１８は、駆動電流Ｉ_ＬＥＤの大きさと目標値Ｉｒｅｆとの差が大きいほど速く制御デジタル値をカウントする。

時刻ｔ１４において、駆動電流Ｉ_ＬＥＤは目標値Ｉｒｅｆの１．４倍を下回る。動作クロック選択回路１５０は４分周クロック信号Ｓ１４を動作クロック信号Ｓ３として選択し、動作クロック信号Ｓ３の周波数は基本クロック周波数ｆ３の４分の１となる。したがって、アップダウンカウンタ１１８のカウントアップのスピードは遅くなる。

時刻ｔ１５において、駆動電流Ｉ_ＬＥＤは目標値Ｉｒｅｆの１．１５倍を下回る。動作クロック選択回路１５０は１６分周クロック信号Ｓ１５を動作クロック信号Ｓ３として選択し、動作クロック信号Ｓ３の周波数は基本クロック周波数ｆ３の１６分の１となる。したがって、アップダウンカウンタ１１８のカウントアップのスピードは時刻ｔ１２以前のスピードと同等になる。
入力電圧Ｖｉｎが急変電圧から供給電圧へ遷移する場合も、変化の向きが逆になることを除けば上記と同様である。

本実施の形態に係る半導体光源点灯回路１００によると、スイッチングレギュレータ１０４自体を周期的に非アクティブ状態とすることによってＰＷＭ減光が実現される。これにより、例えばスイッチングレギュレータ１０４とＬＥＤとの間に設けられたスイッチをオンオフすることでＰＷＭ減光を実現する場合と比較して、オフからオンに切り替わったときにＬＥＤに流れる電流の大きさを抑えることができる。その結果、半導体光源点灯回路１００の素子として耐電圧や耐電流がより低いより安価な素子を使用することができ、また半導体光源点灯回路１００の効率も上昇する。

また、本実施の形態に係る半導体光源点灯回路１００では、スイッチングレギュレータ１０４が非アクティブ状態となっている間、レジスタ１６２が制御デジタル値を保持する。したがって、その非アクティブ状態の前後のアクティブ状態における駆動電流Ｉ_ＬＥＤをスムーズに繋ぎ合わせることができる。

また、本実施の形態に係る半導体光源点灯回路１００では、エラー量が制御デジタル値としてデジタル化されている。すなわち、検出電圧Ｖｄからデューティ比設定信号Ｓ４を得るための処理を、エラーコンパレータ１１６、アップダウンカウンタ１１８、Ｄ／Ａコンバータ１２０を使用してデジタル化している。これにより、そのような処理がアナログ的になされる場合と比較して例えばエラー量保持のための比較的容量の大きなキャパシタ等を設ける必要はなく、回路規模を低減できる。

また、本実施の形態に係る半導体光源点灯回路１００では、入力電圧Ｖｉｎをパルス変調することでＰＷＭ減光を実現している。これにより、例えば入力電圧Ｖｉｎをバッテリ電圧Ｖｂａｔに固定し、減光周波数ｆ１を有するパルス信号を別途エンジンコントロールユニットから半導体光源点灯回路に送出する場合と比較して、エンジンコントロールユニット２０と半導体光源点灯回路１００との間の信号線をひとつ削減でき、かつパルス信号を解釈するためのインタフェース回路を設ける必要もなくなる。

また、本実施の形態に係る半導体光源点灯回路１００では、動作クロック選択回路１５０はＰＷＭ減光モードにおいて、入力電圧Ｖｉｎではなく駆動電流Ｉ_ＬＥＤの大きさに基づいて入力電圧Ｖｉｎが供給電圧付近にいるかそうでないか、言い換えると入力電圧Ｖｉｎが遮断されたか否かを判定する。エンジンコントロールユニット２０において入力電圧Ｖｉｎが遮断された場合、駆動電流Ｉ_ＬＥＤは入力電圧Ｖｉｎよりも速く低下する。そこで遮断の判定に駆動電流Ｉ_ＬＥＤを利用することで、入力電圧Ｖｉｎが遮断されるタイミングと遮断を検知するタイミングすなわち制御デジタル値を保持するタイミングとをより近づけることができる。その結果、制御デジタル値の不必要な変動を抑えることができる。

入力電圧Ｖｉｎが遮断されるタイミングと遮断を検知するタイミングとを近づけるために、第１ＰＯＲ電圧Ｖｄ１を供給電圧により近づけた上で、ＰＯＲ信号Ｓ１１により遮断されたか否かを判定することも考えられる。しかしながら、通常、ＰＯＲ信号Ｓ１１は回路素子のリセット／リセット解除のために使用される。したがって第１ＰＯＲ電圧Ｖｄ１を供給電圧に近づけすぎると、入力電圧Ｖｉｎに乗るノイズに対して回路の動作が不安定となりうる。これに対して本実施の形態に係る半導体光源点灯回路１００では、駆動電流Ｉ_ＬＥＤに基づいて遮断の有無を判定するので、そのようなノイズに対する不安定性は生じにくい。

また、ＰＯＲ回路１４６以外に入力電圧Ｖｉｎを監視する別の回路を設けることも考えられるが、そうすると回路規模が増大しうる。これに対して本実施の形態に係る半導体光源点灯回路１００では電流フィードバック制御のために設けられている電流検出部１１２の検出結果を動作クロック選択回路１５０における判定にも利用しているので、回路規模の増大を抑えることができる。

また、スイッチングレギュレータ１０４が非アクティブ状態となっている間制御デジタル値を保持するために、レジスタ１６２の代わりにＰＯＲ信号Ｓ１１に基づきアップダウンカウンタ１１８のカウント動作を止めることも考えられる。図３にはこの場合の制御デジタル値の変化が破線で示されている。この場合、入力電圧Ｖｉｎが遮断されるタイミング（時刻ｔ１）とＰＯＲ信号Ｓ１１がローレベルとなるタイミング（時刻ｔ４）とは比較的離れているので、その間の期間に制御デジタル値は大きく低下する。時刻ｔ４においてそのように大きく低下した制御デジタル値が保持される。したがって、時刻ｔ５において入力電圧Ｖｉｎの供給が再開した後、制御デジタル値が時刻ｔ１における値に戻るまでに長い期間が必要となるので、駆動電流Ｉ_ＬＥＤのオーバーシュートは破線で示されるように大きくなり、期間も長くなる。

これに対して本実施の形態に係る半導体光源点灯回路１００では、駆動電流Ｉ_ＬＥＤに基づき遮断を検知し、遮断が検知されるとレジスタ１６２にそのときの制御デジタル値を保持させる。アップダウンカウンタ１１８は、スイッチングレギュレータ１０４がアクティブ状態に復帰する際、レジスタ１６２から制御デジタル値を読み出す。これにより、入力電圧Ｖｉｎが遮断されている間にアップダウンカウンタ１１８がカウント動作を続ける場合であってもそうでない場合であっても、入力電圧Ｖｉｎの供給が再開された後制御デジタル値をより短い期間で元の値に戻すことがきる。したがって、駆動電流Ｉ_ＬＥＤのオーバーシュートを抑制できる。その結果、駆動電流Ｉ_ＬＥＤの大きさがＬＥＤ４０の耐電流を超える可能性を低減できる。あるいはまた、より廉価で耐電流の低いＬＥＤを使用できる。

車両用灯具の光源としてのＬＥＤは基板上に実装され、そのＬＥＤへの電力の供給はワイヤーボンドにより行われることが多い。本実施の形態に係る半導体光源点灯回路１００では駆動電流Ｉ_ＬＥＤのオーバーシュートが抑制されるので、ワイヤーボンドなどの電流に敏感な部分に過電流が流れにくくなる。
また、オーバーシュートが抑制されることにより、ＬＥＤ４０やその周辺回路の温度上昇を抑えることができる。

非減光モードにおいて入力電圧Ｖｉｎが急変するとき、何ら対策を施さないと、入力電圧Ｖｉｎの変化に制御デジタル値の変化がついて行けず、大きなオーバーシュートまたはアンダーシュートを生じる場合がある。図４にはこの場合の制御デジタル値の変化および駆動電流Ｉ_ＬＥＤの変化が破線で示される。入力電圧Ｖｉｎが１３Ｖから１６Ｖに変動したとき、制御デジタル値は、入力電圧Ｖｉｎ＝１３Ｖにおいて駆動電流Ｉ_ＬＥＤを目標値Ｉｒｅｆとするための値から、入力電圧Ｖｉｎ＝１６Ｖにおいて駆動電流Ｉ_ＬＥＤを目標値Ｉｒｅｆとするための値へ比較的ゆっくり変化する。具体的には、スイッチングレギュレータ１０４が昇圧形態の場合、スイッチング素子１２２のオンデューティを小さくするように制御デジタル値がゆっくり変化する。この制御デジタル値の変化は入力電圧Ｖｉｎの変動よりも遅いため、入力電圧Ｖｉｎが１６Ｖに達してもオンデューティは比較的大きいままとなる。したがって、ＬＥＤ４０へ大きなエネルギが供給され、駆動電流Ｉ_ＬＥＤはオーバーシュートしうる。入力電圧Ｖｉｎが１６Ｖから１３Ｖに変動したときは、上記と逆の状態となり、駆動電流Ｉ_ＬＥＤはアンダーシュートしうる。

これに対して本実施の形態に係る半導体光源点灯回路１００では、アップダウンカウンタ１１８は、駆動電流Ｉ_ＬＥＤの大きさと目標値Ｉｒｅｆとの差が大きいほど速く制御デジタル値をカウントする。すなわち、駆動電流Ｉ_ＬＥＤが目標値Ｉｒｅｆに近いときは発振を抑制するために比較的低周波のクロックでアップダウンカウンタ１１８を動作させるが、駆動電流Ｉ_ＬＥＤの検出値が目標値Ｉｒｅｆから離れるほど高周波のクロックで動作させ、駆動電流Ｉ_ＬＥＤを目標値Ｉｒｅｆへ素早く収束させる。これにより、入力電圧Ｖｉｎが急変した場合でも制御デジタル値はその変化により素早く追従して変化することができる。その結果、オーバーシュートやアンダーシュートを抑制し、ＬＥＤ４０の劣化を抑制できる。

駆動電流Ｉ_ＬＥＤのアンダーシュートが大きい場合、ＬＥＤ４０の発光が弱まる可能性がある。本実施の形態に係る半導体光源点灯回路１００では駆動電流Ｉ_ＬＥＤのアンダーシュートが抑制されるので、ＬＥＤ４０の発光を安定させることができる。

なお、入力電圧Ｖｉｎが急変してもＰＯＲ信号Ｓ１１がローレベルとならない場合、アップダウンカウンタ１１８はレジスタ１６２に保持されるデジタル値をロードしない。したがって、この場合、レジスタ１６２の動作に関係なく上記の作用効果が奏される。

また、ＬＥＤ４０を構成するＬＥＤの個数がバイパススイッチの開閉により減ると駆動電流Ｉ_ＬＥＤにオーバーシュートが現れ、増えるとアンダーシュートが現れうる。本実施の形態に係る半導体光源点灯回路１００によると、このようなオーバーシュートやアンダーシュートも抑制できる。

仮に半導体光源点灯回路が、入力電圧Ｖｉｎ急変時にカウント動作を速くする機能を備え、ＰＷＭ減光モードにおいて制御デジタル値を保持し読み出す機能を備えない場合、入力電圧Ｖｉｎ急変時は上記の通り好適に対応できる。しかしながら、ＰＷＭ減光モードにおいて入力電圧Ｖｉｎの供給が遮断された場合、駆動電流Ｉ_ＬＥＤが目標値Ｉｒｅｆから離れるにしたがって制御デジタル値はより速く元の値から離れていく。図３にはこの場合の制御デジタル値の変化が２点鎖線で示されている。したがって、入力電圧Ｖｉｎの供給が再開されたときの駆動電流Ｉ_ＬＥＤのオーバーシュートは、入力電圧Ｖｉｎ急変時にカウント動作を速くする機能がない場合よりもさらに大きくなる。

そこで本実施の形態に係る半導体光源点灯回路１００は、ＰＷＭ減光モードにおいて制御デジタル値を保持し読み出す機能と、入力電圧Ｖｉｎ急変時にカウント動作を速くする機能と、の両方を備える。したがって、ＰＷＭ減光モードにおいて入力電圧Ｖｉｎが遮断された後、後者の機能により制御デジタル値の変化が速くなる前にレジスタ１６２が制御デジタル値を保持するので、入力電圧Ｖｉｎの供給が再開されたときのオーバーシュートを抑えることができる。

また、本実施の形態に係る半導体光源点灯回路１００では、入力電圧Ｖｉｎが遮断されたか否かを判定するための基準と、アップダウンカウンタ１１８のカウント動作を速めるか否かを決める基準とが統一されている。すなわち、駆動電流Ｉ_ＬＥＤが誤差範囲から外れると、入力電圧Ｖｉｎが遮断されたと判定され、かつ、動作クロック信号Ｓ３の周波数が速くなる。したがって、それぞれの基準に専用の判定回路を設ける場合と比較して、回路規模を縮小できる。

以上、実施の形態に係る半導体光源点灯回路の構成と動作について説明した。この実施の形態は例示であり、その各構成要素や各処理の組み合わせにいろいろな変形例が可能なこと、またそうした変形例も本発明の範囲にあることは当業者に理解されるところである。
例えば、ＰＷＭ減光モードにおいて供給電圧が急変する場合にも本実施の形態に係る技術的思想を適用できる。

実施の形態では、第１制御電源回路１３０と第２制御電源回路１４０とを並列的に設ける場合について説明したが、これに限られない。入力電圧Ｖｉｎが接地電位付近の電圧となった際、レジスタ１６２へ供給される電源電圧のみを維持してもよいし、レジスタ１６２を含む周辺回路へ供給される電源電圧を維持してもよいし、デジタル回路全体の電源を維持してもよい。また、いずれの場合でも、デジタル回路が動作するためのクロックを停止することが望ましい。この場合、状態変化を防止でき、また、消費電力を低減できる。

図５は、第１制御電源回路１３０の変形例の構成を示す回路図である。変形例に係る制御電源回路６００は、第１電源回路１３２と、第１キャパシタ１３４と、電源切替スイッチング素子６０２と、を有する。電源切替スイッチング素子６０２は、ＰＯＲ信号Ｓ１１によってオンオフが制御される。電源切替スイッチング素子６０２はＰＯＲ信号Ｓ１１がハイレベルのときオンとなり、半導体光源点灯回路１００のレジスタ１６２以外の回路素子に第１電源電圧Ｖｓ１が供給される。電源切替スイッチング素子６０２はＰＯＲ信号Ｓ１１がローレベルのときオフとなり、レジスタ１６２以外の回路素子への電源供給が遮断される。本変形例によると、第２制御電源回路１４０を設ける必要はないので、回路規模を縮小できる。

実施の形態では、ＰＷＭ減光モードにおいて、アップダウンカウンタ１１８がオンとなってからＰＯＲ信号Ｓ１１がハイレベルとなる場合について説明したが、これに限られない。例えば、アップダウンカウンタ１１８に第１制御電源回路１３０から電源電圧を供給してもよい。この場合、アップダウンカウンタ１１８は入力電圧Ｖｉｎが遮断されている間もオン状態となる。したがって、ＰＯＲ信号Ｓ１１がローレベルとなる時刻ｔ４以降、アップダウンカウンタ１１８はレジスタ１６２からデジタル値を読み出す。その結果、その後いつＰＯＲ信号Ｓ１１がハイレベルとなって制御デジタル値のカウントが開始されても、カウント開始時点の制御デジタル値は時刻ｔ２における制御デジタル値となる。

実施の形態では、半導体光源点灯回路１００は、ＰＷＭ減光モードにおいて制御デジタル値を保持し読み出す機能と、入力電圧Ｖｉｎ急変時にカウント動作を速くする機能と、の両方を備える場合について説明したが、これに限られない。例えば、ＰＷＭ減光モードが使用されない場合は、前者の機能を有さず後者の機能を有することにより、入力電圧急変時に発生しうる駆動電流のオーバーシュートやアンダーシュートを抑制できる半導体光源点灯回路が提供されうる。あるいはまた、前者の機能を有し後者の機能を有さないことにより、ＰＷＭ減光モードにおける駆動電流のオーバーシュートを抑制できる半導体光源点灯回路が提供されうる。

１００半導体光源点灯回路、１０２制御回路、１０４スイッチングレギュレータ、１０６駆動回路、１１８アップダウンカウンタ、１２２スイッチング素子、１６２レジスタ。

Claims

入力電圧から、半導体光源の駆動電流をスイッチング素子を使用して生成するスイッチングレギュレータと、
駆動電流の大きさが目標値に近づくように前記スイッチング素子のオンオフを制御する制御回路と、を備え、
前記スイッチングレギュレータが駆動電流を生成する状態をアクティブ状態と呼ぶとき、前記スイッチングレギュレータへの入力電圧は、前記スイッチングレギュレータのアクティブ状態に対応する第１電圧と非アクティブ状態に対応する第２電圧とを繰り返し、
前記制御回路は、
駆動電流の大きさと目標値とを比較するコンパレータと、
前記コンパレータにおける比較結果によって定まるカウントの向きでデジタル値をカウントするアップダウンカウンタと、
駆動電流の大きさに基づいて、前記スイッチングレギュレータへの入力電圧が第１電圧から外れたか否かを判定する判定回路と、
前記判定回路において外れていないと判定されたことを条件のひとつとして前記アップダウンカウンタによってカウントされたデジタル値を取得し、前記判定回路において外れたと判定されている間、取得されたデジタル値を保持するレジスタと、
前記アップダウンカウンタによってカウントされたデジタル値をアナログ信号に変換するデジタルアナログコンバータと、
前記デジタルアナログコンバータによる変換の結果得られるアナログ信号に基づいて、前記スイッチング素子のオンオフを制御する駆動回路と、を含み、
前記アップダウンカウンタは、前記スイッチングレギュレータが非アクティブ状態からアクティブ状態になる際、前記レジスタによって保持されるデジタル値を前記アップダウンカウンタによってカウントされたデジタル値として読み出すことを特徴とする半導体光源点灯回路。
半導体光源の駆動電流をスイッチング素子を使用して生成するスイッチングレギュレータと、
駆動電流の大きさが目標値に近づくように前記スイッチング素子のオンオフを制御する制御回路と、を備え、
前記制御回路は、
駆動電流の大きさと目標値とを比較するコンパレータと、
前記コンパレータにおける比較結果によって定まるカウントの向きでデジタル値をカウントするアップダウンカウンタと、
前記アップダウンカウンタによってカウントされたデジタル値をアナログ信号に変換するデジタルアナログコンバータと、
前記デジタルアナログコンバータによる変換の結果得られるアナログ信号に基づいて、前記スイッチング素子のオンオフを制御する駆動回路と、を含み、
前記アップダウンカウンタは、駆動電流の大きさと目標値との差が大きいほど速くデジタル値をカウントすることを特徴とする半導体光源点灯回路。
前記制御回路は、駆動電流の大きさと目標値との差が大きいほど周波数が高くなるクロック信号を生成するクロック生成部をさらに含み、
前記アップダウンカウンタは、前記クロック生成部によって生成されるクロック信号に基づいてカウント動作を行うことを特徴とする請求項２に記載の半導体光源点灯回路。
前記スイッチングレギュレータが駆動電流を生成する状態をアクティブ状態と呼ぶとき、前記スイッチングレギュレータへの入力電圧は、前記スイッチングレギュレータのアクティブ状態に対応する第１電圧と非アクティブ状態に対応する第２電圧とを繰り返し、
前記制御回路は、
駆動電流の大きさに基づいて、前記スイッチングレギュレータへの入力電圧が第１電圧から外れたか否かを判定する判定回路と、
前記判定回路において外れていないと判定されたことを条件のひとつとして前記アップダウンカウンタによってカウントされたデジタル値を取得し、前記判定回路において外れたと判定されている間、取得されたデジタル値を保持するレジスタと、をさらに含み、
前記アップダウンカウンタは、前記スイッチングレギュレータが非アクティブ状態からアクティブ状態になる際、前記レジスタによって保持されるデジタル値を前記アップダウンカウンタによってカウントされたデジタル値として読み出すことを特徴とする請求項２または３に記載の半導体光源点灯回路。
前記アップダウンカウンタは、前記判定回路において外れたと判定されると、前記判定回路において外れていないと判定された場合よりも速くデジタル値をカウントすることを特徴とする請求項４に記載の半導体光源点灯回路。