JP2012509610A - 静電容量式センサシステム - Google Patents

Abstract

本発明は、物体の接近を検出する、特にジェスチャを認識する静電容量式センサシステムに関する。本発明の課題は、部品が簡単で、低コスト、空間要件も小さく実装でき、また、消費電力量が少なく低用量バッテリでも長時間作動できる、静電容量的に動作するセンサシステムの提供である。上記課題を解決する回路構成は、センサ電極周囲の誘電特性変化に基づいて、近似処理に関連する出力信号を生成する回路構成であって、少なくとも幾つかのセクションで、観察領域に隣接するセンサ電極と、交流電圧を出力するマイクロコントローラ（μＣ）と、該μＣが出力した交流電圧のレベルを調整する分圧回路と、インピーダンス変換器として機能する電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）と、を有し、該ＦＥＴを、分圧回路が出力した電圧を、そのゲート入力に存在させると同時に、センサ電極（Ｅ_S）でも存在するように、回路構成に組込むことを特徴とする。
【選択図】図１ａ

Description

本発明は、特に接近物体を検出する、また特にジェスチャを検出するための静電容量式センサシステムに関する。本発明は、近接電場に基づいて、典型的には手又は指の接近或は動きを検出し、これから情報を得、スイッチング動作を制御する又は空間ジェスチャを認識するのに使用できるセンサシステムに関する。

特に、ジェスチャを検出するのに、可視又は赤外領域における光学的処理がある。また、必要な情報を、電場の伝達又は妨害によって取得する静電容量的に機能するシステムが知られている。電気回路の費用やそうしたシステムを実現するのに関連するコストは、これまで高かった。従来のシステムの別の問題として、バッテリによる動作が必要な用途では、そうしたセンサの電力の必要量は、実際に適用可能にするのに不可欠である点が挙げられる。また、用途によっては、部品コストや空間要件が重要で、大量に適用する場合、例えば、玩具産業では、適用分野を左右することもある。

静電容量式センサシステムに関しては、ＲＣローパスフィルタ構造で静電容量変化を評価するものが知られている。励磁信号として、正弦波電圧又は矩形波信号が使用される。変化に関する信号表示として、基準信号と比較した振幅、位相、時間差が評価される。両アプローチ（振幅又は位相）では、基本容量Ｃと比較した静電容量の変化である相対的変化ΔＣ／Ｃが重要となる、というのも、これにより、センサ感度又はセンサの最大検出範囲が決定されるためである。従って感度を最大にするのに、場合によっては、基本容量を小さくするのが望ましい。

本発明の目的は、僅かな部品費用で、従って、僅かなコストや空間要件で実現でき、更に、低充電容量のバッテリで及び／又は耐用年数を長く稼動可能にするために、低電力消費量を特徴とする、静電容量的に機能するセンサシステムを、提供することである。

この目的を、特許請求項１の特徴を有する回路構成体によって、本発明により解決して、達成する。

数個のこうしたシステムを用いて、二次元又は三次元位置検出が可能である。また、数個のセンサ電極を設け、マルチプレクサ装置でそのセンサ電極を順次回路に接続することも可能である。このマルチプレクサ回路は、マイクロコントローラによって始動できる。

本発明による回路構成体の有利な実施形態を、従属クレームの対象とする。

本発明の更なる詳細及び特徴については、図面と併せて、以下の記述から明らかである。

本発明による回路の構造を示す回路図である。 物体が接近中の静電容量に関するコンデンサ装置（静電容量装置）の変化を更に示す等価回路である。 電圧上昇を示すグラフである。 電圧上昇を示す別のグラフである。 コンピュータマウスでの、本発明による回路の使用を示す図である。 幾つかの検出電極を備えるジェスチャ検出システムの使用を示す図である。 相対的に互いに接近させた検出電極を用いたジェスチャ検出システムを、本発明により実現したところを示す２図である。

図１ａでは、本発明による回路構成体を示している。この構成体は、本発明により組み立て構造化した静電容量式近接センサを備える。この回路構成体を、複製によりジェスチャ検出用センサシステムに拡張できる。

まず、図１ａで示したこの構成体の動作についてより詳しく説明する。マイクロコントローラ（μＣ）が供給する矩形波電圧の周波数域を好適には８０〜１２０ｋＨｚとして、信号のレベルを分圧器によって電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）のゲート端子で振幅ｕ₀まで調節すると、幾つかの静電容量的影響が、Ｃ１〜Ｃ５で表した箇所に作用するため、図２で示したように、指数関数的な充放電が発生する。

寄生コンデンサが、回路構成体のＥ_Sで表した信号電極と接地電極Ｅ_gとの間で電界結合により形成される（Ｃ１）一方、他方で、これらの電極に接近する手の結合コンデンサＣ２及びＣ３により形成される。

コンデンサＣ４及びＣ５を、手又は回路接地からアースへの結合コンデンサとする。初めに、接近がない基本的な状態（Ｃ２＝Ｃ３＝Ｃ４＝０）での充放電について検討すると、Ｃ₁だけが有効な状態となる。所定の閾値ｕ_S1に達する時間を、ｔ１と仮定する。放電が、矩形信号のサイクル時間Ｔの半分経過後にｕ_Eに従い発生し、時間ｔ２後に再び閾値ｕ_S2に達する。

従って、
〔数１〕
ｕ_S1＝ｕ₀（１−ｅ^-t1/RC1） ｕ_S2＝ｕ₀ｅ^-t2/RC1 （１）
となり、この結果、スイッチング時間
〔数２〕
ｔ１＝−ＲＣ１ ｌｎ（１−ｕ_S1／ｕ₀） ｔ２＝−ＲＣ１ ｌｎ（ｕ_S2／ｕ₀） （２）
が出る。

静電容量がΔＣだけ変化してＣ１＋ΔＣになると、閾値に対する時間差は、
〔数３〕
Δｔ１＝−ＲΔＣ ｌｎ（１−ｕ_S1／ｕ₀） 及び Δｔ２＝−ＲΔＣ ｌｎ（ｕ_S2／ｕ₀） （３）
となり、時間差合計は、
〔数４〕
Δｔ＝Δｔ１＋Δｔ２＝ＲΔＣ［ｌｎ（ｕ₀／ｕ_S2）−ｌｎ（１−ｕ_S1／ｕ₀）］ （４）
となる。

数４は、Δｔが大きくなると、閾値ｕ_S1がｕ₀に近くなり、ｕ_S2はｕ₀と比べて小さくなることを示している。これは、閾値を選択する際に、適当なヒステリシスの閾値スイッチが好ましいことを意味している。

ｕ_S1＝ｕ_S2の場合には、閾値を出来る限りｕ₀又は０に近くし、その結果数４の２項の内１項を出来る限り大きくすると、有利である。更に、充電抵抗及び静電容量変化ΔＣが増えると、時間差、従ってセンサの感度は高くなる。充電抵抗を、矩形信号の半周期Ｔ／２毎に電界効果トランジスタのゲート端子で略完全な充放電が発生するようにしつつ、最大にする。

Ｒを出来る限り大きくするので、この大きさは、ゲート端子とアース端子との間で有効な静電容量Ｃ１によって決まってくる（図１ａ参照）。こうした回路構成体の基本的な静電容量を、幾つかの寄生的な個別の静電容量で構成する。一部分を、ＦＥＴのゲートソース静電容量で構成するが、その容量は、ソース抵抗による反結合で、入力に対する該容量の影響は大幅に減少する。一例の回路では、このようにして、その値を約０．２ｐＦにできた。

Ｃ１への更なる寄与を、信号電極Ｅ_Sと接地した電極Ｅ_Gとの間の結合容量で提供する。その結合容量を最小化するために、所謂シールド電極がその間に接続され、つまり、ソースフォロワの出力と接続され、その結果ゲート端子と略同じ電位となり、それによりＥ_SとＥ_Gとの結合が、大幅に減少する。これは、ＦＥＴ段の別の有利な側面である。また、ＦＥＴのドレイン端子を使用して、信号電極Ｅ_Sをより離して接続する場合は、同軸ケーブルの編組を動かし、そうしてケーブル容量を減少でき、ここでも同様にＣ１に対して寄与するであろう。

こうしたことから、ＦＥＴをソースフォロワにして入力段として使用するとかなり有益であり、その上、部品費用を抑制でき、その結果電力の必要量とコストの両方を極めて低く抑えられることが、明らかである。

接近した場合での充放電処理に関する時間的推移を評価するために、組込んだシュミットトリガによって入力をスイッチするＸＯＲゲート端子を使用し、その結果、スイッチング閾値ｕ_S1及びｕ_S2用の追加コンパレータが不要となり、更なる部品を省くことができる。時間差は、ＸＯＲ出力に接続したローパスフィルタによって得た直流電圧で表せる。供給電圧ｕ_Bを用いると、数４と類似する。
〔数５〕
ｕ＝ＲＣ１ｕ_B／Ｔ［ｌｎ（ｕ₀／ｕ_S2）−ｌｎ（１−ｕ_S1／ｕ₀）］ （５）

ここで１／Ｔ＝ｆと置くと、ローパス出力で形成した直流電圧は、μＣで送出した矩形信号の周波数ｆに比例することが分かる。必然的に生じる許容誤差によって、例えば、閾値において、この電圧は生産過程で変動する場合があるため、許容誤差を補償する可能性として、接近がない場合に、常に出力電圧の結果が一定となるように、μＣによって信号周波数を変動させることが挙げられる。

接近を検出する感度に不可欠なのは、ゲート端子での静電容量変化ΔＣであり、この変化は、数４により、対応する時間差Δｔとなり、従ってローパス出力で、比例する電圧変化Δｕ〜ΔＣとなる。既に上述したように、この変化は、何よりも接近した場合の有効な結合容量Ｃ２〜Ｃ５によって決まる。図１ａの本構成体の等価回路（図１ｂ）では、これらの効果について説明している。最初の最大限の変化が、センサの接地接続を直接アースに接続する場合に起こり、この場合、Ｃ２とＣ４の並列接続が最大限となるので、それによってもまたΔＣは、最高値に達する。アースを用いた接地接続で、全く又は殆ど結合しない場合（Ｃ５〜０）については、Ｃ２とＣ３、即ち身体の一部、例えば手の結合容量の、電極Ｅ_S及びＥ_Gへの直列接続が、変化を決定付ける。回路設計においては、従って、Ｃ２及びＣ３を出来る限り大きくし、Ｃ１を出来る限り小さくすること（例えば、シールドによって）が必須となる。

接地電極Ｅ_Gへの結合は、必ずしも別の電極で行う必要はないが、適用によっては、例えば、バッテリによる異なる結合でも発生する可能性がある。図１ａの本発明による構成体により、特に電極の形状や電極の構成に関して、多数の用途や設計可能性を作り出せるが、そうした形状や構成について、以下に実施例を示す。図１ａで示した本発明による構成体は、部品に関して費用、つまりコストがかからず、必要とする空間が小さいだけでなく、実質的に電流がＦＥＴのソース抵抗を通過することにより、センサでの消費電力が極めて少ないという、特徴がある。この抵抗の値を数キロオームの範囲とした場合、１ｍＡを遥かに下回る電流をそうして実現できる。この構成体の特殊性は、センサ動作を、特別な過渡電流の問題なく、パルス動作にできることである。バッテリ電力を用いる用途では、これは、数μＡだけの範囲でバッテリ放電を保証し、従って長い耐用年数を保証するために、欠かせない手段となることが多い。パルスモードでは、ローパスフィルタの出力で直流電圧は全くないが、図３で表した充放電インパルスはある。接近した場合、パルス振幅は、数５による連続動作の値に相当する値Δｕだけ上昇する。それに応じた低パルス／休止率を選択することで、μＣを含む全電流を数μＡにできる。

以下では、センサ構成体の用途に関する２実施例を提示する。

図４による第１実施例では、コードレスのコンピュータマウスを、バッテリ電流を出来る限り小さな値に抑えるために、手が接近した場合に、本発明によるセンサによってアクティブ状態にスイッチする。このために、信号電極をケースの上側シェルの内側の一部に取付け、且つ縞状の接地電極で囲んでもよい。厳密な電極の設計は、その都度ケースの形状によって決まるが、このケースについては、マウスの電子部品の設計や夫々のバッテリ供給に応じて、十分な手の接地結合が、他の方法、例えばバッテリによって発生すれば、別のアース端子の電子部品を使わずに済む。例えば、１：１０００の割合でパルスモードを適用することで、バッテリからの電力消費量を、このセンサで１〜２μＡに抑えることができる。

近接センサの用途に関する別の実施例を、４電極系によるジェスチャの検出についてとし、その原理を図５に詳細に示す。センサ電子部品を含む電極系を、既に存在する様々な種類の機器にコンパクトに一体化可能にするために、場合によっては小空間に集中させたコンパクトな形のままとする。このように、また、既にこれまで説明した更なる効果、つまり低電流消費量という、バッテリ用途の観点のみならず、経済的実現の観点からの効果も生じる。その役割は、センサが送出した情報から、電極で画定した平面に対するジェスチャのｘ／ｙ座標を推定することである。

そのために、図５によるシステムでは、ジェスチャを実行する指から距離ｒ₁〜ｒ₄を取込む。従って、空間座標系ｘ、ｙ、ｚにおいて、原点から電極質量中心の間隔をａとして、以下の４式が生じる。
〔数６〕
ｒ₁ ²＝（ｘ−ａ）²＋ｙ²＋ｚ² （６）
〔数７〕
ｒ₂ ²＝（ｘ＋ａ）²＋ｙ²＋ｚ² （７）
〔数８〕
ｒ₃ ²＝ｘ²＋（ｙ＋ａ）²＋ｚ² （８）
〔数９〕
ｒ₄ ²＝ｘ²＋（ｙ−ａ）²＋ｚ² （９）

数６と数７の差又は数８と数９の差をそれぞれ求めることで、下記数１０に示すｘ／ｙ座標を即座に得られる。
〔数１０〕
ｘ＝（ｒ₁ ²−ｒ₂ ²）／４ａ （１０）
ｙ＝（ｒ₃ ²−ｒ₄ ²）／４ａ （１０）

数６〜数１０が示すように、ｘ／ｙ座標をｚとは関係無く簡単に計算できる。そのために距離ｒ₁〜ｒ₄を、４つのセンサＳ１〜Ｓ４の出力に印加する信号から決定する必要がある。これらの信号差のみを、基本状態と比べて、接近した場合の結果であると見なす。これらの差分信号をｅ₁〜ｅ₄で示し、電界効果トランジスタの各ゲート端子での上述した容量変動から、推定する。そのために決めてとなるのは、その都度指の電極に対する結合容量であり、結合容量は電極からの距離が遠くなる程小さくなる。これまでの記述によれば、信号差から生じた振幅は、容量変化と比例するので、これらの値は、距離が離れる程減少する。このため、近似によりべき乗則を、
〔数１１〕

により仮定する。

指数αについて、実際には電極構成体に応じて２…３とする。

ｒに対する数１１の解は、
〔数１２〕

となる。

次に、数１０で、座標を、信号ｅ₁からｅ₄まで計算できる。
〔数１３〕

〔数１４〕

定数ｅ₀、ｒ₀、ａは、ここでは、電極の形や電極相互の方位によって決まる。

図６では、異なる電極構成体を示すが、この構成体は、電子部品に短い接続線で直接接続し、その結果ほんの数ｃｍ²の大きさきさで、且つ他のシステムに容易に組込めるコンパクトなユニットを形成するものか、同軸ケーブルによって、電子部品からより離すことができ、そのために好適には、ゲート端子接続部で基本容量Ｃ１を低く保つために、ケーブルの編組を、センサのシールド出力（ＦＥＴのソース接続）と接続するものとする。

［本構成体の利点］
手短に、静電容量式近接センサに関する本発明による構成体が有する、以下の利点について、改めて強調する。
１．部品の費用が、１つのＦＥＴ入力段のみ、１つのＸＯＲゲート端子、２〜３つの抵抗、及びコンデンサだけとなるため、極めて安くなる。信号生成と処理に必要なマイクロコントローラは、他のシステムにセンサを組込む場合に、既に存在することが多く、単純な必要なセンサ機能にも使用できる。
２．ソースフォロワとしてスイッチされるＦＥＴは、反結合のため、ほんの僅かなセンサの固有容量を与えるだけでなく、センサの感度を決定する基本容量を減少させるために、シールド動作への出力としても機能できる。その上、この手段により、センサ機能が高温でも安定し、サンプルのばらつきを軽減できる。
３．能動部品が少数となる結果、極めて消費電力が低くなるが、これはパルス動作で動作するために本構成体の過渡プロセスが極めて短くなることで、僅か数μＡにまで減少でき、それによりバッテリで動かした場合に、かなりの効果が得られる。
４．電極配置を適切に選択することで、必要なアースへの結合に関する接近機能の問題を解決できる。これは、バッテリ電源を用いた用途には不可欠である。
５．許容誤差が存在するために必要なセンサの自己較正を、周波数調整による簡単な方法で行うことができる。
６．ゲート端子で充電抵抗を変動させて、異なる電極サイズによる異なる電極容量に対して極めて柔軟な調整を行うことができる。更に、このようにして、外乱に対しても最適な周波数調整を行なえる。
７．センサの反応時間を、場合によっては高信号周波数を柔軟に選択して、数ミリ秒まで減少できる。
８．ジェスチャ検出用センサでのような多電極構成体の場合には、センサ全体を、コンパクトに僅か数ｃｍ²に収容できる。

本発明による回路の場合の特別な手段は特に単純であり、従って近接センサの電力及びコスト節減を、１つのＦＥＴ段だけと、追加のコンパレータを必要としない下流のＥＸＯＲゲートとで、実現できる。他方では、ＦＥＴ段では、ＦＥＴをソースフォロワとしてスイッチさせた場合、極めて僅かな入力容量を与え、その結果、高直列抵抗によって従来のセンサの感度より５０倍高い感度を決定できる。更に、それに加えて、この構成におけるこの段により、重要な設置状況において基本的な入力容量を低く保てるシールド機能を提供し、従って、関連する感度損失も発生しない。

従来のセンサとの比較で、本発明の近接センサをＲＣによる処理により、部品数を少なくして実現しても、動作効率が高くなることが明らかである。

本発明による概念は、とりわけ低電力消費量を特徴とし、特にバッテリ用途に適している。回路構成体の能動部品数や空間要件で主に決まるコストは、従来の概念のものよりも明らかに低い。本発明による回路概念は、ジェスチャ用途について、複数のセンサを同時に動作させるシステムに対して、とりわけ有利な方法であるという点で、適している。

Claims (17)

1. センサ電極の環境に関する誘電特性の変化に基づいて、接近に関連する出力信号を生成する回路構成体であって、この回路構成体は、
   少なくとも部分的に観察領域と並置したセンサ電極と、
   交流電圧を出力するマイクロコントローラ（μＣ）と、
   前記マイクロコントローラ（μＣ）が出力した前記交流電圧のレベルを調整する分圧器と、
   インピーダンス変換器として動作する電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）と、を備え、
   前記分圧器が出力した電圧を、そのゲート端子に印加すると同時に、前記センサ電極（Ｅ_S）にも印加するように、前記電界効果トランジスタを前記回路構成体に組込むこと、
   を特徴とする回路構成体。
2. 前記電界効果トランジスタを、ソースフォロワにして入力段として前記回路構成体に組込むことを特徴とする、請求項１に記載の回路構成体。
3. 前記ＦＥＴの前記ゲート端子の容量と、アース端子に対する前記電極の容量と、構造的に条件付けた回路コンデンサとで形成した寄生コンデンサの効果を、センサ機能用コンデンサ装置Ｃ１として使用することを特徴とする、請求項２に記載の回路構成体。
4. 充電抵抗（Ｒ）を、前記コンデンサ装置Ｃ１及び前記ゲート端子の上流に配置することを特徴とする、請求項３に記載の回路構成体。
5. 前記マイクロコントローラが送出する矩形波電圧を、８０〜１２０ｋＨｚの周波数範囲とすることを特徴とする、請求項１乃至４の少なくとも１項に記載の回路構成体。
6. 前記コンデンサ装置を、時間間隔ｔ１に亘り所定の閾値ｕ_S1に達するまで充電し、前記矩形信号のサイクル時間Ｔの半分後に放電することを特徴とする、請求項１乃至５の少なくとも１項に記載の回路構成体。
7. 前記スイッチング時間を、
   ｔ１＝−ＲＣ１ ｌｎ（１−ｕ_S1／ｕ₀）と
   ｔ２＝−ＲＣ１ ｌｎ（ｕ_S2／ｕ₀）
   とを適用して調整することを特徴とする、請求項６に記載の回路構成体。
8. 前記接近を、時間差に基づいて検出することを特徴とする、請求項１乃至７の少なくとも１項に記載の回路構成体。
9. 前記充電抵抗を、前記矩形信号の半周期Ｔ／２毎に前記電界効果トランジスタの前記ゲート端子で略完全に充放電するようにしつつ、最大にするように決定することを特徴とする、請求項１乃至８の少なくとも１項に記載の回路構成体。
10. アース端子に接続する結合電極Ｅ_Gを設けることを特徴とする、請求項１乃至９の少なくとも１項に記載の回路構成体。
11. 前記結合電極Ｅ_Gを、Ｅ_SとＥ_Gとの間の結合容量の形で、Ｃ１への更なる寄与を提供することを特徴とする、請求項１０に記載の回路構成体。
12. シールド電極を、前記信号電極Ｅ_Sとアース端子に接続した電極Ｅ_Gとの間に設けることを特徴とする、請求項１１に記載の回路構成体。
13. 前記シールド電極を、ソースフォロワの前記出力に接続し、前記ゲート端子と略等しい電位とし、それによりＥ_SとＥ_Gの結合を減少させることを特徴とする、請求項１２に記載の回路構成体。
14. 前記ＦＥＴの前記ドレイン端子を、前記信号電極Ｅ_Sをより離れて接続する場合に、前記ケーブル容量を減少するために、同軸ケーブルの前記編組を利用することを特徴とする、請求項１乃至１３の少なくとも１項に記載の回路構成体。
15. 接近した場合での前記充放電処理に関する時間的推移を評価するために、組込んだシュミットトリガによって前記入力をスイッチできるＸＯＲゲート端子を使用することを特徴とする、請求項１乃至１４の少なくとも１項に記載の回路構成体。
16. 前記時間差は、前記ＸＯＲ出力に接続したローパスフィルタによって得た直流電圧で表せることを特徴とする、請求項１５に記載の回路構成体。
17. センサ電極が変化するために、前記環境の誘電特性に関して、接近に関連する出力信号を生成する回路構成体であって、前記回路構成体は、
    少なくとも部分的に観察領域と並置したセンサ電極と、
    交流電圧を出力するマイクロコントローラ（μＣ） と、
    前記マイクロコントローラ（μＣ）が出力した前記交流電圧のレベルを調整する分圧器と、
    インピーダンス変換器として動作する電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）と、を備え、
    前記回路を、充電時間に対する放電時間の割合の変化と関連する事象に基づいて、接近を検出するように構成することを特徴とする回路構成体。

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