JP2012204985A - Load drive device - Google Patents
Load drive device Download PDFInfo
- Publication number
- JP2012204985A JP2012204985A JP2011066221A JP2011066221A JP2012204985A JP 2012204985 A JP2012204985 A JP 2012204985A JP 2011066221 A JP2011066221 A JP 2011066221A JP 2011066221 A JP2011066221 A JP 2011066221A JP 2012204985 A JP2012204985 A JP 2012204985A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- voltage
- switching device
- clamp
- gate
- current
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims description 70
- 230000003321 amplification Effects 0.000 claims description 7
- 238000001816 cooling Methods 0.000 claims description 7
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 claims description 7
- 229920006395 saturated elastomer Polymers 0.000 claims description 5
- 239000003507 refrigerant Substances 0.000 claims description 3
- 239000002826 coolant Substances 0.000 claims 1
- 230000007613 environmental effect Effects 0.000 abstract description 7
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 12
- 238000000034 method Methods 0.000 description 11
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 8
- 230000015556 catabolic process Effects 0.000 description 5
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 description 5
- 230000006378 damage Effects 0.000 description 2
- 238000004519 manufacturing process Methods 0.000 description 2
- XLYOFNOQVPJJNP-UHFFFAOYSA-N water Substances O XLYOFNOQVPJJNP-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 2
- 238000013459 approach Methods 0.000 description 1
- 230000006870 function Effects 0.000 description 1
Images
Landscapes
- Electronic Switches (AREA)
Abstract
Description
本発明は、負荷への電力供給を制御するスイッチングデバイス(半導体スイッチング素子)を有し、このスイッチングデバイスを駆動することで負荷への電力供給を制御する負荷駆動装置に関するものである。 The present invention relates to a load driving device that has a switching device (semiconductor switching element) that controls power supply to a load and controls power supply to a load by driving the switching device.
従来より、IGBTやパワーMOSFETなどのスイッチングデバイスを用いて負荷の駆動を行う負荷駆動装置がある。この種の負荷駆動装置では、IGBTをオンする際に、IGBTを通じる負荷への電源供給ラインがどこかで短絡していると、過電流が流れてしまい、素子自身の急激な温度上昇によってIGBTが破壊されてしまう。このため、短絡検出が重要となる。 Conventionally, there is a load driving device that drives a load using a switching device such as an IGBT or a power MOSFET. In this type of load driving device, when the IGBT is turned on, if the power supply line to the load through the IGBT is short-circuited somewhere, an overcurrent flows, and the IGBT itself is heated due to a rapid temperature rise of the element itself. Will be destroyed. For this reason, short circuit detection becomes important.
一方、上記のような負荷駆動装置では、IGBTのコストダウンのために、IGBTのサイズ縮小が図られており、そのために構造的にIGBT素子の短絡耐量が下がる傾向にある。短絡耐量とは、短絡事故などでIGBTに過電流が流れ続けると素子自身に急激な温度上昇が起こって破壊に繋がるが、この過電流の流れ始めから破壊に至るまでの時間(またはエネルギー)のことを言い、短絡耐量の低下は破壊に至るまでに時間が短いことを意味している。この低い短絡耐量のために、短絡を検知した後保護する構成では短絡を検知してから保護するまでに時間が掛かってしまい、十分な保護が図れない可能性がある。 On the other hand, in the load driving device as described above, the size of the IGBT is reduced in order to reduce the cost of the IGBT. Therefore, the short-circuit tolerance of the IGBT element tends to be structurally lowered. The short-circuit withstand capability means that if an overcurrent continues to flow through the IGBT due to a short-circuit accident or the like, the temperature of the element itself will rise rapidly, leading to destruction. The time (or energy) from the beginning of this overcurrent flow to destruction In other words, a decrease in the short-circuit resistance means that the time until the breakdown is short. Due to this low short-circuit tolerance, it takes time from detection of a short circuit to protection after detection of a short circuit, and there is a possibility that sufficient protection cannot be achieved.
これを解決するために、IGBTをオンする際に、IGBTのゲート電圧をクランプ電圧にクランプし、短絡時に大電流が流れることによるIGBTの破壊を防止している。このときのクランプ電圧は、IGBTのミラー効果によるゲート電圧(以下、ミラー電圧という)よりも大きい必要があり、ミラー電圧のバラツキ(変動)の最大値を考慮した設計としなければならない。図11は、IGBTの動作を示したタイミングチャートである。図11(a)に示されるように、ミラー電圧はIGBTの環境変化等によって大きく変動し、その最大値よりも大きな電圧にクランプ電圧が設定される。そして、短絡検出回路による短絡判定によって正常であればクランプを解除してフルオン状態となる。一方、図11(b)に示されるように、短絡検出回路による短絡判定によって短絡していると判定されるとクランプを保持し、一定期間後にソフト遮断することで短絡によって大電流が流れないようにされる。 In order to solve this problem, when the IGBT is turned on, the gate voltage of the IGBT is clamped to a clamp voltage to prevent the IGBT from being destroyed due to a large current flowing during a short circuit. The clamp voltage at this time needs to be larger than the gate voltage (hereinafter referred to as mirror voltage) due to the mirror effect of the IGBT, and must be designed in consideration of the maximum value of fluctuation (variation) of the mirror voltage. FIG. 11 is a timing chart showing the operation of the IGBT. As shown in FIG. 11A, the mirror voltage largely fluctuates due to the environmental change of the IGBT, and the clamp voltage is set to a voltage larger than the maximum value. And if it is normal by the short circuit determination by a short circuit detection circuit, a clamp will be cancelled | released and it will be in a full-on state. On the other hand, as shown in FIG. 11 (b), when it is determined that the short circuit is detected by the short circuit detection circuit, the clamp is held, and a soft current is cut off after a certain period so that a large current does not flow due to the short circuit. To be.
IGBTのゲート電圧を切り替えて駆動する方法としては、例えば特許文献1に示すような二段階電圧駆動方式、つまりゲート電圧を切替える方式や、特許文献2に示すような定電流駆動回路と電圧駆動回路の切り替えを行う定電流切り替え方式がある。
As a method of driving by switching the gate voltage of the IGBT, for example, a two-stage voltage driving method as shown in
しかしながら、上記したように、クランプ電圧をミラー電圧のバラツキの最大値を考慮した設計としているため、クランプ電圧を大きな電圧に設定しなければならず、短絡時に電流を流してしまうため短絡耐量的に不利であるという問題がある。 However, as described above, the clamp voltage is designed in consideration of the maximum value of the variation in the mirror voltage. Therefore, the clamp voltage must be set to a large voltage, and a current is caused to flow at the time of a short circuit. There is a problem that it is disadvantageous.
本発明は上記点に鑑みて、短絡保護のためのクランプ電圧の設定に基づいて、十分な短絡耐量と損失を抑制することが可能な負荷駆動装置を提供することを目的とする。 An object of this invention is to provide the load drive device which can suppress sufficient short circuit tolerance and a loss based on the setting of the clamp voltage for short circuit protection in view of the said point.
上記目的を達成するため、請求項1に記載の発明では、スイッチングデバイス(1)のゲート電圧をフルオン状態の際のゲート電圧よりも低くかつミラー電圧よりも高いクランプ電圧にクランプするクランプ回路(3)を備えた負荷駆動装置において、スイッチングデバイス(1)の温度を検出する温度検出回路(4)と、クランプ電圧として、温度検出回路(4)で検出された温度に基づいてミラー電圧(Vmirror)の変動に応じた電圧を演算すると共に、この演算した電圧にクランプ回路(3)におけるクランプ電圧を制御する演算装置(5)と、を有していることを特徴としている。 In order to achieve the above object, according to the first aspect of the present invention, the clamp circuit (3) clamps the gate voltage of the switching device (1) to a clamp voltage lower than the gate voltage in the full-on state and higher than the mirror voltage. ) Including a temperature detection circuit (4) for detecting the temperature of the switching device (1), and a mirror voltage (Vmirror) based on the temperature detected by the temperature detection circuit (4) as a clamp voltage. And an arithmetic unit (5) for controlling the clamp voltage in the clamp circuit (3) to the calculated voltage.
このように、スイッチングデバイス(1)の温度を検出し、この温度に基づいてミラー電圧(Vmirror)のバラツキに応じたクランプ電圧を演算している。このため、クランプ電圧をその温度でのミラー電圧(Vmirror)に対応する値に低く抑えることが可能となり、ミラー電圧(Vmirror)のバラツキの最大値、つまりすべての環境変化等を含めた最大値を考慮してクランプ電圧を設計する場合と比較して、クランプ電圧を小さく抑えられる。したがって、クランプ時にスイッチングデバイス(1)を損失が大きくなることを抑制しつつ、短絡耐量を向上することが可能となる。 Thus, the temperature of the switching device (1) is detected, and the clamp voltage corresponding to the variation in the mirror voltage (Vmirror) is calculated based on this temperature. Therefore, the clamp voltage can be kept low to a value corresponding to the mirror voltage (Vmirror) at that temperature, and the maximum value of the variation of the mirror voltage (Vmirror), that is, the maximum value including all environmental changes, etc. Compared to designing the clamp voltage in consideration, the clamp voltage can be kept small. Therefore, it becomes possible to improve the short circuit tolerance while suppressing the loss of the switching device (1) from increasing during clamping.
例えば、請求項2に記載したように、温度検出回路(4)は、スイッチングデバイス(1)に内蔵された感温ダイオード(1a)の出力を温度情報としてスイッチングデバイス(1)の温度を検出することができる。また、請求項3に記載したように、スイッチングデバイス(1)の冷却を行う冷却器(6)が備えられている場合には、温度検出回路(4)は、冷却器(6)の冷媒温度を検出する温度センサ(6a)の検出信号を温度情報としてスイッチングデバイス(1)の温度を検出することもできる。
For example, as described in
請求項4に記載の発明では、スイッチングデバイス(1)のゲート電圧をフルオン状態の際のゲート電圧よりも低くかつミラー電圧よりも高いクランプ電圧にクランプするクランプ回路(3)を備えた負荷駆動装置において、負荷に流されるスイッチングデバイス(1)の出力電流を検出する電流検出回路(7)と、クランプ電圧として、電流検出回路(7)で検出されたスイッチングデバイス(1)の出力電流に基づいてミラー電圧(Vmirror)の変動に応じた電圧を演算すると共に、この演算した電圧にクランプ回路(3)におけるクランプ電圧を制御する演算装置(5)と、を有していることを特徴としている。 In a fourth aspect of the present invention, the load driving device includes a clamp circuit (3) that clamps the gate voltage of the switching device (1) to a clamp voltage lower than the gate voltage in the full-on state and higher than the mirror voltage. , Based on the output current of the switching device (1) detected by the current detection circuit (7) as the clamp voltage, and the current detection circuit (7) that detects the output current of the switching device (1) that flows through the load An arithmetic unit (5) for calculating a voltage according to a change in the mirror voltage (Vmirror) and controlling the clamp voltage in the clamp circuit (3) on the calculated voltage is provided.
このように、スイッチングデバイス(1)の出力電流を検出し、この出力電流に基づいてミラー電圧(Vmirror)のバラツキに応じたクランプ電圧を演算している。このため、クランプ電圧をその出力電流でのミラー電圧(Vmirror)に対応する値に低く抑えることが可能となり、ミラー電圧(Vmirror)のバラツキの最大値、つまりすべての環境変化等を含めた最大値を考慮してクランプ電圧を設計する場合と比較して、クランプ電圧を小さく抑えられる。したがって、クランプ時にスイッチングデバイス(1)を損失が大きくなることを抑制しつつ、短絡耐量を向上することが可能となる。 In this way, the output current of the switching device (1) is detected, and the clamp voltage corresponding to the variation in the mirror voltage (Vmirror) is calculated based on this output current. For this reason, it becomes possible to keep the clamp voltage low to a value corresponding to the mirror voltage (Vmirror) at the output current, and the maximum variation of the mirror voltage (Vmirror), that is, the maximum value including all environmental changes, etc. As compared with the case where the clamp voltage is designed in consideration of the above, the clamp voltage can be kept small. Therefore, it becomes possible to improve the short circuit tolerance while suppressing the loss of the switching device (1) from increasing during clamping.
例えば、請求項5に記載したように、電流検出回路(7)は、スイッチングデバイス(1)のセンス端子を通じて流れるセンス電流を電流情報としてスイッチングデバイス(1)の出力電流を検出することができる。また、請求項6に記載したように、出力電流に応じた出力を発生させる電流検出部(9)を備えれば、電流検出回路(7)は、電流検出部(9)の出力を電流情報としてスイッチングデバイス(1)の出力電流を検出することも可能である。
For example, as described in
請求項7に記載の発明では、スイッチングデバイス(1)のゲート電圧をフルオン状態の際のゲート電圧よりも低くかつミラー電圧よりも高いクランプ電圧にクランプするクランプ回路(3)を備えた負荷駆動装置において、負荷に流されるスイッチングデバイス(1)のゲート電圧を検出することでミラー電圧を検出するミラー電圧検出回路(10)と、クランプ電圧として、ミラー電圧検出回路(10)で検出されたミラー電圧(Vmirror)に基づいてミラー電圧(Vmirror)の変動に応じた電圧を演算すると共に、この演算した電圧にクランプ回路(3)におけるクランプ電圧を制御する演算装置(5)と、を有していることを特徴としている。 According to the seventh aspect of the present invention, the load driving device includes a clamp circuit (3) that clamps the gate voltage of the switching device (1) to a clamp voltage that is lower than the gate voltage in the full-on state and higher than the mirror voltage. , The mirror voltage detection circuit (10) for detecting the mirror voltage by detecting the gate voltage of the switching device (1) flowing in the load, and the mirror voltage detected by the mirror voltage detection circuit (10) as the clamp voltage An arithmetic unit (5) that calculates a voltage according to a change in the mirror voltage (Vmirror) based on (Vmirror) and controls the clamp voltage in the clamp circuit (3) to the calculated voltage. It is characterized by that.
このように、スイッチングデバイス(1)のミラー電圧(Vmirror)自体を検出し、このミラー電圧(Vmirror)のバラツキに応じたクランプ電圧を演算している。このため、クランプ電圧をそのミラー電圧(Vmirror)に対応する値に低く抑えることが可能となり、ミラー電圧(Vmirror)のバラツキの最大値、つまりすべての環境変化等を含めた最大値を考慮してクランプ電圧を設計する場合と比較して、クランプ電圧を小さく抑えられる。したがって、クランプ時にスイッチングデバイス(1)を損失が大きくなることを抑制しつつ、短絡耐量を向上することが可能となる。 Thus, the mirror voltage (Vmirror) itself of the switching device (1) is detected, and the clamp voltage corresponding to the variation of the mirror voltage (Vmirror) is calculated. For this reason, the clamp voltage can be kept low to a value corresponding to the mirror voltage (Vmirror), and the maximum value of the variation of the mirror voltage (Vmirror), that is, the maximum value including all environmental changes is taken into consideration. Compared to designing the clamp voltage, the clamp voltage can be kept small. Therefore, it becomes possible to improve the short circuit tolerance while suppressing the loss of the switching device (1) from increasing during clamping.
請求項8に記載の発明では、スイッチングデバイス(1)のゲート電圧をフルオン状態の際のゲート電圧よりも低くかつミラー電圧よりも高いクランプ電圧にクランプするクランプ回路(3)を備えた負荷駆動装置において、スイッチングデバイス(1)のゲートとコレクタ間を短絡させるスイッチ(12)と、スイッチングデバイス(1)を定電流駆動するための定電流を生成する定電流源(11)と、スイッチ(12)によってスイッチングデバイス(1)のゲートとコレクタ間を短絡させつつ、定電流減(11)が生成する定電流にてスイッチングデバイス(1)を定電流駆動し、その際のスイッチングデバイス(1)のゲートと第2電極との間の電圧を検出する電圧検出回路(13)と、クランプ電圧として、電圧検出回路(13)で検出されたゲートと第2電極との間の電圧に基づいて該ゲート閾値電圧(Vth)の変動と電流増幅度(gm)の変動の少なくとも一方を学習し、この学習結果に基づいてミラー電圧(Vmirror)の変動に応じた電圧を演算すると共に、この演算した電圧にクランプ回路(3)におけるクランプ電圧を制御する演算装置(5)と、を有していることを特徴としている。
In the invention according to
このように、ゲート閾値電圧(Vth)の変動と電流増幅度(gm)の変動の少なくとも一方を初期学習しておき、その学習結果に基づいてクランプ電圧を設定することもできる。このようにしても、請求項1と同様の効果を得ることができる。
In this manner, at least one of the fluctuation of the gate threshold voltage (Vth) and the fluctuation of the current amplification degree (gm) is initially learned, and the clamp voltage can be set based on the learning result. Even if it does in this way, the effect similar to
なお、上記各手段の括弧内の符号は、後述する実施形態に記載の具体的手段との対応関係を示すものである。 In addition, the code | symbol in the bracket | parenthesis of each said means shows the correspondence with the specific means as described in embodiment mentioned later.
以下、本発明の実施形態について図に基づいて説明する。なお、以下の各実施形態相互において、互いに同一もしくは均等である部分には、図中、同一符号を付してある。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings. In the following embodiments, the same or equivalent parts are denoted by the same reference numerals in the drawings.
(第1実施形態)
以下、本発明の第1実施形態について図を参照して説明する。図1は、本実施形態にかかる負荷駆動装置の回路構成を示した図である。この図を参照して、本実施形態の負荷駆動装置について説明する。
(First embodiment)
Hereinafter, a first embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings. FIG. 1 is a diagram illustrating a circuit configuration of the load driving device according to the present embodiment. With reference to this figure, the load drive apparatus of this embodiment is demonstrated.
図1に示す負荷駆動装置は、スイッチングデバイスとしてのIGBT1、ゲートドライブ回路2、クランプ回路3、温度検出回路4および演算装置5を有した構成とされており、図示しない負荷が接続されたIGBT1をオンすることにより負荷への電力供給を制御する。
The load driving device shown in FIG. 1 is configured to include an
IGBT1は、ゲートドライブ回路2によって駆動され、IGBT1のコレクタは電源側に接続されると共に、エミッタは所定の電位とされる基準点とされ、IGBT1のコレクタ側もしくはエミッタ側のいずれかに負荷が接続される。負荷は、電力供給のオンオフによって駆動される装置であればどのようなものであってもよく、例えば、IGBT1を複数個備えることでインバータを構成すれば、三相モータなどを負荷とすることもできる。その場合、三相それぞれの上アームもしくは下アームとして図1に示す負荷駆動装置を適用することができる。図1に示す負荷駆動装置が上アームとして適用されるものであれば、IGBT1のコレクタが電源に接続され、エミッタが三相モータに接続される。また、図1に示す負荷駆動装置が下アームとして適用されるものであれば、IGBT1のコレクタが三相モータに接続され、エミッタがGNDに接続される。
The
また、IGBT1が形成されたチップには、温度検出手段となる感温ダイオード(Di)1aが内蔵されており、感温ダイオード1aによりIGBT1の温度に対応する出力が発生させられるようにすることで、IGBT1の温度が検出できるようにされている。例えば、感温ダイオード1aは、複数個のダイオードが直列接続されることにより構成され、感温ダイオード1aと図示しない温度検出用抵抗との間の電位をIGBT1の温度に対応する出力電位として発生させる。このような構成により、ダイオードのVfの温度特性に基づいて出力電位が変化することから、この出力電位を温度情報としてIGBT1の温度を検出することが可能となっている。
The chip on which the
ゲートドライブ回路2は、IGBT1をオンすることにより負荷への電力供給を制御する。具体的には、ゲートドライブ回路2は、図示しないマイコンなどの制御手段からIGBT1を駆動するための制御信号であるIN信号を受け取り、このIN信号に基づいてIGBT1を制御することで負荷への電流供給を制御する。ゲートドライブ回路2は、二段階電圧駆動方式、つまりゲート電圧をクランプ電圧とそれよりも大きなフルオン状態にできる電圧に切替える方式と、定電流駆動回路によりゲートに供給される定電流自体を一定に保つ定電流方式のいずれであっても構わない。図2(a)、(b)は、それぞれ、二段階電圧駆動方式の場合と定電流方式の場合の回路構成例を示したゲートドライブ回路2の回路図である。
The
図2(a)に示すように、ゲートドライブ回路2が二段階電圧駆動方式とされる場合、スイッチ21aと抵抗22aが直列接続されたオン側回路と、スイッチ21bと抵抗22bとが直列接続されたオフ側回路とが備えられる。そして、マイコンからのIN信号に基づいてスイッチ21a、21bのオンオフが制御されることにより、IGBT1をオンさせる際には、オン側回路を介してゲート電圧VGをIGBT1のゲートに印加する。また、IGBT1をオフさせる際には、オフ側回路を介してIGBT1のゲートをGNDに接続する。
As shown in FIG. 2A, when the
また、図2(b)に示すように、ゲートドライブ回路2が定電流方式とされる場合、定電流源23と抵抗24を有するオン側回路と、スイッチ25と抵抗26とが直列接続されたオフ側回路とが備えられる。そして、IGBT1をオンさせる際には、オン側回路において、マイコンからのIN信号に基づいて定電流源23にて定電流が生成され、これがIGBT1のゲートに供給される。また、IGBT1をオフさせる際には、オフ側回路を介してIGBT1のゲートをGNDに接続する。
Further, as shown in FIG. 2B, when the
このように、ゲートドライブ回路2を二段階電圧駆動方式と定電流方式のいずれで構成しても構わない。なお、定電流方式とする場合において、図2(b)では、オフ側回路をスイッチ25および抵抗26にて構成する場合を例に挙げたが、オフ側回路をオン側回路と同様に、定電流源と抵抗との組み合わせによって構成しても良い。
As described above, the
クランプ回路3は、IGBT1をオフからオンに切り替える際に、一時的にIGBT1のゲート電圧をクランプ電圧にクランプするものである。本実施形態では、クランプ回路3は、ミラー電圧のバラツキに対応してクランプ電圧を変化させられる構成とされている。このクランプ回路3でクランプする際のクランプ電圧は、後述する演算装置5の制御電圧コントロールに基づいて制御される。
The
図3は、クランプ回路3の一例を示した回路図である。この図に示されるクランプ回路3は電流シンク能力のみを有したもので、オペアンプ31と基準電圧回路32およびMOSFET33により構成されている。この図に示すように、オペアンプ31の反転入力端子がIGBT1のゲートとMOSFETのドレインとの間に接続されると共に、オペアンプ31の非反転入力端子が基準電圧回路32に接続され、オペアンプ31の出力端子がMOSFET33のゲートに接続されている。
FIG. 3 is a circuit diagram showing an example of the
このような構成では、基準電圧回路32が生成する基準電圧Vrefが演算装置5の制御電圧コントロールによって調整されると、そのIGBT1のゲート電圧がその基準電圧Vrefに近づけられるようにオペアンプ31の出力端子の出力が調整され、MOSFET33が流す電流が制御される。具体的には、ゲート電圧が基準電圧Vrefよりも小さいときにはMOSFET33はオフ状態で、ゲート電圧が基準電圧Vrefに達するとオペアンプ31の出力に基づいてMOSFET33が動作し始め、基準電圧Vrefに応じたゲート電圧となるようにオペアンプ31の出力が調整される。したがって、基準電圧Vrefをクランプ電圧としてIGBT1のゲート電圧をクランプ電圧にクランプすることができる。
In such a configuration, when the reference voltage Vref generated by the
温度検出回路4は、感温ダイオード1aからの温度情報、例えば上述したような感温ダイオード1aと温度検出抵抗の間の出力電位に基づいてIGBT1の温度を検出し、その検出結果を演算装置5に伝える。
The
演算装置5は、クランプ回路3のクランプ電圧を調整するための制御電圧を演算し、制御電圧コントロールを行うことにより、温度検出回路4での検出結果に対応してクランプ電圧を調整する。すなわち、ミラー電圧は、IGBT1の温度に依存して変化することから、IGBT1の温度が分かれば、ミラー電圧のバラツキを推定することができ、このミラー電圧のバラツキに対応してクランプ電圧を調整する。具体的には、ミラー電圧は、次式に基づいて演算される。
The
(数1) Vmirror=Vth+√(Ic/gm)
なお、上記数式1において、Vmirrorはミラー電圧、VthはIGBT1のゲート閾値電圧、gmは電流増幅度、IcはIGBT1の出力電流を示している。
(Equation 1) Vmirror = Vth + √ (Ic / gm)
In
数式1のうちゲート閾値電圧Vthや電流増幅度gmは、温度に依存して変動することから、ミラー電圧Vmirrorも、温度に伴うゲート閾値電圧Vthや電流増幅度gmの変動に伴って変動する。したがって、検出されたIGBT1の温度に基づいて、ミラー電圧Vmirrorのバラツキを推定することができ、このミラー電圧Vmirrorのバラツキに応じたクランプ電圧を演算し、そのクランプ電圧となるように制御電圧コントロールを行えば、クランプ電圧をその温度でのミラー電圧Vmirrorに対応する値に低く抑えることが可能となる。
Since the gate threshold voltage Vth and the current amplification factor gm in
以上のような構成により、本実施形態にかかる短絡保護機能を有する負荷駆動装置が構成されている。 The load drive device which has the short circuit protection function concerning this embodiment is comprised by the above structures.
このような負荷駆動装置では、IGBT1を駆動する際にその都度クランプ電圧の演算を行う。すなわち、温度検出回路4が温度情報に基づいてIGBT1の温度を検出すると、演算装置5が検出された温度に基づいてミラー電圧Vmirrorのバラツキに応じたクランプ電圧を演算する。そして、演算装置5が演算したクランプ電圧となるように制御電圧コントロールを行うことで、クランプ回路3によるクランプ電圧をミラー電圧Vmirrorのバラツキに応じた低い電圧に抑えることができる。
In such a load driving device, the clamp voltage is calculated each time the
このように、IGBT1の温度を検出し、この温度に基づいてミラー電圧Vmirrorのバラツキに応じたクランプ電圧を演算している。このため、クランプ電圧をその温度でのミラー電圧Vmirrorに対応する値に低く抑えることが可能となり、クランプ電圧をミラー電圧Vmirrorのバラツキの最大値、つまりすべての環境変化等を含めた最大値を考慮して設計する場合と比較して、クランプ電圧を小さく抑えられる。したがって、クランプ時にIGBT1を損失が大きくなることを抑制しつつ、短絡耐量を向上することが可能となる。
As described above, the temperature of the
また、図1では図示していないが、実際には、IGBT1にはセンス端子が備えられており、センス端子を通じてIGBT1のメインセルに流れる電流を所定の比で減少させたセンス電流に基づいて、演算装置5では、電流が流れない状態となっている断線検出や過電流が流れている過電流検出も行っている。また、温度検出回路4の温度情報に基づいて、演算装置5では、IGBT1の温度が高温となっている過熱状態の検出も行っている。そして、断線や過電流もしくは過熱状態が検出されなければ、演算装置5が所定のタイミングでクランプ解除信号を出力し、クランプ回路3によるIGBT1のゲートのクランプを解除する。これにより、IGBT1のゲート電圧がフルオン状態となる大きさまで増加させられ、IGBT1が十分な非飽和状態で動作することで、負荷への電流供給が行われる。
Although not shown in FIG. 1, the
(第2実施形態)
本発明の第2実施形態について説明する。本実施形態は、第1実施形態に対してクランプ回路3の構成を変更したものであり、その他に関しては第1実施形態と同様であるため、第1実施形態と異なる部分についてのみ説明する。
(Second Embodiment)
A second embodiment of the present invention will be described. In the present embodiment, the configuration of the
図4は、本実施形態にかかるクランプ回路3の回路図である。この図に示されるクランプ回路3も電流シンク能力のみを有しており、順方向に接続したダイオード34と逆方向に接続したツェナーダイオード35、および、これらそれぞれに対して並列接続されたスイッチ36、37とを有した構成とされている。
FIG. 4 is a circuit diagram of the
このような構成では、演算装置5の制御電圧コントロールによるスイッチ36、37のオンオフにより、ダイオード34の順方向電圧Vfとツェナーダイオード35のツェナー降伏電圧との組み合わせによって規定されるクランプ電圧とすることができる。例えば、スイッチ36をオフ、スイッチ37をオンとすれば、ダイオード34の順方向電圧Vfによって規定されるクランプ電圧にできる。スイッチ36をオン、スイッチ37をオフとすれば、ツェナーダイオード35のツェナー降伏電圧によって規定されるクランプ電圧にできる。さらに、スイッチ36、37を共にオフとすれば、ダイオード34の順方向電圧Vfとツェナーダイオード35のツェナー降伏電圧の和によって規定されるクランプ電圧にできる。すなわち、スイッチ36、37の選択に応じてダイオード34の順方向電圧Vfやツェナーダイオード35のツェナー電圧に達するとダイオード34、ツェナーダイオード35が動作し、ゲート電圧をクランプすることができる。また、クランプしない時にはスイッチ36、37を共にオフすればよい。
In such a configuration, the clamp voltage defined by the combination of the forward voltage Vf of the
なお、図中では、ダイオード34やツェナーダイオード35を1つずつしか記載していないが、多段に接続された構造にしておき、複数段のダイオード34のVfの和や複数段のツェナーダイオード35のツェナー降伏電圧の和によってクランプ電圧が規定されるようにしても良い。
In the drawing, only one
このように、ダイオード34やツェナーダイオード35およびスイッチ36、37によってクランプ回路3を構成するようにしても良い。このような構成のクランプ回路3を用いても、第1実施形態と同様の効果を得ることができる。
As described above, the
(第3実施形態)
本発明の第3実施形態について説明する。本実施形態は、第1実施形態に対して温度検出の手法を変更したものであり、その他に関しては第1実施形態と同様であるため、第1実施形態と異なる部分についてのみ説明する。
(Third embodiment)
A third embodiment of the present invention will be described. In the present embodiment, the temperature detection method is changed with respect to the first embodiment, and the other aspects are the same as those in the first embodiment. Therefore, only different portions from the first embodiment will be described.
図5は、本実施形態にかかる負荷駆動装置の回路構成等を示した図である。図5に示すように、IGBT1のような発熱するスイッチングデバイスでは、冷却器6を備えることでIGBT1の放熱を行い、IGBT1が過熱状態になることを抑制する構造が採用される。この冷却器6に備えられる温度センサ6aの検出信号を温度情報として用いて、温度検出回路4によるIGBT1の温度検出を行うようにしても良い。このように、IGBT1の温度を冷却器6に備えられる温度センサ6aにて間接的に検出するようにしても良い。なお、冷却器6としては、水冷による冷却を行うものであれば温度センサ6aによって水温を検出すれば良く、空冷による冷却を行うものであれば温度センサ6aによって気温を検出すれば良い。つまり、冷却に用いられる冷媒の温度を温度センサ6aで検出すれば良い。
FIG. 5 is a diagram illustrating a circuit configuration and the like of the load driving device according to the present embodiment. As shown in FIG. 5, a switching device that generates heat, such as the
(第4実施形態)
本発明の第4実施形態について説明する。本実施形態では、第1実施形態のような温度検出に変えて、IGBT1の出力電流を検出することでミラー電圧Vmirrorのバラツキを演算するものであり、その他に関しては第1実施形態と同様であるため、第1実施形態と異なる部分についてのみ説明する。
(Fourth embodiment)
A fourth embodiment of the present invention will be described. In the present embodiment, the variation in the mirror voltage Vmirror is calculated by detecting the output current of the
図6は、本実施形態にかかる負荷駆動装置の回路構成を示した図である。IGBT1には負荷への電流供給を行うための出力電流を流すメインセルと、メインセルに流れる出力電流を所定の比で減少させたセンス電流を流すセンスセルとが備えられており、図6に示すように、センス端子から流されるセンス電流に基づいて電流検出を行う電流検出回路7を備えてある。具体的には、電流検出回路7はセンス端子とセンス端子に接続されたセンス抵抗8との間の電位を電流情報として入力することで、IGBT1のメインセルに流れる出力電流を検出している。
FIG. 6 is a diagram illustrating a circuit configuration of the load driving device according to the present embodiment. The
上記の数式1で示したように、ミラー電圧VmirrorはIGBT1の温度だけでなく、IGBT1の出力電流Icに依存している。このため、IGBT1の出力電流を検出することで、その出力電流でのミラー電圧Vmirrorのバラツキに応じたクランプ電圧を設定でき、クランプ電圧を低い電圧に抑えることが可能となる。したがって、IGBT1の出力電流を検出することによっても、第1実施形態に示す効果を得ることができる。
As shown in
(第5実施形態)
本発明の第5実施形態について説明する。本実施形態でも、第4実施形態のようにIGBT1の出力電流を検出することでミラー電圧Vmirrorのバラツキを演算する。
(Fifth embodiment)
A fifth embodiment of the present invention will be described. Also in this embodiment, the variation in the mirror voltage Vmirror is calculated by detecting the output current of the
図7は、本実施形態にかかる負荷駆動装置の回路構成を示した図である。この図に示すように、IGBT1の出力電流と対応する出力を電流情報として発生させる電流検出部9を備えるようにし、この電流検出部9の出力が温度情報として電流検出回路7に入力されるようにすることで、電流検出回路7にてIGBT1のメインセルに流れる出力電流を検出している。電流検出部9としては、例えば、IGBT1のエミッタもしくはコレクタに繋がる電流供給ラインに流れる出力電流が発生する磁界を電気信号に変換して出力するホール素子などを適用することができる。
FIG. 7 is a diagram illustrating a circuit configuration of the load driving device according to the present embodiment. As shown in this figure, a current detection unit 9 that generates an output corresponding to the output current of the
このように、IGBT1の出力電流を直接電流検出部9にて検出することもできる。このようにしても、上記した第4実施形態と同様、第1実施形態に示す効果を得ることができる。
In this way, the output current of the
(第6実施形態)
本発明の第6実施形態について説明する。本実施形態では、第1実施形態のような温度検出や第4実施形態のようなIGBT1の出力電流の検出に変えて、ミラー電圧Vmirrorそのものを検出することでミラー電圧Vmirrorのバラツキを演算するものであり、その他に関しては第1実施形態と同様であるため、第1実施形態と異なる部分についてのみ説明する。
(Sixth embodiment)
A sixth embodiment of the present invention will be described. In this embodiment, instead of the temperature detection as in the first embodiment and the detection of the output current of the
図8は、本実施形態にかかる負荷駆動装置の回路構成を示した図である。また、図9は、本実施形態の負荷駆動装置の動作を示したタイミングチャートである。 FIG. 8 is a diagram illustrating a circuit configuration of the load driving device according to the present embodiment. FIG. 9 is a timing chart showing the operation of the load driving device of the present embodiment.
図8に示すように、IGBT1のゲート電圧を検出するミラー電圧検出部10を備え、ゲート電圧がミラー電圧となっているときを直接検出している。例えば、ミラー電圧検出部10にて常時IGBT1のゲート電圧を検出しておき、ミラー電圧検出部10からゲート電圧に対応する値を演算装置5に伝え、演算装置5にてその値をホールドする。そして、演算装置5にて、図9の期間T1に示されるミラー電圧Vmirrorになると、その値をホールドしておいて、そのミラー電圧Vmirrorに応じたクランプ電圧を演算し、制御電圧コントロールによってクランプ電圧を調整する。
As shown in FIG. 8, the mirror
このように、ミラー電圧Vmirrorを直接検出することもできる。このようにしても、第1実施形態に示す効果を得ることができる。 Thus, the mirror voltage Vmirror can also be detected directly. Even if it does in this way, the effect shown in a 1st embodiment can be acquired.
なお、ここではミラー電圧Vmirrorを検出する場合を例に挙げたが、次のようにしてミラー電圧Vmirrorを検出しても良い。 Although the case where the mirror voltage Vmirror is detected has been described as an example here, the mirror voltage Vmirror may be detected as follows.
通常、スイッチング損失を低く抑えるために、ミラー電圧となる区間であるミラー区間は短い時間とされる。このため、IN信号が入って一定時間が経過してミラー区間になると想定されるタイミングで、ゲート電圧を検出し、そのときのゲート電圧をミラー電圧Vmirrorとして検出することができる。また、IGBT1のゲート容量に応じてゲート電圧の増加の仕方が決まっていることから、ゲート電圧が閾値を超えてから一定時間が経過したときにミラー電圧Vmirrorになると想定して、そのタイミングでゲート電圧を検出し、そのときのゲート電圧をミラー電圧Vmirrorとして検出するようにしても良い。
Usually, in order to keep switching loss low, a mirror section, which is a section that becomes a mirror voltage, is set to a short time. For this reason, it is possible to detect the gate voltage at a timing at which a certain time elapses after entering the IN signal and to enter the mirror section, and to detect the gate voltage at that time as the mirror voltage Vmirror. In addition, since the method of increasing the gate voltage is determined according to the gate capacitance of the
(第7実施形態)
本発明の第7実施形態について説明する。上記第1〜第6実施形態では、IGBT1の環境変化等に伴うミラー電圧Vmirrorのバラツキを検出したが、本実施形態では、IGBT1のゲート閾値電圧Vthを起動時に初期学習することで、IGBT1の製造バラツキに起因したゲート閾値電圧Vthのバラツキによるミラー電圧Vmirrorのバラツキを学習する。
(Seventh embodiment)
A seventh embodiment of the present invention will be described. In the first to sixth embodiments, the variation in the mirror voltage Vmirror caused by the environmental change of the
図10は、本実施形態にかかる負荷駆動装置の回路構成を示した図である。この図に示すように、IGBT1のゲートおよびコレクタに対して定電流を供給する定電流源11と、コレクタへの定電流の供給のオンオフを行うスイッチ12と、ゲート閾値電圧Vthを検出するための電圧検出回路13が備えられている。このような構成において、初期学習を行う際には、初期学習信号によってスイッチ12をオンさせてゲート−コレクタ間を短絡させると共に、初期学習信号によって定電流源11で定電流を生成させる。これにより、IGBT1を定電流駆動し、電圧検出回路13にてゲート−エミッタ間電圧もしくはコレクタ−エミッタ間電圧を検出することで、IGBT1のゲート閾値電圧Vthを検出することができる。
FIG. 10 is a diagram illustrating a circuit configuration of the load driving device according to the present embodiment. As shown in this figure, a constant
また、初期学習信号を演算装置5に入力することで演算装置5に初期学習時であることを認識させ、そのときに電圧検出回路13で検出されたゲート閾値電圧Vthから、ゲート閾値電圧Vthのバラツキを求め、それを学習(記憶)する。このゲート閾値電圧Vthのバラツキより、上記数式1に基づいてミラー電圧Vmirrorを演算すると共に、演算したミラー電圧Vmirrorに応じたクランプ電圧を演算する。このとき、ゲート閾値電圧Vthのバラツキに相当する値として、ミラー電圧Vmirrorのバラツキやクランプ電圧もしくは制御コントロールの制御量(図3に示す基準電圧回路32の基準電圧Vrefや図4に示すスイッチ36、37のオンオフ状態)を学習しても良い。そして、負荷への電流供給を行うためにIGBT1を駆動する際に、学習結果に基づいてクランプ電圧を設定する。
In addition, by inputting an initial learning signal to the
このように、ゲート閾値電圧Vthを初期学習しておき、その学習結果に基づいてクランプ電圧を設定することもできる。これにより、第1実施形態と同様の効果を得ることができる。また、ゲート閾値電圧Vthだけではなく、初期学習時に定電流値を変化させ、そのときのゲート・エミッタ間の電圧を測定し、電流増幅度gmを演算しても同様の効果を得ることができる。 In this way, the gate threshold voltage Vth is initially learned, and the clamp voltage can be set based on the learning result. Thereby, the effect similar to 1st Embodiment can be acquired. Further, not only the gate threshold voltage Vth but also the constant current value is changed during initial learning, the voltage between the gate and the emitter at that time is measured, and the current amplification degree gm is calculated, and the same effect can be obtained. .
なお、初期学習としては、IGBT1の駆動前に行うことを想定しているが、このような場合だけでなく、半導体装置のモジュール化の際、つまり半導体装置の製造段階において、一度ゲート閾値電圧Vthを学習しておき、それを演算装置5に備えたメモリ等に記憶しておくようにしても良い。
Note that the initial learning is assumed to be performed before the
(他の実施形態)
上記各実施形態では、スイッチングデバイスとしてIGBT1を例に挙げているが、IGBT1以外のもパワーMOSFETなどの半導体スイッチング素子であっても良い。その場合、上記第7実施形態のような学習を行う際には、ゲート−ソース間電圧を求めるようにすればよい。すなわち、スイッチングデバイスは、負荷への電流供給ラインの電源側に第1電極(コレクタ電極、ドレイン電極)が接続されると共に基準点側に第2電極(エミッタ電極、ソース電極)が接続され、ゲート電圧を制御することで電流供給ラインのオンオフを制御するが、これらのうちのゲートと第2電極との間の電圧を検出することで、上記の学習を行うことができる。
(Other embodiments)
In each of the above embodiments, the
また、ゲートドライブ回路2やクランプ回路3の回路例を示したが、同様の動作を行う回路であれば、他の回路構成であっても構わない。また、上記第7実施形態では、IGBT1のコレクタ側に定電流源11を配置するようにしたが、エミッタ側に定電流源11を配置するようにしても良い。
Further, although circuit examples of the
1 IGBT
1a 感温ダイオード
2 ゲートドライブ回路
3 クランプ回路
4 温度検出回路
5 演算装置
6 冷却器
6a 温度センサ
7 電流検出回路
8 センス抵抗
9 電流検出部
10 ミラー電圧検出部
11 定電流源
12 スイッチ
13 電圧検出回路
21a、21b スイッチ
22a、22b 抵抗
23 定電流源
24、26 抵抗
25 スイッチ
31 オペアンプ
32 基準電圧回路
33 MOSFET
34 ダイオード
35 ツェナーダイオード
36、37 スイッチ
1 IGBT
DESCRIPTION OF
34
Claims (8)
前記スイッチングデバイス(1)のゲート電圧を該スイッチングデバイス(1)が非飽和領域となるフルオン状態で作動させられるように制御することで、前記スイッチングデバイス(1)をオンさせ、前記負荷に対する電流供給を行うゲートドライブ回路(2)と、
前記スイッチングデバイス(1)のゲート電圧を前記フルオン状態の際のゲート電圧よりも低くかつミラー電圧よりも高いクランプ電圧にクランプするクランプ回路(3)と、
前記スイッチングデバイス(1)の温度を検出する温度検出回路(4)と、
前記クランプ電圧として、前記温度検出回路(4)で検出された温度に基づいてミラー電圧(Vmirror)の変動に応じた電圧を演算すると共に、この演算した電圧に前記クランプ回路(3)における前記クランプ電圧を制御する演算装置(5)と、を有していることを特徴とする負荷駆動装置。 A switching device (1) for controlling on / off of current supply to a load;
By controlling the gate voltage of the switching device (1) so that the switching device (1) is operated in a full-on state where the switching device (1) is in a non-saturated region, the switching device (1) is turned on and current supply to the load A gate drive circuit (2) for performing
A clamp circuit (3) for clamping the gate voltage of the switching device (1) to a clamp voltage lower than the gate voltage in the full-on state and higher than the mirror voltage;
A temperature detection circuit (4) for detecting the temperature of the switching device (1);
Based on the temperature detected by the temperature detection circuit (4), a voltage corresponding to a change in mirror voltage (Vmirror) is calculated as the clamp voltage, and the clamp voltage in the clamp circuit (3) is calculated to the calculated voltage. A load driving device comprising: an arithmetic device (5) for controlling a voltage.
前記温度検出回路(4)は、前記冷却器(6)の冷媒温度を検出する温度センサ(6a)の検出信号を温度情報として前記スイッチングデバイス(1)の温度を検出することを特徴とする請求項1に記載の負荷駆動装置。 A cooler (6) for cooling the switching device (1);
The said temperature detection circuit (4) detects the temperature of the said switching device (1) by using the detection signal of the temperature sensor (6a) which detects the refrigerant | coolant temperature of the said cooler (6) as temperature information. Item 2. The load driving device according to Item 1.
前記スイッチングデバイス(1)のゲート電圧を該スイッチングデバイス(1)が非飽和領域となるフルオン状態で作動させられるように制御することで、前記スイッチングデバイス(1)をオンさせ、前記負荷に対する電流供給を行うゲートドライブ回路(2)と、
前記スイッチングデバイス(1)のゲート電圧を前記フルオン状態の際のゲート電圧よりも低くかつミラー電圧よりも高いクランプ電圧にクランプするクランプ回路(3)と、
前記負荷に流される前記スイッチングデバイス(1)の出力電流を検出する電流検出回路(7)と、
前記クランプ電圧として、前記電流検出回路(7)で検出された前記スイッチングデバイス(1)の前記出力電流に基づいてミラー電圧(Vmirror)の変動に応じた電圧を演算すると共に、この演算した電圧に前記クランプ回路(3)における前記クランプ電圧を制御する演算装置(5)と、を有していることを特徴とする負荷駆動装置。 A switching device (1) for controlling on / off of current supply to a load;
By controlling the gate voltage of the switching device (1) so that the switching device (1) is operated in a full-on state where the switching device (1) is in a non-saturated region, the switching device (1) is turned on and current supply to the load A gate drive circuit (2) for performing
A clamp circuit (3) for clamping the gate voltage of the switching device (1) to a clamp voltage lower than the gate voltage in the full-on state and higher than the mirror voltage;
A current detection circuit (7) for detecting an output current of the switching device (1) flowing through the load;
Based on the output current of the switching device (1) detected by the current detection circuit (7), a voltage corresponding to a change in mirror voltage (Vmirror) is calculated as the clamp voltage. A load driving device comprising: an arithmetic device (5) for controlling the clamp voltage in the clamp circuit (3).
前記電流検出回路(7)は、前記電流検出部(9)の出力を電流情報として前記スイッチングデバイス(1)の前記出力電流を検出することを特徴とする請求項4に記載の負荷駆動装置。 A current detector (9) for generating an output corresponding to the output current;
The load driving device according to claim 4, wherein the current detection circuit (7) detects the output current of the switching device (1) using the output of the current detection unit (9) as current information.
前記スイッチングデバイス(1)のゲート電圧を該スイッチングデバイス(1)が非飽和領域となるフルオン状態で作動させられるように制御することで、前記スイッチングデバイス(1)をオンさせ、前記負荷に対する電流供給を行うゲートドライブ回路(2)と、
前記スイッチングデバイス(1)のゲート電圧を前記フルオン状態の際のゲート電圧よりも低くかつミラー電圧よりも高いクランプ電圧にクランプするクランプ回路(3)と、
前記負荷に流される前記スイッチングデバイス(1)のゲート電圧を検出することで前記ミラー電圧を検出するミラー電圧検出回路(10)と、
前記クランプ電圧として、前記ミラー電圧検出回路(10)で検出された前記ミラー電圧(Vmirror)に基づいてミラー電圧(Vmirror)の変動に応じた電圧を演算すると共に、この演算した電圧に前記クランプ回路(3)における前記クランプ電圧を制御する演算装置(5)と、を有していることを特徴とする負荷駆動装置。 A switching device (1) for controlling on / off of current supply to a load;
By controlling the gate voltage of the switching device (1) so that the switching device (1) is operated in a full-on state where the switching device (1) is in a non-saturated region, the switching device (1) is turned on and current supply to the load A gate drive circuit (2) for performing
A clamp circuit (3) for clamping the gate voltage of the switching device (1) to a clamp voltage lower than the gate voltage in the full-on state and higher than the mirror voltage;
A mirror voltage detection circuit (10) for detecting the mirror voltage by detecting a gate voltage of the switching device (1) flowing through the load;
Based on the mirror voltage (Vmirror) detected by the mirror voltage detection circuit (10), a voltage corresponding to a change in mirror voltage (Vmirror) is calculated as the clamp voltage, and the clamp circuit is added to the calculated voltage. And a calculation device (5) for controlling the clamp voltage in (3).
前記スイッチングデバイス(1)のゲート電圧を該スイッチングデバイス(1)が非飽和領域となるフルオン状態で作動させられるように制御することで、前記スイッチングデバイス(1)をオンさせ、前記負荷に対する電流供給を行うゲートドライブ回路(2)と、
前記スイッチングデバイス(1)のゲート電圧を前記フルオン状態の際のゲート電圧よりも低くかつミラー電圧よりも高いクランプ電圧にクランプするクランプ回路(3)と、
前記スイッチングデバイス(1)のゲートとコレクタ間を短絡させるスイッチ(12)と、
前記スイッチングデバイス(1)を定電流駆動するための定電流を生成する定電流源(11)と、
前記スイッチ(12)によって前記スイッチングデバイス(1)のゲートとコレクタ間を短絡させつつ、前記定電流減(11)が生成する前記定電流にて前記スイッチングデバイス(1)を定電流駆動し、その際の前記スイッチングデバイス(1)のゲートと第2電極との間の電圧を検出する電圧検出回路(13)と、
前記クランプ電圧として、前記電圧検出回路(13)で検出された前記ゲートと前記第2電極との間の電圧に基づいてゲート閾値電圧(Vth)の変動と電流増幅度(gm)の変動の少なくとも一方を学習し、この学習結果に基づいて前記ミラー電圧(Vmirror)の変動に応じた電圧を演算すると共に、この演算した電圧に前記クランプ回路(3)における前記クランプ電圧を制御する演算装置(5)と、を有していることを特徴とする負荷駆動装置。 A switching device having a first electrode connected to a power supply side of a current supply line for a load and a second electrode connected to a reference point side, and controlling on / off of the current supply line by controlling a gate voltage ( 1) and
By controlling the gate voltage of the switching device (1) so that the switching device (1) is operated in a full-on state where the switching device (1) is in a non-saturated region, the switching device (1) is turned on and current supply to the load A gate drive circuit (2) for performing
A clamp circuit (3) for clamping the gate voltage of the switching device (1) to a clamp voltage lower than the gate voltage in the full-on state and higher than the mirror voltage;
A switch (12) for short-circuiting between the gate and collector of the switching device (1);
A constant current source (11) for generating a constant current for driving the switching device (1) at a constant current;
The switching device (1) is driven at a constant current by the constant current generated by the constant current reduction (11) while the switch (12) is short-circuited between the gate and the collector of the switching device (1), A voltage detection circuit (13) for detecting a voltage between the gate and the second electrode of the switching device (1) at the time,
As the clamp voltage, based on the voltage between the gate and the second electrode detected by the voltage detection circuit (13), at least the fluctuation of the gate threshold voltage (Vth) and the fluctuation of the current amplification degree (gm) An arithmetic unit (5) that learns one of them, calculates a voltage according to the fluctuation of the mirror voltage (Vmirror) based on the learning result, and controls the clamp voltage in the clamp circuit (3) to the calculated voltage. And a load driving device characterized by comprising:
Priority Applications (4)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2011066221A JP5392287B2 (en) | 2011-03-24 | 2011-03-24 | Load drive device |
US13/426,949 US20120242376A1 (en) | 2011-03-24 | 2012-03-22 | Load drive apparatus and semiconductor switching device drive apparatus |
CN201210080800.XA CN102694531B (en) | 2011-03-24 | 2012-03-23 | Load drive apparatus and semiconductor switching device drive apparatus |
CN201510294357.XA CN104901663A (en) | 2011-03-24 | 2012-03-23 | Load drive apparatus and semiconductor switching device drive apparatus |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2011066221A JP5392287B2 (en) | 2011-03-24 | 2011-03-24 | Load drive device |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2012204985A true JP2012204985A (en) | 2012-10-22 |
JP5392287B2 JP5392287B2 (en) | 2014-01-22 |
Family
ID=47185506
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2011066221A Active JP5392287B2 (en) | 2011-03-24 | 2011-03-24 | Load drive device |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP5392287B2 (en) |
Cited By (9)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2012217087A (en) * | 2011-04-01 | 2012-11-08 | Denso Corp | Load drive device |
JP2012222498A (en) * | 2011-04-06 | 2012-11-12 | Denso Corp | Semiconductor switching element drive device |
JP2015082702A (en) * | 2013-10-21 | 2015-04-27 | トヨタ自動車株式会社 | Drive control device for semiconductor device |
JP2016111785A (en) * | 2014-12-04 | 2016-06-20 | 株式会社デンソー | Drive unit for power conversion circuit |
JP2018011250A (en) * | 2016-07-15 | 2018-01-18 | 富士電機株式会社 | Semiconductor device |
CN109936281A (en) * | 2017-12-18 | 2019-06-25 | 富士电机株式会社 | Power-converting device |
JPWO2018158807A1 (en) * | 2017-02-28 | 2019-06-27 | 三菱電機株式会社 | Semiconductor device and power conversion system |
KR20210065761A (en) * | 2019-11-27 | 2021-06-04 | 현대모비스 주식회사 | Apparatus for detecting short circuit of power semiconductor device and power semiconductor system |
CN117833621A (en) * | 2023-12-13 | 2024-04-05 | 芯洲科技(北京)股份有限公司 | High-side driving circuit |
Citations (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2002300017A (en) * | 2001-04-03 | 2002-10-11 | Mitsubishi Electric Corp | Semiconductor device |
JP2009278704A (en) * | 2008-05-12 | 2009-11-26 | Fuji Electric Systems Co Ltd | Gate drive of voltage-driven semiconductor device |
JP2010246251A (en) * | 2009-04-06 | 2010-10-28 | Denso Corp | Drive circuit of power conversion circuit |
-
2011
- 2011-03-24 JP JP2011066221A patent/JP5392287B2/en active Active
Patent Citations (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2002300017A (en) * | 2001-04-03 | 2002-10-11 | Mitsubishi Electric Corp | Semiconductor device |
JP2009278704A (en) * | 2008-05-12 | 2009-11-26 | Fuji Electric Systems Co Ltd | Gate drive of voltage-driven semiconductor device |
JP2010246251A (en) * | 2009-04-06 | 2010-10-28 | Denso Corp | Drive circuit of power conversion circuit |
Cited By (11)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2012217087A (en) * | 2011-04-01 | 2012-11-08 | Denso Corp | Load drive device |
JP2012222498A (en) * | 2011-04-06 | 2012-11-12 | Denso Corp | Semiconductor switching element drive device |
JP2015082702A (en) * | 2013-10-21 | 2015-04-27 | トヨタ自動車株式会社 | Drive control device for semiconductor device |
JP2016111785A (en) * | 2014-12-04 | 2016-06-20 | 株式会社デンソー | Drive unit for power conversion circuit |
JP2018011250A (en) * | 2016-07-15 | 2018-01-18 | 富士電機株式会社 | Semiconductor device |
JPWO2018158807A1 (en) * | 2017-02-28 | 2019-06-27 | 三菱電機株式会社 | Semiconductor device and power conversion system |
CN109936281A (en) * | 2017-12-18 | 2019-06-25 | 富士电机株式会社 | Power-converting device |
CN109936281B (en) * | 2017-12-18 | 2023-11-03 | 富士电机株式会社 | power conversion device |
KR20210065761A (en) * | 2019-11-27 | 2021-06-04 | 현대모비스 주식회사 | Apparatus for detecting short circuit of power semiconductor device and power semiconductor system |
KR102377401B1 (en) | 2019-11-27 | 2022-03-22 | 현대모비스 주식회사 | Apparatus for detecting short circuit of power semiconductor device and power semiconductor system |
CN117833621A (en) * | 2023-12-13 | 2024-04-05 | 芯洲科技(北京)股份有限公司 | High-side driving circuit |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JP5392287B2 (en) | 2014-01-22 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
JP5392287B2 (en) | Load drive device | |
JP6170119B2 (en) | System and method for driving a power switch | |
US20120242376A1 (en) | Load drive apparatus and semiconductor switching device drive apparatus | |
JP6498473B2 (en) | Switch drive circuit | |
US20180088615A1 (en) | Voltage generating circuit and overcurrent detecting circuit | |
JP5392291B2 (en) | Semiconductor switching element driving device | |
JP2009225506A (en) | Power converter | |
JP5831528B2 (en) | Semiconductor device | |
WO2011074403A1 (en) | Apparatus and method for protecting power semiconductor switch element | |
JP5974548B2 (en) | Semiconductor device | |
JP5800006B2 (en) | Semiconductor device | |
US9720029B2 (en) | Semiconductor device including a sense element and a main element, and current detector circuit using the semiconductor device | |
JP2017152923A (en) | Load drive device | |
JP5831527B2 (en) | Semiconductor device | |
JP5252055B2 (en) | Load drive device | |
JP4263685B2 (en) | Protection circuit | |
JP6414440B2 (en) | Driving device for switching element | |
JP5585514B2 (en) | Load drive device | |
JP6497081B2 (en) | Braking resistance control device and braking resistance control method | |
JP6724453B2 (en) | Semiconductor control circuit | |
JP2008301617A (en) | Protective device for power converter | |
JP2011041349A (en) | Controller of load circuit | |
JP5585520B2 (en) | Load drive device | |
JP2015220932A (en) | Semiconductor device | |
JP5392239B2 (en) | Load drive device |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20130220 |
|
A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20130627 |
|
A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20130702 |
|
A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20130816 |
|
A521 | Request for written amendment filed |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20130829 |
|
TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20130917 |
|
A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20130930 |
|
R151 | Written notification of patent or utility model registration |
Ref document number: 5392287 Country of ref document: JP Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R151 |
|
R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |